JP6089282B2

JP6089282B2 - 電力変換装置

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Application number: JP2014084305A
Authority: JP
Inventors: 悟田舎片; 博文松尾
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
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Filing date: 2014-04-16
Publication date: 2017-03-08
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Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

大電力を使用するエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の交流機器は商用電源（交流電源）で駆動し、パーソナルコンピュータ、液晶テレビ、電話、ファクシミリ等の直流機器は直流電源で動作しており、住宅、店舗において、交流電力を供給する交流配電システムと直流電力を供給する直流配電システムとの共存を図る技術が提案されている。

一般に直流配電システムが用いる直流電源としては、特許文献１に示されるように交流電源を直流電源に変換するＡＣ−ＤＣコンバータが用いられており、ＡＣ−ＤＣコンバータが出力する直流電力が直流電路を介して直流機器に供給される。さらに、直流の余剰電力を二次電池に蓄積して、蓄積した電力を直流電路に供給することも可能である。例えば、太陽電池等で構成される分散電源を直流電源に用いた場合、太陽電池は、昼間の太陽光を利用できるが、夜間や悪天候時は使用できない。そこで、昼間の太陽光による電力を二次電池に蓄積し、夜間には二次電池の直流電力を必要に応じて直流電路に供給している。

特開２００９−２７８７７号公報

従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、力率改善のために昇圧動作を行っており、昇圧のためのインダクタが回路内に必要となる。さらに、ノイズ対策のためにＡＣ−ＤＣコンバータの入力段にフィルタを設けて、交流電源はこのフィルタを介して入力されていた。

また、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力をＤＣ３００Ｖ程度の直流電圧とした場合、直流機器で使用するために例えばＤＣ４８Ｖ等の低電圧に降圧する必要があるので、ＡＣ−ＤＣコンバータとは別体に降圧用のＤＣ−ＤＣコンバータを設けており、このＤＣ−ＤＣコンバータの入力段にもノイズ対策のためにフィルタを設ける必要があった。

したがって、昇圧のためのインダクタやノイズ対策のためのフィルタによって、ＡＣ−ＤＣコンバータが大型化し、さらには降圧用のＤＣ−ＤＣコンバータを設けた場合にはノイズ対策のためのフィルタがさらに必要となっていた。また、別体のＡＣ−ＤＣコンバータと降圧用のＤＣ−ＤＣコンバータとを用いる場合、コスト、サイズ、両コンバータ間での変換ロスによって、ユーザの負担が大きいものとなっていた。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電圧を第１の直流電圧に変換する昇圧機能と、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する降圧機能とを具備しながら、小型化、低コスト化を図った電力変換装置を提供することにある。

請求項１の発明は、交流電源からの交流電圧を第１の直流電圧に変換する整流手段を具備して、前記整流手段を構成するスイッチング素子をオン・オフすることによって、交流電圧を第１の直流電圧に変換して出力する第１の動作と、第１の直流電圧を交流電圧に逆変換して出力する第２の動作とを切り換え可能に構成されたＡＣ−ＤＣ変換部と、第１の直流電圧を第２の直流電圧に降圧する直流変換手段を具備して、前記直流変換手段を構成するスイッチング素子をオン・オフすることによって、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力する第３の動作と、第２の直流電圧を第１の直流電圧に逆変換して出力する第４の動作とを切り換え可能に構成されたＤＣ−ＤＣ変換部と、前記交流電源と前記ＡＣ−ＤＣ変換部との間に介挿されたインダクタを含むフィルタ部とを備え、前記ＡＣ−ＤＣ変換部と前記ＤＣ−ＤＣ変換部とを同一の筐体に一体に設けて、前記ＡＣ−ＤＣ変換部は、前記整流手段を構成するスイッチング素子をオン・オフして前記フィルタ部のインダクタにおけるエネルギーを蓄積・放出して昇圧動作を行うことで、交流電圧を第１の直流電圧に変換し、前記ＤＣ−ＤＣ変換部は、互いに磁気結合する一対のコイルを具備したトランスを第１の直流電圧側と第２の直流電圧側との間に備えて、前記一対のコイルのうち一方のコイルには、コンデンサとインダクタとの直列回路が直列接続しており、前記ＡＣ−ＤＣ変換部は、前記第２の動作を行うとき、第１の直流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に逆変換して出力し、前記フィルタ部内のインダクタより前記ＡＣ−ＤＣ変換部側から導出した電路を介して交流機器が接続され、前記ＡＣ−ＤＣ変換部のスイッチング素子は、双方向スイッチであることを特徴とする。

この発明によれば、交流電圧を第１の直流電圧に変換する昇圧機能と、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する降圧機能とを具備しながら、フィルタ部のインダクタを昇圧用のインダクタに共用することによって、小型化、低コスト化を図ることができる。また、直流配電システムから交流配電システムへの逆変換のための構成を別途設ける必要がなく、ＡＣ−ＤＣ変換手段とＤＣ−ＡＣ変換手段とを兼用することによって、構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。また、ＡＣ−ＤＣ変換部とＤＣ−ＤＣ変換部とを一体に構成したので、フィルタ部、スイッチング制御部、保護回路等の各部を兼用でき、電力変換装置の小型化および低コスト化、スイッチング素子の駆動制御回路の簡略化を図ることができる。さらに、ＡＣ−ＤＣ変換部とＤＣ−ＤＣ変換部との間の変換ロスも低減される。また、逆変換させる交流電力の周波数を高くするので、フィルタ部のインダクタのインピーダンスが増大し、逆変換された電力が交流電源側へ流れ難くなり、フィルタ部内のインダクタよりＡＣ−ＤＣ変換部側から導出した電路に接続された交流機器へ、逆変換された交流電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。さらに、整流時の損失が低減され、効率向上を図ることができる。

以上説明したように、本発明では、交流電圧を第１の直流電圧に変換する昇圧機能と、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する降圧機能とを具備しながら、小型化、低コスト化を図ることができるという効果がある。また、直流配電システムから交流配電システムへの逆変換のための構成を別途設ける必要がなく、ＡＣ−ＤＣ変換手段とＤＣ−ＡＣ変換手段とを兼用することによって、構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。また、ＡＣ−ＤＣ変換部とＤＣ−ＤＣ変換部とを一体に構成したので、フィルタ部、スイッチング制御部、保護回路等の各部を兼用でき、電力変換装置の小型化および低コスト化、スイッチング素子の駆動制御回路の簡略化を図ることができる。さらに、ＡＣ−ＤＣ変換部とＤＣ−ＤＣ変換部との間の変換ロスも低減される。また、逆変換させる交流電力の周波数を高くするので、フィルタ部のインダクタのインピーダンスが増大し、逆変換された電力が交流電源側へ流れ難くなり、フィルタ部内のインダクタよりＡＣ−ＤＣ変換部側から導出した電路に接続された交流機器へ、逆変換された交流電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

実施形態１の電力変換装置の構成を示す図である。実施形態２の電力変換装置の構成を示す図である。実施形態３のフィルタ部の構成を示す図である。実施形態４のフィルタ部の構成を示す図である。（ａ）〜（ｄ）実施形態５の逆変換される交流電圧のフィルタ通過前後の各波形を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１は、本実施形態の電力変換装置（双方向ＡＣ−ＤＣコンバータ）の構成を示しており、交流電源（商用電源）ＡＣが接続されるフィルタ部１と、フィルタ部１を介して交流電源ＡＣに接続して、交流電源ＡＣの交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖ１（第１の直流電圧）に変換するＡＣ−ＤＣ変換部２と、ＡＣ−ＤＣ変換部２の出力端間に接続された平滑用のコンデンサＣａと、ＡＣ−ＤＣ変換部２が出力する直流電圧Ｖ１を直流電圧Ｖ２（第２の直流電圧）に降圧するＤＣ−ＤＣ変換部３と、ＡＣ−ＤＣ変換部２およびＤＣ−ＤＣ変換部３のスイッチング制御を行うスイッチング制御部４とで構成され、フィルタ部１、ＡＣ−ＤＣ変換部２、ＤＣ−ＤＣ変換部３、スイッチング制御部４、コンデンサＣａは同一の筐体内で一体（例えば、同一基板上、同一ブロック内）に形成されている。

交流電源ＡＣは、単相３線１００Ｖ／２００Ｖ、５０／６０Ｈｚの商用電源であり、住宅に配設された一対の交流電路Ｗａｃを介して、エアコン、冷蔵庫、洗濯機等の交流機器へ交流電力を供給している。

フィルタ部１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２の交流側に設けられており、交流電路Ｗａｃ間に接続されたコンデンサＣ１と、交流電路Ｗａｃに直列接続したインダクタＬ１１，Ｌ１２とで構成され、交流電路Ｗａｃはフィルタ部１を通ってＡＣ−ＤＣ変換部２に接続している。

ＡＣ−ＤＣ変換部２は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と直列接続したスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４との並列回路を備えて、スイッチング制御部４がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を個別にオン・オフ駆動し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続中点、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続中点には、フィルタ部１を介して交流電路Ｗａｃが接続している。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成されており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはボディダイオードＤ１〜Ｄ４（以降、ダイオードＤ１〜Ｄ４と称す）が逆並列して構成される。

次に、ＡＣ−ＤＣ変換部２のＡＣ−ＤＣ変換機能について説明する。ＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流電圧Ｖａｃ（ＡＣ１００Ｖ／２００Ｖ）を整流・昇圧して、コンデンサＣａの両端に直流電圧Ｖ１（ＤＣ３００Ｖ）を生成しており、昇圧用のインダクタとしてフィルタ部１のインダクタＬ１１，Ｌ１２を用いる。ここで、ダイオードＤ１〜Ｄ４でフルブリッジ型の整流回路を構成しており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４およびダイオードＤ１，Ｄ３およびインダクタＬ１１，Ｌ１２で昇圧型のチョッパ回路を構成している。

まず、交流電圧Ｖａｃが正電圧のとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフ状態であれば、交流電源ＡＣ → インダクタＬ１１ → ダイオードＤ３ → コンデンサＣａ → ダイオードＤ２ → インダクタＬ１２ → 交流電源ＡＣの経路で電流が流れるが、スイッチング制御部４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３をオフ状態に維持して、スイッチング素子Ｑ４のオン・オフを繰り返し行う。スイッチング素子Ｑ４のオン時には、交流電源ＡＣ → インダクタＬ１１ → スイッチング素子Ｑ４ → ダイオードＤ２ → インダクタＬ１２ → 交流電源ＡＣの経路でインダクタＬ１１，Ｌ１２に電流が流れて、インダクタＬ１１，Ｌ１２にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ４がオフすると、インダクタＬ１１，Ｌ１２に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ３を介して放出されて、コンデンサＣａを充電する。而して、交流電圧Ｖａｃが正電圧のときにスイッチング素子Ｑ４のオン・オフを繰り返し行うことで、コンデンサＣａの両端電圧は、交流電圧ＶａｃをダイオードＤ１〜Ｄ４で全波整流した整流電圧よりも昇圧された電圧となる。

次に、交流電圧Ｖａｃが負電圧のとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフ状態であれば、交流電源ＡＣ → インダクタＬ１２ → ダイオードＤ１ → コンデンサＣａ → ダイオードＤ４ → インダクタＬ１１ → 交流電源ＡＣの経路で電流が流れるが、スイッチング制御部４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフ状態に維持して、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフを繰り返し行う。スイッチング素子Ｑ２のオン時には、交流電源ＡＣ → インダクタＬ１２ → スイッチング素子Ｑ２ → ダイオードＤ４ → インダクタＬ１１ → 交流電源ＡＣの経路でインダクタＬ１１，Ｌ１２に電流が流れて、インダクタＬ１１，Ｌ１２にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ１１，Ｌ１２に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１を介して放出されて、コンデンサＣａを充電する。而して、交流電圧Ｖａｃが負電圧のときにスイッチング素子Ｑ２のオン・オフを繰り返し行うことで、コンデンサＣａの両端に発生する直流電圧Ｖ１は、交流電圧ＶａｃをダイオードＤ１〜Ｄ４で全波整流した整流電圧よりも昇圧された値となる。

而して、スイッチング制御部４は、コンデンサＣａの両端電圧をフィードバックして、直流電圧Ｖ１＝ＤＣ３００Ｖとなるように上記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ駆動を制御する。なお、図１において、コンデンサＣａの両端電圧のフィードバック経路は省略する。

このように、ＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖ１に変換する昇圧機能を有するとともに、昇圧動作によって力率改善回路（ＰＦＣ）としても機能している（第１の動作）。そして、フィルタ部１のインダクタＬ１１，Ｌ１２を昇圧用のインダクタに共用することによって、小型化、低コスト化を図ることができる。

次に、ＤＣ−ＤＣ変換部３は、直列接続したスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と直列接続したスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８との並列回路がコンデンサＣａの両端間に接続され、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続中点とスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続中点との間には、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｓとインダクタＬｓとの直列回路が接続されている。さらに、直列接続したスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０と直列接続したスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２との並列回路が平滑用のコンデンサＣｂの両端間に接続され、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の接続中点とスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続中点との間には、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２が接続されている。そしてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２は、スイッチング制御部４によって個別にオン・オフ駆動される。また、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２はＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成されており、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２にはボディダイオードＤ５〜Ｄ１２（以降、ダイオードＤ５〜Ｄ１２と称す）が逆並列して構成される。

そして、コンデンサＣｓとインダクタＬｓは直列共振回路を構成しており、スイッチング制御部４が、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８とスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７とを交互にオン・オフすることによって、一次巻線Ｎ１に交番電圧を発生させ、二次巻線Ｎ２に交番電圧を誘起する。スイッチング制御部４はスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２をオフ状態に維持し、二次巻線Ｎ２に誘起した交番電圧は、ダイオードＤ９〜Ｄ１２によって全波整流され、コンデンサＣｂの両端間に直流電圧Ｖ２を発生させ、直流電路Ｗｄｃに出力する（第２の動作）。スイッチング制御部４は、コンデンサＣｂの両端電圧をフィードバックして、直流電圧Ｖ２＝ＤＣ４８Ｖとなるようにスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のオン・オフ駆動を制御する。このように、ＤＣ−ＤＣ変換部３は、直流電圧Ｖ１（ＤＣ３００Ｖ）を直流電圧Ｖ２（ＤＣ４８Ｖ）に降圧して、住宅の直流電路Ｖｄｃに供給する。直流電路Ｖｄｃには、パーソナルコンピュータ、液晶テレビ、電話、ファクシミリ等の直流機器がコンセントプラグ、ソケット、コネクタ等を介して接続しており、直流機器は直流電圧Ｖ２で動作する。なお、図１において、コンデンサＣｂの両端電圧のフィードバック経路は省略する。

本実施形態では、ＡＣ−ＤＣ変換部２とＤＣ−ＤＣ変換部３とを一体に構成したので、ＡＣ−ＤＣ変換部２の前段に設けた１つのフィルタ部１を、ＡＣ−ＤＣ変換部２とＤＣ−ＤＣ変換部３の両方のノイズ対策に兼用することができる。また、ＡＣ−ＤＣ変換部２が具備するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動制御と、ＤＣ−ＤＣ変換部３が具備するスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２の駆動制御も、１つのスイッチング制御部４で兼用できる。さらには、図示しない過電圧保護回路や出力段に設けるフィルタ部もＡＣ−ＤＣ変換部２とＤＣ−ＤＣ変換部３とで兼用できる。このように、ＡＣ−ＤＣ変換部２とＤＣ−ＤＣ変換部３とを一体に構成したことで、フィルタ部、スイッチング制御部、保護回路等の各部を兼用でき、電力変換装置の小型化および低コスト化、スイッチング素子の駆動制御回路の簡略化を図ることができる。

次に、直流電路Ｗｄｃには、太陽電池等で構成される図示しない分散電源からも直流電圧Ｖ２が供給されており、余剰電力は二次電池Ｅ１に蓄積される。二次電池Ｅ１の充放電は充放電制御回路５によって制御されており、二次電池Ｅ１に蓄積された電力は必要に応じて直流電路Ｖｄｃに放出される。そして、ＡＣ−ＤＣ変換部２およびＤＣ−ＤＣ変換部３は双方向に電力変換可能に構成されており、ＤＣ−ＤＣ変換部３が、直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１に逆変換し、ＡＣ−ＤＣ変換部２が直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖａｃに逆変換することによって、住宅の直流配電システムで発生した直流の余剰電力を、住宅の交流配電システム側へ供給することができ、さらには系統連系装置１００を介して交流電源ＡＣ側へも逆潮流させることができる。系統連系装置１００は、商用電源ＡＣと交流電路Ｗａｃとの間に挿入されて、電力変換装置（ＡＣ−Ｄ変換部２）と商用電源ＡＣとの系統連系と系統分離との切換を行なうもので、商用電源ＡＣの周波数変動や電圧変動、或いは停電等を検出して、電力変換装置と商用電源ＡＣとを解列する系統連系保護機能を有している。

以下、この逆変換時の動作について説明する。まず、スイッチング制御部４は、ＤＣ−ＤＣ変換部３においてスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１とを交互にオン・オフすることによって、二次巻線Ｎ２に交番電圧を発生させ、一次巻線Ｎ１に交番電圧を誘起する。スイッチング制御部４はスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオフ状態に維持し、一次巻線Ｎ１に誘起した交番電圧は、ダイオードＤ５〜Ｄ８によって全波整流され、コンデンサＣａの両端間に直流電圧Ｖ１を発生させる。スイッチング制御部４は、コンデンサＣａの両端電圧をフィードバックして、直流電圧Ｖ１＝ＤＣ３００Ｖとなるようにスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のオン・オフ駆動を制御する。このように、ＤＣ−ＤＣ変換部３は、直流電圧Ｖ２（ＤＣ４８Ｖ）を直流電圧Ｖ１（ＤＣ３００Ｖ）に昇圧する（第３の動作）。なお、図１において、コンデンサＣａの両端電圧のフィードバック経路は省略する。

次に、スイッチング制御部４は、ＡＣ−ＤＣ変換部２において、交流側の出力電圧をフィードバックして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオン・オフすることによって、直流電圧Ｖ１を１００Ｖ／２００Ｖ、５０／６０Ｈｚの交流電圧Ｖａｃに逆変換し、交流電路Ｗａｃに交流電力を供給する（第４の動作）。なお、図１において、交流電圧のフィードバック経路は省略する。

このように、ＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流電圧Ｖａｃ−直流電圧Ｖ１を双方向に電力変換でき、ＤＣ−ＤＣ変換部３は、直流電圧Ｖ１−直流電圧Ｖ２を双方向に電力変換できるので、直流配電システムから交流配電システムへの逆変換のための構成を別途設ける必要がなく、ＡＣ−ＤＣ変換手段（ＡＣ１００Ｖ／２００Ｖ → ＤＣ４８Ｖ）とＤＣ−ＡＣ変換手段（ＤＣ４８Ｖ → ＡＣ１００Ｖ／２００Ｖ）を兼用することによって、構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

なお、直流電圧Ｖ２はＤＣ４８Ｖを例示したが、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ１２Ｖ等の他の電圧であってもよい。

（実施形態２）
本実施形態では、実施形態１のＡＣ−ＤＣ変換部２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４を双方向スイッチで構成したものであり、その構成を図２に示す。なお、他の構成は実施形態１と同様であり、説明は省略する。

双方向スイッチは、双方向に電流を通電可能なスイッチであり、制御入力によってオン・オフされる。この双方向スイッチは、例えば一対のＩＧＢＴを逆接続したものであり、スイッチング制御部４によって各ＩＧＢＴが通電方向毎に個別にオン・オフ駆動される。さらに、逆耐圧特性を有するので、逆耐圧防止用のダイオードの並列接続は不要となり、構成の簡略化、低コスト化が可能となる。また、実施形態１のようにＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを使用しないので、整流時の損失発生が低減されて高効率化が可能となる。なお、本実施形態では、双方向スイッチＱ１〜Ｑ４と称す。

まず、ＡＣ−ＤＣ変換部２が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖ１に変換する動作について説明する。交流電圧Ｖａｃが正電圧のとき、スイッチング制御部４は、双方向スイッチＱ２，Ｑ３［Ｘ１方向：オフ状態、Ｘ２方向：オン状態］、双方向スイッチＱ１［Ｘ１，Ｘ２方向ともにオフ状態］に維持して、双方向スイッチＱ４［Ｘ１方向：オン・オフを繰り返す、Ｘ２方向：オフ状態］に駆動制御する。そして、双方向スイッチＱ４のＸ１方向のオン時には、交流電源ＡＣ → インダクタＬ１１ → 双方向スイッチＱ４ → 双方向スイッチＱ２ → インダクタＬ１２ → 交流電源ＡＣの経路でインダクタＬ１１，Ｌ１２に電流が流れて、インダクタＬ１１，Ｌ１２にエネルギーが蓄積される。そして、双方向スイッチＱ４のＸ１方向がオフすると、インダクタＬ１１，Ｌ１２に蓄積されたエネルギーが双方向スイッチＱ３を介して放出されて、コンデンサＣａを充電する。而して、交流電圧Ｖａｃが正電圧のときに双方向スイッチＱ４のＸ１方向のオン・オフを繰り返し行うことで、コンデンサＣａの両端電圧は、交流電圧Ｖａｃを双方向スイッチＱ２，Ｑ３で整流した整流電圧よりも昇圧された電圧となる。

次に、交流電圧Ｖａｃが負電圧のとき、スイッチング制御部４は、双方向スイッチＱ１，Ｑ４［Ｘ１方向：オフ状態、Ｘ２方向：オン状態］、双方向スイッチＱ３［Ｘ１，Ｘ２方向ともにオフ状態］に維持して、双方向スイッチＱ２［Ｘ１方向：オン・オフを繰り返す、Ｘ２方向：オフ状態］に駆動制御する。双方向スイッチＱ２のＸ１方向のオン時には、交流電源ＡＣ → インダクタＬ１２ → 双方向スイッチＱ２ → 双方向スイッチＱ４ → インダクタＬ１１ → 交流電源ＡＣの経路でインダクタＬ１１，Ｌ１２に電流が流れて、インダクタＬ１１，Ｌ１２にエネルギーが蓄積される。そして、双方向スイッチＱ２のＸ１方向がオフすると、インダクタＬ１１，Ｌ１２に蓄積されたエネルギーが双方向スイッチＱ１を介して放出されて、コンデンサＣａを充電する。而して、交流電圧Ｖａｃが負電圧のときに双方向スイッチＱ２のＸ１方向のオン・オフを繰り返し行うことで、コンデンサＣａの両端に発生する直流電圧Ｖ１は、交流電圧Ｖａｃを双方向スイッチＱ１，Ｑ４で整流した整流電圧よりも昇圧された値となる。

而して、スイッチング制御部４は、コンデンサＣａの両端電圧をフィードバックして、直流電圧Ｖ１＝ＤＣ３００Ｖとなるように上記双方向スイッチＱ１〜Ｑ４のオン・オフ駆動を制御する。なお、図２において、コンデンサＣａの両端電圧のフィードバック経路は省略する。

次に、電力変換装置が逆変換を行う時のＡＣ−ＤＣ変換部２の動作について説明する。まず、スイッチング制御部４は、双方向スイッチＱ１〜Ｑ４をＸ２方向にオンさせた状態で、双方向スイッチＱ１，Ｑ４と双方向スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３との各Ｘ１方向を交互にオン・オフすることによって、直流電圧Ｖ１を１００Ｖ／２００Ｖ、５０／６０Ｈｚの交流電圧Ｖａｃに逆変換し、交流電路Ｗａｃに交流電力を供給する。

このように双方向スイッチＱ１〜Ｑ４を用いることで、整流回路にＭＯＳＦＥＴのボディダイオードＤ１〜Ｄ４を用いた実施形態１に比べて、整流時の損失が低減され、効率向上を図ることができる。

（実施形態３）
本実施形態では、実施形態１または２のフィルタ部１を図３のように構成したものである。なお、他の構成は実施形態１または２と同様であり、説明は省略する。

まず、ＤＣ−ＤＣ変換部３、ＡＣ−ＤＣ変換部２を介して逆変換された交流電力は、出力インピーダンスが小さい交流電源ＡＣ側に流れやすくなり、逆変換した交流電力を住宅の交流配電システムで消費することが困難であった。そこで、本実施形態では、逆変換時にフィルタ部１のインピーダンスを増大させ、フィルタ部１から引き出した電力供給経路に接続した住宅の交流機器Ｋａへ、逆変換された交流電力を供給することによって、交流電源ＡＣ側に流れる逆潮流電力を低減させ、逆変換された電力を住宅の交流配電システムで効率よく消費させている。

本実施形態のフィルタ部１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２の交流側に設けられており、交流電路Ｗａｃ間に接続されたコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、コンデンサＣ１１，Ｃ１２間で交流電路Ｗａｃに直列接続したインダクタＬ１１，Ｌ１２と、さらに商用電源ＡＣ側の交流電路Ｗａｃに直列接続したインダクタＬ２１，Ｌ２２とで構成され、交流電路Ｗａｃはフィルタ部１を通ってＡＣ−ＤＣ変換部２に接続している。さらに、インダクタＬ２１，Ｌ２２（インピーダンス素子）よりもＡＣ−ＤＣ変換部２側に設けられたコンデンサＣ１１の両端から導出した交流電路Ｗ１には住宅の交流機器Ｋａｃが接続されている。

インダクタＬ２２は、マグアンプ（可飽和リアクトル）で構成されており、制御巻線Ｎａに直流電流を流すことで鉄心が飽和してインピーダンスが低下する。本実施形態では、制御巻線Ｎａの両端を可変直流電源Ｅａに接続し、可変直流電源Ｅａの直流電圧をインピーダンス制御部１１が調整することによって、インダクタＬ２２のインピーダンスが可変制御される。

まず、電力変換装置がＡＣ−ＤＣ変換動作を行い、ＡＣ−ＤＣ変換部２が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖ１に変換するときは、インピーダンス制御部１１が、可変直流電源Ｅａの直流電圧を増加させて、インダクタＬ２２のインピーダンスを低下させ、ＡＣ−ＤＣ変換部２に供給される交流電力の入力効率を高くしておく。

一方、電力変換装置が逆変換動作を行い、ＡＣ−ＤＣ変換部２が直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖａｃに逆変換するときは、インピーダンス制御部１１が、可変直流電源Ｅａの直流電圧を減少させて（例えば、０Ｖ）、インダクタＬ２２のインピーダンスを増大させる。すなわち、ＡＣ−ＤＣ変換部２から交流電源ＡＣに流れる交流電力に対するインピーダンスが高くなる。したがって、逆変換された電力を交流電源ＡＣ側に供給し難くなり、フィルタ部１のコンデンサＣ１１の両端から導出した交流電路Ｗ１に接続された住宅の交流機器Ｋａｃへ、逆変換された電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

また、ＡＣ−ＤＣ変換部２が逆変換動作を行うとき、インダクタＬ２２の増大したインピーダンスは交流電源ＡＣからの交流電力もある程度通過可能な値に設定されており、交流電路Ｗ１に接続された住宅の交流機器Ｋａｃへは、ＡＣ−ＤＣ変換部２からの逆変換電力と交流電源ＡＣから供給される交流電力とを混合して供給可能である。

（実施形態４）
本実施形態では、実施形態１または２のフィルタ部１を図４のように構成したものである。なお、他の構成は実施形態１または２と同様であり、説明は省略する。

まず、ＤＣ−ＤＣ変換部３、ＡＣ−ＤＣ変換部２を介して逆変換された交流電力は、出力インピーダンスが小さい交流電源ＡＣ側に流れやすくなり、逆変換した交流電力を住宅の交流配電システムで消費することが困難であった。そこで、本実施形態では、逆変換時にフィルタ部１から交流電源ＡＣへの電路を遮断し、フィルタ部１から引き出した電力供給経路に接続した住宅の交流機器Ｋａへ、逆変換された交流電力を供給することによって、交流電源ＡＣ側に流れる逆潮流電力を遮断し、逆変換された電力を住宅の交流配電システムで効率よく消費させている。

本実施形態のフィルタ部１は、ＡＣ−ＤＣ変換部２の交流側に設けられており、交流電路Ｗａｃ間に接続されたコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、コンデンサＣ１１，Ｃ１２間で交流電路Ｗａｃに直列接続したインダクタＬ１１，Ｌ１２とで構成される。また、交流電路Ｗａｃにはリレー接点１３が直列接続され、リレー接点１３はリレー駆動部１２によってオン・オフ駆動される。さらに、リレー接点１３よりもＡＣ−ＤＣ変換部２側に設けられたコンデンサＣ１１の両端から導出した交流電路Ｗ１には住宅の交流機器Ｋａｃが接続されている。

まず、電力変換装置がＡＣ−ＤＣ変換動作を行い、ＡＣ−ＤＣ変換部２が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖ１に変換するときは、リレー駆動部１２がリレー接点１３をオンさせて、ＡＣ−ＤＣ変換部２に交流電源ＡＣからの交流電力を供給する。

一方、電力変換装置が逆変換動作を行い、ＡＣ−ＤＣ変換部２が直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖａｃに逆変換するときは、リレー駆動部１２がリレー接点１３をオフさせて、逆変換時におけるフィルタ部１から交流電源ＡＣへの電路を遮断する。したがって、交流電源ＡＣに至る逆変換された電力の電路が遮断され、フィルタ部１のコンデンサＣ１１の両端から導出した交流電路Ｗ１に接続された住宅の交流機器Ｋａｃへ、逆変換された交流電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

（実施形態５）
実施形態１乃至４において、ＡＣ−ＤＣ変換部２は、直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖａｃに逆変換する場合、一般に５０／６０Ｈｚの交流電圧Ｖａｃを生成して逆変換している。ＡＣ−ＤＣ変換部２がＰＷＭ制御方式で直流電圧Ｖ１を交流電圧Ｖａｃに逆変換する場合、ＡＣ−ＤＣ変換部２から出力される６０Ｈｚの交流電圧の波形は図５（ａ）に示され、フィルタ部１のコンデンサＣ１の両端電圧波形は図５（ｂ）に示される。

しかし、ＡＣ−ＤＣ変換部２は、例えば４８０Ｈｚ程度の高い周波数の交流電圧Ｖａｃを生成して逆変換させてもよい。このときにＡＣ−ＤＣ変換部２から出力される４８０Ｈｚの交流電圧の波形は図５（ｃ）に示され、フィルタ部１のコンデンサＣ１の両端電圧波形は図５（ｄ）に示される。

このように逆変換した交流電力の周波数を高くした場合、フィルタ部１のインダクタＬ１１，Ｌ１２のインピーダンスが増大し、逆変換された電力が交流電源ＡＣ側へ流れ難くなり、フィルタ部１のコンデンサＣ１１の両端から導出した交流電路Ｗ１に接続された住宅の交流機器Ｋａｃへ、逆変換された交流電力をさらに効率よく供給することができる。

１フィルタ部
２ＡＣ−ＤＣ変換部
３ＤＣ−ＤＣ変換部
Ｑ１〜Ｑ１２スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ１２ダイオード
Ｌ１１，Ｌ１２インダクタ
ＡＣ交流電源

Claims

交流電源からの交流電圧を第１の直流電圧に変換する整流手段を具備して、前記整流手段を構成するスイッチング素子をオン・オフすることによって、交流電圧を第１の直流電圧に変換して出力する第１の動作と、第１の直流電圧を交流電圧に逆変換して出力する第２の動作とを切り換え可能に構成されたＡＣ−ＤＣ変換部と、
第１の直流電圧を第２の直流電圧に降圧する直流変換手段を具備して、前記直流変換手段を構成するスイッチング素子をオン・オフすることによって、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力する第３の動作と、第２の直流電圧を第１の直流電圧に逆変換して出力する第４の動作とを切り換え可能に構成されたＤＣ−ＤＣ変換部と、
前記交流電源と前記ＡＣ−ＤＣ変換部との間に介挿されたインダクタを含むフィルタ部とを備え、
前記ＡＣ−ＤＣ変換部と前記ＤＣ−ＤＣ変換部とを同一の筐体に一体に設けて、
前記ＡＣ−ＤＣ変換部は、前記整流手段を構成するスイッチング素子をオン・オフして前記フィルタ部のインダクタにおけるエネルギーを蓄積・放出して昇圧動作を行うことで、交流電圧を第１の直流電圧に変換し、
前記ＤＣ−ＤＣ変換部は、互いに磁気結合する一対のコイルを具備したトランスを第１の直流電圧側と第２の直流電圧側との間に備えて、前記一対のコイルのうち一方のコイルには、コンデンサとインダクタとの直列回路が直列接続しており、
前記ＡＣ−ＤＣ変換部は、前記第２の動作を行うとき、第１の直流電圧を前記交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に逆変換して出力し、前記フィルタ部内のインダクタより前記ＡＣ−ＤＣ変換部側から導出した電路を介して交流機器が接続され、
前記ＡＣ−ＤＣ変換部のスイッチング素子は、双方向スイッチである
ことを特徴とする電力変換装置。