JP6148728B2 - 送信機 - Google Patents

Description

本発明は、送信機に係り、特に、増幅器の非線形歪補償に加えて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットの補正を精度よく行うことができる送信機に関する。

［先行技術の説明］ ベースバンドのアナログＩ信号とアナログＱ信号を直交変調するアナログ直交変調器を含むダイレクトコンバージョン方式の送信機がある。
このような送信機では、電力増幅器で発生する歪やアナログ直交変調器における変調誤差を補償するためのフィードバック回路を備えることがある。
アナログ直交変調器の変調誤差としては、回路素子の個体差や偏差に起因するＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットがある。

［従来の送信機の構成：図３］ 従来の送信機の構成について図３を用いて説明する。図３は、従来の送信機の変復調部を含む部分構成ブロック図である。
図３に示すように、従来の送信機は、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ；Digital-Analog Convert er）１１，１２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ；Low Pass Filter）１３,１４と、ミキサ１５,１６と、局部発振器１７と、移相器（90 degree phase shifter）１８と、合成器１９と、電力増幅器２０と、ミキサ２１，２２と、ローパスフィルタ２３,２４と、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ；Analog-Digital Converter）２５，２６とを備えている。

［各部］ Ｄ／Ａ変換器１１は、ディジタル直交変調されたベースバンドの同相成分（Ｉ成分、又はＩ信号）をディジタル／アナログ変換し、Ｄ／Ａ変換器１２は、ディジタル直交変調されたベースバンドの直交成分（Ｑ成分、又はＱ信号）をディジタル／アナログ変換する。
ローパスフィルタ１３,１４は、それぞれ入力された信号を帯域制限して、低周波成分のみを通過させる。
局部発振器１７は、搬送波周波数を発振し、周波数信号を出力する。
移相器１８は、局部発振器１７からの周波数信号の位相を９０°回転させる。

ミキサ１５は、局部発振器１７からの周波数信号をＩ信号に乗算して周波数変換する。
ミキサ１６は、移相器１８からの９０°位相がずれた局部発振器１７からの周波数信号をＱ信号に乗算して周波数変換する。
合成器１９は、ミキサ１５，１６からの出力信号を合成し、直交変調された送信信号を出力する。
ミキサ１５,１６、合成器１９はアナログ直交変調器に相当する。
電力増幅器２０は、直交変調された送信信号を電力増幅して、アンテナ等に出力する。電力増幅器２０の出力の一部は、方向性結合器等により帰還信号としてフィードバックされる。

ミキサ２１は、フィードバックされた帰還信号に局部発振器１７からの周波数信号を乗算して帰還信号のＩ成分を生成する。
ミキサ２２は、帰還信号に移相器１８からの９０°位相がずれた局部発振器１７からの周波数信号を乗算して帰還信号のＱ成分を生成する。
ミキサ２１,２２はアナログ直交復調器に相当する。

ローパスフィルタ２３,２４は、それぞれ帰還信号のＩ成分、Ｑ成分を帯域制限して低周波成分のみを通過させる。
Ａ／Ｄ変換器２５は、ローパスフィルタ２３の出力をアナログ／ディジタル変換して、Ｉ′信号を出力する。
Ａ／Ｄ変換器２６は、ローパスフィルタ２４の出力をアナログ／ディジタル変換して、Ｑ′信号を出力する。

更に、図示は省略するが、従来の送信機には制御部が設けられており、制御部は、送信側のＩ信号,Ｑ信号と、フィードバック側で得られたＩ信号,Ｑ信号（Ｉ′信号,Ｑ′信号）とを比較して、電力増幅器２０における歪補償の制御や、アナログ直交変調器の誤差補正として、Ｉ信号とＱ信号のアンバランスの補正、直交度誤差の補正、直流オフセットの補正等の処理を行う。

［動作］ 上記従来の送信機における動作について図３を用いて簡単に説明する。
Ｉ,Ｑのベースバンド信号は、それぞれＤ／Ａ変換器１１，１２でディジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ１３，１４で帯域制限される。
帯域制限されたＩ信号は、ミキサで１５において局部発振器１７からの信号を用いて周波数変換される。
同様に、帯域制限されたＱ信号は、ミキサ１６において、移相器１８からの９０°位相回転させた局部発振器１７からの信号を用いて周波数変換される。
周波数変換されたＩ信号及びＱ信号は、合成器１９で合成され、電力増幅器２０で電力増幅されて、アンテナ等に出力される。

また、電力増幅器２０の出力の一部はフィードバックされ、ミキサ２１で局部発振器１７からの信号を用いて周波数変換され、I信号となる。
同様に、フィードバックされた信号は、ミキサ２２で移相器１８からの信号を用いて周波数変換され、Ｑ信号となる。
更に、周波数変換されたＩ信号及びＱ信号は、それぞれ、ＬＰＦ２３，２４で帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器２５，２６でアナログ信号からディジタル信号に変換されてＩ′信号とＱ′信号が得られる。

一方、図示しない制御部では、送信側におけるＤ／Ａ変換前のＩ信号，Ｑ信号と、フィードバックされたＩ′信号,Ｑ′信号とを比較して、電力増幅器２０における非線形歪の補償特性や、Ｉ信号とＱ信号のアンバランス、直交変調器における直交度誤差、直流オフセットの補償特性を求め、各補償特性を送信側のＩ信号，Ｑ信号に合成し、電力増幅器２０での歪補償及び直交変調器における各々の誤差の補償を行う。

尚、従来の送信機では、送信側でＩ信号とＱ信号をアナログ直交変調し、帰還側でアナログ直交復調してＩ′信号とＱ′信号を取り扱うことにより、ベースバンド帯域を広帯域に使うことができるため、歪を良好に補償することができるものである。

［従来の送信機におけるＡ／Ｄ変換後のスペクトラム：図４］ 次に、従来の送信機におけるフィードバック系のＡ／Ｄ変換後のスペクトラムについて図４を用いて説明する。図４は、従来の送信機におけるＡ／Ｄ変換後のスペクトラムを示す模式説明図である。

図４に示すように、従来の送信機におけるＡ／Ｄ変換器２５,２６の出力段におけるスペクトラムは、アナログ直交復調で送信側と同じ局部発振器１７からの周波数を用いているため、中心周波数は「０」となり、送信側のＩ信号とＱ信号のアンバランスや直交度誤差によるイメージ（TX Image）と帰還側のＩ信号とＱ信号のアンバランスや直交度誤差によるイメージ（RX Image）とが重畳され、更に、送信側の直流オフセット（TX DC Offset）とフィードバック系における直流オフセット（RX DC Offset）が重畳されたものとなっている。
つまり、従来の送信機では、Ａ／Ｄ変換器２５,２６の出力段におけるスペクトラムにフィードバック側で発生するＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットが含まれている。

アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正するためには、送信イメージ及び送信側の直流オフセットのみを正確に検出しなければならない。
そのため、フィードバックされたイメージやフィードバック側の直流オフセットが重畳されていると、制御部において送信イメージや送信側の直流オフセットを正確に把握できず、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットの補償を精度よく行うことができないため、Ｓ／Ｎ（Signal/Noise）比の劣化を招く。

［関連技術］ 尚、アナログ直交変調器の誤差を補正する送信機に関する技術としては、無線通信システムに関する技術としては、特開２００２−７７２８５号公報「無線機」（株式会社日立国際電気株式会社、特許文献１）がある。
特許文献１には、電力増幅器の非線形逆特性の計算を信号レベル代表点についてのみ行って、補償回路の高速動作化や回路規模の削減を図り、また、ディジタル局部復調器を備えることにより、アナログ直交変調器による直交変調誤差を正確に検出して補償することが記載されている。

特開２００２−７７２８５号公報

このように、従来の送信機では、フィードバック信号のＡ／Ｄ変換後のスペクトラムにおいて、送信イメージ及び送信側の直流オフセットと、フィードバック側のイメージ及びフィードバック側の直流オフセットが重畳されており、アナログ直交変調器で発生する誤差を正確に検出することができず、Ｉ信号とＱ信号のアンバランスや直交度誤差、直流オフセットの補正が困難であるという問題点があった。

本発明は、上記実状に鑑みて為されたもので、電力増幅器における非線形歪補償に加えて、アナログ直交変調器で発生する誤差を正確に検出して、Ｉ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを精度よく補正することができる送信機を提供することを目的とする。

上記従来例の問題点を解決するための本発明は、ダイレクトコンバージョン方式の送信機であって、送信側のアナログＩ信号とアナログＱ信号を直交変調するアナログ直交変調器と、直交変調された信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器からの出力信号の一部を、入力された周波数信号を用いて周波数変換するアナログ直交復調器と、第１の周波数信号を出力する第１の局部発振器と、第１の周波数信号とは周波数が異なる第２の周波数信号を出力する第２の局部発振器と、電力増幅器における非線形歪を補償する制御部とを備え、アナログ直交変調器が、第１の周波数信号を用いて直交変調し、アナログ直交復調器が、電力増幅器から帰還され、分岐された一方の信号を第２の周波数信号を用いて周波数変換し、制御部が、第２の周波数信号で周波数変換された一方の信号に基づくディジタ信号をディジタル直交復調して得られた信号を用いて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補償することを特徴としている。

また、本発明は、上記送信機において、アナログ直交復調器において、電力増幅器から帰還され、分岐された一方の信号を周波数変換する周波数信号を、第１の周波数信号又は第２の周波数信号のいずれかに切り替える第１のスイッチを備え、アナログ直交復調器が、分岐された一方の信号を第１の周波数信号又は第２の周波数信号を用いて周波数変換すると共に、分岐された他方の信号を第１の周波数信号を用いて周波数変換し、制御部が、第１のスイッチを定期的に切り替え、第１のスイッチが第１の周波数信号側に切り替えられている状態において、第１の周波数信号で周波数変換されたアナログＩ信号及びアナログＱ信号をＡ／Ｄ変換して得られる信号を用いて、電力増幅器における非線形歪の補償を行い、第１のスイッチが第２の周波数信号側に切り替えられている状態において、第２の周波数信号で周波数変換された一方の信号に基づくディジタル信号をディジタル直交復調して得られた信号を用いて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補償することを特徴としている。

また、本発明は、上記送信機において、アナログ直交復調器の出力段に、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換されたアナログＩ信号又はアナログＱ信号の一方の信号に対応して、ローパスフィルタを設け、第１の周波数で周波数変換された信号と第２の周波数で周波数変換された信号を当該ローパスフィルタで帯域制限することを特徴としている。

また、本発明は、上記送信機において、アナログ直交復調器の出力段に、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換されたアナログＩ信号又はアナログＱ信号の一方の信号に対応して、特性が異なる複数のフィルタが並列に接続され、並列接続のフィルタの入力段に設けられ、一方の信号を複数のフィルタのいずれかに切り替えて入力する第２のスイッチと、並列接続のフィルタの出力段に設けられ、複数のフィルタのいずれかに切り替えて出力する第３のスイッチとを備え、制御部が、第１のスイッチに連動して第２のスイッチ及び第３のスイッチを切り替えることを特徴としている。

また、本発明は、上記送信機において、複数のフィルタの一つがローパスフィルタであることを特徴としている。

本発明によれば、ダイレクトコンバージョン方式の送信機であって、送信側のアナログＩ信号とアナログＱ信号を直交変調するアナログ直交変調器と、直交変調された信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器からの出力信号の一部を、入力された周波数信号を用いて周波数変換するアナログ直交復調器と、第１の周波数信号を出力する第１の局部発振器と、第１の周波数信号とは周波数が異なる第２の周波数信号を出力する第２の局部発振器と、電力増幅器における非線形歪を補償する制御部とを備え、アナログ直交変調器が、第１の周波数信号を用いて直交変調し、アナログ直交復調器が、電力増幅器から帰還され、分岐された一方の信号を第２の周波数信号を用いて周波数変換し、制御部が、第２の周波数信号で周波数変換された一方の信号に基づくディジタ信号をディジタル直交復調して得られた信号を用いて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補償する送信機としているので、フィードバック系で発生するイメージ及びフィードバック側の直流オフセットを含まない信号に基づいて、制御部が、アナログ直交変調器におけるＩ，Ｑアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを正確に検出して補償することができ、精度の高い補償を行うことができる効果がある。

また、本発明によれば、アナログ直交復調器において、電力増幅器から帰還され、分岐された一方の信号を周波数変換する周波数信号を、第１の周波数信号又は第２の周波数信号のいずれかに切り替える第１のスイッチを備え、アナログ直交復調器が、分岐された一方の信号を第１の周波数信号又は第２の周波数信号を用いて周波数変換すると共に、分岐された他方の信号を第１の周波数信号を用いて周波数変換し、制御部が、第１のスイッチを定期的に切り替え、第１のスイッチが第１の周波数信号側に切り替えられている状態において、第１の周波数信号で周波数変換されたアナログＩ信号及びアナログＱ信号をＡ／Ｄ変換して得られる信号を用いて、電力増幅器における非線形歪の補償を行い、第１のスイッチが第２の周波数信号側に切り替えられている状態において、第２の周波数信号で周波数変換された一方の信号に基づくディジタル信号をディジタル直交復調して得られた信号を用いて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補償する上記送信機としているので、電力増幅器の非線形歪は広帯域の信号にもとづいて補償し、アナログ直交変調器のＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットは帰還側の誤差を含まない信号に基づいて補償することができ、いずれも精度よく補償することができる効果がある。

また、本発明によれば、アナログ直交復調器の出力段に、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換されたアナログＩ信号又はアナログＱ信号の一方の信号に対応して、ローパスフィルタを設け、第１の周波数で周波数変換された信号と第２の周波数で周波数変換された信号を当該ローパスフィルタで帯域制限する送信機としているので、構成及び処理を簡易にすることができる効果がある。

また、本発明によれば、アナログ直交復調器の出力段に、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換されたアナログＩ信号又はアナログＱ信号の一方の信号に対応して、特性が異なる複数のフィルタが並列に接続され、並列接続のフィルタの入力段に設けられ、一方の信号を複数のフィルタのいずれかに切り替えて入力する第２のスイッチと、並列接続のフィルタの出力段に設けられ、複数のフィルタのいずれかに切り替えて出力する第３のスイッチとを備え、制御部が、第１のスイッチに連動して第２のスイッチ及び第３のスイッチを切り替える上記送信機としているので、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換された信号を、それぞれ所望の特性で帯域制限することができ、電力増幅器の非線形歪及びアナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットをそれぞれ高精度で補償することができる効果がある。

本発明の実施の形態に係る送信機の変復調部を含む部分構成ブロック図である。 アナログ直交復調器で第２の周波数を用いて周波数変換した場合のＡ／Ｄ変換後のスペクトラムを示す模式説明図である。 従来の送信機の変復調部を含む部分構成ブロック図である。 従来の送信機におけるＡ／Ｄ変換後のスペクトラムを示す模式説明図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。［実施の形態の概要］ 本発明の実施の形態に係る送信機は、入力信号を直交変調するアナログ直交変調器と、直交変調された信号を増幅する増幅器と、増幅器からの出力の一部を直交復調するアナログ直交復調器と、第１の周波数信号をアナログ直交変調器に出力する第１の局部発振器と、第１の周波数信号とは異なる第２の周波数信号を出力する第２の局部発振器と、アナログ直交復調器からの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、アナログ直交変調器における変調誤差を補正する制御部とを備え、アナログ直交復調器が、増幅器からフィードバックされ、２つに分岐された信号について、一方の信号を第２の周波数信号を用いて周波数変換し、制御部が、第２の周波数信号で周波数変換されたＩ信号又はＱ信号のいずれかをＡ／Ｄ変換後にディジタル直交復調したＩ″信号及びＱ″信号を用いて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正するものであり、第２の周波数信号を用いて周波数変換された信号に基づくＩ″信号及びＱ″信号には、フィードバック側におけるイメージ及び直流オフセットが含まれないため、制御部は送信イメージ及び送信側直流オフセットを正確に把握することができ、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを精度よく補正することができるものである。

また、本発明の実施に形態に係る送信機は、更に、アナログ直交復調器において、２つに分岐されたフィードバック信号のいずれか一方を周波数変換する周波数信号を、第１の周波数信号又は第２の周波数信号に切り替える第１のスイッチを備え、制御部が、定期的に第１のスイッチを切り替え、第１の周波数信号側に切り替えた場合には、アナログ直交復調器で得られるＩ信号，Ｑ信号をＡ／Ｄ変換したＩ′信号，Ｑ′信号を用いて増幅器における非線形歪特性を検出して歪補償係数を算出し、第２の局部発振器側に切り替えた場合には、第２の周波数信号で周波数変換されたＩ信号又はＱ信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル直交復調したＩ″信号及びＱ″信号を用いてアナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正する係数を算出するものであり、第１の周波数信号側に切り替えた場合には広帯域のＩ′信号とＱ′信号が得られ、広帯域での歪特性を補償できると共に、第２の周波数信号側に切り替えた場合にはフィードバック系におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを含まないＩ″信号及びＱ″信号が得られ、アナログ直交変調器における変調誤差を高精度で補償できるものである。

［実施の形態の構成：図１］ 本発明の実施の形態に係る送信機の構成について図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る送信機の変復調部を含む部分構成ブロック図である。
図１に示すように、本発明の実施の形態に係る送信機（本送信機）は、図３に示した従来の送信機と同様の部分として、Ｄ／Ａ変換器１１，１２と、ローパスフィルタ１３,１４と、ミキサ１５,１６と、局部発振器（第１の局部発振器）１７と、移相器１８と、合成器１９と、電力増幅器２０と、ミキサ２１，２２と、ローパスフィルタ２３,２４と、Ａ／Ｄ変換器２５，２６とを備え、更に、本送信機の特徴部分として、第２の局部発振器３１と、第１のスイッチ３２と、第２のスイッチ３３と、バンドパスフィルタ３４と、第３のスイッチ３５と、制御部３６とを備えている。

ミキサ１５,１６と合成器１９はアナログ直交変調器を構成し、ミキサ２１,２２は、アナログ直交復調器を構成している。
従来の送信機と同様の部分については、同一の符号を付しており、説明を省略する。

本送信機の特徴部分について説明する。
第２の局部発振器３１は、第１の局部発振器１７が出力する第１の周波数信号とは異なる第２の周波数を発振し、第２の周波数信号を出力する。
第２の周波数は、第１の周波数とは異なる周波数が設定されており、ミキサ２１からのアナログ信号がＡ／Ｄ変換器２５でＩＦサンプリング可能となる周波数に設定されている。周波数の設定例については後述する。

第１のスイッチ３２は、ミキサ２１に入力される周波数信号を切り替えるものであり、第１の局部発振器１７からの第１の周波数信号又は第２の局部発振器３１からの第２の周波数信号のいずれかをミキサ２１に入力する。第１のスイッチ３２は、制御部３６からの制御信号に従って第１の周波数、第２の周波数を切り替える。
第１のスイッチ３２の動作により、ミキサ２１は、第１の周波数信号又は第２の周波数信号を用いて２つに分岐されたフィードバック信号の一方を周波数変換して、第１の周波数信号を用いた場合は従来と同様のＩ′信号を生成し、第２の周波数信号を用いた場合は別の周波数のアナログ信号を生成する。

バンドパスフィルタ３４は、ミキサ２１からの信号を帯域制限する。
第２のスイッチ３３は、ミキサ２１からの信号をバンドパスフィルタ３４又はローパスフィルタ２３に切り替える。
第３のスイッチ３５は、バンドパスフィルタ３４又はローパスフィルタ２３の出力をＡ／Ｄ変換器２５に入力する。

制御部３６は、従来と同様に、電力増幅器２０の歪特性を補償する歪補償係数を算出して、送信側Ｉ信号，Ｑ信号に対して歪補償を行い、本送信機の特徴として、従来とは異なるフィードバック信号を用いて、アナログ直交変調部における直交変調誤差であるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正する係数を算出して、送信側Ｉ信号，Ｑ信号に対してアナログ直交誤差の補償を行う。

具体的には、歪補償を行う場合には、従来と同様のダイレクトコンバージョンで得られるＩ′信号，Ｑ′信号を用い、アナログ直交変調誤差を補正する場合には、本送信機の特徴であるＩ″信号及びＱ″信号を用いる。
Ｉ″信号及びＱ″信号は、アナログ直交復調器において第２の周波数信号で周波数変換されたアナログ信号をＡ／Ｄ変換したディジタル信号を、制御部３６でディジタル直交復調したＩ信号，Ｑ信号である。これについては後述する。

また、本送信機の特徴として、制御部３６は、歪補償の動作とアナログ直交変調誤差の補償を同時には行わず、任意のタイミングで別々に行うものであり、それに伴って、第１のスイッチ３２、第２のスイッチ３３、第３のスイッチ３５を切り替える制御を行う。これらのスイッチの切り替えは、歪補償の動作とアナログ直交変調誤差の補償動作との切り替えと連動して行われる。
制御部３６の動作については後述する。

尚、図１の構成では、第２の局部発振器３１からの第２の周波数信号をミキサ２１に入力してＩ信号側で周波数の異なるアナログ信号を生成するようにしているが、別の構成として、ミキサ２１には第１の局部発振器１７からの第１の周波数信号を入力して従来と同様にＩ信号を生成し、ミキサ２２に第１の周波数又は第２の周波数信号のいずれかを入力してＱ信号側で周波数を変化させたアナログ信号を生成するようにしてもよい。
その場合、第２のスイッチ３３、バンドパスフィルタ３４、第３のスイッチ３５はミキサ２２側に設ける。
つまり、Ｉ信号側とＱ信号側の構成を入れ替えて、Ｑ信号側で第２の周波数信号による周波数変換を行って、このアナログ信号をディジタル直交復調することによりＩ″信号とＱ″信号を生成する構成としてもよい。

［本送信機の動作：図１］ 次に、本送信機の動作について図１を用いて説明する。尚、ここでは、第２の局部発振器３１、バンドパスフィルタ３４、第１〜第３のスイッチ３２，３３，３５が、フィードバック系のＩ信号側に設けられている場合を例として説明する。

送信側の動作は従来と同様であり、図１において、ベースバンドの送信Ｉ信号とＱ信号は、それぞれＤ／Ａ変換器１１，１２でディジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ１３，１４で帯域制限される。
帯域制限されたＩ信号は、ミキサ１５で局部発振器１７からの信号を用いて周波数変換され、Ｑ信号は、ミキサ１６で移相器１８からの９０°位相回転させた信号を用いて周波数変換され、Ｉ信号とＱ信号は合成器１９で合成され、このアナログ直交変調された信号が電力増幅器２０で増幅されてアンテナ等に出力される。

電力増幅器２０の出力の一部はフィードバックされ、２つに分岐されて、ミキサ２１,２２に入力される。
ミキサ２１に入力された信号は、第１のスイッチ３２で選択された第１の周波数信号又は第２の周波数信号で周波数変換される。
これにより、第１の周波数信号で周波数変換された場合には、従来と同様のＩ信号が得られ、第２の周波数信号で周波数変換された場合には、第１と第２の周波数の差となる周波数成分を含むアナログ信号が得られることになる。
第１のスイッチ３２は制御部３６によって制御され、その切り替え制御については後述する。

ミキサ２１で第１の周波数が用いられた場合、第２のスイッチ３３はローパスフィルタ２３側に切り替えられ、従来と同様に、Ｉ信号は、ローパスフィルタ２３に入力されて帯域制限され、第３のスイッチ３５を介してＡ／Ｄ変換器２５に入力される。
また、ミキサ２１で第２の周波数が用いられた場合、第２のスイッチ３３は、バンドパスフィルタ３４側に切り替えられ、周波数変換されたアナログ信号は、バンドパスフィルタ３４で所望の帯域以外をカットするよう帯域制限され、第３のスイッチ３５を介してＡ／Ｄ変換器２５に入力される。

そして、ローパスフィルタ２３からの信号は、従来と同様にＡ／Ｄ変換器２５でＡ／Ｄ変換されて、Ｉ′信号となり、制御部３６に入力される。
また、バンドパスフィルタ３４からの信号は、Ａ／Ｄ変換器２５でＡ／Ｄ変換されて、制御部３６に入力され、制御部３６においてディジタル直交復調されてＩ″信号，Ｑ″信号となる。
つまり、図１の構成においては、Ｉ″信号，Ｑ″信号は、アナログ直交変調器におけるＩ信号側の成分のみに基づいて生成される。

ここで、ミキサ２１で第２の周波数を用いて周波数変換した場合、フィードバック側のアナログ直交復調器を構成するミキサで発生するイメージ及びＡ／Ｄ変換器で発生する直流オフセットは送信側のイメージや直流オフセットと周波数が異なるため、Ａ／Ｄ変換器２５からのディジタル信号は、フィードバック側のイメージ及びフィードバック側の直流オフセットを含まないものとなる。

一方、電力増幅器２０からの出力信号の一部は帰還信号としてフィードバックされ、分岐されてミキサ２２に入力された信号は、移相器１８から出力される９０°位相回転された第１の周波数信号で周波数変換されて、従来と同様のＱ信号が得られ、ローパスフィルタ２４で帯域制限されて、Ａ／Ｄ変換器２６を経て従来と同様のＱ′信号となり、制御部３６に入力される。

つまり、第１のスイッチ３２で第１の周波数信号が選択された場合は、従来と同様の動作となり、アナログ直交復調器でＩ信号，Ｑ信号を生成してからそれぞれをＡ／Ｄ変換するため、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数と等しい帯域が有効になり、歪補償など広帯域の信号を取り扱う場合に効果的となる。
第１の周波数が選択された場合には、制御部３６は、送信側Ｉ信号，Ｑ信号と、フィードバックされたＩ′信号，Ｑ′信号とを比較して電力増幅器２０における非線形歪の補償を行う。

一方、第１のスイッチ３２で第２の周波数信号が選択された場合には、Ａ／Ｄ変換器２５の出力として、フィードバック部におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを含まないディジタル信号が得られ、制御部３６は、これをディジタル直交復調したＩ″信号，Ｑ″信号と送信側におけるディジタル直交変調前のＩ信号，Ｑ信号とを比較して、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットの補正を行う。
この場合、Ａ／Ｄ変換器２６からの出力信号（Ｑ′信号）は、制御部３６では利用されない。
尚、Ｑ信号側で第２の周波数信号による周波数変換を行う構成とした場合には、Ａ／Ｄ変換器２５からの出力信号（Ｉ′信号）は、制御部３６では利用されない。

［制御部３６における動作］ 制御部３６の動作について具体的に説明する。
制御部３６は、任意のタイミングで、第１のスイッチ３２を第１の局部発振器１７側に切り替え、それと共に第２，第３のスイッチ３３，３５をローパスフィルタ２３側に切り替える。この状態では、ミキサ２１において従来と同様に第１の周波数で周波数変換されたＩ信号が得られる。

そして、制御部３６は、第１の周波数が選択されている状態で得られるＩ′信号（Ａ／Ｄ変換器２５の出力）及びＱ′信号（Ａ／Ｄ変換器２６の出力）を送信側のＩ信号及びＱ信号と比較して、電力増幅器２０における歪を補償する歪補償係数を算出して、送信側Ｉ信号及びＱ信号に乗算する。
第１の周波数を用いた場合のＩ′信号とＱ′信号は、広帯域の信号となるため、広帯域において高精度に歪補償を行うことができるものである。

また、制御部３６は、第１のスイッチ３２を第１の局部発振器１７側に切り替えてから特定時間経過後に、第１のスイッチ３２を第２の局部発振器３１側に切り替え、それと共に第２，第３のスイッチ３３，３５をバンドパスフィルタ３４側に切り替える。

そして、制御部３６は、第２の周波数が選択されている状態では、Ａ／Ｄ変換器２５からの出力をディジタル直交復調したＩ″信号及びＱ″信号（制御部３６内で生成）を、送信側のＩ，Ｑ信号と比較して、アナログ直交変調器のＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを検出して補正係数を算出し、送信Ｉ信号，Ｑ信号に補正係数を乗算する。Ａ／Ｄ変換器２６からの出力は利用しない。
また、Ｉ信号側とＱ信号側の構成を入れ替えて、Ｑ信号側で第２の周波数信号による周波数変換を行う構成とした場合には、Ａ／Ｄ変換器２６からの出力をディジタル直交復調したＩ″信号，Ｑ″信号（制御部３６内で生成）を、送信側のＩ信号，Ｑ信号と比較して、アナログ直交変調器のＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを検出して補正係数を算出し、送信Ｉ信号，Ｑ信号に補正係数を乗算する。他方のＡ／Ｄ変換器からの出力は利用しない。

上述したように、第２の周波数を用いて周波数変換された信号に基づいて生成されたＩ″信号及びＱ″信号には、フィードバック側のイメージ及びフィードバック側の直流オフセットは含まれないため、アナログ直交変調器のＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを正確に検出することができ、それによって高精度の補償を行うことができるものである。

尚、第１〜第３のスイッチ３２，３３，３５を切り替えるタイミングは任意で、Ｉ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットの補償の処理を行うタイミングで第１〜第３のスイッチ３２，３３，３５を第２の周波数側に切り替え、他の期間は、第１の周波数側に切り替えておく。

但し、第１の周波数側に切り替えられている期間中、常時歪補償の処理を行わなくてもよく、必要な期間だけ行えばよい。
また、歪補償の処理を行わない期間（第１のスイッチ３２が第２の局部発振器３１側に切り替えられている期間、及び第１の局部発振器１７側に切り替えられているが歪補償の処理をしなくてよい期間）ではＱ′信号を生成する系統の動作を停止させ、制御部３６は、Ａ／Ｄ変換器２６からＱ′信号が入力された場合のみ歪補償の処理を行うようにしてもよい。
また、Ｉ信号側とＱ信号側の構成を入れ替えて、Ｑ信号側で第２の局部発振器からの周波数信号による周波数変換を行う構成とした場合には、上記同様に、歪補償の処理を行わない期間ではＩ′信号を生成する系統の動作を停止させ、制御部３６は、Ａ／Ｄ変換器２５からＩ′信号が入力された場合のみ歪補償の処理を行うようにしてもよい。
不要な動作を停止させることにより、消費電力の低減を図ることができるものである。

［周波数設定例］ 次に、本送信機における第１、第２の局部発振器の周波数設定例について説明する。
例えば、第１の局部発振器１７からの周波数を２．１４GHzとし、第２の局部発振器３１からの周波数を２．００GHzとした場合、ミキサ２１からの出力は、１４０MHzとなり、これをバンドパスフィルタ３４で取り出した後、例えば、サンプリング周波数１１２MHzでサンプリングする。
サンプリング周波数をＦsとすると、Ａ／Ｄ変換後の中心周波数はＦs／４となるので、２８MHzを中心とする信号が得られるものである。

第２の局部発振器３１の周波数を第１の局部発振器１７の周波数に近づけると、ミキサ２１からの出力は、より低周波となる。
例えば、第２の局部発振器３１からの出力を２．０１２GHzとすると、ミキサ２１からの出力は２８MHzとなり、この場合には、第２の周波数で周波数変換した場合でもローパスフィルタ２３で十分帯域制限可能となる。
そのため、バンドパスフィルタ３４と、第２,第３のスイッチ３３，３５は不要となり、回路構成及び制御部３６の処理を簡易にできるものである。

［本送信機におけるＡ／Ｄ変換後のスペクトラム：図２］ 次に、本送信機におけるＡ／Ｄ変換後のスペクトラムについて図２を用いて説明する。図２は、アナログ直交復調器で第２の周波数を用いて周波数変換した場合のＡ／Ｄ変換後のスペクトラムを示す模式説明図である。図１の構成とした場合には、第２の周波数を用いた場合のＡ／Ｄ変換後のスペクトラムとなる。
図２に示すように、ミキサ２１で第２の周波数を用いた場合、サンプリング周波数をＦ sとすると、Ａ／Ｄ変換後の送信イメージはＦs／４を中心としたものとなり、送信側の直流オフセットはＦs／４として現れる。

そして、第２の周波数を用いた場合のスペクトラムには、送信イメージと送信側の直流オフセットのみが含まれ、フィードバック側のイメージ及びフィードバック側の直流オフセットは含まれない。
そのため、制御部３６において、アナログ直交変調器のＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを正確に検出でき、精度よく補償することができるものである。

尚、本送信機では、第２の周波数を用いた場合、ディジタル直交変調によってＩ″信号及びＱ″信号を生成しているため、有効な帯域はＡ／Ｄ変換器２５,２６のサンプリング周波数の半分になってしまうが、Ｉ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットの補償は、送信信号の変調帯域が確保できればよいので十分である。

［実施の形態の効果］ 本発明の実施の形態に係る送信機によれば、アナログ直交変調器と、アナログ直交復調器を備えたダイレクトコンバージョン方式の送信機で、第１の周波数信号をアナログ直交復調器に出力する第１の局部発振器１７と、第１の周波数信号とは異なる第２の周波数信号を出力する第２の局部発振器３１と、アナログ直交復調器からの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部２５，２６と、アナログ直交変調器における変調誤差を補正する制御部３６とを備え、アナログ直交復調器において、Ｉ信号側のミキサ２１が、電力増幅器２０からフィードバックされた信号を第２の周波数信号を用いて周波数変換し、第２の周波数信号で周波数変換されたアナログ信号を、バンドパスフィルタ３４で帯域制限し、Ａ／Ｄ変換器２５でＡ／Ｄ変換して制御部３６に入力し、制御部３６が、ディジタル直交復調してＩ″信号及びＱ″信号を生成し、Ｉ″信号，Ｑ″信号と送信Ｉ信号，Ｑ信号とをそれぞれ比較して、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正する送信機としているので、フィードバック系におけるイメージ及びフィードバック系の直流オフセットを含まないＩ″信号，Ｑ″信号を用いることにより、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを精度よく補正することができる効果がある。
また、Ｉ信号側とＱ信号側の構成を入れ替えて、Ｑ信号側で第２の局部発振器からの周波数信号による周波数変換を行う構成とした場合には、アナログ直交復調器において、Ｑ信号側のミキサ２２が、電力増幅器２０からフィードバックされた信号を第２の周波数信号を用いて周波数変換し、第２の周波数信号で周波数変換されたアナログ信号を、バンドパスフィルタで帯域制限し、Ａ／Ｄ変換器２６でＡ／Ｄ変換して制御部３６に入力し、制御部３６が、ディジタル直交復調してＩ″信号，Ｑ″信号を生成し、Ｉ″信号，Ｑ″信号と送信Ｉ信号，Ｑ信号とを比較して、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正する送信機としているので、フィードバック系におけるイメージ及びフィードバック系の直流オフセットを含まないＩ″信号，Ｑ″信号を用いることにより、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを精度よく補正することができる効果がある。

また、本送信機によれば、アナログ直交復調器のミキサ２１に入力される周波数信号を、第１の周波数信号又は第２の周波数信号に切り替える第１のスイッチ３２を備え、制御部３６が、定期的に第１のスイッチ３２を切り替え、第１の周波数信号側に切り替えた場合には、アナログ直交復調器で得られるＩ信号，Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器２５，２６でＡ／Ｄ変換したＩ′信号，Ｑ′信号を用いて増幅器２０における非線形歪特性を検出して歪補償係数を算出し、第２の周波数信号側に切り替えた場合には、ミキサ２１の出力をバンドパスフィルタ３４で帯域制限し、Ａ／Ｄ変換器２５でＡ／Ｄ変換し、ディジタル直交復調したＩ″信号及びＱ″信号を用いてアナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補正する係数を算出するものであり、歪補償時には、広帯域のＩ′信号とＱ′信号によって広帯域での歪特性を補償できると共に、アナログ直交変調器における変調誤差の補償時には、フィードバック系におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを含まないＩ″信号及びＱ″信号によって高精度の補償を行うことができる効果がある。

本発明は、増幅器の非線形歪補償に加えて、アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットの補正を精度よく行うことができる送信機に適している。

１１，１２...Ｄ／Ａ変換器、 １３，１４，２３，２４...ローパスフィルタ、 １５，１６，２１，２２...ミキサ、 １７...第１の局部発振器、 １８...移相器、 １９...合成器、 ２０...電力増幅器、 ２５，２６...Ａ／Ｄ変換器、 ３１...第２の局部発振器、 ３２...第１のスイッチ、 ３３...第２のスイッチ、 ３４...バンドパスフィルタ、 ３５...第３のスイッチ、 ３６...制御部

Claims (4)

1. ダイレクトコンバージョン方式の送信機であって、
   送信側のアナログＩ信号とアナログＱ信号を直交変調するアナログ直交変調器と、
   前記直交変調された信号を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器からの出力信号の一部を、入力された周波数信号を用いて周波数変換するアナログ直交復調器と、
   第１の周波数信号を出力する第１の局部発振器と、
   前記第１の周波数信号とは周波数が異なる第２の周波数信号を出力する第２の局部発振器と、
   前記アナログ直交復調器において、電力増幅器からの出力信号の一部として帰還され、分岐された一方の信号を周波数変換する周波数信号を、前記第１の周波数信号又は前記第２の周波数信号のいずれかに切り替える第１のスイッチと、
   前記電力増幅器における非線形歪を補償し、前記アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補償し、前記第１のスイッチを制御する制御部とを備え、
   前記アナログ直交変調器が、前記第１の周波数信号を用いて直交変調し、
   前記アナログ直交復調器が、前記分岐された一方の信号を前記第１の周波数信号又は前記第２の周波数信号を用いて周波数変換すると共に、前記分岐された他方の信号を前記第１の周波数信号を用いて周波数変換し、
   前記制御部が、前記第１のスイッチを定期的に切り替え、前記第１のスイッチが前記第１の周波数信号側に切り替えられている状態において、前記第１の周波数信号で周波数変換されたアナログＩ信号及びアナログＱ信号をＡ／Ｄ変換して得られる信号を用いて、電力増幅器における非線形歪の補償を行い、前記第１のスイッチが前記第２の周波数信号側に切り替えられている状態において、前記第２の周波数信号で周波数変換された前記一方の信号に基づくディジタ信号をディジタル直交復調して得られた信号を用いて、前記アナログ直交変調器におけるＩ信号とＱ信号のアンバランス、直交度誤差、直流オフセットを補償することを特徴とする送信機。
2. アナログ直交復調器の出力段に、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換されたアナログＩ信号又はアナログＱ信号の一方の信号に対応して、ローパスフィルタを設け、前記第１の周波数で周波数変換された信号と前記第２の周波数で周波数変換された信号を前記ローパスフィルタで帯域制限することを特徴とする請求項１記載の送信機。
3. アナログ直交復調器の出力段に、第１の周波数又は第２の周波数を用いて周波数変換されたアナログＩ信号又はアナログＱ信号の一方の信号に対応して、特性が異なる複数のフィルタが並列に接続され、
   前記並列接続のフィルタの入力段に設けられ、前記一方の信号を前記複数のフィルタのいずれかに切り替えて入力する第２のスイッチと、
   前記並列接続のフィルタの出力段に設けられ、前記複数のフィルタのいずれかに切り替えて出力する第３のスイッチとを備え、
   制御部が、第１のスイッチに連動して前記第２のスイッチ及び前記第３のスイッチを切り替えることを特徴とする請求項１記載の送信機。
4. 複数のフィルタの一つがローパスフィルタであることを特徴とする請求項３記載の送信機。

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