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JP6094820B2 - 無線電力伝送装置 - Google Patents
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JP6094820B2 - 無線電力伝送装置 - Google Patents

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Description

本発明は、共振磁界結合を利用して電力を無線で伝送する共振磁界結合型の非接触電力技術に関する。
特許文献１は、２つの共振器の間で空間を介してエネルギーを伝送する新しい無線エネルギー伝送装置を開示している。この無線エネルギー伝送装置では、共振器の周辺の空間に生じる共振周波数の振動エネルギーのしみ出し（エバネッセント・テール）を介して２つの共振器を結合することにより、振動エネルギーを無線（非接触）で伝送する。
一方で、古くから電磁誘導技術が存在する。これらの電力伝送技術が適用される電子機器の中には、一定電圧の電力の入力を受けて、何らかの電力変換や分圧、エネルギー伝送などのブロックを経た後に、機器へ供給する電圧を一定電圧とするよう要求するものが多い。例えばテレビなどのＡＶ機器について説明すると、入力はほぼ一定電圧のＡＣ電力を供給するコンセントから受け、最終的に電力を消費する機器内個別回路は所定の電圧を保って動作する。画面の輝度が変化した場合も電流量を変化させることで対応する。このように一定電圧の電力供給を電源から受け、一定電圧の電力を負荷に出力する動作のことを以後「定電圧動作」と記述することとする。
米国特許出願公開第２００８／０２７８２６４号明細書（図１２、図１４）
特許文献１に記載の無線エネルギー伝送回路では、大電力伝送時から小電力伝送時まで定電圧動作を行う際に高効率伝送特性を維持することが困難である。
本発明の実施形態は、大電力伝送時だけでなく小電力伝送時も高い効率を維持することが可能な無線電力伝送装置を提供する。
本発明の無線電力伝送装置の実施形態は、共振磁界結合によって非接触で電力を伝送することができる一対のアンテナであって、一方は共振周波数がｆｓの直列共振回路であり、他方は共振周波数がｆｐの並列共振回路である一対のアンテナと、前記一対のアンテナのうち、高周波電力を送る側のアンテナに接続された発振器とを備え、前記一対のアンテナ間の結合係数をｋとするとき、−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１の関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されている。
本発明の無線電力伝送装置の実施形態によれば、共振磁界結合を利用してアンテナ間の伝送を行う際に、伝送電力が変化したときに伝送効率の局所的な低下が生じることを抑制できる。本発明の実施形態によれば、伝送電力の変化に応じて伝送周波数を変化させる必要もなくなる。
本発明の無線電力伝送装置の実施形態の基本構成の一例を示す図である。 本発明の無線電力伝送装置の実施形態における共振回路の結合を模式的に示す図である。 本発明の無線電力伝送装置の実施形態におけるアンテナ対の等価回路の例を示す図である。 本発明の無線電力伝送装置の実施形態におけるアンテナ対の等価回路の他の例を示す図である。 ｆｓ／ｆｐ＝１．０の場合において、伝送電力と伝送効率との関係を示すグラフである。 ｆｓ／ｆｐを結合係数ｋによって定まる最適値（ｋの関数）に設定した無線電力伝送装置について、伝送効率と伝送電力との関係の一例を示すグラフである。 最適なｆｓ／ｆｐと結合係数ｋとの関係を示すグラフである。 「Ｄｉｐ率」を説明するためのグラフである。 Ｄｉｐ率が３％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）およびｆｓ／ｆｐ＝１の場合よりも効果がでる「下限」を規定する曲線を記載するグラフである。 Ｄｉｐ率が２％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）およびｆｓ／ｆｐ＝１の場合よりも効果がでる「下限」を規定する曲線を記載するグラフである。 Ｄｉｐ率が１％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）およびｆｓ／ｆｐ＝１の場合よりも効果がでる「下限」を規定する曲線を記載するグラフである。 Ｄｉｐ率が０．５％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）およびｆｓ／ｆｐ＝１の場合よりも効果がでる「下限」を規定する曲線を記載するグラフである。 送電アンテナ１０７内に共振周波数調整回路１１００が設けられた無線電力伝送装置の実施形態を示すブロック図である。 共振周波数調整回路１１００の２つの例を示す図である。 受電アンテナ１０９内に共振周波数調整回路１１００が設けられた無線電力伝送装置の実施形態を示すブロック図である。 発振器１０３が発電部１０２に接続され、受電アンテナ１０９が負荷１１１に接続された実施形態を示すブロック図である。 受電アンテナ１０９の後段に周波数変換回路１６１が接続された実施形態を示すブロック図である。 送電アンテナおよび受電アンテナの構成例を示す斜視図である。 ｋ＝０．１の場合における伝送効率と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．１の場合における伝送周波数と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．２の場合における伝送効率と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．２の場合における伝送周波数と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．３の場合における伝送効率と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．３の場合における伝送周波数と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．４の場合における伝送効率と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．４の場合における伝送周波数と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．５の場合における伝送効率と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｋ＝０．５の場合における伝送周波数と伝送電力との関係を示すグラフである。 ｆｓ／ｆｐを最適化方法の一例を示すグラフである。
本発明の無線電力伝送装置の実施形態は、図１に例示されるように、共振磁界結合によって非接触で高周波電力（ＲＦ電力）を伝送することができる一対のアンテナ（送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９）と、高周波電力を送る側の送電アンテナ１０７に接続された発振器１０３とを備えている。送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９の一方は共振周波数がｆｓの直列共振回路であり、他方は共振周波数がｆｐの並列共振回路である。受電アンテナ１０９は、送電アンテナ１０７に接触しておらず、送電アンテナ１０７から例えば数ミリメートル〜数十センチメートル程度は離間している。伝送される高周波電力の周波数（伝送周波数）は、例えば５０Ｈｚ〜３００ＧＨｚの範囲に設定され得る。伝送周波数は、２０ｋＨｚ〜１０ＧＨｚの範囲内に設定されてもよく、２０ｋＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲内に設定されてもよく、２０ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲内に設定されてもよい。ある実施形態の伝送周波数は、６．７８ＭＨｚに設定され得る。
発振器１０３は、電源から供給される直流または交流のエネルギー（電力）を受け取り、供給されたエネルギーを伝送周波数の高周波電力に周波数変換する（ＤＣ／ＲＦ変換もしくはＡＣ／ＲＦ変換）。発振器１０３から出力された高周波電力は送電アンテナ１０７に入力される。電力伝送時、送電アンテナ１０７と受電アンテナ１０９は、互いの共振器が周辺空間に形成する共振磁界を介して磁気的に結合される。受電アンテナ１０９の出力部は負荷に接続されるが、受電アンテナ１０９の後段に周波数変換回路が接続されてもよい。
本発明の無線電力伝送装置の実施形態における「アンテナ」は、放射電磁界の送受信を行うための通常のアンテナではなく、共振器の電磁界の近傍成分（エバネッセント・テール）の結合を利用して２つの物体間でエネルギー伝送を行うための要素である。共振磁界を利用した無線電力伝送によれば、電磁波を遠方に伝搬させるときに生じるエネルギー損失（放射損失）が生じないため、極めて高い効率で電力を伝送することが可能になる。このような共振電磁界（近接場）の結合を利用したエネルギー伝送では、ファラデーの電磁誘導の法則を利用した公知の無線電力伝送に比べて損失が少ないだけではなく、例えば数メートルも離れた２つの共振器（アンテナ）間で高効率にエネルギーを伝送することが可能になる。
このような原理に基づく無線電力伝送を行うには、２つの共振アンテナ間で結合を生じさせる必要がある。ｆｓおよび／またはｆｐは、伝送周波数と完全に一致する必要は無い。共振器間の結合に基づき高効率なエネルギー伝送を実現するために、本発明の実施形態では、ｆｓをｆｐよりも小さな値に設定する。
図２は、共振周波数がｆｓの直列共振回路２００と共振周波数がｆｐの並列共振回路３００との間で、結合係数ｋの共振磁界結合が生じている様子を模式的に示している。
一般的に、固有の共振周波数を有する二つの共振器が電気的に結合した場合、共振周波数が変化することが知られている。仮に２つの共振器の共振周波数が同一であったとしても、上記結合により共振器対としての共振周波数は２つの周波数に分離する。結合共振器対が示す２つの共振周波数の内、周波数が高いものを偶モードの共振周波数（ｆＨ）、周波数が低いものを奇モードの共振周波数（ｆＬ）と呼ぶ。このとき、共振器間の結合係数ｋは、以下の式１で表される。
ｋ＝（ｆＨ2−ｆＬ2）÷（ｆＨ2＋ｆＬ2） ・・・（式１）
結合が強いほど、ｋは大きな値となり、２つの共振周波数の分離量が増大する。本発明の実施形態では、ｋの値を比較的低い値、すなわち、０＜ｋ≦０．５の範囲内に設定する。ｋの値は０．５を超えてもよいが、ｋの値を０．５以下に設定することにより、送受アンテナ間の距離の増大や、送受アンテナ間のサイズ非対称性など、共振磁界結合方式ならではの効果を顕著に得ることが可能になる。
図３Ａは、送電アンテナ１０７が直列共振回路であり、受電アンテナ１０９が並列共振回路である構成例の等価回路図である。図３Ａの構成例における送電アンテナ１０７は、第１インダクタ１０７ａおよび第１容量素子１０７ｂが直列に接続された直列共振回路であり、受電アンテナ１０９は第２インダクタ１０９ａおよび第２容量素子１０９ｂが並列に接続された並列共振回路である。送電アンテナ１０７の直列共振回路は寄生抵抗成分Ｒ１を有し、受電アンテナ１０９の並列共振回路は寄生抵抗成分Ｒ２を有している。本発明の無線電力伝送装置の実施形態では、送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９が、直列共振回路および並列共振回路、という非対称な組み合わせで構成されている。本発明の実施形態は、図３Ｂに示すように、送電アンテナ１０７が並列共振回路であり、受電アンテナ１０９が直列共振回路であってもよい。ｋの値を０．５以下に設定し、送電アンテナを直列共振回路、受電アンテナを並列共振回路に構成することにより、電力伝送後の受電電圧を上昇させるという効果を顕著に得ることも可能となる。また、ｋの値を０．５以下に設定し、送電アンテナを並列共振回路、受電アンテナを直列共振回路に構成することにより、電力伝送後の受電電圧を降下させるという効果を顕著に得ることも可能となる。
本明細書では、並列共振回路の共振周波数ｆｐに対する直列共振回路の共振周波数ｆｓの比率ｆｓ／ｆｐを「共振周波数比」と称することにする。本発明者は、共振周波数比ｆｓ／ｆｐを１．０に等しく設定した場合、伝送電力に依存して伝送効率が低下する問題が存在することを見出した。図４Ａは、この問題を示すグラフである。このグラフは、ｆｓ／ｆｐ＝１．０の場合において、伝送電力と伝送効率との関係を示している。図のグラフの横軸は、ある伝送電力の値によって規格化された伝送電力（規格化伝送電力：単位は％）である。規格化に用いる値は、任意であるが、例えば伝送される電力の最大値が使用され得る。本明細書では、この「規格化伝送電力」を簡単に「伝送電力」と称する場合がある。図４Ａの例では、伝送電力が約５０％のとき、伝送効率の顕著な低下が観察される。このような伝送効率の落ち込みをＤｉｐと称する。伝送効率の低下を抑制するため、本発明者は、伝送電力に応じて伝送周波数を変化させることが有効であることを見出した。更に、本発明者は、ｆｓ／ｆｐを、結合係数ｋに応じて選択された特定範囲の値に設定すれば、伝送電力の変化に起因する伝送効率の低下、すなわちＤｉｐの大きさを低減できることを見出し、本発明を完成した。本発明の実施形態によれば、伝送電力の変化に合わせて伝送周波数を変化させることなく、伝送効率の低下を低減できる。
図４Ｂは、ｆｓ／ｆｐを、結合係数ｋによって定まる最適値（ｋの関数）に設定した無線電力伝送装置について、伝送効率と伝送電力との関係の一例を示すグラフである。図４Ａの曲線（破線）と図４Ｂの曲線（実線）との比較から明らかなように、ｆｓ／ｆｐを結合係数ｋに応じて選択された最適値に設定することにより、伝送電力の変化に起因する伝送効率低下を抑制することが可能になる。
以下、ｆｓ／ｆｐと結合係数との関係を説明する。
まず、図５を参照する。図５は、横軸が結合係数ｋ、縦軸が共振周波数比ｆｓ／ｆｐのグラフである。実線の曲線は、以下の式２で表される二次式である。
ｆｓ／ｆｐ＝Ｆ（ｋ）
＝−０．６０７４×k2＋０．０４６６×k＋０．９９５５ ・・・（式２）
上記の式２は、結合係数ｋが与えられたときの最適（ｂｅｓｔ）なｆｓ／ｆｐを与える。ここで、「最適」の意味は、ｆｓ／ｆｐを変化させたとき、図４Ａに示されるような伝送効率の局所的低下が最も小さくなることである。「最適」は、伝送効率の局所的低下が全く生じないことを意味するわけではない。
ここで、伝送効率低下の程度を評価するため、「Ｄｉｐ率」という値を導入する。図６は、「Ｄｉｐ率」を説明するためのグラフであり、図４Ａの曲線（破線）および図４Ｂの曲線（実線）の両方を記載している。伝送効率が局所的に低下するＤｉｐ部分を有する曲線について、伝送効率が局所的に最小になる伝送電力をＰＤ、伝送電力ＰＤにおける伝送効率をＰＬとする。また、ｆｓ／ｆｐが最適化された場合の曲線について、伝送電力ＰＤにおける伝送効率をＰＵとする。このとき、Ｄｉｐ率は、ＰＵ−ＰＬによって表現される。Ｄｉｐ率は０％であることが最も好ましい（ｂｅｓｔ）が、０％である必要はない。本発明の実施形態では、上記のＤｉｐ率が３％以下になるように伝送効率の局所的低下が抑制され得る。
なお、図５には、以下の式３で示される点線の曲線が記載されている。
ｆｓ／ｆｐ＝−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３ ・・・（式３）
ｆｓ／ｆｐが１未満であり、かつ、式３の値以上である場合は、ｆｓ／ｆｐ＝１の場合に比べて、Ｄｉｐ率が改善される。このため、本発明では、与えられたｋについて、以下の式４を満足するように共振周波数ｆｓ、ｆｐを設定する。
−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１ ・・・（式４）
本発明の実施形態によれば、与えられたｋの大きさによって定まる上記式４の範囲内の値をとるようにｆｓ／ｆｐを調整する。ここで、「与えられたｋの大きさ」とは、「設計によって予め設定されたｋの大きさ」、「アンテナを設置した後、直接に測定されたｋの大きさ」、および「アンテナを設置した後、ｋに依存して変化する物理的パラメータを測定または観測することによって推定されたｋの大きさ」を含むものとする。また、「ｆｓ／ｆｐを調整する」とは、ｆｓおよびｆｐの少なくとも一方をダイナミックに変化させる場合だけではなく、適切な大きさのｆｓ／ｆｐを実現するように共振器の回路パラメータを設定すること、および、適切な大きさのｆｓ／ｆｐを実現する共振器を用意することを含むものとする。
計算機シミュレーションによれば、ｆｓ／ｆｐの値が式２の二次式で定まる値に近づくほど、Ｄｉｐ率が低減する。また、ｆｓ及びｆｐは共振回路を構成するインダクタのインダクタンスとキャパシタのキャパシタンスの積で決定されるが、本発明の効果が得られる条件は、各共振回路を構成するインダクタンスとキャパシタンスの比率には依存しない。
図７は、Ｄｉｐ率が３％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）を規定する曲線を記載するグラフである。また、本願の構成がｆｓ／ｆｐ＝１の構成に対してＤｉｐ率に関して特性が改善する下限を規定する曲線（下限）も記載されている。以下の式５ａ〜５ｃの関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されているとき、Ｄｉｐ率を３％以下に低減でき、且つｆｓ／ｆｐ＝１とした従来構成よりも低Ｄｉｐ率の電力伝送を実現できる。
０．１≦ｋ＜０．２７の場合、
−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１ ・・・（式５ａ）
０．２７≦ｋ＜０．３２の場合
−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．０９７９×k2−０．１３４７×k＋１．０４４ ・・・（式５ｂ）
０．３２≦ｋ≦０．５の場合、
−０．７０７４×k2−０．０７２４×k＋０．９８７６≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．０９７９×k2−０．１３４７×k＋１．０４４ ・・・（式５ｃ）
なお、ｋ＝０．２７は、図７の３％（ｈｉｇｈ）の曲線がｆｓ／ｆｐ＝１と交わる点であり、またｋ＝０．３２は、図７の３％（ｌｏｗ）の曲線が下限曲線と交わる点である。
図８は、Ｄｉｐ率が２％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）を規定する曲線を記載するグラフである。また、本願の構成がｆｓ／ｆｐ＝１の構成に対してＤｉｐ率に関して特性が改善する下限を規定する曲線（下限）も記載されている。以下の式６ａ〜６ｃの関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されているとき、Ｄｉｐ率を２％以下に低減でき、且つｆｓ／ｆｐ＝１とした従来構成よりも低Ｄｉｐ率の電力伝送を実現できる。
０．１≦ｋ＜０．２６の場合、
−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１ ・・・（式６ａ）
０．２６≦ｋ＜０．２９の場合
−０．７３０９×k2−０．０２６９×k＋０．９８６２≦ｆｓ／ｆｐ＜１ ・・・（式６ｂ）
０．２９≦ｋ≦０．５の場合、
−０．７３０９×k2−０．０２６９×k＋０．９８６２≦ｆｓ／ｆｐ＜０．０８×k2−０．３５７×k＋１．０９４４ ・・・（式６ｃ）
なお、ｋ＝０．２９は、図８の２％（ｈｉｇｈ）の曲線がｆｓ／ｆｐ＝１と交わる点であり、またｋ＝０．２６は、図８の２％（ｌｏｗ）の曲線が下限曲線と交わる点である。
図９は、Ｄｉｐ率が１％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）を規定する曲線を記載するグラフである。また、本願の構成がｆｓ／ｆｐ＝１の構成に対してＤｉｐ率に関して特性が改善する下限を規定する曲線（下限）も記載されている。以下の式７ａ〜７ｃの関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されているとき、Ｄｉｐ率を１％以下に低減でき、且つｆｓ／ｆｐ＝１とした従来構成よりも低Ｄｉｐ率の電力伝送を実現できる。
０．１≦ｋ＜０．１９の場合、
−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１・・・（式７ａ）
０．１９≦ｋ＜０．２１の場合
−０．７３４８×k2＋０．０８７×k＋０．９８８９≦ｆｓ／ｆｐ＜１ ・・・（式７ｂ）
０．２１≦ｋ≦０．５の場合、
−０．７３４８×k2＋０．０８７×k＋０．９８８９≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．５３７７×k2＋０．１００１８×k＋１．００１０６ ・・・（式７ｃ）
なお、ｋ＝０．２１は、図９の１％（ｈｉｇｈ）の曲線がｆｓ／ｆｐ＝１と交わる点であり、またｋ＝０．１９は、図９の１％（ｌｏｗ）の曲線が下限曲線と交わる点である。
図１０は、Ｄｉｐ率が０．５％以下になるｆｓ／ｆｐの範囲の上限（ｈｉｇｈ）・下限（ｌｏｗ）を規定する曲線と最適値（ｂｅｓｔ）を規定する曲線を記載するグラフである。また、本願の構成がｆｓ／ｆｐ＝１の構成に対してＤｉｐ率に関して特性が改善する下限を規定する曲線（下限）も記載されている。以下の式８ａ、８ｂの関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されているとき、Ｄｉｐ率を０．５％以下に低減できる。
０．１≦ｋ＜０．１５の場合、
−１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１ ・・・（式８ａ）
０．１５≦ｋ＜０．５の場合、
−０．７２４２×k2＋０．０３２９×k＋０．９８９４≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．５１８３×k2＋０．０６０３×k＋１．００１６ ・・・（式８ｂ）
なお、ｋ＝０．１５は、図１０の０．５％（ｈｉｇｈ）の曲線がｆｓ／ｆｐ＝１と、また、０．５％（ｌｏｗ）の曲線が下限曲線と交わる点である。
次に、本発明の無線電力伝送装置におけるｆｓ／ｆｐの調整例を説明する。
まず、図１１を参照する。図１１の無線電力伝送装置は、送電アンテナ１０７と、受電アンテナ１０９と、送電アンテナに接続された発振器１０３とを備えており、送電アンテナ１０７内に共振周波数調整回路１１００が設けられている。図１１に示される構成例では、共振調整回路１１００は、共振周波数制御部１００に接続される。
本実施形態における送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９の基本構成は、それぞれ、図３Ａに示されるような直列共振器および並列共振器である。そして、直列共振器の共振周波数ｆｓおよび並列共振器の共振周波数ｆｐは、それぞれ、結合係数ｋに応じて、前述した式５ａ〜５ｃ、式６ａ〜６ｃ、式７ａ〜７ｃ、式８ａ、８ｂの関係を満足するように設定される。
図１１の例における共振周波数調整回路１１００は、送電アンテナ１０７のインダクタンスおよびキャパシタンスの少なくとも一方の値を調整するように構成された回路である。共振周波数調整回路１１００は、例えば、図１２に示される構成を備えることができる。図１２には、共振周波数調整回路１１００の２つの例が示されている。これらの共振周波数調整回路１１００は、いずれも、キャパシタンスが異なる２つのキャパシタＣ３、Ｃ４と、一方のキャパシタＣ３またはＣ４に直列接続されたスイッチング回路ＳＷとを備えている。外部から制御信号をスイッチング回路ＳＷのゲートに入力することにより、スイッチング回路の導通状態（ＯＮ／ＯＦＦ）を切り替えることができる。スイッチング回路ＳＷの導通状態（ＯＮ／ＯＦＦ）に応じて、送電アンテナ１０７が有するキャパシタンスの大きさを２段階で変化させることができる。共振周波数調整回路１１００が備えるキャパシタＣ３、Ｃ４の個数を増加させると、その個数に応じて送電アンテナ１０７のインダクタンスを多段階で切り替えることが可能になる。
このように送電アンテナ１０７のキャパシタンスを調整することにより、送電アンテナ１０７の共振周波数を変化させることができる。なお、送電アンテナのインダクタンスを変化させることも可能である。送電アンテナのキャパシタンスおよびインダクタンスの両方を変化させることにより、送電アンテナ１０７の共振周波数を調整してもよい。
上記の例では、共振周波数調整回路１１００を送電アンテナ１０７に設けているが、図１３に示されている他の例では、共振周波数調整回路１１００が受電アンテナ１０９に設けられている。共振周波数調整回路１１００は、送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９の両方に設けられてもよい。
共振周波数制御回路１００は、例えば図１２に示される共振周波数調整回路１１００のスイッチング回路ＳＷの動作を制御する信号を生成し、共振周波数調整回路１１００に入力するように構成されている。
上記の例では、送電アンテナ１０７および／または受電アンテナ１０９の共振周波数を無線電力伝送装置の設置後にも可変に調整することが可能である。しかし、本発明は、このような例に限定されない。
無線電力伝送装置の実施形態が設置された後の結合係数ｋの値が予想できる場合、その結合係数ｋに応じて計算されたｆｓ／ｆｐの値を実現するようにインダクタおよびキャパシタを設計すれば、ｆｓおよびｆｐの少なくとも一方を可変にする構成は不要になる。
しかしながら、送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９を構成する回路要素の特性には部品間でばらつきが発生し得る。そのため、ｆｓ／ｆｐの値が設計値からシフトすることが起こり得る。そのような場合、無線電力伝送装置の設置後における実際の結合係数ｋの値が結合係数ｋの設計値または予想値に一致していても、ｆｓ／ｆｐの値を調整する機能を無線電力伝送装置が有することは有益である。
また、送受アンテナの共振周波数設定に可変周波数制御機能を持たせることにより、ｆｓ／ｆｐの比は任意に調整可能である。
次に、図２２を参照しながら、ｆｓ／ｆｐの値を調整する方法の一例を説明する。この例では、結合係数ｋが０．３５であったとする。
まず、第１工程として、伝送電力をある電力値Ｐに固定し、試験的に無線電力伝送を行いながら、伝送周波数を掃引する。こうして、その電力値Ｐでの最大伝送効率ｈｍａｘ（Ｐ）を把握する。固定する電力は、例えば伝送システムが伝送しうる最大電力の半分程度の値に設定され得る。
次に第２工程として、送受アンテナの共振周波数比ｆｓ／ｆｐを初期値から変更する。送受アンテナの少なくともいずれかに共振周波数可変制御機能が与えられていると、無線電力伝送装置の設置後であっても、ｆｓ／ｆｐを調整することができる。例えば、送受アンテナの少なくとも一方の共振周波数を変化させることにより、初期条件では図２２の点Ａに位置していたｆｓ／ｆｐが点Ｂ１へ移動したとする。第３工程では、ｆｓ／ｆｐ条件を点Ｂ１に固定したまま、上述の第１工程と同様の試験を行う。その結果、点Ｂ１に位置するｆｓ／ｆｐの条件で、上記の電力値Ｐにおける最大伝送効率ｈｍａｘ（Ｐ）を把握できる。
第４工程では、第１工程と第３工程で得た、点Ａと点Ｂ１におけるｈｍａｘ（Ｐ）を比較することで、点Ａと点Ｂ１のどちらがより好ましい伝送条件に対応するのかを決定する。
なお、第１工程や第３工程においてｈｍａｘ（Ｐ）を把握するための伝送電力の値Ｐは、１つに限定されず、複数であってもよい。
図２２に示される２点では、点Ａよりも点Ｂ１の条件の方が、Ｄｉｐが大きい。このため、点Ａの条件を選択し、無線電力伝送装置を点Ａの条件で動作させることも可能である。更に、追加第３工程として、更にｆｓ／ｆｐを点Ｂ２に変化させた後、追加第４工程として、点Ａと点Ｂ２のｆｓ／ｆｐにおけるｈｍａｘ（Ｐ）を比較してもよい。こうすることにより、点Ａと点Ｂ２のどちらがより好ましい伝送条件に対応するかを決定できる。
ｆｓ／ｆｐの値が異なる複数の条件で最大伝送効率を測定することにより、ｆｓ／ｆｐのより好ましい値を求めることが可能になる。図２２に示される３つの点Ａ、Ｂ１、Ｂ２の中では、点Ｂ２のｆｓ／ｆｐがＤｉｐを最も小さくする。このように送受アンテナの可変周波数制御により、高効率での電力伝送動作を実現することができる。
上記の例では、図１１および図１３に示すように、共振周波数制御部１００を送電アンテナ１０７または受電アンテナ１０９に接続しているが、本発明は、このような例に限定されない。送電アンテナ１０７および／または受電アンテナ１０９の共振周波数の調整は、電気信号によって実行される必要はなく、機械的または物理的な作用によって実行されてもよい。たとえば、図１２の回路では、スイッチング回路ＳＷの導通／非導通状態は、電気信号の入力に応じてスイッチするが、共振周波数調整回路は、機械的な装置によって共振周波数を調整できるように構成されていてもよい。
本発明のある実施形態では、図１４に示すように、発振器１０３は発電部１０２に接続され、受電アンテナ１０９の出力は負荷１１１に接続されている。負荷１１１の状況（例えば消費される電力）または発電部１０２の状況に応じて、送電アンテナ１０７から受電アンテナ１０９に伝送すべき電力の大きさは変化し得る。伝送電力が変化すると、ｆｓ／ｆｐ＝１．０の場合は、Ｄｉｐ率が６％を超えるような伝送周波数の減少が発生し得るが、本発明の実施形態によれば、Ｄｉｐ率が例えば０．１％以下に低減され得る（ｋ＝０．５の場合）。
図１５は、受電アンテナ１０９の後段に周波数変換回路１６１が接続されている構成の例を示している。図１５に示す周波数変換回路１６１は、受電アンテナ１０９から供給される高周波電力（電力）を受け取り、負荷や系統など電力を送出する最終段のブロックにおいて必要とされる周波数に電力を変換する。したがって、変換後の電力の周波数はＤＣでもＡＣでも、伝送周波数以外の高周波でもよい。
無線電力伝送装置においては、伝送電力Ｐが最大（Ｐｍａｘ）となる動作条件において、高い伝送効率が維持されるべきであることはいうまでもないが、伝送電力を低減した伝送条件においてもやはり効率は高く維持されるべきである。更に、伝送電力がＰ＝Ｐｍａｘの場合も、Ｐ≠Ｐｍａｘの場合でも、定電圧動作を行うことができる。Ｐ＝Ｐｍａｘの条件での入出力インピーダンスＺｉｎ（Ｐ＝Ｐｍａｘ）、Ｚｏｕｔ（Ｐ＝Ｐｍａｘ）と任意の伝送電力Ｐ伝送時の入出力インピーダンスＺｉｎ、Ｚｏｕｔの間には、以下の関係が成立する。
Ｚｉｎ＝Ｚｉｎ（Ｐ＝Ｐｍａｘ）×（Ｐｍａｘ÷Ｐ）・・・（式９）
Ｚｏｕｔ＝Ｚｏｕｔ（Ｐ＝Ｐｍａｘ）×（Ｐｍａｘ÷Ｐ）・・・（式１０）
すなわち、定電圧動作中、入出力インピーダンスは伝送電力に反比例して変化する。この条件下において、広い伝送電力範囲で伝送効率を高く維持することが本発明の実施形態の目的となる。この目的を達成するために、本発明の無線電力伝送装置における共振周波数比ｆｓ／ｆｐが結合係数ｋに応じて調整される。
なお、共振周波数比ｆｓ／ｆｐが結合係数ｋに応じて１未満の値に調整されることにより、Ｄｉｐが小さくなる現象は、直列共振回路と並列共振回路という非対称な共振回路構造の組み合わせで送受電アンテナを構成した場合に限定される。すなわち、送受アンテナが共に直列共振回路対や並列共振回路対で構成された場合は、本発明の効果は発現しない。また、送受アンテナが共に、外部回路から電磁誘導原理を利用してエネルギー供給を受ける回路構成（電磁誘導給電型と以下記述）の場合も、本発明の効果は発現しない。更には直列共振回路と電磁誘導給電型、並列共振回路と電磁誘導給電型のハイブリッドな組み合わせの共振器対においても、本発明の効果は発現しない。
電力伝送中、送電アンテナ１０７と受電アンテナ１０９間の結合係数ｋがほぼ一定に維持されることが望ましい。電力伝送中に結合係数ｋが大きく変動すると、定電圧動作を高い効率で実現することが困難になるからである。
発振器１０３には、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級などの、高効率且つ低歪な特性を実現できる増幅器を用いることができるし、ドハーティ増幅器を用いてもよい。インバータ回路など歪成分を含む出力信号を発生するスイッチング素子の後段に、低域通過フィルタ、帯域阻止フィルタ、または帯域通過フィルタを配置することにより、正弦波を高効率に生成してもよい。この際、無線伝送部が帯域通過フィルタの機能を兼用してもよい。ＡＣ入力から高周波出力を行う周波数変換回路であってもかまわない。いずれにしろ発振器に入力された電力は高周波電力に変換される。この高周波電力は、無線伝送部により、空間を介して非接触に伝送され、出力端子から出力される。
回路ブロック間での高周波電力の多重反射を抑圧し、総合伝送効率を改善するためには、受電アンテナ１０９の出力端子が負荷に接続された状態において、発振器１０３から出力される高周波電力の出力インピ−ダンスＺｏｃと送電アンテナ１０７の入力インピーダンスＺｉｎとを等しくすることができる。また、同様に、発振器１０３が送電アンテナ１０７に接続された状態で、受電アンテナの出力インピーダンスＺｏｕｔが、接続される負荷の抵抗値Ｒと等しくすることができる。なお、本明細書において、２つのインピーダンスが「等しい」とは、インピーダンスが厳密に一致する場合に限られず、２つのインピーダンスの差異が、大きい方のインピーダンスの２５％以下である場合を含むものと定義する。
本実施形態における無線電力伝送の効率は、送電アンテナ１０７と受電アンテナ１０９との間隔（アンテナ間隔）や、送電アンテナ１０７と受電アンテナ１０９を構成する回路素子の損失の大きさに依存する。なお、「アンテナ間隔」とは、実質的に２つのインダクタ１０７ａ、１０９ａの間隔である。アンテナ間隔は、アンテナの配置エリアの大きさを基準に評価することができる。
実施形態において、第１インダクタ１０７ａおよび第２インダクタ１０９ａは、図１６に斜視模式図を示したように、いずれも平面状に広がって形成される。インダクタの外形形状は任意に選択し得る。すなわち、正方形や円形だけでなく長方形、楕円形状なども選択しうる。ここで、アンテナの配置エリアの大きさとは、サイズが相対的に小さなアンテナの配置エリアの大きさを意味し、アンテナを構成するインダクタの外形が円形の場合はインダクタの直径、正方形の場合はインダクタの一辺の長さ、長方形の場合はインダクタの短辺の長さとする。
本実施形態における第１インダクタ１０７ａおよび第２インダクタ１０９ａは、それぞれ、巻数Ｎ１、Ｎ２のスパイラル構造を有している（Ｎ１＞１、Ｎ２＞１）が、巻数が１のループ構造を有していてもよい。これらのインダクタ１０７ａ、１０９ａは、一層の導電体パターンから構成されている必要は無く、積層された複数の導電体パターンを直列に接続した構成を有していてもよい。
第１インダクタ１０７ａ、第２インダクタ１０９ａは、良好な導電率を有する銅や銀などの導電体から好適に形成され得る。高周波電力の高周波電流は、導電体の表面を集中して流れるため、発電効率を高めるため、導電体の表面を高導電率材料で被覆してもよい。導電体の断面中央に空洞を有する構成からインダクタ１０７ａ、１０９ａを形成すると、軽量化を実現することができる。更に、リッツ線などの並列配線構造を採用してインダクタ１０７ａ、１０９ａを形成すれば、単位長さ辺りの導体損失を低減できるため、直列共振回路、および並列共振回路のＱ値を向上させることができ、より高い効率で電力伝送が可能になる。
製造コストを抑制するために、インク印刷技術を用いて、配線を一括して形成することも可能である。第１インダクタ１０７ａおよび／または第２インダクタ１０９ａの周辺に磁性体を配置してもよい。インダクタ１０７ａ、１０９ａの間の結合係数を適度な値に設定できる空芯スパイラル構造を有するインダクタを用いることができる。
第１、第２容量素子１０７ｂ、１０９ｂには、例えばチップ形状、リード形状を有する、あらゆるタイプのキャパシタを利用できる。空気を介した２配線間の容量を第１、第２容量素子１０７ｂ、１０９ｂとして機能させることも可能である。第１、第２容量素子１０７ｂ、１０９ｂをＭＩＭキャパシタから構成する場合は、公知の半導体プロセスまたは多層基板プロセスを用いて低損失の容量回路を形成できる。
送電アンテナ１０７および受電アンテナ１０９の各々を構成する共振器のＱ値は、システムが要求するアンテナ間電力伝送の伝送効率、及び結合係数ｋの値にも依存するが、好ましくは１００以上、更に好ましくは２００以上、更に好ましくは５００以上、更に好ましくは１０００以上に設定される。高いＱ値を実現するには、上述したようにリッツ線の採用が効果的である。
以下、本発明の実施例および比較例を説明する。
実施例と比較例との相違点は、ｆｓ／ｆｐが異なる点にある。比較例のｆｓ／ｆｐは１．０に等しいが、実施例のｆｓ／ｆｐは、式２の結合係数ｋに具体的な値（０．１〜０．５）を代入して算出した値に設定した。
図１７Ａ、図１８Ａ、図１９Ａ、図２０Ａ、および図２１Ａは、それぞれ、ｋ＝０．１、ｋ＝０．２、ｋ＝０．３、ｋ＝０．４、ｋ＝０．５の場合における伝送効率と伝送電力との関係を示すグラフである。図１７Ｂ、図１８Ｂ、図１９Ｂ、図２０Ｂ、および図２１Ｂは、それぞれ、ｋ＝０．１、ｋ＝０．２、ｋ＝０．３、ｋ＝０．４、ｋ＝０．５の場合における伝送周波数と伝送電力との関係を示すグラフである。図１７Ａおよび図１７Ｂはいずれも実施例１および比較例１を示し、図１８Ａおよび図１８Ｂはいずれも実施例２および比較例２を示し、図１９Ａおよび図１９Ｂはいずれも実施例３および比較例３を示し、図２０Ａおよび図２０Ｂはいずれも実施例４および比較例４を示し、図２１Ａおよび図２１Ｂはいずれも実施例５および比較例５を示している。これらの図に示される曲線は、計算機シミュレーションによって求めた。計算の前提となるパラメータは、以下の通りである。
（実施例１）結合係数０．１の場合
伝送周波数：２５２．２ｋＨｚ
送電アンテナのインダクタンス：４１．２１ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．７２ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５１．４ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４１ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．６８ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５２．７ｋＨｚ
（比較例１Ａ）
伝送周波数：２４９．９〜２５４．５ｋＨｚで効率が最大となる周波数に制御
送電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５２．２ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５２．２ｋＨｚ
上記のようなインダクタンスを有するアンテナのインダクタは、例えば、直径８０μｍの銅配線を３００本ずつ互いに絶縁して並列に配置して構成したリッツ線により実現され得る。２つのインダクタの外形は、それぞれ、例えば、直径１２ｃｍの円形であり、巻数は２０に設定され得る。なお、実施例１と比較例１Ａとのインダクタンス値の調整は、配線間の間隙幅と、インダクタの内径の値を調整することで実現し得るし、以後の実施例でも同様である。キャパシタは積層セラミックコンデンサにより実現しうる。なお、送電側回路を直列共振回路、受電側回路を並列共振回路として構成している。送電アンテナと受電アンテナは、互いの形成面を平行に対向して配置し、対抗面間の間隔ｇを５．５ｃｍとすることで、結合係数０．１を実現しうる。
（実施例２）結合係数０．２の場合
伝送周波数：２５０ｋＨｚ
送電アンテナのインダクタンス：４２．１８ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．９５ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２４５．６ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４２．７５ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．４３ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５０．７ｋＨｚ
（比較例２Ａ）
伝送周波数：２４１．３〜２５９ｋＨｚで効率が最大となる周波数に制御
送電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５２．２ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５２．２ｋＨｚ
送電アンテナと受電アンテナは、互いの形成面を平行に対向して配置し、対抗面間の間隔ｇを４ｃｍとすることで、結合係数０．２を実現しうる。
（実施例３）結合係数０．３の場合
伝送周波数：２５５．８ｋＨｚ
送電アンテナのインダクタンス：４２．３６ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：１０．００ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２４４．６ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４０．４１ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．５３ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５６．４ｋＨｚ
（比較例３Ａ）
伝送周波数：２４０．３〜２７６．２ｋＨｚで効率が最大となる周波数に制御
送電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５２．２ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５２．２ｋＨｚ
送電アンテナと受電アンテナは、互いの形成面を平行に対向して配置し、対抗面間の間隔ｇを２．９ｃｍとすることで、結合係数０．３を実現しうる。
（実施例４）結合係数０．４の場合
伝送周波数：２７４．６ｋＨｚ
送電アンテナのインダクタンス：４１．０５ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５２．４ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：３７．６２ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：８．８８ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２７５．４ｋＨｚ
（比較例４Ａ）
伝送周波数：２３４．６〜２９４．４ｋＨｚで効率が最大となる周波数に制御
送電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５２．２ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５２．２ｋＨｚ
送電アンテナと受電アンテナは、互いの形成面を平行に対向して配置し、対抗面間の間隔ｇを１．９ｃｍとすることで、結合係数０．４を実現しうる。
（実施例５）結合係数０．５の場合
伝送周波数：２４６．３ｋＨｚ
送電アンテナのインダクタンス：４１．０５ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：１３．１１ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２１６．９ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：３７．６２ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：１１．０２ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２４７．２ｋＨｚ
（比較例５Ａ）
伝送周波数：２１２．８〜２９８ｋＨｚで効率が最大となる周波数に制御
送電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
送電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
送電アンテナの共振周波数ｆｓ：２５２．２ｋＨｚ
受電アンテナのインダクタンス：４１．０８ｕＨ
受電アンテナのキャパシタンス：９．６９ｎＦ
受電アンテナの共振周波数ｆｐ：２５２．２ｋＨｚ
送電アンテナと受電アンテナは、互いの形成面を平行に対向して配置し、対抗面間の間隔ｇを１．２ｃｍとすることで、結合係数０．５を実現しうる。
上記の実施例と比較例との対比から明らかなように、伝送周波数を一定に維持しても、実施例では比較例よりも高い効率で無線電力伝送を実行することができる。
本発明の無線電力伝送装置は、ＡＶ機器白物家電などのさまざまな機器への給電システムに適用できる。ＡＶ機器は、例えばテレビを含み、白物家電は、例えば洗濯機、冷蔵庫、およびエアコンを含む。
また、本発明の無線電力伝送装置は、充電池を用いる電子機器、電動バイク、電動アシスト自転車、電気自動車への充電システムとして適用することも可能である。これは、リチウムイオン電池などの充電池への充電制御の一つとして、定電圧での充電制御が要求される場合があるからである。また、一定電圧で駆動するモータを伴う全ての電子機器に対しても本発明のシステムは適用しうる。
また、本発明の無線電力伝送装置は、太陽光発電装置が発電する電力を集電するシステムにも適用できる。
１０３ 発振器
１０７ 送電アンテナ（送電側の共振器）
１０７ａ 第１インダクタ
１０７ｂ 第１キャパシタ
１０９ 受電アンテナ（受電側の共振器）
１０９ａ 第２インダクタ
１０９ｂ 第２キャパシタ
１００ 共振周波数制御部
１１１ 負荷
１６１ 周波数変換回路
２００ 直列共振回路
３００ 並列共振回路
１１００ 共振周波数調整回路
Ｃ３、Ｃ４ キャパシタ
ＳＷ スイッチング回路

Claims (13)

  1. 共振磁界結合によって非接触で電力を伝送することができる一対のアンテナであって、一方は共振周波数がｆｓの直列共振回路であり、他方は共振周波数がｆｐの並列共振回路である一対のアンテナと、
    前記一対のアンテナのうち、高周波電力を送る側のアンテナに接続された発振器と、
    を備え、
    前記一対のアンテナ間の結合係数をｋとするとき、
    −１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１の関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されている、無線電力伝送装置。
  2. ０．１≦ｋ＜０．２７の場合、
    −１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１を満足し、
    ０．２７≦ｋ＜０．３２の場合、
    −１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．０９７９×k2−０．１３４７×k＋１．０４４を満足し、
    ０．３２≦ｋ≦０．５の場合、
    −０．７０７４×k2−０．０７２４×k＋０．９８７６≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．０９７９×k2−０．１３４７×k＋１．０４４を満足する、請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  3. ０．１≦ｋ＜０．２６の場合、
    −１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１を満足し、
    ０．２６≦ｋ＜０．２９の場合
    −０．７３０９×k2−０．０２６９×k＋０．９８６２≦ｆｓ／ｆｐ＜１を満足し、
    ０．２９≦ｋ≦０．５の場合、
    −０．７３０９×k2−０．０２６９×k＋０．９８６２≦ｆｓ／ｆｐ＜０．０８×k2−０．３５７×k＋１．０９４４を満足する、請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  4. ０．１≦ｋ＜０．１９の場合、
    −１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１を満足し、
    ０．１９≦ｋ＜０．２１の場合
    −０．７３４８×k2＋０．０８７×k＋０．９８８９≦ｆｓ／ｆｐ＜１を満足し、
    ０．２１≦ｋ≦０．５の場合、
    −０．７３４８×k2＋０．０８７×k＋０．９８８９≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．５３７７×k2＋０．１００１８×k＋１．００１０６を満足する、請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  5. ０．１≦ｋ＜０．１５の場合、
    −１．１５１６×k2＋０．０３６３×k＋０．９９８３≦ｆｓ／ｆｐ＜１を満足し、
    ０．１５≦ｋ＜０．５の場合、
    −０．７２４２×k2＋０．０３２９×k＋０．９８９４≦ｆｓ／ｆｐ＜−０．５１８３×k2＋０．０６０３×k＋１．００１６を満足する、請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  6. ｆｓ／ｆｐ＝−０．６０７４×k2＋０．０４６６×k＋０．９９５５の関係を満たすようにｆｓおよびｆｐが設定されている、請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  7. ｆｓおよびｆｐの少なくとも一方を変化させる共振周波数調整回路を更に備える請求項１から６のいずれかに記載の無線電力伝送装置。
  8. 前記共振周波数調整回路を制御する制御装置であって、前記関係を満たすように結合係数ｋの値に応じてｆｓおよびｆｐの少なくとも一方を変化させる制御装置を更に備える、請求項７に記載の無線電力伝送装置。
  9. 伝送電力が変化しても前記高周波電力の周波数は一定に保持される、請求項１から８のいずれかに記載に無線電力伝送装置。
  10. 前記共振周波数調整回路を制御する制御装置であって、前記関係を満たすようにｆｓおよびｆｐの少なくとも一方を変化させる制御装置を更に備え、
    前記制御装置は、無線電力伝送装置の設置後に、異なるfｓ／fｐの複数の値で無線電力伝送を実行し伝送効率を測定し、前記伝送効率に基づいて通常動作時のfｓ／fｐの値を決定する、請求項７に記載の無線電力伝送装置。
  11. 請求項１から１０の何れかに記載の無線電力伝送装置に使用される送電装置であって、
    前記一対のアンテナのうち高周波電力を送る側のアンテナと、
    前記発振器と、
    を備える、送電装置。
  12. 請求項１から１０の何れかに記載の無線電力伝送装置に使用される受電装置であって、
    前記一対のアンテナのうち高周波電力を受け取る側のアンテナを備える、受電装置。
  13. 請求項７に記載の無線電力伝送装置に使用される制御装置であって、
    前記共振周波数調整回路を制御し、前記関係を満たすように結合係数ｋの値に応じてｆｓおよびｆｐの少なくとも一方を変化させる、制御装置。
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