JP6140055B2 - 伝搬測定システム及び伝搬測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、伝搬測定システム及び伝搬測定方法に関する。

現在、無線通信の世界では、送受信局に複数アンテナを備えたＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを活用した通信技術が注目されている。例えば、無線ＬＡＮに関する標準規格ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの中では、複数のアンテナ素子間で異なる信号系列を同時かつ同一周波数上で空間多重するＭＩＭＯ伝送技術が規定され、実用化に至っている。その後も、マイクロ波帯を中心とする周波数資源の枯渇問題を解決するために、ＭＩＭＯ技術の研究開発は進められ、例えばマルチユーザＭＩＭＯ技術、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術、大規模アンテナシステム（例えば非特許文献１参照）などが検討されている。

これらの技術の特徴は、より多くの信号系列を空間多重することで周波数利用効率を改善しようというものであるが、その際に利用するアンテナ素子数が膨大な数となることが想定される。これらのシステムの検討に際しては、例えば基地局側のアンテナ素子数がＮであり、端末局側のアンテナ素子数がＭであるとすれば、Ｎ×ＭのＭＩＭＯチャネル（ここでは仮にＭ＝１の場合であっても、広義の意味のＭＩＭＯチャネルと呼ぶことにする）のチャネル情報を取得して、その特性を評価することが重要である。

例えば大規模アンテナシステムでは、端末局側のアンテナ素子数はＭ＝１を想定するが、基地局側のアンテナ素子数は例えばＮ＝１００など、非常に膨大な数が想定される。本来の伝搬データ測定装置であれば、同一時刻でのチャネルの情報を取得することに意味があるので、Ｎ系統のＲＦ回路（アンテナに接続され、ローノイズアンプ（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）、フィルタ、周波数変換器、Ａ／Ｄ変換器などを含む）と、デジタルベースバンド信号を処理するベースバンド回路、及びデータ記憶回路がそれぞれ個別に必要となる。この場合、基地局側の装置では、膨大な数のＲＦ回路、ベースバンド回路、データ記憶回路などを同期させながら機能させる必要があり、装置の規模を非常に大きくする原因となる。

しかし、大規模アンテナシステムでは送受信局がそれぞれ高所−高所に設置されて見通し環境にあり、地面付近の移動体によるランダムな反射波の影響は限定的であり、チャネルの時間変動は小さいものであると予想されている。これらの技術の研究段階において必要なチャネル情報は、厳密なＭＩＭＯチャネル情報ではなく、アンテナの設置位置の物理的な関係に起因してチャネルがどの様に変化するかを把握するための情報である。このためには、１系統の送信機と１系統の受信機に対し、受信側に設置されたＮ系統のアンテナ素子の入力信号をスイッチにより周期的に切り替え、そのアンテナ切替スイッチからの出力信号を受信機の信号入力ポートに入力することで、Ｎ×１のＭＩＭＯチャネルのチャネル情報を取得することが可能となる。

図８は、非特許文献２に記載されたＮ×１のＭＩＭＯチャネルのチャネル情報を取得するための伝搬実験装置の構成を示す図である。図８に示す様に、伝搬実験装置は、送信アンテナ２を有するトレーニング信号送信機９１と、複数の受信アンテナ３−１〜３−Ｎを有するトレーニング信号受信機９２と、トレーニング信号受信機９２に接続されたＰＣ（Personal Computer）９を備えている。トレーニング信号受信機９２は、スイッチ切替制御回路４、切替スイッチ５、ＲＦ信号処理回路６、受信信号記憶回路７、及び、入出力回路８をさらに有している。

また、図８に示す切替スイッチ５からＲＦ信号処理回路６への出力信号の概要において、出力信号はポート＃０〜ポート＃Ｎそれぞれの選択区間に分けられている。選択区間２０はポート＃０の選択区間を示し、選択区間２１はポート＃１の選択区間を示し、選択区間２２はポート＃２の選択区間を示し、選択区間２３はポート＃（Ｎ−１）の選択区間を示し、選択区間２４はポート＃Ｎの選択区間を示し、選択区間２５はポート＃０の選択区間を示し、選択区間２６はポート＃１の選択区間を示し、波形２７は出力信号の波形（レベル）を示し、利用区間２８はチャネル推定が行われる区間を示している。

トレーニング信号送信機９１は、送信アンテナ２からチャネル推定用のトレーニング信号を送信する。トレーニング信号は任意の如何なる信号を利用してもよい。トレーニング信号受信機９２は、伝搬路を経由して到達するトレーニング信号をＮ本の受信アンテナ３−１〜３−Ｎで受信し、受信した信号を記録する。ただし、膨大な本数の受信アンテナ３−１〜３−Ｎ個別に各種信号処理回路を実装すると回路規模が増大するので、ここでは各種信号処理回路を１系統のみ備え、スイッチ切替制御回路４が制御する切替タイミングに従い、切替スイッチ５がＲＦ信号処理回路６に入力する信号を受信アンテナ３−１〜３−Ｎで受信した信号のいずれか一つに周期的に切り替える。すなわち、切替スイッチ５は、受信アンテナ３−１〜３−Ｎのうちいずれか一つをＲＦ信号処理回路６に接続し、ＲＦ信号処理回路６に接続される受信アンテナを周期的に切り替える。

ここで特徴としては、ＲＦ信号処理回路６に入力する信号と受信アンテナ３−１〜３−Ｎとの対応を把握するために、切替スイッチ５に対する切替周期が、受信アンテナ３−１〜３−Ｎの本数Ｎより１多いＮ＋１周期となっている。この切り替えを明示的に示すために、切替スイッチ５からＲＦ信号処理回路６に出力される信号において、受信アンテナ３−１からの信号をポート＃１（２１、２６）、受信アンテナ３−２からの信号をポート＃２（２２）、…、受信アンテナ３−（Ｎ−１）からの信号をポート＃Ｎ−１（２３）、受信アンテナ３−Ｎからの信号をポート＃Ｎ（２４）と表記する。また、追加されたポート＃０（２０、２５）として、いずれの受信アンテナ３−１〜３−Ｎにも接続されていない状態をここでは表す。このポート＃０（２０、２５）からポート＃Ｎ（２４）までの入力切替を切替スイッチ５が切り替え、その切り替えタイミングをスイッチ切替制御回路４が制御する。

切替スイッチ５からの出力信号はＲＦ信号処理回路６に入力される。ＲＦ信号処理回路６では、例えばＬＮＡでの信号増幅、無線周波数からベースバンドへの周波数変換や、フィルタによる帯域外信号の除去などの信号処理が出力信号に対して行われる。前述の信号処理が施された後に最終的にアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換処理が行われ、デジタルベースバンド信号がＲＦ信号処理回路６から受信信号記憶回路７に入力される。なお、ＲＦ信号処理回路６において例えばＡＧＣ（自動利得制御）処理によって信号増幅の適応処理が行われる場合にはＡＧＣの増幅率情報などが、デジタルベースバンド信号とともに受信信号記憶回路７に入力される。すなわち、受信信号記憶回路７には、実際に受信された信号の状態を判定するために必要な情報がＲＦ信号処理回路６から受信信号記憶回路７に渡される。

受信信号記憶回路７は、このサンプリングされた情報を記憶する。また、受信信号記憶回路７は、入出力回路８からの指示に従い必要な情報を入出力回路８に出力する。入出力回路８は、外部に接続されたＰＣ９から受け付けた出力指示に応じて、受信信号記憶回路７から取得した情報をＰＣ９に出力する。出力指示は、ＰＣ９がキーボードなどの入力機器にて受け付けたユーザの操作に応じた指示である。

切替スイッチ５がＲＦ信号処理回路６に出力する出力信号の受信レベルのイメージが、図８の波形２７に示されている。例えば、切替スイッチ５が受信アンテナを周期Ｔ_１で切り替えたとすると、全体のＮ＋１周期はＴ_１×（Ｎ＋１）で与えられる周期Ｔ_２となる。ポート＃０（２０、２５）に相当する時間帯には受信レベルは非常に低く、それ以外のポート＃１（２１、２６）〜ポート＃Ｎ（２４）では受信レベルが高くなる。この特徴を利用し、受信レベルが低い状態と高い状態の切り替わりのタイミングを検出し、低い状態から高い状態に切り替わるタイミングをポート＃１（２１、２６）の先頭タイミングと見なす。なお、各ポートの切り替わり目のところでは一時的に受信レベルが低下し、さらに各ポートの先頭ではその前のポートでの受信レベルとの変動が予想されるため、ＡＧＣ処理の引き込み時間を考慮し、チャネル推定の利用区間２８は実際のポート＃１〜ポート＃Ｎ（２１〜２４、２６）の各区間より若干短めで、先頭部分と末尾部分に余裕を持たせてチャネル推定用の信号として利用することになる。

なお、この様な装置で取得された情報は、実際には各ポートでの受信信号は時間的に同時に測定されたものではないが、近似的に同時に取得されたものと見なせばＮ×１のＭＩＭＯチャネル（厳密にはＭＩＳＯチャネル）の受信データと見なすことができる。これらのデータは、例えば非特許文献１に記載の手法でチャネル推定を行うことが可能である。その際、送信側と受信側の周波数誤差なども合わせて補償され、さらに複数回の測定で得られたチャネルを平均化処理することで雑音成分を抑圧し、チャネルの推定精度を高めることが可能となる。

太田厚、丸田一輝、黒崎聰、新井拓人、飯塚正孝、「大規模アンテナ無線エントランスシステムの提案〜マルチユーザＭＩＭＯ技術の新しいアプローチ〜」、信学技報ＲＣＳ２０１３−５、２０１３年４月 太田厚、丸田一輝、黒崎聰、新井拓人、飯塚正孝、「大規模アンテナ無線エントランスシステムの実験的検証〜ＭＡＳのフィージビリティの基本検証〜」、信学技報ＲＣＳ２０１３−７１、２０１３年６月

図８において示したトレーニング信号送信機９１及びトレーニング信号受信機９２はそれぞれ個別のクロック発振器を有し、そのクロック発振器が刻むクロック信号のタイミングに従ってスイッチ切替制御回路４やＲＦ信号処理回路６が動作する。したがって、切替スイッチ５の切替タイミングの周期性や、ＲＦ信号処理回路６内で行われるＡ／Ｄ変換のサンプリング周期などは、このクロック発振器の周波数誤差に起因して誤差が生じる。さらに、ＲＦ信号処理回路６内で行われる無線周波数の信号からベースバンド信号に周波数変換される際に用いるローカル発振器も、このクロック信号に同期させるためにＰＬＬ（位相同期回路）により周波数誤差を抑制する様に制御されるが、位相成分が完全に一定値に保たれるわけではなく、微妙にふらつきながらある程度の誤差の範囲に抑えられる様に制御される。

また、トレーニング信号送信機９１及びトレーニング信号受信機９２は物理的に離れた場所に設置され、物理的に異なるクロック発振器を用いて処理を行っているため、僅かながらの周波数制御の誤差を伴うことは避けられない。この誤差がある程度の時間スケール（例えば１秒や１分という時間スケール）で一定であれば、サンプリングによりデジタル化された信号からその周波数誤差を抽出し、その誤差を計算機上でキャンセルする信号処理を行える。しかし、ローカル発振器のＰＬＬ処理はその誤差を検出することで速やかに誤差をキャンセルする処理として動作するため、サンプリングによりデジタル化された信号としてはその誤差が時間的にランダムにふらついているかの様な状態になるため、信号処理により誤差をキャンセルすることは困難である。

例えば、図８における周期Ｔ_１が１０ｍｓで、アンテナ数Ｎが１００だったとすると、全体のアンテナ切替周期は約１秒となる。ＰＬＬ制御のフィードバック速度にもよるが、一般には１０ｍｓ程度であれば位相の変動量は小さくても、その何十倍にもなるＴ_２の時間スケールでみると、累積された位相の誤差は無視できない程度に大きくなり、結果的にポート＃１からポート＃Ｎの間でランダムな位相の誤差が加算されることになる。このランダムな位相の誤差は、測定を行うごとに異なる値をとることになるが、仮に時間長Ｔ_１の間に位相の誤差が一例として±１度であったとする。Ｎ＝１００であれば、最悪のケースではその累積値としてポート＃１とポート＃１００では±１００度の誤差となる可能性がある。勿論、そこまでの誤差の累積の前にＰＬＬ制御のフィードバックに基づいた誤差の補正が行われることが予想されるため、実際にはそれよりも最大誤差は小さくなるかも知れないが、その値次第では測定されたチャネル情報はその後の利用に適さない誤差の大きな情報となる可能性がある。

例えば、非特許文献２に記載の実験においては、非特許文献１に記載の様に複数回の測定を平均化する長時間平均化処理を行うことになるが、その際に、各ポートで取得したチャネル情報に大きな誤差が伴うならば、その長時間平均化処理を行った後のチャネル情報も、真の長時間平均化されたチャネル情報とは大きく異なる可能性が高い。さらには、このチャネル情報を基に空間多重伝送の評価を行う際には、測定により得られた瞬時のチャネル情報は真のチャネル情報に先の位相誤差が加わったチャネル情報となっているため、干渉抑圧制御が適切に機能しない可能性が高い。この位相誤差の原因は、クロック発振器の周波数（位相）安定性と、周波数変換される際に用いるローカル発振器の周波数（位相）安定性が相互に影響しあうため、チャネル情報の高精度な取得においてはこの位相誤差の影響を極力排除しなければならない。

本発明は、上記の状況を鑑みてなされたものであり、複数のアンテナ素子を備えた無線局におけるＭＩＭＯ伝送に用いるチャネル情報を取得する精度を向上させることができる伝搬測定システム及び伝搬測定方法を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する送信機と、複数の受信アンテナを有する受信機とを備える伝搬測定システムであって、前記受信機は、入力される信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部と、前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナを前記ＲＦ信号処理部に接続するか或いは全ての受信アンテナと前記ＲＦ信号処理部とを接続しないことを切り替える切替スイッチと、前記複数の受信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の受信アンテナ全てとを接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の受信アンテナ全てを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御部と、を有することを特徴とする伝搬測定システムである。

また、本発明の一態様は、複数の送信アンテナを有する送信機と受信機とを備える伝搬測定システムであって、前記送信機は、チャネル推定用のトレーニング信号を生成するトレーニング信号発生部と、前記複数の送信アンテナのうちいずれか一つの送信アンテナを前記トレーニング信号発生部に接続するか或いは全ての送信アンテナと前記トレーニング信号発生部とを接続しないことを切り替える切替スイッチと、前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の送信アンテナのうちいずれか一つの送信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の送信アンテナ全てを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御部と、を有し、前記受信機は、前記送信機から送信された信号を受信し、受信した信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部を有することを特徴とする伝搬測定システムである。

また、本発明の一態様は、上記に記載の伝搬測定システムにおいて、前記ＲＦ信号処理部に入力される信号に対する信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記基準アンテナと前記基準アンテナ以外の他のアンテナとそれぞれに対応するチャネル情報を算出する受信信号処理部をさらに備えることを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記に記載の伝搬測定システムにおいて、前記受信信号処理部は、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第１期間における前記デジタル信号の絶対値の和又は絶対値の二乗和或いは絶対値の和の近似値又は絶対値の二乗和の近似値を算出し、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第２期間の間隔を空けて連続する２つの第１期間それぞれにおいて算出した値の比に基づいて、前記切替スイッチがいずれのアンテナとも接続していなかった状態が終了したタイミングを検出することを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記に記載の伝搬測定システムにおいて、前記受信信号処理部は、検出した前記タイミングを基準として、前記切替スイッチが接続を切り替えたタイミングを推定し、推定した各タイミングから所定の時間が経過した時刻から所定の期間までにおけるデジタル信号を切り出し、前記基準アンテナに対応するデジタル信号から前記基準アンテナに対応するチャネル情報を算出し、他のアンテナに対応するチャネル情報を前記基準アンテナに対応するチャネル情報のうち前記他のアンテナに対応するチャネル情報が取得された時刻に最も近い時刻に取得されたチャネル情報に対する相対成分で補正することを特徴とする。

また、本発明の一態様は、上記に記載の伝搬測定システムにおいて、前記スイッチ切替制御部は、前記基準アンテナ以外のアンテナを接続する直前又は直後において前記基準アンテナを接続する制御を前記切替スイッチに対して行うことを特徴とする。

また、本発明の一態様は、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する送信機、及び、複数の受信アンテナと、入力される信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部と、前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナを前記ＲＦ信号処理部に接続するか或いは全ての受信アンテナと前記ＲＦ信号処理部とを接続しないことを切り替える切替スイッチとを有する受信機を備える伝搬測定システムにおける伝搬測定方法であって、前記複数の受信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の受信アンテナ全てを接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の受信アンテナ全てを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御ステップと、前記切替スイッチの切替に応じて前記ＲＦ信号処理部に入力される信号に対する信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記複数の受信アンテナそれぞれに対応するチャネル情報を算出する受信信号処理ステップと、を有することを特徴とする伝搬測定方法である。

また、本発明の一態様は、複数の送信アンテナと、チャネル推定用のトレーニング信号を生成するトレーニング信号発生部と、前記複数の送信アンテナのうちいずれか一つの送信アンテナを前記トレーニング信号発生部に接続するか或いは全ての送信アンテナと前記トレーニング信号発生部とを接続しないことを切り替える切替スイッチとを有する送信機、及び、前記送信機から送信された信号を受信し受信した信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部を有する受信機を備える伝搬測定システムにおける伝搬測定方法であって、前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の送信アンテナのうちいずれかの一つの送信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の送信アンテナを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御ステップと、前記ＲＦ信号処理部における信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記複数の送信アンテナそれぞれに対応するチャネル情報を算出する受信信号処理ステップと、を有することを特徴とする伝搬測定方法である。

本発明によれば、切替スイッチがいずれのアンテナも接続されていないときを基準として各アンテナの接続を切り替えるタイミングを推定し、送信側又は受信側に設けられた複数のアンテナのうちの基準アンテナを用いた送受信を所定の期間で複数回行っているので、チャネル情報の相対成分を取得する際に必要となる基準アンテナに対応するチャネル情報と他のアンテナに対応するチャネル情報とを時間的に近い状態で取得することが可能となる。基準アンテナに対応する時間的に近いチャネル情報を用いて算出した相対成分を用いてチャネル情報を補正すれば、累積された誤差の影響を抑えることができ、チャネル情報を取得する精度を向上させることができる。

第１の実施形態における伝搬測定システムの構成例と、受信アンテナの切替パターンを示す図である。 第１の実施形態において用いる第１のトレーニング信号系列の一例を示す図である。 第１の実施形態におけるポート＃１の先頭タイミングを検出する動作を説明する図である。 第１の実施形態における各ポートにおけるチャネル推定の利用区間の概要を示す図である。 第３実施形態における伝搬測定システムにおいて用いるトレーニング信号の一例を示す図である。 第４の実施形態における伝搬測定システムの構成例を示す図である。 第６の実施形態における伝搬測定システムの構成例を示す図である。 非特許文献２に記載されたＮ×１のＭＩＭＯチャネルのチャネル情報を取得するための伝搬実験装置の構成を示す図である。

以下の説明においては、ある程度の広帯域のシステムを想定し、通信で利用する周波数帯域幅内に複数の周波数成分を設定し、その周波数成分に対するチャネル推定を行う場合について説明する。また、無線伝送ではベースバンドの信号を無線周波数に変換して送受信を行うが、これらの処理は全て公知の技術を用いたものなので、ここでは省略してベースバンド信号に落とし込んだ状態を前提に説明する。

複数の周波数成分を利用する一般的なシステムは、ＯＦＤＭ（周波数直交分割多重）方式を利用したシステムであり、帯域内に複数の直交したサブキャリアが設定される。送信側の装置は、ＯＦＤＭシンボル単位で各サブキャリアの初期位相を設定し、その初期位相で始まる全サブキャリアの信号をＩＦＦＴ処理により合成して時間軸上の信号に変換する。送信側の装置は、変換により得られた信号にガードインターバル（ＧＩ）を付与した信号を送信する。

受信側の装置は、受信した信号に基づいて得られるベースバンド信号からシンボルタイミングを検出し、ＧＩを除去した信号に対してＦＦＴ処理を実施し、直交した周波数成分に分離する。厳密な伝搬チャネル測定を行う場合には、この受信した信号から推定される各サブキャリアの初期位相は意味を持つが、実際の空間多重伝送などの議論を行う場合には、周波数成分ごとに全アンテナに対応するチャネル情報に周波数成分ごとに共通の複素位相θに対する係数Ｅｘｐ（θｊ）を乗算しても、そのチャネルの性質には何ら変わりがない。なお、ｊは複素数の虚数単位であり、Ｅｘｐ（・）は自然対数の底のべき乗を示す。つまり言い換えれば、厳密な伝搬チャネル測定ではなく、あくまでも空間多重特性を評価するための情報を取得することを目的とする伝搬チャネル推定であるならば、厳密なシンボルタイミングよりも、各アンテナに対応する相互のチャネル情報の振幅及び位相関係が重要となる。

ここで、図８に示した伝搬実験装置における課題は、アンテナ切替周期が長くなることで、短時間での位相の誤差が累積して複素位相の不確定性が高くなることが問題であった。本発明に係る実施形態では、位相の誤差の累積を抑えるために、短い周期での測定により複素位相の不確定性を低くし、複数のアンテナ素子を備えた無線局におけるＭＩＭＯ伝送に用いるチャネル情報を取得する精度を向上させる。以下、本発明に係る実施形態を参照して説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態における伝搬測定システムの構成例と、受信アンテナの切替パターンを示す図である。図１に示す様に、伝搬測定システムは、送信アンテナ２を有するトレーニング信号送信機１（送信機）と、複数の受信アンテナ３−１〜３−Ｎを有するトレーニング信号受信機１０（受信機）と、トレーニング信号受信機１０に接続されたＰＣ９とを備える。トレーニング信号受信機１０は、スイッチ切替制御回路１１、切替スイッチ５、ＲＦ信号処理回路６、受信信号処理回路１２、及び、入出力回路８をさらに有する。

第１の実施形態における伝搬測定システムは、トレーニング信号受信機１０がスイッチ切替制御回路４に代えてスイッチ切替制御回路１１を有している点と、トレーニング信号受信機１０が受信信号記憶回路７に代えて受信信号処理回路１２を有している点とにおいて、図８に示した伝搬実験装置と異なっている。

また、図１に示す様に、切替スイッチ５からＲＦ信号処理回路６に出力される信号は、スイッチ切替制御回路１１が切替スイッチ５を周期Ｔ_１で切り替えることに対応して、複数の選択区間に分けられる。各選択区間は、ポート＃０〜ポート＃Ｎのいずれかに対応付けられている。選択区間３０及び４３はポート＃０の選択区間を示し、選択区間３１、３３、３５、３７、３９、４１、４４及び４６はポート＃１の選択区間を示し、選択区間３２及び４５はポート＃２の選択区間を示し、選択区間３４及び４７はポート＃３の選択区間を示し、選択区間３６はポート＃４の選択区間を示し、選択区間３８はポート＃５の選択区間を示し、選択区間４０はポート＃（Ｎ−１）の選択区間を示し、選択区間４２はポート＃Ｎの選択区間を示す。

スイッチ切替制御回路１１が、図１に示す様に、ポート＃０（選択区間３０）、ポート＃１（選択区間３１）、ポート＃２（選択区間３２）、ポート＃１（選択区間３３）、ポート＃３（選択区間３４）、ポート＃１（選択区間３５）、ポート＃４（選択区間３６）、ポート＃１（選択区間３７）、ポート＃５（選択区間３８）、…、ポート＃１（選択区間３９）、ポート＃（Ｎ−１）（選択区間４０）、ポート＃１（選択区間４１）、ポート＃Ｎ（選択区間４２）、ポート＃０（選択区間４３）、ポート＃１（選択区間４４）、ポート＃２（選択区間４５）、ポート＃１（選択区間４６）、ポート＃３（選択区間４７）、…という順番で切替スイッチ５を切り替える。

切替スイッチ５のポート＃１〜Ｎは、それぞれが受信アンテナ３−１〜３−Ｎに接続されている。例えばポート＃１が選択されると、受信アンテナ３−１で受信された信号がＲＦ信号処理回路６に入力される。また、ポート＃０は、いずれの受信アンテナ３−１〜３−Ｎも接続されていない。ポート＃０を選択することは、受信信号をＲＦ信号処理回路６に入力しないことを選択することになる。

第１の実施形態では、ポート＃２の選択区間３２及び４５、ポート＃３の選択区間３４及び４７、ポート＃４の選択区間３６、ポート＃５の選択区間３８、ポート＃（Ｎ−１）の選択区間４０、ポート＃Ｎの選択区間４２それぞれの前にはポート＃１の選択区間３１、３３、３５、３７、３９、４１、４４、４６が配置されている。これにより、全ての受信アンテナは、受信アンテナ３−１のチャネル状態を基準としてどの様な位相関係になっているかを、位相誤差の累積の差が小さな時間領域で把握することが可能となる。

受信信号処理回路１２には、ＲＦ信号処理回路６にてサンプリングされたデジタルベースバンド信号が入力される。デジタルベースバンド信号は、図１に示す様に時間的な系列を有する一続きの信号であるが、伝搬測定システムにおいて取得すべき信号は、Ｎ本の受信アンテナ３−１〜３−Ｎにて受信したＮ系列のトレーニング信号である。そのため、受信信号処理回路１２は、切替スイッチ５がポートを切り替える切替パターンに基づいて、入力されるデジタルベースバンド信号をＮ系統のパラレルな信号列に変換する。

なお、伝搬測定システムに関するバリエーションとしては、必ずしもこの受信信号処理回路１２においてシリアルな信号系列をＮ系統のパラレルなデータ列に変換する作業を必要としているわけではなく、受信信号処理回路１２では単純にサンプリングデータをシリアルに記録し、これをＰＣ９からの指示で入出力回路８を介して生データのままＰＣ９に出力し、受信信号処理回路１２の代わりにこのＰＣ９上にて信号処理を行うことで必要なチャネル情報のデータをＰＣ９で取得することも可能である。このように、トレーニング信号受信機１０の外部においてデジタルベースバンド信号をＮ系統の信号列に変換する場合には、トレーニング信号受信機１０が受信信号処理回路１２に代えて受信信号記憶回路７を有する構成であってもよい。この場合、ＰＣ９は、切替スイッチ５における切替パターンをＮ系統の信号列とともに取得して信号処理を行うことになる。

なお、補足であるが上述のポート＃０からポート＃Ｎまでの選択区間３０〜４７の各区間の時間長は同一である必要はない。例えば、同じポート＃１の選択区間３１、３３、３５、３７、３９、４１、４４、４６の中でも、ポート＃１の選択区間３１及び４４はポート＃０の選択区間３０及び４３の直後に位置し、その境界で受信電力が大きく変化するため、ＲＦ信号処理回路６内のＡＧＣの引き込みに多少の時間を要し、その他のポート＃１の選択区間３３、３５、３７、３９、４１、４６よりも長めに設定されることが好ましい。また、ポート＃０の選択区間３０及び４３は急激なレベル変動を検出できる程度の時間長が確保できればよいので、その他のポートの選択区間３１〜４２や４４〜４７よりも短い時間に設定されていても構わない。

また、上述のポート＃０からポート＃Ｎまでの順番に関しても、必ずポート＃１、ポート＃２、ポート＃１、ポート＃３、ポート＃１、ポート＃４、ポート＃１、ポート＃５、…、ポート＃１、ポート＃（Ｎ−１）、ポート＃１、ポート＃Ｎ、ポート＃０、ポート＃１、ポート＃２、ポート＃１、ポート＃Ｎ、…という順番の様に、１つおきにポート＃１を配置せずともよい。例えばポート＃１、ポート＃２、ポート＃３、ポート＃１、ポート＃４、ポート＃５、…、ポート＃１、ポート＃（Ｎ−１）、ポート＃Ｎ、ポート＃０、ポート＃１、ポート＃２、ポート＃３、…の様に、ポート＃１の後にポート＃１以外の複数のポートを配置する様にしてもよい。

すなわち、スイッチ切替制御回路１１がポート＃１を選択する頻度を減らして、ポート＃１を２つ置き、３つ置きに選択してポート＃１で挟まれる他のポート＃２〜＃Ｎの数を増やす様にしてもよい。すなわち、ポート＃０を選択してから次にポート＃０が選択されるまでの１周期において複数回ポート＃１が選択される範囲内でポート＃１を選択する頻度を減らしてもよい。ポート＃１を選択する頻度を減らすことにより、全体の周期を短縮してチャネルの時変動の影響を少なくすることも可能である。以下の説明においては、ポート＃１とポート＃１以外のポートとが交互に配置される場合について説明する。

以上が第１の実施形態における伝搬測定システムにおける基本的な動作である。以下では、トレーニング信号受信機１０における信号処理を具体的に説明する。

［ポート＃０とポート＃１の切り替わりタイミングの検出処理］
図２は、第１の実施形態において用いる第１のトレーニング信号系列の一例を示す図である。図２に示す様に、第１のトレーニング信号系列５０には、タイミング検出信号５１と、複数のチャネル推定用信号（チャネル推定用信号５２、信号５３、…、信号５４）とが含まれている。第１のトレーニング信号系列５０は複数回繰り返されるので、一つの第１のトレーニング信号系列の後には、タイミング検出信号５５、複数のチャネル推定用信号（チャネル推定用の信号５６、…）が配置される。

図２に示す第１のトレーニング信号の特徴は、図１に示す様にポート＃０の選択区間３０及び４３の受信信号レベルと、ポート＃１の選択区間３１及び４４の受信信号レベルとのレベル差を利用してポート番号を検出するため、チャネル推定に用いるトレーニング信号は途切れのない連続的な信号になっていることである。一般的なパケットベースの無線通信においては、そのパケットの先頭を検出するための先頭タイミングを把握するためのタイミング検出用信号をパケット先頭に配置するが、本トレーニング信号は連続信号でありながら、その周期の先頭部分に同様のタイミング検出信号５１を配置し、それに続けてチャネル推定用信号＃１（５２）、チャネル推定用信号＃２（５３）、…、チャネル推定用信号＃ｍ（５４）を配置し、全体の一続きのトレーニング信号系列５０を構成する。さらに続けて、タイミング検出信号５５、チャネル推定用信号＃１（５６）…と続くことになる。

なお、ここではタイミング検出信号５１を１ＯＦＤＭシンボル長であるかの様に図示しているが、必ずしも１シンボルである必要はない。また、ｍを１以上の任意の整数として、一続きのトレーニング信号系列５０内にチャネル推定用信号＃１（５２）、チャネル推定用信号＃２（５３）、…、チャネル推定用信号＃ｍ（５４）とｍ個のチャネル推定用信号を配置したが、これはシンボル単位ではチャネル情報は急峻に変化しないと仮定し、複数シンボルで平均化することを想定している。ただし、受信する信号のレベルが十分に高いチャネル推定精度を示すのであれば、必ずしもｍ回の受信されたチャネル推定信号の平均化処理を行う必要はなく、１回（１ＯＦＤＭシンボル）のみの送信であっても構わない。

次に、図１に示したポート＃０の選択区間３０とポート＃１の選択区間３１（又はポート＃０の選択区間４３とポート＃１の選択区間４４）の境界を検出する方法について一例を簡単に説明しておく。例えば、時刻ｔ（ここでは説明の都合上、サンプリングごとに整数の識別番号を付与し、その識別番号を時刻と見なす）のサンプリングデータ（複素数）をＳ（ｔ）とおく。このとき、例えばｎ_１＜ｎ_２なる正の整数ｎ_１、ｎ_２に対し、以下の物理量Ｆ（ｔ）を次式（１）で定義する。

図３は、第１の実施形態におけるポート＃１の先頭タイミングを検出する動作を説明する図である。図３において、横軸は時刻ｔを表し、縦軸はサンプリングデータの絶対値の二乗値を表す。図１に示したポート＃０の選択区間３０とポート＃１の選択区間３１（又はポート＃０の選択区間４３とポート＃１の選択区間４４）の境界付近では、図３に示す様に急激にサンプリングデータの絶対値の２乗値が変化する。この急峻な変化を検出するには、所定のサンプル数ｎ_１サンプルのサンプリングデータの絶対値の二乗値の総和を算出し、前後する時刻の間でその値の比率を用いる。ポート＃１の先頭タイミングを検出するには、この比率が最大となる時刻ｔ_０を検索する。なお、絶対値の二乗値の総和に代えて絶対値の総和を算出する様にしてもよい。またさらに、絶対値の二乗値ないしは絶対値の代わりに、その近似値を用いても構わない。

演算量の削減を考えれば、時刻ｔ_０は全ての時刻ｔに対して式（１）に相当する物理量を評価する必要はなく、例えば図３の縦の点線で示した区切り時刻の様に、ｎ_１サンプルずつシフトさせながら、このタイミングでＦ（ｔ）を算出する方法が考えられる。ただし、この場合には仮にｎ_１＝ｎ_２となる条件を仮定すると、ｎ_１サンプルの途中でポートが切り替わる場合には評価関数Ｆ（ｔ）が最大となる時刻ｔが必ずしもサンプリングデータの絶対値の二乗値がレベルの高い状態に切り替わった点を検出できるとは限らず、このために連続しない区間で式（１）の分母及び分子に対応するサンプリングデータの絶対値の二乗値の総和を求める必要がある。このための条件の一例として、例えばｎ_１＜ｎ_２の具体的な条件としてｎ_２＝２×ｎ_１又はｎ_２＝３×ｎ_１などの条件を設定する。この様にして得られる時刻ｔ_０がポート＃１の選択区間３１又は４４の先頭タイミングと見なすことができる。なお、実際の運用においては、多少の誤差を見込んで、ここで検出された時刻に所定のサンプリング数だけ後方にシフトしたタイミングを時刻ｔ_０と見なしても構わない。なお、サンプル数ｎ_１及びｎ_２は、切替スイッチ５が接続を切り替える間隔より短い期間に対応する。

［一連の信号処理におけるシンボルタイミングについて］
前述の処理において取得したポート＃１の切り替わりタイミングを基に、その後の信号処理を行う。ここで注意をすべき点は、図１のポート＃１からポート＃Ｎまでの選択区間３１から選択区間４２におけるチャネル情報の取得においては、同一のシンボルタイミングでのチャネル情報取得が必要になる。図２で示したタイミング検出信号５１及び５５を用いることでＯＦＤＭのシンボルタイミングを検出することは可能であるが、マルチパスなどの影響もあり若干のシンボルタイミング検出誤差が発生する。この検出誤差は、チャネル情報の初期位相の誤差として現れることになるため、少なくとも図１のポート＃１からポート＃Ｎまでの選択区間３１から選択区間４２では、同一のシンボルタイミングで処理を行う必要がある。即ち、ポート＃１の選択区間（３１）でシンボルタイミングを検出したら、そのタイミングの周期性を維持しながらシンボル周期の整数倍で信号処理を行う必要がある。

図４は、第１の実施形態における各ポートにおけるチャネル推定の利用区間の概要を示す図である。図４において、選択区間３１及び３３はポート＃１の選択区間を示し、選択区間３２はポート＃２の選択区間を示し、選択区間３４はポート＃３の選択区間を示す。また、図４の点線はシンボルタイミングを示す。区間６１から区間６４それぞれは、チャネル推定の利用区間を示す。図４に示す様に、選択区間３１〜３４それぞれにおける利用区間６１〜６４の先頭タイミングは全てポート＃１の選択区間３１で求めたシンボルタイミングを起点として、そのＯＦＤＭシンボル周期に同期している。また、図４におけるチャネル推定の利用区間６１〜６４の中には、例えば図２に示すトレーニング信号を想定するなら、一続きのトレーニング信号系列５０が１周期又は複数周期分収容されている。

［周波数誤差補償のための粗調処理］
次に、第１の実施形態における伝搬測定システムにおいて、送信側のトレーニング信号送信機１と受信側のトレーニング信号受信機１０とでは独立のローカル発振器を用いているため、その周波数誤差に起因して時間とともに位相の定常的な回転が伴う。例えばＯＦＤＭを用いて伝送では、周波数誤差がサブキャリアの周波数間隔に比べて十分に小さい場合、その影響は小さい。しかし、周波数誤差がある程度の大きさになるとＦＦＴ処理により各サブキャリアの周波数に該当する成分を抽出する際に、周波数成分の信号が他の周波数成分の信号成分に漏れ出す恐れがあり、サブキャリア間の直交性が破れる原因になる。この特性劣化要因を回避するため、必要に応じてその周波数誤差をキャンセルするための周波数誤差補償処理（いわゆる粗い補償として「粗調」に相当）を実施する。

例えば図２に示した一続きのトレーニング信号系列５０内に複数シンボル分のチャネル推定用信号５２〜５４が連続して収容されている。この場合、チャネル推定信号＃１（５２）、チャネル推定信号＃２（５３）、…、チャネル推定信号＃ｍ（５４）にはサンプリングごとに定常的な位相誤差が累積される。そこで、以下の手順で周波数誤差を補正する。

まず、上述の説明では時刻ｔを「サンプリングごとに整数の識別番号」としていたので、サンプリング周期をΔｔとすれば実際の時刻はΔｔ・ｔに相当する。また、ＯＦＤＭシンボル周期をＴとすると、１周期のデータ数はＮ’＝Ｔ／Δｔで与えられる。さらにチャネル推定信号＃１（５２）の先頭時刻をｔ_＃１とし、α＝ｍｏｄ（ｔ−ｔ_＃１，Ｎ’）、β＝Ｉｎｔ（（ｔ−ｔ_＃１）／Ｎ’）（ここで関数「ｍｏｄ」は除算の余り、「Ｉｎｔ」は除算の商（整数部）を求める関数である。）とすれば、時刻ｔはｔ_＃１＋α＋βＮ’で表記できるため、サンプリングデータＳ（ｔ）を離散的な時刻の数列Ｓ^（β） _αに置き換えることができる。

さらに、周波数誤差をΔｆとすると、周波数誤差に起因した時刻ｔにおける複素位相の回転量は２πΔｆ・Δｔ・（ｔ−ｔ_＃１）となるため、サンプリングデータを理想的に周波数補償するとＳ^（β） _α・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［α＋β×Ｎ’］）となる。これに対し、ＯＦＤＭシンボル内の各サンプリング位置のαごとに、異なるＯＦＤＭシンボルのシンボル番号に相当するβで加算を行い、複数ＯＦＤＭシンボルでの平均化に相当する次式（３）の処理を施す。

この物理量は、適切に周波数誤差Δｆを設定した場合に信号の山と山、谷と谷が重なるために振幅（即ち受信電力）が最大となる。そこで、次式（４）の評価関数Ｇ（Δｆ）を定める。

式（４）における＾Ｓ（β，β’）は、次式（５）で与えられる。なお、「Ｓ（β，β’）」の前に表記した「＾（ハット）」は本来Ｓの上に記されるものであるが、この様に表記する。以下、数式等における文字の上に表記すべき記号を、便宜上、当該文字の前に表記する。

式（４）で表される評価関数Ｇ（Δｆ）を最大にする実数Δｆを数値的に求めれば、送信側と受信側との周波数誤差が算出される。この周波数誤差Δｆを用いて、式（３）で与えられる１周期分の加算・平均化されたサンプリングデータを用いてチャネル推定を行えば、周波数誤差補償を行うことができる。なお、周波数誤差Δｆのとりうる範囲が装置の周波数誤差特性により範囲が限定されているならば、その範囲内の適当な刻み幅でΔｆの候補を設定し、それらの候補に対して式（３）で〜Ｓ_αを算出し、式（４）の評価関数Ｇ（Δｆ）の最大値を与えるΔｆを検索してもよい。

この場合、先ほど例示したのと同様に使用する中心周波数が仮に２．４ＧＨｚで周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．であるならば、Δｆの範囲は−２．４ｋＨｚから＋２．４ｋＨｚ以内となる。刻み幅の最適値は求められる精度に応じて変わるが、仮に１０Ｈｚ刻みでΔｆの候補値を設定して式（４）でＧ（Δｆ）を算出するならば、式（４）を最大にする真値に対して±５Ｈｚ以内の誤差の範囲でΔｆを検索することが可能である。つまり、周波数誤差は５Ｈｚ以内に抑えられ、ｍ周期の平均化を行う際の時間長（ｍ×Ｔ）を５ｍ秒程度と想定しても、平均化を行う期間内の位相の誤差は２πの１／４０（角度は９度）以内に収まる。平均化の期間内に位相は定常的に回転することを考慮すれば、運用上、支障のない程度の精度でチャネル情報を算出することが可能である。換言すれば、平均化を行う期間内の位相の誤差を所定の値に抑えられる範囲で、ｍ周期の平均化を行う際の時間長（つまりｍの値）が制限されることになる。

ここで、式（４）のαに対する総和を示すΣの範囲であるが、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルが含まれる場合、ガードインターバルを含めたＯＦＤＭシンボル全体の範囲で総和をとっても、ガードインターバルを除去した実際にＦＦＴを実施する範囲に限定して総和を取っても構わない。この場合、式（４）のαの取り得る値の範囲は０からＮ’−１ではなく、ガードインターバルを除外した範囲に限定される。

前述のようにして周波数誤差が補償されたサンプリングデータに対し、各周波数成分のチャネル情報を算出する。ＯＦＤＭ変調方式であれば、この１周期のサンプリングデータに対してガードインターバルの除去を行った後でＦＦＴ処理を行い、各サブキャリア成分のチャネル情報を算出する。ここで、受信アンテナ３−１から受信アンテナ３−Ｎそれぞれに対応するチャネル情報を取得するには、上述の様に同一のシンボルタイミングでのチャネル情報を取得する必要がある。そこで、上述の時刻ｔ_＃１を起点としてＮ’サンプルずつを区切り、図１に示したポート＃１からポート＃Ｎまでの選択区間３１〜４２それぞれに収められている一続きのトレーニング信号系列５０を検出する。ここで、式（４）を最大にする様にして求めた周波数誤差Δｆは、周波数誤差の短期安定性を考慮して、ポート＃１からポート＃Ｎまでの各選択区間３１〜４２の間では一定値のままであると仮定することができる。そこで、ポート＃２からポート＃Ｎまでの選択区間３２〜４２の間でも同様に、ポート＃１の選択区間３１で求めた周波数誤差Δｆを流用し、上述の時刻ｔ_＃１を起点とした周波数誤差補正を実施する。

なお、上述の様に周波数誤差Δｆの推定処理を実施する際にはポート＃１の選択区間３１を想定して一つの選択区間に対して式（４）を実施するものとしていたが、複数の選択区間（例えば選択区間３１から４２）に対して同様の処理を実施し、その選択区間に対し評価関数を最大にするΔｆを求める様に拡張することも可能である。

［チャネル情報の取得処理］
次に、時間軸上の信号において周波数誤差が小さく抑えられている状態、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いている場合において周波数誤差がサブキャリアの周波数間隔に比べて十分小さく抑えられている状態のもとで、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換してチャネル推定を行う。例えば通常のＯＦＤＭの信号であれば、シンボルタイミングで切り出した受信信号にはガードインターバルが含まれているため、このガードインターバルを除去し、残りの信号に対してＦＦＴ処理を実施する。

ＦＦＴ処理で得られた信号は周波数軸上の信号ではあるが、図８で示したケースにおいて、ＰＬＬ制御においてランダムにふらつく位相の誤差の累積の影響を排除できないため、その補正処理を行う必要がある。図８に示した伝搬実験装置であれば、ポート＃１の選択区間２１の複素位相を基準に、各受信アンテナ３−１〜３−Ｎからの信号に相当する各ポートの選択区間２１〜２４で求められたチャネル情報を補正するための相対成分を取得している。

これに対して、第１の実施形態では、ポート＃２の選択区間３２に対しては直前のポート＃１の選択区間３１における複素位相を基準に相対成分を取得し、ポート＃３の選択区間３４に対しては直前のポート＃１の選択区間３３における複素位相を基準に相対成分を取得する。同様に、ポート＃４の選択区間３６、ポート＃５の選択区間３８、ポート＃（Ｎ−１）の選択区間４０、ポート＃Ｎの選択区間４２それぞれの相対成分を、直前のポート＃１の選択区間３５、３７、３９、４１における複素位相を基準にして取得する。

具体的には、連続する選択区間εと選択区間ε＋１との組み合わせに着目し、ポート＃１の選択区間εで検出されたサブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリアのチャネル情報をｈ_１，ε（ｋ）とし、ポート＃δの選択区間ε＋１で検出されたサブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリアのチャネル情報をｈ_{δ，ε＋１}（ｋ）と表記する場合、チャネル情報の相対成分＾ｈ_δ（ｋ）は次式（６）の様に定義される。

例えば、図１におけるポート＃１の選択区間３１とポート＃２の選択区間３２とに着目すれば、式（６）におけるεは３１であり、δは２である。同様に、ポート＃１の選択区間３３とポート＃３の選択区間３４とに着目すれば、εは３３であり、δは３となる。なお、以上の処理においてはポート＃１に対応する受信アンテナ＃１のチャネル情報の複素位相を基準としていたために、受信アンテナ３−１のチャネル情報の複素位相は０に設定されているものと理解すべきである。この意味で、δ＝１に対するチャネル情報は次式（７）の様に定義される。

なお、式（７）におけるεはポート＃１の選択区間３１に着目してε＝３１と見なしてもよいし、複数のポート＃１の選択区間３１、３３、３５、３７、３９、４１に対する式（７）のいずれかの値をεと見なして求めてもよい。また、ポート＃１に対応するチャネル情報は、εが取り得る値それぞれで算出される式（７）の値の平均値としてもよい。

なお、周波数誤差に起因して、例えばポート＃１の選択区間３１におけるチャネル情報の複素位相とポート＃１の選択区間３３、３５、３７、３９、４１の複素位相とは異なる値である可能性は高い。しかし、ポート＃１の選択区間３３とポート＃３の選択区間３４とに着目するならば、ポート＃１の選択区間３１からポート＃１の選択区間３３までの区間で累積された複素位相の誤差は、ポート＃１の選択区間３３とポート＃３の選択区間３４の両方とも共通に累積されているため、式（６）の演算を行えば、これらの共通の複素位相の誤差の累積値はキャンセルされることになる。図８に示す伝搬実験装置に比べ、第１の実施形態における伝搬測定システムにおいて算出された相対成分の複素位相の不確定性は、より短い時間区間におけるランダムな位相の誤差の累積に起因するため、推定精度がその分だけ改善されることになる。すなわち、第１の実施形態における伝搬測定システムにおいて算出された相対成分の複素位相に対する不確定性は、当該複素位相に対応する選択区間までに累積されたランダムな位相の誤差の影響が抑えられているため、チャネル情報の推定精度を向上させることができる。

［周波数誤差補償のための微調処理］
上述の相対成分の取得処理の説明では、着目する一つのポートの選択区間内は時間的に短いために複素位相の変動がないことを想定して説明を行っていた。しかし、現実には僅かではあるが複素位相の変動があり得るため、周波数誤差補償の粗調処理に対し、更なる高精度の周波数誤差補償を行うこともできる。ここでは、ポート＃１からポート＃Ｎの各選択区間３１〜４２内において、その選択区間の先頭を基準としたＯＦＤＭのパイロットサブキャリアの位相回転量をトラッキングすることで、微細な調整としての微調処理を実施する。なお、先ほど説明した粗調処理はＦＦＴ処理においてサブキャリアの直交性が破れない程度の周波数誤差に収まっていることが分かっている場合には省略し、こちらの微調処理にて一括して周波数誤差補償を行うことも可能である。

具体的には、全帯域内に複数のパイロットサブキャリアがある場合（伝搬測定システムでは、ガードバンドを除く全体の有効サブキャリアがパイロットサブキャリアと見なすことができる）には、周波数誤差に起因する位相の変位Δθは、全てのパイロットサブキャリアで共通の値の位相変位量となって観測されるため、これらのパイロットサブキャリアの位相変位量の平均値Δθが求まれば、全周波数成分のチャネル情報に対してＥｘｐ（−ｊΔθ）を乗算することで周波数誤差補償は可能である。例えば、ある着目する選択区間ε内において、図４に示す様なチャネル推定の利用区間（例えば、選択区間３１に対する利用区間６１、選択区間３２に対する利用区間６２、選択区間３３に対する利用区間６３、選択区間３４に対する利用区間６４など）にさらに着目し、下記の演算を行う。

式（６）などで説明に用いたチャネル情報のｈ_δ，ε（ｋ）では、利用区間の先頭シンボルのチャネル情報と後続するシンボルのチャネル情報とで差がないと見なして説明していたが、実際にはτシンボル目のパイロットサブキャリアの第ｋサブキャリアのチャネル情報はτに依存する量としてｈ_δ，ε（ｋ，τ）と表記するべきである。選択区間ε内において、チャネル推定の利用区間内のあるシンボルτ_ｒｅｆを基準とするならば、シンボルτ_ｒｅｆとτシンボル目とのチャネル情報の位相差は次式（８）で表される。

式（８）において、Σの演算はパイロットサブキャリアのサブキャリア番号ｋに対して実施する。ｈ_δ，ε（ｋ，τ）^＊・ｈ_δ，ε（ｋ，τ_ｒｅｆ）の値は、比較的短い時間区間での複素位相の変化量が比較的小さい特徴を利用すれば、概ねθ＝０付近の位相を示すことになる。したがって、全パイロットサブキャリアに対する総和を算出すると、概ね複素位相の平均値を与えることになる。

ちなみに、各パイロットサブキャリアのチャネル情報は周波数選択性の歪により、その絶対値にばらつきがある可能性がある。受信レベルの低いサブキャリアは雑音の影響で精度が低いが、式（８）の演算ではその受信レベルに比例したウエイトで加算を行っているため、推定精度の低いチャネル情報は軽い重みで加重平均化されることになる。この様にして求めた係数η_δ，ε（ｋ，τ）をチャネル情報に乗算し、ｈ_δ，ε（ｋ，τ）→η_δ，ε（ｋ，τ）ｈ_δ，ε（ｋ，τ）と置き換えることで周波数誤差の微調処理を実現することが可能となる。

前述の様な周波数誤差の微調処理を施したチャネル情報に対し、例えば図２に示す様に複数シンボルのチャネル推定信号が取得された場合、又は図４に示したチャネル推定の利用区間内に一続きのトレーニング信号系列が複数含まれる場合には、これらのチャネル推定信号を用いて平均化を行い、その結果を用いて精度の高いチャネル推定を実現する。

［取得されたチャネル情報の出力］
前述した、ポート＃０とポート＃１との切り替わりタイミングの検出処理、シンボルタイミング検出処理、周波数誤差補償処理、チャネル情報の取得処理などは、一般的には受信信号処理回路１２で実施する。これらの処理により得られたチャネル情報は受信信号処理回路１２内のメモリに記憶される。受信信号処理回路１２に記憶されるチャネル情報は、ＰＣ９の指示を受け付けた入出力回路８の要求に応じて読み出され、ＰＣ９に出力される。チャネル情報は、全てのサブキャリアについて受信アンテナ３−１〜３−Ｎごとに所定の形式でＰＣ９に出力される。入出力回路８は、チャネル情報の出力を管理する。

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態における伝搬測定システムでは、受信信号処理回路１２が、ポート＃０とポート＃１との切り替わりタイミングの検出処理、シンボルタイミング検出処理、周波数誤差補償処理、チャネル情報の取得処理を行う構成を説明した。第２の実施形態における伝搬測定システムでは、ポート＃０とポート＃１の切り替わりタイミングの検出処理、シンボルタイミング検出処理、周波数誤差補償処理、チャネル情報の取得処理を、トレーニング信号受信機１０に接続されたＰＣ９において行う。第２の実施形態では、ＲＦ信号処理回路６におけるＡ／Ｄ変換処理の後に得られるデジタルベースバンド信号を受信信号処理回路１２（ないしは、受信信号処理回路１２を受信信号記憶回路７に置き換えたもの）が記憶し、入出力回路８を介してデジタルベースバンド信号をＰＣ９に出力する。ＰＣ９は、予め定められた信号処理プログラムを実行し、サンプリングされたデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）に対して、ポート＃０とポート＃１との切り替わりタイミングの検出処理、シンボルタイミング検出処理、周波数誤差補償処理、チャネル情報の取得処理を行う。つまり、トレーニング信号受信機１０において、受信信号処理回路１２において行う処理を大幅に限定するとともにその処理をＰＣ９にて代替的に行うことに相当する。

＜第３の実施形態＞
第１の実施形態における伝搬測定システムでは、ＯＦＤＭ変調方式を用いることを前提として、タイミング検出におけるシンボルタイミングの抽出や、ガードインターバルの除去などの処理を受信信号処理回路１２が行う構成について説明した。式（６）に示した相対成分の取得処理を行う場合、すなわちＭＩＭＯチャネルとしての空間多重特性を中心に状態を把握することが目的の場合には、絶対的なシンボルタイミングなるものを必ずしも必要とはしない。

図５は、第３実施形態における伝搬測定システムにおいて用いるトレーニング信号の一例を示す図である。図５に示す様に、一般のＯＦＤＭシンボル７１−ｉ（ｉ＝１，２，３）には、ガードインターバル７５−ｉと、ガードインターバルを含まない有効な信号領域７２−ｉとが含まれている。トレーニング信号７３−ｉは、信号領域７２−ｉに配置されている。ガードインターバル７５−ｉは、信号領域７２−ｉにおける信号の末尾領域７４−ｉを複製したものとなっている。信号周期７６−１〜７６−３は、実際のチャネル推知に用いる信号周期を示している。なお、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリア成分を含むが、図５においては一つのサブキャリアを抜き出して正弦波として示されている。

従来のＯＦＤＭ信号であれば、ＯＦＤＭシンボル７１−１〜７１−３の周期の信号は、実際のデータとして有効な信号領域７２−１〜７２−３を生成し、この信号の末尾領域７４−１〜７４−３）を信号の先頭領域にガードインターバル７５−１〜７５−３としてコピーして貼り付け、全体のＯＦＤＭシンボル７１−１〜７１−３を生成していた。通常の通信においては、ガードインターバルを取り除いた有効な信号領域７２−１〜７２−３の先頭部分のタイミングをタイミング検出により抽出し、そのタイミングを起点とした場合の振幅及び複素位相に関する情報をチャネル推定では取得する。

しかし、第３の実施形態における伝搬測定システムでは、各受信アンテナ３−１〜３−Ｎの相対的な位相関係を取得できれば十分であるために、正確な初期複素位相の把握までは不要であり、ＯＦＤＭシンボルの有効な信号領域７２−１〜７２−３の先頭の様な適切なタイミングを起点とする必要はない。したがって、ガードインターバルを設定したＯＦＤＭ信号である必要はなく、ＯＦＤＭシンボルの有効な信号領域７２−１〜７２−３を取り出して連続させた信号であるトレーニング信号７３−１〜７３−３を多数回繰り返し送信すればよい。

ここで各区間は連続的につながっているために、この複数の周期に亘るトレーニング信号においては実質的にはシンボルタイミングというものは意味を成さない。受信側では、受信したトレーニング信号７３−１〜７３−３に対して任意の開始タイミング、例えば実際のチャネル推定に用いる信号周期７６−１〜７６−３で信号を切り取り、利用区間７６−１、利用区間７６−２、利用区間７６−３の信号に対して所定の信号処理を行えばよい。この場合、第１の実施形態で説明したシンボルタイミング検出処理は不要となり、任意のタイミングをシンボルタイミングと見なせば良いことになる。このため、第３の実施形態におけるトレーニング信号送信機１から送信する信号は、図２に示したトレーニング信号とは異なり、タイミング検出信号を伴わない図５の下段に示した第２のトレーニング信号となる。なお、図５の下段に示した第２のトレーニング信号も、途切れのない連続的な信号になっている。

すなわち、第３の実施形態における伝搬測定システムでは、トレーニング信号送信機１から送信されるトレーニング信号が図５の下段に示した第２のトレーニング信号であること、及び、トレーニング信号受信機１０が有する受信信号処理回路１２が、トレーニング信号系列に対してタイミング検出を行わないことが、第１及び第２の実施形態における伝搬測定システムと異なっている。

＜第４の実施形態＞
上述の第１の実施形態から第３の実施形態における伝搬測定システムでは、トレーニング信号送信機１が１つの送信アンテナ２を有し、トレーニング信号受信機１０がＮ個の受信アンテナ３−１〜３−Ｎを有し、１×Ｎの構成のチャネル情報を取得していた。第４の実施形態における伝搬測定システムは、送信側と受信側とのアンテナの数を逆にした構成である。図６は、第４の実施形態における伝搬測定システムの構成例を示すブロック図である。図６に示す様に、伝搬測定システムは、Ｎ個の送信アンテナ８２−１〜８２−Ｎを有するトレーニング信号送信機８０と、１つの受信アンテナ８３を有するトレーニング信号受信機８９と、トレーニング信号受信機８９に接続されたＰＣ９とを備える。図６に示す構成により、Ｎ×１の構成のチャネル情報を取得することができる。

トレーニング信号送信機８０は、トレーニング信号発生回路８１、スイッチ切替制御回路８４、切替スイッチ８５をさらに有する。トレーニング信号受信機８９は、ＲＦ信号処理回路８６、受信信号処理回路８７、及び、入出力回路８８をさらに有する。

基本的な機能としては、トレーニング信号発生回路８１がトレーニング信号送信機１に対応し、スイッチ切替制御回路８５がスイッチ切替制御回路１１に対応し、切替スイッチ８５が切替スイッチ５に対応し、ＲＦ信号処理回路８６がＲＦ信号処理回路６に対応し、受信信号処理回路８７が受信信号処理回路１２に対応し、入出力回路８８が入出力回路８に対応する。

トレーニング信号発生回路８１は、実質的には第１の実施形態におけるトレーニング信号送信機１と同等であり、トレーニング信号を生成する。トレーニング信号発生回路８１から切替スイッチ８５に出力されるトレーニング信号は、任意のいかなる信号を利用してもよい。例えば、トレーニング信号発生回路８１は、ＯＦＤＭ信号又は第３の実施形態で説明した図５に示したトレーニング信号などのいずれかの信号を生成し、所定の送信出力で切替スイッチ８５に入力する。

スイッチ切替制御回路８４は、トレーニング信号発生回路８１から出力されるトレーニング信号をＮ個の送信アンテナ８２−１〜８２−Ｎのいずれから送出させるかを選択する。スイッチ切替制御回路８４は、選択結果に基づいて切替スイッチ８５を制御し、トレーニング信号発生回路８１と送信アンテナ８２−１〜８２−Ｎとの接続を切り替える。この接続の切り替えは、所定のタイミングで行われ、図１に示した受信アンテナの切替パターンの様な送信アンテナの切替パターンに基づいて行われる。また、トレーニング信号送信機８０とトレーニング信号受信機８９とにおいて切替パターンは予め共有されている。

以下、送信アンテナの切り替えを明示的に示すために、送信アンテナ８２−１から送出される信号をポート＃１、送信アンテナ８２−２から送出される信号をポート＃２、…、送信アンテナ８２−（Ｎ−１）から送出される信号をポート＃（Ｎ−１）、送信アンテナ８２−Ｎから送出される信号をポート＃Ｎと表記する。また、ポート＃０は、トレーニング信号発生回路８１がいずれの送信アンテナ８２−１〜８２−Ｎにも接続されていない状態を表す。

送信と受信との対応は異なるが、第４の実施形態においてスイッチ切替制御回路８４は、図１に示した切替パターンと同様の切替パターンで切替スイッチ８５を制御する。トレーニング信号発生回路８１において生成されたトレーニング信号は、スイッチ切替制御回路８４による制御に応じて切替スイッチ８５が接続する送信アンテナ８２から送信される。この様に、図６に示すトレーニング信号送信機８０は、第１の実施形態におけるトレーニング信号送信機１(図１)と異なっている。

トレーニング信号受信機８９は、１つの受信アンテナ素子８３を有し、受信アンテナ素子８３とＲＦ信号処理回路８６との接続を切り替える切替スイッチや、切替スイッチを制御するスイッチ切替制御回路が不要となっている。受信アンテナ８３で受信された信号は、ＲＦ信号処理回路８６に入力される。ＲＦ信号処理回路８６は、入力された信号に対して、例えばＬＮＡでの信号増幅、無線周波数帯域からベースバンドへの周波数変換や、フィルタによる帯域外信号の除去などを含む信号処理を行った後に、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換処理を行う。ＲＦ信号処理回路８６は、Ａ／Ｄ変換処理により得られたデジタルベースバンド信号を受信信号処理回路８７に入力する。

受信信号処理回路８７には、デジタルベースバンド信号に加えて、例えばＲＦ信号処理回路８６においてＡＧＣ（自動利得制御）処理によって信号増幅の適応処理が行われる場合にはＡＧＣの増幅率情報がＲＦ信号処理回路８６から入力される。すなわち、トレーニング信号受信機８９において受信された信号の状態を判定するために十分な情報がデジタルベースバンド信号とともに入力される。受信信号処理回路８７は、サンプリングされたデジタルベースバンド信号を記憶し、入出力回路８８からの指示に従い必要な情報を入出力回路８８に出力する。入出力回路８８は、外部に接続されたＰＣ９から受け付けた出力指示に応じて、受信信号処理回路９７から取得した情報をＰＣ９に出力する。

受信信号処理回路８７は、第１の実施形態における受信信号処理回路１２と同様に、ＲＦ信号処理回路８６から入力されるデジタルベースバンド信号をＮ系統のパラレルな信号列に変換し、パラレルな信号列からＮ系統のチャネル情報を算出して記憶する。すなわち、受信信号処理回路８７は、トレーニング信号送信機８０における切替パターンに対応したＮ系統のパラレルな信号列から、送信アンテナ８２−１〜８２−Ｎと受信アンテナ８３との間におけるＮ系統のチャネルに対するチャネル情報を算出して記憶する。

一般に、ある無線局Ａから別の無線局Ｂへの方向での無線信号送信における送受信アンテナ間のチャネル情報は、この逆方向である無線局Ｂから無線局Ａへの方向での無線信号送信における送受信アンテナ間のチャネル情報とは基本的に対象関係にある。ただし、実際にはＡ／Ｄ変換後のデジタルベースバンド信号でみたときには、送信及び受信信号処理で用いるＨＰＡ及びＬＮＡやフィルタなどの非対称性があるために、これらの回路の内部で発生する振幅の変化及び複素位相の回転量などが加わることで、フォワードリンク方向とバックワード方向のチャネル情報は異なる値となる。

しかし、例えばバックワード方向のチャネル情報を取得できれば、それに所定のいわゆるキャリブレーション係数を乗算することでフォワードリンク方向のチャネル情報も近似的に取得可能である。したがって、基地局側にＮ本のアンテナ素子が備えられており、端末局側が１素子のアンテナを備えられている状況であれば、その間のＮ×１（又は１×Ｎ）の伝搬チャネルのチャネル情報の取得のためには、第１の実施形態における伝搬測定システムだけでなく、第４の実施形態における伝搬測定システムを用いることも可能である。

ただし、注意すべき点としては、図１の様に受信側に切替スイッチ５を備える場合には、切替スイッチ５への入力信号レベルは比較的低い値となることが予想されるが、図６の様に送信のためにＨＰＡで増幅された高出力の信号が切替スイッチ８５に入力されるためには、この切替スイッチ８５はその入力に耐えられるデバイスで構成する必要がある点に注意すべきである。

＜第５の実施形態＞
上述の第１から第３の実施形態における伝搬測定システムでは、トレーニング信号送信機１が１つの送信アンテナを有する構成について説明したが、２つ以上の送信アンテナを有する様にしてもよい。例えばトレーニング信号送信機が２個の送信アンテナを有する場合、全帯域の周波数成分を交互に各送信アンテナに割り当て、それぞれの送信アンテナから送信される信号がトレーニング信号受信機において分離できる様にする。この様な構成にすれば、２×ＮのＭＩＭＯチャネルに関するチャネル情報を取得することが可能である。この場合、トレーニング信号送信機は、第１の実施形態におけるトレーニング信号送信機１が複数系統用いられる状態となるが、その際のローカル発振器を各系統で共用化されていればよい。

具体的な制御をＯＦＤＭ変調方式を例に説明するならば、例えば奇数サブキャリアの信号を送信アンテナ＃１から送信し、偶数サブキャリアの信号を送信アンテナ＃２から送信する。受信側では、受信信号をＦＦＴにより各周波数成分に分離し、分離後の奇数サブキャリアと偶数サブキャリアとを送信アンテナ＃１と送信アンテナ＃２とに対するチャネル情報として扱うことになる。この場合、各送信アンテナに対して得られるチャネル情報は、連続するサブキャリアのうち一つ置きのサブキャリアのチャネル情報となるが、抜けているサブキャリアのチャネル情報は、隣接するサブキャリアのチャネル情報に基づいた内挿補間や外挿補間などの信号処理で推定することが可能である。また、各送信アンテナから送信されるトレーニング信号として、相互に直交関係にある信号を組み合わせて利用してもよい。なお、トレーニング信号送信機が２個の送信アンテナを有する場合について例示したが、３個以上の送信アンテナを有する場合であっても同様に実現可能である。

＜第６の実施形態＞
上述の第４の実施形態における伝搬測定システムでは、トレーニング信号受信機８９が１個の受信アンテナ８３を有する構成について説明したが、トレーニング信号受信機８９が２個以上の受信アンテナを有する様にしてもよい。ただし、第１の実施形態における伝搬測定システムでは受信側のみに切替スイッチを設け、第４の実施形態における伝搬測定システムでは送信側のみに切替スイッチを設けているため、送信側と受信側とで切替スイッチの切り替えタイミングに関して何らかの同期をとる必要はなかった。

しかし、仮に送信側と受信側との双方に切替スイッチを設ける場合には、何らかの同期処理を行い、双方が同期した動作になることが必要となる。第１から第５の実施形態における伝搬測定システムの特徴は、この様な複雑な同期処理を用いることなく、送信側と受信側とが非同期で簡易な制御にてチャネル情報の取得を実施できる点にある。本発明の第６の実施形態においても、この様に送受信局間の同期を回避して運用できることが好ましい。

したがって、受信側の受信アンテナを複数に拡張する場合には、実効的に図６に示したトレーニング信号受信機８９が複数系統存在する状況であるが、受信信号処理回路８７と入出力回路８８とを共用化が可能なため、受信アンテナ８３とＲＦ信号処理回路８６とを複数系統設け、受信信号処理回路８７にて各系統の信号を記録管理する様にすればよい。そして、受信信号処理回路８７又はＰＣ９にて各受信アンテナ素子８３−１〜８３−２に対応する信号を識別して信号処理を行えば、同様に、複数×複数アンテナ素子の間のチャネル情報を取得することが可能となる。

図７は、第６の実施形態における伝搬測定システムの構成例を示すブロック図である。図７に示す様に、伝搬測定システムは、Ｎ個の送信アンテナ８２−１〜８２−Ｎを有するトレーニング信号送信機８０と、２つの受信アンテナ８３−１〜８３−２を有するトレーニング信号受信機８９と、トレーニング信号受信機８９に接続されたＰＣ９とを備える。図７に示す構成では、トレーニング信号受信機８９が２つの受信アンテナ８３−１〜８３−２を有しているが、３つ以上の受信アンテナを有していてもよい。なお、トレーニング信号送信機８０の構成は、第４の実施形態におけるトレーニング信号送信機８０（図６）と同じであるので、その説明を省略する。

トレーニング信号受信機８９は、ＲＦ信号処理回路８６−１〜８６−２、受信信号処理回路８７、及び、入出力回路８８をさらに有する。ＲＦ信号処理回路８６−１は、受信アンテナ８３−１で受信された信号を入力し、入力した信号に対して、例えばＬＮＡでの信号増幅、無線周波数帯域からベースバンドへの周波数変換や、フィルタによる帯域外信号の除去などを含む信号処理を行った後に、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換処理を行う。ＲＦ信号処理回路８６−１は、Ａ／Ｄ変換処理により得られたデジタルベースバンド信号を受信信号処理回路８７に出力する。ＲＦ信号処理回路８６−２は、受信アンテナ８３−２で受信された信号を入力し、ＲＦ信号処理回路８６−１と同様に信号処理やＡ／Ｄ変換処理を行い、得られたデジタルベースバンド信号を受信信号処理回路８７に出力する。

上述した各実施形態における伝搬測定システムによれば、複数のアンテナ素子間のチャネル情報を取得する際に信号の送受信を行うアンテナ素子を切り替えて、少ない信号処理系統でチャネル情報を算出する場合において、誤差の影響を抑えることができ、チャネル情報を取得する精度を向上させることができる。アンテナ素子の切り替えにおいて、複数のアンテナ素子のうちいずれかを基準のアンテナ素子とし、基準のアンテナ素子を用いた送受信と他のアンテナ素子を用いた送受信とを続けて行うことにより、基準のアンテナ素子のチャネル情報を基準として、他のアンテナ素子におけるチャネル情報を取得する場合に、クロック発振器及び又はローカル発振器の不安定な位相成分の累積された誤差の影響を抑えることができる。このとき、基準のアンテナ素子を用いた送受信と、他のアンテナ素子を用いた送受信とが時間的に短い間に行われ、それぞれの送受信における誤差が同じである場合には、誤差をキャンセルすることができる。

上述した各実施形態におけるトレーニング信号送信機やトレーニング信号受信機をコンピュータで実現する様にしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線の様に、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリの様に、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

複数のアンテナ素子を備えた無線局におけるＭＩＭＯ伝送に用いるチャネル情報を精度よく取得することが不可欠な用途にも適用できる。

１、８０、９１…トレーニング信号送信機
２、８２−１、８２−２、８２−３、８２−Ｎ…送信アンテナ
３−１、３−２、３−３、３−Ｎ、８３、８３−１、８３−２…受信アンテナ
４、１１、８４…スイッチ切替制御回路
５、８５…切替スイッチ
６、８６、８６−１、８６−２…ＲＦ信号処理回路
７…受信信号記憶回路
８、８８…入出力回路
９…ＰＣ
１０、８９、９２…トレーニング信号受信機
１２、８７…受信信号処理回路
８１…トレーニング信号発生回路

Claims (8)

1. チャネル推定用のトレーニング信号を送信する送信機と、複数の受信アンテナを有する受信機とを備える伝搬測定システムであって、
   前記受信機は、
   入力される信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部と、
   前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナを前記ＲＦ信号処理部に接続するか或いは全ての受信アンテナと前記ＲＦ信号処理部とを接続しないことを切り替える切替スイッチと、
   前記複数の受信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の受信アンテナ全てとを接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の受信アンテナ全てを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御部と、
   前記ＲＦ信号処理部に入力される信号に対する信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第１期間における前記デジタル信号の絶対値の和又は絶対値の二乗和或いは絶対値の和の近似値又は絶対値の二乗和の近似値を算出し、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第２期間の間隔を空けて連続する２つの第１期間それぞれにおいて算出した値の比から前記切替スイッチがいずれのアンテナとも接続していなかった状態が終了したタイミングを検出する受信信号処理部と、
   を有することを特徴とする伝搬測定システム。
2. 複数の送信アンテナを有する送信機と受信機とを備える伝搬測定システムであって、
   前記送信機は、
   チャネル推定用のトレーニング信号を生成するトレーニング信号発生部と、
   前記複数の送信アンテナのうちいずれか一つの送信アンテナを前記トレーニング信号発生部に接続するか或いは全ての送信アンテナと前記トレーニング信号発生部とを接続しないことを切り替える切替スイッチと、
   前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の送信アンテナのうちいずれか一つの送信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の送信アンテナ全てを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御部と、
   を有し、
   前記受信機は、
   前記送信機から送信された信号を受信し、受信した信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部
   を有する
   ことを特徴とする伝搬測定システム。
3. 請求項２に記載の伝搬測定システムにおいて、
   前記ＲＦ信号処理部に入力される信号に対する信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第１期間における前記デジタル信号の絶対値の和又は絶対値の二乗和或いは絶対値の和の近似値又は絶対値の二乗和の近似値を算出し、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第２期間の間隔を空けて連続する２つの第１期間それぞれにおいて算出した値の比から前記切替スイッチがいずれのアンテナとも接続していなかった状態が終了したタイミングを検出する受信信号処理部
   をさらに備えることを特徴とする伝搬測定システム。
4. 請求項１又は請求項３のいずれかに記載の伝搬測定システムにおいて、
   前記受信信号処理部は、さらに、前記ＲＦ信号処理部に入力される信号に対する信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記基準アンテナと前記基準アンテナ以外の他のアンテナとそれぞれに対応するチャネル情報を算出する
   ことを特徴とする伝搬測定システム。
5. 請求項４に記載の伝搬測定システムにおいて、
   前記受信信号処理部は、
   検出した前記タイミングを基準として、前記切替スイッチが接続を切り替えたタイミングを推定し、推定した各タイミングから所定の時間が経過した時刻から所定の期間までにおけるデジタル信号を切り出し、
   前記基準アンテナに対応するデジタル信号から前記基準アンテナに対応するチャネル情報を算出し、
   他のアンテナに対応するチャネル情報を前記基準アンテナに対応するチャネル情報のうち前記他のアンテナに対応するチャネル情報が取得された時刻に最も近い時刻に取得されたチャネル情報に対する相対成分で補正する
   ことを特徴とする伝搬測定システム。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の伝搬測定システムにおいて、
   前記スイッチ切替制御部は、
   前記基準アンテナ以外のアンテナを接続する直前又は直後において前記基準アンテナを接続する制御を前記切替スイッチに対して行う
   ことを特徴とする伝搬測定システム。
7. チャネル推定用のトレーニング信号を送信する送信機、及び、複数の受信アンテナと、入力される信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部と、前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナを前記ＲＦ信号処理部に接続するか或いは全ての受信アンテナと前記ＲＦ信号処理部とを接続しないことを切り替える切替スイッチとを有する受信機を備える伝搬測定システムにおける伝搬測定方法であって、
   前記複数の受信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の受信アンテナ全てを接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の受信アンテナのうちいずれか一つの受信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の受信アンテナ全てを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御ステップと、
   前記ＲＦ信号処理部に入力される信号に対する信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第１期間における前記デジタル信号の絶対値の和又は絶対値の二乗和或いは絶対値の和の近似値又は絶対値の二乗和の近似値を算出し、前記切替スイッチが接続を切り替える間隔より短い第２期間の間隔を空けて連続する２つの第１期間それぞれにおいて算出した値の比から前記切替スイッチがいずれのアンテナとも接続していなかった状態が終了したタイミングを検出するとともに、前記複数の受信アンテナそれぞれに対応するチャネル情報を算出する受信信号処理ステップと、
   を有することを特徴とする伝搬測定方法。
8. 複数の送信アンテナと、チャネル推定用のトレーニング信号を生成するトレーニング信号発生部と、前記複数の送信アンテナのうちいずれか一つの送信アンテナを前記トレーニング信号発生部に接続するか或いは全ての送信アンテナと前記トレーニング信号発生部とを接続しないことを切り替える切替スイッチとを有する送信機、及び、前記送信機から送信された信号を受信し受信した信号に対して周波数変換及びアナログ−デジタル変換を含む信号処理を行うＲＦ信号処理部を有する受信機を備える伝搬測定システムにおける伝搬測定方法であって、
   前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択してから次に前記複数の送信アンテナ全てと接続しないことを選択するまでの期間において前記複数の送信アンテナのうちいずれかの一つの送信アンテナである基準アンテナを複数回接続し、かつ当該期間において前記複数の送信アンテナを少なくとも１回接続する制御を前記切替スイッチに対して行うスイッチ切替制御ステップと、
   前記ＲＦ信号処理部における信号処理により得られるデジタル信号に基づいて、前記複数の送信アンテナそれぞれに対応するチャネル情報を算出する受信信号処理ステップと、
   を有することを特徴とする伝搬測定方法。

Images