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JP6149452B2 - 電源装置および半導体集積回路装置 - Google Patents
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JP6149452B2 - 電源装置および半導体集積回路装置 - Google Patents

電源装置および半導体集積回路装置 Download PDF

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Description

本明細書で言及する実施例は、電源装置および半導体集積回路装置に関する。
近年、例えば、スマートフォンやタブレット(コンピュータ)といった通信機能を有する電池駆動の携帯端末では、無駄な電力の消費を抑えて通信を行うことが求められている。そのため、携帯端末でもっとも消費電力の大きなブロックの１つである、パワーアンプ（ＰＡ）には、例えば、エンベロープトラッキング(ＥＴ：Envelope Tracking)，ポーラ変調(Polar modulation)およびＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)などのドレイン変調(Drain modulation)方式が適用される場合がある。
このような、ドレイン変調方式を適用したＥＥＲシステムやＥＴシステムの電源装置として、例えば、リニアレギュレータとスイッチングレギュレータが協調して動作するハイブリッド型の電源装置が利用される。
すなわち、このような電源装置は、送信機などの高周波信号の電力増幅器の電源として利用され、増幅器の電源電圧を入力信号のピーク値が描く包絡線成分の変化に合わせて増減させることで、無駄な電力を抑えて効率を向上させている。
ところで、従来、リニアレギュレータとスイッチングレギュレータが協調して動作するハイブリッド型の電源装置としては、様々なものが提案されている。
特表２０１０−５０８５７７号公報 特開２０１２−１３４７０５号公報
Feipeng Wang, et al., "Design of wide-bandwidth envelope-tracking power amplifiers for OFDM applications," IEEE Microwave Theory and Techniques Society, pp.1244-1255, April 2005 Feipeng Wang, et al., "An Improved Power-Added Efficiency 19-dBm Hybrid Envelope Elimination and Restoration Power Amplifier for 802.11g WLAN Applications," IEEE Microwave Theory and Techniques Society, pp.4086-4099, December 2006
前述したように、リニアレギュレータとスイッチングレギュレータが協調して動作するハイブリッド型の電源装置が実用化されているが、そのような電源装置には、通常、リニアレギュレータの出力電流をモニタする回路に電流検出用抵抗が使用されている。
すなわち、ハイブリッド型の電源装置は、通常、リニアレギュレータの出力電流を電流検出用抵抗により検出するため、その電流検出用抵抗による消費電力が電源装置或いは電力増幅器の電力効率の劣化を招くことになっている。
一実施形態によれば、出力段増幅器を含み、入力するエンベロープ信号の波形に追従して変化する波形追従電源電圧と固定電源電圧を切り替えて出力するリニアレギュレータと、電流センス回路と、制御器と、スイッチングレギュレータと、を有し、前記リニアレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータが協調して動作し、出力ノードに出力電圧を生成する電源装置が提供される。
前記電流センス回路は、前記出力段増幅器に対応する構成で前記出力段増幅器と並列に設けられ、前記リニアレギュレータの出力電流を検出する。前記制御器は、前記電源装置の出力電圧を前記波形追従電源電圧にする波形追従電源電圧モードと、前記電源装置の出力電圧を前記固定電源電圧にする固定電源電圧モードを切り替えて制御する。前記スイッチングレギュレータは、前記電流センス回路の出力信号に従って動作する。前記リニアレギュレータは、前記エンベロープ信号および前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力され、前記出力段増幅器を制御する前段増幅器と、前記制御器からの所定の基準電圧および前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力された固定電源電圧モード用コンパレータと、前記電流センス回路に対応する構成で、前記固定電源電圧モード用コンパレータの出力信号で制御される固定電源電圧モード用電流センス回路と、を含む。前記制御器は、前記波形追従電源電圧モードのときは、前記固定電源電圧モード用電流センス回路を停止して前記前段増幅器を動作させ、前記固定電源電圧モードのときは、前記前段増幅器を停止して前記固定電源電圧モード用電流センス回路を動作させる。
開示の電源装置および半導体集積回路装置は、消費電力を低減して電力効率を向上することができるという効果を奏する。
図１は、ＥＥＲシステムの一例を示すブロック図である。 図２は、図１に示すＥＥＲシステムの動作を説明するための図である。 図３は、ＥＴシステムの一例を示すブロック図である。 図４は、ハイブリッド型の電源装置の一例を示す回路図である。 図５は、第１実施例の電源装置を示すブロック図である。 図６は、図５に示す電源装置の一例を示す回路図である。 図７は、図６に示す電源装置の動作を説明するための図である。 図８は、図５に示す電源装置の他の例を示す回路図である。 図９は、第２実施例の電源装置を示すブロック図である。 図１０は、図９に示す電源装置における遅延回路の例を示す回路図である。 図１１は、第３実施例の電源装置の一例を示す回路図である。 図１２は、図１１に示す電源装置におけるヒステリシスバッファの一例を示す回路図である。 図１３は、図３に示したＥＴシステムにおける、固定電源電圧および波形追従電源電圧による電力増幅器の消費電力を比較して示す図である。 図１４は、電源装置の一例を説明するための図である。 図１５は、図１４に示す電源装置による小出力時の固定電源電圧および波形追従電源電圧による電力増幅器の消費電力を比較して示す図である。 図１６は、ハイブリッド型の電源装置の他の例を示す回路図である。 図１７は、図１６に示すハイブリッド型の電源装置に対して第１実施例を適用した回路図である。 図１８は、第４実施例の電源装置の一例を示す回路図である。 図１９は、第５実施例の電源装置の一例を示す回路図である。 図２０は、第４および第５実施例の電源装置において、波形追従電源電圧モードから固定電源電圧モードへの移行を説明するための図である。
まず、電源装置および半導体集積回路装置の実施例を詳述する前に、図１〜図４を参照して、電源装置および半導体集積回路装置の例およびその問題点を説明する。
図１は、ＥＥＲシステムの一例を示すブロック図であり、図２は、図１に示すＥＥＲシステムの動作を説明するための図である。
図１に示されるように、ＥＥＲシステムは、例えば、１つの半導体集積回路装置(ＬＳＩ)として形成することができ、振幅検出器１０１、振幅増幅器１０２、リミッタ１０３、遅延線１０４およびスイッチモード電力増幅器１０５を含む。
ここで、図１および図２の比較から明らかなように、振幅検出器１０１はエンベロープジェネレータに対応し、振幅増幅器１０２は電源装置に対応し、リミッタ１０３(遅延線１０４)は、位相生成部に対応する。
高周波入力信号ＲＦinは、リミッタ１０３で振り切らせた後、遅延線１０４で遅延することで、位相成分を示す高周波位相信号Ｓrfpに変換されてスイッチモード電力増幅器１０５の入力信号として入力される。
また、信号ＲＦinは、振幅検出器(エンベロープジェネレータ)１０１により包絡線検波され、そのエンベロープ信号Ｓeが振幅増幅器(電源装置)１０２で増幅され、包絡線成分を示す振幅信号Ｓamp(出力電圧Ｖo)が生成される。この振幅信号Ｓamp(出力電圧Ｖo)は、スイッチモード電力増幅器１０５の電源入力に印加される。
なお、高周波入力信号ＲＦinの周波数としては、限定されるものではないが、例えば、数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚ程度のものを使用することができ、また、スイッチモード電力増幅器１０５は、例えば、ＤクラスまたはＥクラスなどの増幅器である。
このように、スイッチモード電力増幅器１０５の入力に高周波入力信号ＲＦinの位相情報(Ｓrfp)を入力すると共に、スイッチモード電力増幅器１０５の電源に信号ＲＦinの振幅情報(Ｓamp，Ｖo)を入力することにより、増幅器１０５の出力から電力増幅された高周波出力信号ＲＦoutが出力される。
図３は、ＥＴシステムの一例を示すブロック図である。図３に示されるように、ＥＴシステムは、例えば、１つの半導体集積回路装置として形成することができ、振幅検出器２０１、振幅増幅器２０２、遅延線２０４およびリニアモード電力増幅器２０５を含む。
ここで、図３および図１の比較から明らかなように、ＥＴシステムでは、ＥＥＲシステムにおけるリミッタ１０３は使用せず、高周波入力信号ＲＦinは、遅延線２０４で遅延された後、リニアモード電力増幅器２０５の入力信号として入力される。
また、信号ＲＦinは、振幅検出器２０１により包絡線検波された後、そのエンベロープ信号Ｓeが振幅増幅器(電源装置)２０２で増幅され、包絡線成分を示す振幅信号Ｓamp(出力電圧Ｖｏ)としてリニアモード電力増幅器２０５の電源入力に印加される。なお、リニアモード電力増幅器２０５は、例えば、Ａクラス、ＡＢクラスまたはＢクラスなどの増幅器である。
このように、リニアモード電力増幅器２０５の入力に信号ＲＦinを、遅延線２０４を介して入力すると共に、出力のエンベロープに応じて電源電圧(Ｖo)を可変することで、増幅器２０５の出力から電力増幅された高周波出力信号ＲＦoutが出力される。
ところで、例えば、無線通信の送信機には、空中に電波を送信するために、電力増幅器(パワーアンプ)が使用されている。電力増幅器は、大電力の信号を出力するため、送信機の中でも、電力消費が大きいブロックである。
そのため、例えば、送信機の消費電力を低減するには、電力増幅器の電力効率を上昇させて電力の消費を低減することが好ましい。すなわち、スマートフォンやタブレットといった通信機能を有する電池駆動の携帯端末では、電力増幅器の消費電力を低減することが好ましい。
電力増幅器は、大きく分けると、図１および図２を参照して説明したスイッチモード電力増幅器１０５と、図３を参照して説明したリニアモード電力増幅器２０５がある。
スイッチモード電力増幅器１０５は、トランジスタをスイッチング動作させるため、位相情報のみ増幅可能で、振幅情報を増幅するためには別途回路を設ける。例えば、ＥＥＲシステムでは、入力された信号ＲＦinを、位相情報(Ｓrfp)と振幅情報(Ｓamp)に分解して、位相情報でスイッチモード電力増幅器１０５を駆動する。そして、振幅情報は、電源を変調することにより増幅する。
また、リニアモード電力増幅器２０５は、入力された信号ＲＦinをリニア増幅して出力するもので、位相情報も振幅情報も同時に増幅できるため、簡単な回路構成とすることができる。
スイッチモード電力増幅器１０５は、リニアモード電力増幅器２０５に比べて、理想的には電力効率が高い。これは、理想的には、スイッチモード電力増幅器１０５中のトランジスタ(３２２)のドレインに電圧がかかっている期間にはドレイン電流がながれず、逆に、ドレイン電流が流れる期間にはドレイン電圧が掛からない。これは、消費電力＝ドレイン電圧×ドレイン電流＝０となるためである。
前述したように、ＥＥＲシステムは、振幅情報(Ｓamp)は電源を変調することで表現するが、電源装置(１０２)は有限の周波数特性をもっているため、振幅情報が歪んで増幅器１０５に伝わり、増幅器に歪が生じる。
増幅器の歪を減らすためには、より高速な電源装置が求められ、電源装置には高速動作が可能な、リニアレギュレータとスイッチングレギュレータが協調して動作するハイブリッド型の電源装置が使われることが多い。
図４は、ハイブリッド型の電源装置(高速電源装置)の一例を示す回路図であり、上述したＥＥＲシステムやＥＴシステムに適用され得るものである。
図４において、参照符号３００はエンベロープジェネレータ、３０１はリニアレギュレータ、３０２はスイッチングレギュレータ、３０３は電流検出用抵抗、そして、３０５は高周波用電力増幅器(ＲＦパワーアンプ)を示す。
ここで、エンベロープジェネレータ３００は、例えば、図１における振幅検出器１０１に対応し、エンベロープ信号Ｓｅ(Ｖｓ)をリニアレギュレータ３０１に出力する。リニアレギュレータ３０１の出力は、電流検出用抵抗３０３を介した出力ノードＯＵＴから出力電圧Ｖoとして電力増幅器３０５に印加される。
スイッチングレギュレータ３０２は、ヒステリシスコンパレータ３２１，トランジスタ(スイッチ素子、スイッチ)３２２，コイル(インダクタ)３２３およびダイオード３２４を含む。ヒステリシスコンパレータ３２１の入力には、電流検出用抵抗３０３が設けられ、この電流検出用抵抗３０３によりリニアレギュレータ３０１から出力ノードＯＵＴに流れる電流Ｉlinの方向を検出してスイッチ３２２を制御する。
すなわち、ヒステリシスコンパレータ３２１の出力信号によりスイッチ(ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ)３２２のスイッチングを制御する。
トランジスタ３２２のソースは、電源電圧Ｖddが印加された電源線に接続され、ゲートには、ヒステリシスコンパレータ３２１の出力信号が入力され、そして、ドレインからスイッチング電圧Ｖswが取り出されるようになっている。ここで、参照符号Ｉswは、コイル３２３を流れるスイッチング電流を示す。
また、トランジスタ３２２のドレインは、アノードが接地(ＧＮＤ)されたダイオード３２４のカソードおよびコイルの一端に接続され、コイル３２３の他端は、電力増幅器３０５の電源入力に接続され、出力電圧Ｖoを印加するようになっている。
すなわち、スイッチングレギュレータ３０２は、電流検出用抵抗３０３によりリニアレギュレータ３０１の出力電流Ｉlinを検出し、その検出結果に従ってトランジスタ３２２のスイッチングを制御して所定の電圧を出力する。
従って、スイッチングレギュレータ３０２の出力は、コイル３２３を介して、リニアレギュレータ３０１の出力と出力ノードＯＵＴで接続され、この出力ノードＯＵＴで出力電圧Ｖoが生成され、電力増幅器３０５の電源電圧として印加されることになる。
上述したように、高速な電源装置、すなわち、リニアレギュレータとスイッチングレギュレータが協調して動作するハイブリッド型の電源装置には、リニアレギュレータ３０１の出力電流Ｉlinを検出する電流検出用抵抗３０３が設けられている。
この電流検出用抵抗３０３は、リニアレギュレータ３０１の出力電流Ｉlinにより、ヒステリシスコンパレータ３２１が動作可能な電圧を生成することになるため、電流検出用抵抗３０３による電力消費が発生する。この電流検出用抵抗３０３による電力の消費は、電源装置或いはＥＥＲシステム全体の電力効率の劣化を招くことになる。
さらに、電流検出用抵抗３０３を設けることにより電圧降下が生じるため、出力ノードＯＵＴにおいて、リニアレギュレータ３０１の出力電圧が低下するため、電源装置の出力電圧範囲が狭まることにもなる。
以下、本実施例の電源装置および半導体集積回路装置を、添付図面を参照して詳述する。図５は、第１実施例の電源装置を示すブロック図である。図５に示されるように、第１実施例の電源装置は、リニアレギュレータ１、スイッチングレギュレータ２および電流センス回路３を含む。
リニアレギュレータ１は、前段増幅器１１および出力段増幅器１２を含む。電流センス回路３は、前段増幅器１１の出力信号を受け取って、リニアレギュレータ１の出力電流を検出する。
すなわち、電流センス回路３は、出力段増幅器１２に対応する構成を有し、出力段増幅器１２を制御する信号(前段増幅器１１の出力信号Ｇp，Ｇn)と同じ信号で制御されるようになっている。
電流センス回路３の出力信号(出力電圧Ｖso)は、スイッチングレギュレータ２に入力され、リニアレギュレータ１の出力およびスイッチングレギュレータ２の出力が出力ノードＯＵＴで接続されて出力電圧Ｖoが生成される。
ここで、第１実施例の電源装置では、例えば、図４を参照して説明した電流検出用抵抗３０３は設けられておらず、この電流検出用抵抗３０３による電力の消費は生じない。
図６は、図５に示す電源装置の一例を示す回路図である。図６において、参照符号Ｔｒ1pおよびＴｒ2pは、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ(ｐＭＯＳトランジスタ）を示し、Ｔｒ1nおよびＴｒ2nは、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ(ｎＭＯＳトランジスタ）を示す。また、参照符号Ｖddは、電源電位が印加された電源線を示し、ＧＮＤは、接地電位が印加された電源線(接地線)を示す。
図６に示されるように、出力段増幅器１２および電流センス回路３は、プッシュプル構成とされている。出力段増幅器１２は、電源線Ｖddに接続され、吐き出し電流を生成するｐＭＯＳ(第１)トランジスタＴｒ1p、および、接地線ＧＮＤに接続され、吸い込み電流を生成するｎＭＯＳ(第２)トランジスタＴｒ1nを含む。
同様に、電流センス回路３は、電源線Ｖddに接続され、吐き出し電流を生成するｐＭＯＳ(第３)トランジスタＴｒ2pおよび接地線ＧＮＤに接続され、吸い込み電流を生成するｎＭＯＳ(第４)トランジスタＴｒ2nを含む。
トランジスタＴｒ1pおよびＴｒ2pのゲートには、前段増幅器１１の出力信号(第１制御信号)Ｇpが入力され、トランジスタＴｒ1nおよびＴｒ2nのゲートには、前段増幅器１１の出力信号(第２制御信号)Ｇnが入力されている。
ここで、トランジスタの相互コンダクタンスをＧｍとすると、出力段増幅器１２におけるＴｒ1p，Ｔｒ1nの(第１)電流生成能力比(Ｇｍ[Tr1p]：Ｇｍ[Tr1n])は、電流センス回路３の(第２)電流生成能力比(Ｇｍ[Tr2p]：Ｇｍ[Tr2n])とほぼ同じにされている。
これにより、電流センス回路３は、出力段増幅器１２のレプリカの機能を持つことになる。なお、Ｇｍ[Tr1p]の表記は、トランジスタTr1pの相互コンダクタンス(電流駆動能力)を表し、他の表記も同様のものを表している。
さらに、出力段増幅器１２のトランジスタＴｒ1p，Ｔｒ1nのサイズは、電流センス回路３のトランジスタＴｒ2p，Ｔｒ2nのサイズよりも大きく設定されている。すなわち、電流センス回路３は、単に、リニアレギュレータ１の出力信号の電流(Ｉlin)を検出するだけでよいため、出力段増幅器１２のトランジスタよりもサイズを小さくすることで、電流センス回路３による消費電力を一層低減することが可能になる。
スイッチングレギュレータ２は、電源線Ｖddと接地線ＧＮＤの間に直列に接続されたｐＭＯＳ(第６)トランジスタ２６およびｎＭＯＳ(第７)トランジスタ２７、並びに、これらトランジスタ２６，２７を制御するドライバ２５を含む。なお、ドライバ２５の前段にヒステリシスバッファ２１を設けてもよい。
すなわち、電流センス回路３の出力信号(出力電圧Ｖso)は、ヒステリシスバッファ２１を介してドライバ２５に入力される。なお、ヒステリシスバッファ２１は、例えば、高周波成分のノイズなどによってスイッチングレギュレータ２が誤動作するのを防止するためのものである。
次に、電流センス回路３およびスイッチングレギュレータ２の動作を説明する。図６において、出力段増幅器１２から電流が吐き出される場合、前段増幅器(１１)からの制御信号Ｇpは、トランジスタＴｒ1pの電流がより大きくなるようなレベルに制御され、制御信号ＧnはトランジスタＴｒ1nの電流がより小さくなるようなレベルに制御される。
このとき、電流センス回路３では、トランジスタＴｒ2pの電流は大きくなってオンに近い状態になり、トランジスタＴｒ2nの電流は小さくなってオフに近い状態になり、その結果、電流センス回路３の出力信号(Ｖso)は、高レベル『Ｈ』になる。
スイッチングレギュレータ２は、電流センス回路３からの高レベル『Ｈ』の出力信号を受け取り、スイッチングレギュレータ２から電流が吐き出される方向、すなわち、トランジスタ２６がオンして、トランジスタ２７がオフするように動作する。従って、電源線Ｖddからトランジスタ２６およびコイル２３を介して出力ノードＯＵＴに電流が流れることになる。
逆に、出力段増幅器１２へ電流が吸い込まれる場合、制御信号Ｇpは、トランジスタＴｒ1pの電流がより小さくなるようなレベルに制御され、制御信号ＧnはトランジスタＴｒ1nの電流がより大きくなるようなレベルに制御される。
このとき、電流センス回路３では、トランジスタＴｒ2pの電流は小さくなってオフに近い状態になり、トランジスタＴｒ2nの電流は大きくなってオンに近い状態になり、その結果、電流センス回路３の出力信号は、低レベル『Ｌ』になる。
スイッチングレギュレータ２は、電流センス回路３からの低レベル『Ｌ』の出力信号を受け取り、スイッチングレギュレータ２へ電流が吸い込まれる方向、すなわち、トランジスタ２６がオフして、トランジスタ２７がオンするように動作する。従って、出力ノードＯＵＴからコイル２３およびトランジスタ２７を介して接地線ＧＮＤに電流が流れることになる。
ここで、前述した図４に示す電源装置では、電流検出用抵抗３０３に電流(リニアレギュレータ３０１の出力電流Ｉlin)が流れて電力を消費することになるため、電力効率の劣化を招くことになる。
さらに、前述したように、電流検出用抵抗３０３を設けることにより電圧降下が生じるため、出力ノードＯＵＴにおいて、リニアレギュレータ３０１の出力電圧が低下するため、電源装置の出力電圧範囲も狭くなって劣化してしまう。
これに対して、第１実施例の電源装置によれば、リニアレギュレータ１およびスイッチングレギュレータ２から出力された電流は加算されて出力電圧Ｖoとなる。すなわち、リニアレギュレータ１およびスイッチングレギュレータ２は、それらの出力が直接接続され、抵抗(図４における電流検出用抵抗３０３)を介在させないようになっており、電力効率の劣化や出力電圧範囲が狭まるのを防ぐことができる。
図７は、図６に示す電源装置の動作を説明するための図である。ここで、図７(a)は、電源装置の出力電圧Ｖoのシミュレーション波形を示し、図７(b)は、リニアレギュレータ１の出力電流Ｉlinおよび電流センス回路３の出力電圧Ｖsoのシミュレーション波形を示す。なお、図７(b)において、リニアレギュレータ１の出力電流Ｉlinは左側の目盛を参照し、電流センス回路３の出力電圧Ｖsoは右側の目盛を参照して表されている。
図７(a)に示されるように、電源装置の出力電圧Ｖoは、入力されたエンベロープ信号(Ｓe)に従って高速に応答した出力波形となっていることが分かる。
さらに、図７(b)に示されるように、電流センス回路３の出力電圧Ｖsoは、リニアレギュレータ１の出力電流Ｉlinの極性の変化に従って、レベル(『Ｈ』および『Ｌ』)が変化し、正しく動作していることが分かる。
図８は、図５に示す電源装置の他の例を示す回路図であり、スイッチングレギュレータ２として前述した図４に示すスイッチングレギュレータ２０２を適用したものに対応する。
図８に示されるように、電流センス回路３の出力(出力電圧Ｖso)は、ヒステリシスバッファ２１に入力され、ヒステリシスバッファ２１の出力により，ｐＭＯＳ(第５)トランジスタ(スイッチ)２２がスイッチング制御される。
なお、ヒステリシスバッファ２１は、例えば、高周波成分のノイズなどによるスイッチングレギュレータ２の誤動作が生じる虞がなければ、削除して電流センス回路３の出力信号をトランジスタ２２のゲートに直接入力することもできる。
ここで、図８と前述した図４の比較から明らかなように、図８におけるトランジスタ２２，コイル(インダクタ)２３およびダイオード２４は、図４におけるトランジスタ３２２，コイル３２３およびダイオード３２４に対応する。
すなわち、スイッチングレギュレータ２の出力は、コイル２３を介して、リニアレギュレータ１の出力と出力ノードＯＵＴで接続され、この出力ノードＯＵＴで生成された出力電圧Ｖoが、例えば、電力増幅器の電源電圧として印加されることになる。
なお、図６および図８に示すスイッチングレギュレータ２は、単なる例であり、他の様々な構成を有するスイッチングレギュレータを適用することができるのはいうまでもない。さらに、リニアレギュレータ１に関しても、例えば、図５に示す前段増幅器１１および出力段増幅器１２を有するものに限定されず、また、出力段増幅器１２の構成も図６および図８のものに限定されるものではない。
このように、本実施例に係る電源装置は、電流センスに抵抗を用いないため、電力効率が劣化せず、また、出力電圧範囲が狭まらないようにすることができる。
図９は、第２実施例の電源装置を示すブロック図であり、図１０は、図９に示す電源装置における遅延回路の例を示す回路図である。ここで、図１０(a)〜図１０(d)は、それぞれ遅延回路４の例を示している。
図９および前述した図５の比較から明らかなように、第２実施例の電源装置では、電流センス回路３とスイッチングレギュレータ２の間に遅延回路４を設けるようになっている。
すなわち、電流センス回路３の出力段に遅延回路４を設けることにより、スイッチングレギュレータ２が不要な高周波成分(ノイズ成分)に応答するのを抑制することが可能になる。なお、スイッチングレギュレータ２がノイズ成分に反応してしまった場合、例えば、スイッチング周波数が不要に増加して電力効率が劣化するといったことになる。
図１０(a)に示す遅延回路４は、電流センス回路３の出力(Ｖso)が入力される信号線ＳＬと接地線ＧＮＤの間に固定の容量４１を設けるようになっている。図１０(b)に示す遅延回路４は、信号線ＳＬに固定の抵抗４２の一端を接続し、抵抗４２の他端を固定の容量４１を介して接地線ＧＮＤに接続すると共に、後段のスイッチングレギュレータ２の入力に接続するようになっている。
このように、遅延回路４として、固定の容量を適用することで、例えば、電流センス回路３の電流駆動能力(相互コンダクタンスＧｍ)と容量値に関係した遅延量が得られることになる。また、固定の容量および抵抗を適用することで、固定の特性を有する低域通過フィルタ(ローパスフィルタ)とすることもできる。
図１０(c)に示す遅延回路４は、図１０(a)に示す固定の容量４１を可変容量４３としたものに対応し、図１０(d)に示す遅延回路４は、図１０(b)に示す固定の容量４１を可変容量４３とし、固定の抵抗４２を可変抵抗４４としたものに対応する。
このように、遅延回路４として、可変容量を適用することで、最適な遅延量を持たせることができ、また、可変の容量および抵抗を適用することで、ローパスフィルタの特性を最適なものに調整することもできる。
なお、図１０(a)〜図１０(d)は、遅延回路４の単なる例を示すものであり、遅延回路４としては、他の様々な構成のものを適用することが可能なのはいうまでもない。
図１１は、第３実施例の電源装置の一例を示す回路図であり、図１２は、図１１に示す電源装置におけるヒステリシスバッファの一例を示す回路図である。
図１１および前述した図６の比較から明らかなように、第３実施例の電源装置では、ドライバ２５の前段(電流センス回路３とドライバ２５の間)にヒステリシス特性を可変可能なヒステリシスバッファ２１'を設けるようになっている。
ここで、ヒステリシスバッファ２１'は、図１２に示されるように、例えば、電流センス回路３の出力(Ｖso)が入力される信号線ＳＬが抵抗２１１を介してヒステリシスバッファ２１に接続されている。
さらに、ヒステリシスバッファ２１の入出力間には、可変抵抗２１２が接続され、この可変抵抗２１２の抵抗値を制御することによりヒステリシス特性を調整できるようになっている。これにより、スイッチングレギュレータ２が不要な高周波成分に応答するのを、より一層抑制することが可能になる。
図１３は、図３に示したＥＴシステムにおける、固定電源電圧および波形追従電源電圧による電力増幅器の消費電力を比較して示す図である。図１３(a)および図１３(c)は、固定電源電圧を適用したときの電力増幅器(パワーアンプ)の消費電力を示し、図１３(b)および図１３(d)は、波形追従電源電圧を適用したときの電力増幅器の消費電力を示す。
なお、図１３(a)〜図１３(d)において、参照符号Ｒ１０は、送信ＲＦ信号として使用される送信電力の領域を示し、Ｒ１１〜Ｒ１４は、無駄な電力(無駄電力)となる領域を示す。
まず、図１３(a)に示されるように、固定電源電圧を印加して電力増幅器を駆動する場合、電源電圧は、送信ＲＦ信号が最大(最大レベル)となるときでも十分な電力を供給可能な電圧Ｖfixに固定される。
従って、図１３(a)における領域Ｒ１１およびＲ１２が無駄電力領域となり、それを棒グラフにした図１３(c)のように、無駄電力領域Ｒ１１＋Ｒ１２のために電力効率が下がる。
一方、前述したＥＴのドレイン変調方式を適用して電力増幅器を駆動する場合、電力増幅器には、高周波入力信号(ＲＦin)のエンベロープ信号(Ｓe)に追従した波形追従電源電圧が印加される。すなわち、図１３(b)に示されるように、電力増幅器を駆動する電源電圧は、少しの余裕(マージン)を持たせ、エンベロープ信号に従って変化する波形追従電源電圧とすることができる。
従って、図１３(b)における領域Ｒ１３およびＲ１４が無駄電力領域となるが、それはエンベロープ信号に対してマージンを持たせた領域だけになり、それを棒グラフにした図１３(d)のように、無駄電力を削減して電力効率を増大させることができる。なお、図１３(a)〜図１３(d)は、単なる例を示すだけのものである。
図１４は、電源装置(高速電源装置)の一例を説明するための図である。ここで、図１４(a)は、電力増幅器５をＥＴ(エンベロープトラッキング)システムの電源装置により駆動するシステムを示すブロック図である。
図１４(a)に示されるように、例えば、エンベロープジェネレータ(例えば、図１における振幅検出器１０１)の出力であるエンベロープ信号Ｓeは、高域通過フィルタ(ハイパスフィルタ：ＨＰＦ)６１を介してリニアレギュレータ１に入力される。低域通過フィルタ(ローパスフィルタ：ＬＰＦ)６２を介してスイッチングレギュレータ２に入力される。
リニアレギュレータ１の出力およびスイッチングレギュレータ２の出力は、出力ノードＯＵＴで接続され、そこで、出力電圧Ｖoが生成される。この出力電圧Ｖoは、電力増幅器５の電源電圧として使用され、電力増幅器５は、高周波入力信号ＲＦinを増幅して高周波出力信号ＲＦoutを出力する。
ところで、リニアレギュレータ１は、効率は悪いが、帯域の広いリニアアンプにより高い周波数成分の電力を供給することができる。一方、スイッチングレギュレータ２は、効率は良いが、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにより低い周波数成分の電力を供給することができる。
すなわち、図１４(b)に示されるように、リニアレギュレータ(リニアアンプ)１を動作させずにスイッチングレギュレータ(ＤＣ／ＤＣコンバータ)２のみで電力増幅器５を駆動すると、エンベロープ信号に追従できないため、例えば、無駄電力の領域Ｒ２１により電力効率が３０％程度となる。
一方、図１４(c)に示されるように、リニアレギュレータ(リニアアンプ)１とスイッチングレギュレータ(ＤＣ／ＤＣコンバータ)２により電力増幅器５を駆動すると、エンベロープ信号に追従できるため、図１４(b)と比較して、無駄電力の領域Ｒ２２およびＲ２３を大幅に低減し、例えば、電力効率を５０％程度まで増大することができる。
なお、図１４(c)において、領域Ｒ２２は、例えば、図１３(d)を参照して説明したエンベロープ信号に対する余裕を持たせるための無駄電力領域Ｒ１３＋Ｒ１４に対応する。また、領域Ｒ２３は、例えば、リニアレギュレータ１におけるリニアアンプのバイアス電流等による無駄電流領域(電流オーバーヘッド)を示す。
図１５は、図１４に示す電源装置による小出力時の固定電源電圧および波形追従電源電圧による電力増幅器の消費電力を比較して示す図である。図１５(a)および図１５(c)は、固定電源電圧を適用したときの電力増幅器の消費電力を示し、図１５(b)および図１５(d)は、波形追従電源電圧を適用したときの電力増幅器の消費電力を示す。
なお、図１５(a)〜図１５(d)において、参照符号Ｒ３０は、送信ＲＦ信号として使用される送信電力の領域を示し、Ｒ３１〜Ｒ３５は、無駄電力となる領域を示す。特に、無駄電力領域Ｒ３５は、図１４(c)におけるリニアアンプのバイアス電流等による無駄電流領域Ｒ２３に対応する。
図１５(a)に示されるように、出力電力が小さい場合、すなわち、低い電圧Ｖfix0の固定電源電圧を印加して電力増幅器を駆動する場合、送信電力の領域Ｒ３０と無駄電力の領域Ｒ３１＋Ｒ３２の関係は、図１５(c)のようになる。具体的に、前述した図１４(b)と同様に、例えば、電力効率が３０％程度となる。
一方、図１５(b)に示されるように、出力電力が小さい場合、送信電力の領域Ｒ３０と無駄電力の領域Ｒ３３＋Ｒ３４＋Ｒ３５の関係は、図１５(d)のようになり、電力効率が３０％よりも小さく(例えば、１０％程度に)なってしまう。
これは、出力電力の大小に関わらず、例えば、リニアレギュレータ１におけるリニアアンプのバイアス電流等による無駄電流領域Ｒ３５が一定になっているためである。従って、図１５(c)および図１５(d)の比較から明らかなように、例えば、出力電力が小さい場合には、リニアレギュレータ１を停止し、スイッチングレギュレータ２から固定電源電圧を出力して電力増幅器を駆動した方が好ましいことが分かる。
図１６は、ハイブリッド型の電源装置の他の例を示す回路図であり、前述した図４に示す電源装置において、リニアレギュレータ３０１を前段増幅器３１１および出力段増幅器３１２で表し、スイッチングレギュレータ３０２を変形したものに相当する。なお、図１６において、図４の電力増幅器３０５は、電源装置の負荷Ｒとして表している。
すなわち、図１６において、スイッチングレギュレータ３０２は、ヒステリシスコンパレータ３２１，コイル３２３、ドライバ３２５およびトランジスタ(スイッチ)３２６，３２７を含む。
ヒステリシスコンパレータ３２１の入力には、電流検出用抵抗３０３が設けられ、この電流検出用抵抗３０３によりリニアレギュレータ３０１の出力電流Ｉlinの方向を検出し、ドライバ３２５を介してトランジスタ３２６，３２７を制御する。
ここで、リニアレギュレータ３０１における出力段増幅器３１２のトランジスタＴｒ1pおよびＴｒ1nは、例えば、前述した図６における出力段増幅器１２のトランジスタＴｒ1pおよびＴｒ1nに対応する。
また、スイッチングレギュレータ３０２におけるコイル３２３、ドライバ３２５およびトランジスタ３２６，３２７は、例えば、前述した図６におけるコイル２３、ドライバ２５およびトランジスタ２６，２７に対応する。
図１６に示す電源装置は、スイッチ(トランジスタ)３２６，３２７と出力ノードＯＵＴの間には、コイル３２３によるインダクタンスしか存在しないため、広い帯域(コイル３２３のスルーレートで決まる)を有し、波形追従時の効率を高くすることができる。
この図１６に示す電源装置は、前述した図４の電源装置と同様に、電流検出用抵抗３０３によりリニアレギュレータ３０１の出力電流Ｉlinの検出を行っている。そこで、図５〜図１２を参照して説明した本実施例を図１６の電源装置に適用した場合を考える。
このとき、リニアレギュレータ３０１による無駄な電力(Ｒ３５)を削減するためにリニアレギュレータ３０１を停止すると、スイッチングレギュレータ２の動作も停止するため、図１６に示す電源装置は、出力電圧Ｖoを生成しなくなってしまう。
図１７は、図１６に示すハイブリッド型の電源装置に対して第１実施例を適用した回路図である。すなわち、図１７に示す電源装置は、図１６の電源装置に対して、例えば、前述した図６の構成を適用し、電流センス回路３を設けて電流検出用抵抗３０３を削除したものに相当する。
なお、図１７において、図６のヒステリシスバッファ２１は、一方の入力に電流センス回路３の出力(Ｖso)が入力され、他方の入力に所定の基準電圧が入力されたコンパレータとして表されている。さらに、スイッチングレギュレータ２(ヒステリシスバッファ２１)の前段には、遅延回路４(図１０(a)に示す容量４１)が設けられている。
上述したように、図１７に示す電源装置において、例えば、リニアレギュレータ１を停止すると、電流センス回路３がリニアレギュレータ１の出力電流に従った信号を出力することができなくなるため、スイッチングレギュレータ２も停止してしまう。
その結果、例えば、電力増幅器の出力電力が小さい場合、リニアレギュレータ１を停止し、スイッチングレギュレータ２からの固定電源電圧で電力増幅器を駆動することが困難になってしまう。
図１８は、第４実施例の電源装置の一例を示す回路図であり、上述した図１７の電源装置における課題を解決したものである。
図１８および上述した図１７の比較から明らかなように、第４実施例の電源装置は、制御器６、スイッチＳＷ11〜ＳＷ14および平滑化容量７が追加されている。なお、図１８の電源装置において、エンベロープジェネレータ１０は、例えば、図１における振幅検出器１０１に対応する。
前段増幅器(コンパレータ)１１の一方の入力には、スイッチＳＷ11が設けられ、制御器６からの制御信号に従って、エンベロープジェネレータ１０からのエンベロープ信号Ｓeまたは固定電源電圧モード用電圧Ｖrefを選択して入力する。
ここで、制御器６には、固定電源電圧を出力するとき、電源装置の出力電圧Ｖoのレベルを規定するための固定電源電圧モード用電圧Ｖrefと共に、出力電圧Ｖoを固定電源電圧とするか波形追従電源電圧とするかを示すモード選択信号Ｓmが入力されている。
すなわち、モード選択信号Ｓmは、電力増幅器の出力電力に従って、固定電源電圧と波形追従電源電圧のどちらで電力増幅器を駆動すれば電力効率が高くなるかを判断して、固定電源電圧モードまたは波形追従電源電圧モードを示す信号である。
なお、制御器６に対して、モード選択信号Ｓmを外部から入力せずに、例えば、固定電源電圧モードと波形追従電源電圧モードを切り替えるための閾値となる出力電力を持たせ、制御器６自体が判断して選択信号を各スイッチＳＷ11〜ＳＷ14に出力してもよい。
コンパレータ１１の他方の入力は、出力ノードＯＵＴに接続され出力電圧Ｖoが入力されている。なお、コンパレータ１１は、例えば、図６を参照して説明した制御信号Ｇp，Ｇnを出力する。
出力段増幅器１２のｐＭＯＳトランジスタＴｒ1pのゲートには、スイッチＳＷ12が設けられ、制御器６からの制御信号に従って、コンパレータ１１からの信号Ｇpまたは電源電位(Ｖdd)を選択して入力する。
出力段増幅器１２のｎＭＯＳトランジスタＴｒ1nのゲートには、スイッチＳＷ13が設けられ、制御器６からの制御信号に従って、コンパレータ１１からの信号Ｇnまたは接地電位(ＧＮＤ)を選択して入力する。さらに、出力ノードＯＵＴには、スイッチＳＷ14を介して接地線ＧＮＤに接続される平滑化容量７が設けられている。
まず、固定電源電圧を出力する場合、リニアレギュレータ１において最も電力を消費する出力段増幅器(出力バッファ)１２を遮断(ハイインピーダンスに固定)し、前段増幅器１１をコンパレータとして、出力電圧Ｖoの制御を行う。このとき、出力リップルおよびインピーダンスを低下させるために、出力ノードＯＵＴに平滑化容量７を接続する。
すなわち、固定電源電圧を出力する場合、各スイッチＳＷ11〜ＳＷ14をそれぞれφ２側に接続する。これにより、コンパレータ１１の一方の入力には固定電源電圧モード用電圧Ｖrefが入力され、他方の入力の出力電圧Ｖoとの比較を行ってその出力電圧ＶoがＶrefとなるように、電流センス回路３を介してスイッチングレギュレータ２を制御する。
このとき、出力バッファ１２のトランジスタＴｒ1pのゲートには電源電位(Ｖdd)が印加され、トランジスタＴｒ1nのゲートには接地電位(ＧＮＤ)が印加されるため、両方ともオフし、出力バッファ(出力段増幅器)１２は、電力を消費しない。さらに、出力ノードＯＵＴには、接地線ＧＮＤとの間に平滑化容量７が接続されることになる。
一方、波形追従電源電圧を出力する場合、リニアレギュレータ１の出力バッファ１２を動作させ、出力バッファ１２および電流センス回路３を、例えば、図６に示す電源装置と同様の構成として使用する。
すなわち、波形追従電源電圧を出力する場合、各スイッチＳＷ11〜ＳＷ14をそれぞれφ１側に接続する。これにより、コンパレータ(前段増幅器)１１の一方の入力にはエンベロープ信号Ｓeが入力され、他方の入力の出力電圧Ｖoとの比較を行ってその出力電圧Ｖoがエンベロープ信号Ｓeに従って変化するようにリニアレギュレータ１を制御する。
このとき、出力バッファ１２のトランジスタＴｒ1pのゲートには前段増幅器１１からの制御信号Ｇpが入力され、トランジスタＴｒ1nのゲートには前段増幅器１１からの制御信号Ｇnが入力される。なお、出力ノードＯＵＴにおける平滑化容量７は遮断され、エンベロープ信号Ｓeに対して高速な波形追従が可能とされる。
このように、第４実施例の電源装置によれば、前段増幅器１１を固定電源電圧モード用コンパレータとして使用することができるため、占有面積の縮小が可能になる。また、固定電源電圧に設定するとき，平滑化容量７が接続されるため、固定電源電圧モードにおける出力電圧Ｖoをより一層平滑化することができる。
さらに、固定電源電圧を出力するとき、リニアレギュレータ１は活性化(動作状態)されているので、瞬時に所望の固定電源電圧に設定することができる。なお、出力バッファ(出力段増幅器)１２をハイインピーダンスに設定するのと同時に、出力ノードＯＵＴに平滑化容量７を接続すると、出力電圧Ｖoが一時的に低下するが、スイッチングレギュレータ２が動作するので直ちに固定電源電圧に戻ることになる。
なお、スイッチングレギュレータ２には、遅延回路４およびヒステリシスバッファ２１が設けられているため、所望の固定電源電圧になるまでスイッチング動作せずに電流を供給することができ、固定周波数の電源よりも素早く充電することが可能になる。
図１９は、第５実施例の電源装置の一例を示す回路図であり、リニアレギュレータ１を停止したときでも、スイッチングレギュレータ２が固定電源電圧を生成することができるように、固定電源電圧モード用コンパレータ部８をさらに追加したものである。ただし、スイッチＳＷ21〜ＳＷ25は、図１８におけるスイッチＳＷ11〜ＳＷ14とは異なっている。
すなわち、図１８に示す第４実施例では、リニアレギュレータ１に含まれる前段増幅器１１が固定電源電圧モード用コンパレータを兼用しているが、第５実施例では、前段増幅器１１とは別に設けるようになっている。
図１９に示されるように、第５実施例の電源装置は、固定電源電圧モード用コンパレータ部８が追加されている。この固定電源電圧モード用コンパレータ部８は、固定電源電圧モード用コンパレータ８１、および、電流センス回路３に対応した構成を有する固定電源電圧モード用電流センス回路８２を含む。
ここで、固定電源電圧モード用コンパレータ８１のトランジスタサイズは、固定電源電圧モード用電流センス回路８２が動作できればよいため、例えば、前段増幅器１１のトランジスタサイズよりも小さくすることができる。
また、固定電源電圧モード用電流センス回路８２は、ｐＭＯＳトランジスタＴｒ3pおよびｎＭＯＳトランジスタＴｒ3nを有し、これらトランジスタの動作は、前述した電流センス回路３と同様である。
図１９と前述した図１８の比較から明らかなように、第５実施例の電源装置では、エンベロープジェネレータ１０からのエンベロープ信号Ｓeは、スイッチ(ＳＷ11)を経由することなく前段増幅器１１の一方の入力に直接入力される。
また、前述した第４実施例の電源装置におけるスイッチＳＷ12，ＳＷ13も不要となり、前段増幅器１１の出力信号Ｇp，Ｇnも直接出力段増幅器１２のトランジスタＴｒ1pおよびＴｒ1nのゲートに入力されている。
なお、図１９において、固定電源電圧モード用コンパレータ８１のスイッチＳＷ21，ＳＷ22、並びに、前段増幅器１１のスイッチＳＷ23，ＳＷ24は、それぞれの動作を停止または活性化させるためのもので、元からこれらのスイッチが設けられていることもある。
図１９において、例えば、出力電力が小さいとき、リニアレギュレータ１を停止してスイッチングレギュレータ２からの固定電源電圧で電力増幅器５を駆動するが、この場合、制御器６からの制御信号に従って、各スイッチＳＷ21〜ＳＷ25をφ２側に切り替える。
すなわち、固定電源電圧モード用コンパレータ８１を活性化して動作状態とし、前段増幅器１１を停止してリニアレギュレータ１を止め、リニアアンプのバイアス電流等による無駄な電流が流れないようにする。さらに、出力ノードＯＵＴに平滑化容量７を接続する。
一方、波形追従電源電圧で電力増幅器５を駆動する場合、例えば、ＥＴやＥＥＲシステムの電源装置として使用する場合、制御器６からの制御信号に従って、各スイッチＳＷ21〜ＳＷ25をφ１側に切り替える。すなわち、固定電源電圧モード用コンパレータ８１を停止し、前段増幅器１１を活性化してリニアレギュレータ１を動作させ、さらに、出力ノードＯＵＴから平滑化容量７を切り離す。
図２０は、第４および第５実施例の電源装置において、波形追従電源電圧モードから固定電源電圧モードへの移行を説明するための図である。なお、図２０において、左側が波形追従電源電圧モードの出力電圧Ｖoを示し、右側が固定電源電圧モードの出力電圧Ｖoを示す。
例えば、出力電力が小さくなって電力増幅器５を固定電源電圧で駆動した方が高い電力効率となる場合には、各スイッチＳＷ11〜ＳＷ14，ＳＷ21〜ＳＷ25をそれぞれφ１側からφ２に切り替えることにより、直ちに固定電源電圧モードに切り替えることができる。
以上において、例えば、図１８および１９の構成は、単なる例であり、スイッチの構成や接続個所等は様々に変更し得るのはいうまでもない。このように、第４および第５実施例によれば、電流検出用抵抗(３０３)による電力消費を回避すると共に、固定電源電圧と波形追従電源電圧を切り替えて効率的に電力増幅器を駆動することが可能になる。
なお、以上の説明では、電源装置の負荷として電力増幅器を例として説明したが、本実施例の電源装置の適用はそれに限定されるものではない。さらに、本実施例の電源装置および電力増幅器等の負荷を１つの半導体集積回路装置として形成することができるのはいうまでもない。
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではない。また、明細書のそのような記載は、発明の利点および欠点を示すものでもない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
出力段増幅器を含むリニアレギュレータと、
前記出力段増幅器に対応する構成で前記出力段増幅器と並列に設けられ、前記リニアレギュレータの出力電流を検出する電流センス回路と、
前記電流センス回路の出力信号に従って動作するスイッチングレギュレータと、を有し、
前記リニアレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータが協調して動作し、出力ノードに出力電圧を生成する、
ことを特徴とする電源装置。
（付記２）
前記出力段増幅器は、吐き出し電流を生成する第１トランジスタおよび吸い込み電流を生成する第２トランジスタを含み、
前記電流センス回路は、吐き出し電流を生成する第３トランジスタおよび吸い込み電流を生成する第４トランジスタを含み、
前記第１トランジスタの第１制御信号は、前記第３トランジスタを制御すると共に、前記第２トランジスタの第２制御信号は、前記第４トランジスタを制御する、
ことを特徴とする付記１に記載の電源装置。
（付記３）
前記第１および第２トランジスタの第１電流生成能力比は、前記第３および第４トランジスタの第２電流生成能力比とほぼ同じである、
ことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記４）
前記第１および第２トランジスタのサイズは、前記第３および第４トランジスタのサイズよりも大きい、
ことを特徴とする付記２に記載の電源装置。
（付記５）
前記スイッチングレギュレータは、
前記電流センス回路の出力信号に従ってスイッチング制御されるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子および前記出力ノードの間に設けられたコイルと、を含む、
ことを特徴とする付記２乃至付記４のいずれか１項に記載の電源装置。
（付記６）
前記スイッチングレギュレータは、さらに、
前記電流センス回路の出力信号を受け取るヒステリシスバッファ、を含み、
前記スイッチ素子は、前記ヒステリシスバッファの出力信号に従ってスイッチング制御される、
ことを特徴とする付記５に記載の電源装置。
（付記７）
前記スイッチ素子は、ダイオードと直列接続された第５トランジスタを含み、
前記ダイオードおよび前記第５トランジスタの共通接続ノードは、前記コイルの第１端子に接続され、
前記第１および第２トランジスタの共通接続ノードは、前記コイルの第２端子に接続され、
前記第１および第２トランジスタの共通接続ノードは、前記出力ノードに接続される、
ことを特徴とする付記５または付記６に記載の電源装置。
（付記８）
前記スイッチングレギュレータは、さらに、
前記スイッチ素子である第６および第７トランジスタを駆動するドライバを含み、
前記第６および第７トランジスタの共通接続ノードは、前記コイルを介して前記出力ノードに接続され、
前記第１および第２トランジスタの共通接続ノードは、前記出力ノードに接続される、
ことを特徴とする付記５または付記６に記載の電源装置。
（付記９）
前記ヒステリシスバッファは、可変のヒステリシス特性を有する、
ことを特徴とする付記６乃至付記８のいずれか１項に記載の電源装置。
（付記１０）
前記ヒステリシスバッファは、その入出力間に接続された可変抵抗を含む、
ことを特徴とする付記９に記載の電源装置。
（付記１１）
さらに、
前記電流センス回路の出力段に設けられた遅延回路を有する、
ことを特徴とする付記１乃至付記１０のいずれか１項に記載の電源装置。
（付記１２）
前記遅延回路の遅延時間は、外部制御信号により可変できる、
ことを特徴とする付記１１に記載の電源装置。
（付記１３）
さらに、
前記スイッチングレギュレータの前段に設けられたヒステリシスバッファを有し、前記ヒステリシスバッファのヒストリシス特性は、外部信号により可変できる、
ことを特徴とする付記１乃至付記１２のいずれか１項に記載の電源装置。
（付記１４）
前記遅延回路は、可変または固定の容量を含む、
ことを特徴とする付記１１または付記１２に記載の電源装置。
（付記１５）
前記遅延回路は、可変または固定の容量および抵抗を含む低域通過フィルタを有する、
ことを特徴とする付記１１または付記１２に記載の電源装置。
（付記１６）
前記リニアレギュレータは、
入力するエンベロープ信号の波形に追従して変化する波形追従電源電圧と固定電源電圧を切り替えて出力する、
ことを特徴とする付記１乃至付記１５のいずれか１項に記載の電源装置。
（付記１７）
前記固定電源電圧は、前記入力するエンベロープ信号の最大レベルに従って規定される、
ことを特徴とする付記１６に記載の電源装置。
（付記１８）
さらに、
前記電源装置の出力電圧を前記波形追従電源電圧にする波形追従電源電圧モードと、前記電源装置の出力電圧を前記固定電源電圧にする固定電源電圧モードを切り替えて制御する制御器を、有する
ことを特徴とする付記１６または付記１７に記載の電源装置。
（付記１９）
前記リニアレギュレータは、
前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力され、前記出力段増幅器を制御する前段増幅器を含み、
前記制御器は、
前記波形追従電源電圧モードのときは、前記前段増幅器に対して前記エンベロープ信号を入力して前記出力電圧信号との比較を行わせ、前記電流センス回路および前記出力段増幅器を動作させ、
前記固定電源電圧モードのときは、前記前段増幅器に対して所定の基準電圧を入力して前記出力電圧信号との比較を行わせ、前記電流センス回路を動作させると共に、前記出力段増幅器を停止させる、
ことを特徴とする付記１８に記載の電源装置。
（付記２０）
前記リニアレギュレータは、
前記エンベロープ信号および前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力され、前記出力段増幅器を制御する前段増幅器と、
前記制御器からの所定の基準電圧および前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力された固定電源電圧モード用コンパレータと、
前記電流センス回路に対応する構成で、前記固定電源電圧モード用コンパレータの出力信号で制御される固定電源電圧モード用電流センス回路と、を含み、
前記制御器は、
前記波形追従電源電圧モードのときは、前記固定電源電圧モード用電流センス回路を停止して前記前段増幅器を動作させ、
前記固定電源電圧モードのときは、前記前段増幅器を停止して前記固定電源電圧モード用電流センス回路を動作させる、
ことを特徴とする付記１８に記載の電源装置。
（付記２１）
付記１乃至付記２０のいずれか１項に記載の電源装置と、
前記電源装置で生成された出力電圧を電源電圧として受け取り、入力された高周波信号を増幅して出力する電力増幅器と、
を有することを特徴とする半導体集積回路装置。
（付記２２）
さらに、
前記高周波信号を受け取って包絡線検波し、エンベロープ信号を前記電源装置に出力する振幅検出器、
有することを特徴とする付記２１に記載の半導体集積回路装置。
（付記２３）
さらに、
前記高周波信号を受け取ってその周波数成分を示す高周波位相信号を前記電力増幅器に出力するリミッタ、
有することを特徴とする付記２１に記載の半導体集積回路装置。
１，３０１ リニアレギュレータ
２，３０２ スイッッチングレギュレータ
３ 電流センス回路
４ 遅延回路
５，１０５，２０５，３０５ 電力増幅器(パワーアンプ)
６ 制御器
８ 固定電源電圧モード用コンパレータ部
１０，１０１，２０１，３００ 振幅検出器(エンベロープジェネレータ)
１１ 前段増幅器
１２ 出力段増幅器
２１，２１’，３２１ ヒステリシスバッファ
２２，２６，２７，３２２，３２６，３２７ スイッチ素子(スイッチ、トランジスタ)
２３，３２３ コイル(インダクタ)
２４，３２４ ダイオード
６１ 高域通過フィルタ(ハイパスフィルタ：ＨＰＦ)
６２ 低域通過フィルタ(ローパスフィルタ：ＬＰＦ)
８１ 固定電源電圧モード用コンパレータ
８２ 固定電源電圧モード用電流センス回路
１０２，２０２ 電源装置
１０３ リミッタ(位相生成部)
１０４，２０４ 遅延線
３０３ 電流検出用抵抗

Claims (10)

  1. 出力段増幅器を含み、入力するエンベロープ信号の波形に追従して変化する波形追従電源電圧と固定電源電圧を切り替えて出力するリニアレギュレータと、
    前記出力段増幅器に対応する構成で前記出力段増幅器と並列に設けられ、前記リニアレギュレータの出力電流を検出する電流センス回路と、
    前記電源装置の出力電圧を前記波形追従電源電圧にする波形追従電源電圧モードと、前記電源装置の出力電圧を前記固定電源電圧にする固定電源電圧モードを切り替えて制御する制御器と、
    前記電流センス回路の出力信号に従って動作するスイッチングレギュレータと、を有し、
    前記リニアレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータが協調して動作し、出力ノードに出力電圧を生成し、
    前記リニアレギュレータは、
    前記エンベロープ信号および前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力され、前記出力段増幅器を制御する前段増幅器と、
    前記制御器からの所定の基準電圧および前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力された固定電源電圧モード用コンパレータと、
    前記電流センス回路に対応する構成で、前記固定電源電圧モード用コンパレータの出力信号で制御される固定電源電圧モード用電流センス回路と、を含み、
    前記制御器は、
    前記波形追従電源電圧モードのときは、前記固定電源電圧モード用電流センス回路を停止して前記前段増幅器を動作させ、
    前記固定電源電圧モードのときは、前記前段増幅器を停止して前記固定電源電圧モード用電流センス回路を動作させる、
    ことを特徴とする電源装置。
  2. 出力段増幅器を含み、入力するエンベロープ信号の波形に追従して変化する波形追従電源電圧と固定電源電圧を切り替えて出力するリニアレギュレータと、
    前記出力段増幅器に対応する構成で前記出力段増幅器と並列に設けられ、前記リニアレギュレータの出力電流を検出する電流センス回路と、
    前記電源装置の出力電圧を前記波形追従電源電圧にする波形追従電源電圧モードと、前記電源装置の出力電圧を前記固定電源電圧にする固定電源電圧モードを切り替えて制御する制御器と、
    前記電流センス回路の出力信号に従って動作するスイッチングレギュレータと、を有し、
    前記リニアレギュレータおよび前記スイッチングレギュレータが協調して動作し、出力ノードに出力電圧を生成し、
    前記リニアレギュレータは、
    前記出力電圧のレベルを示す出力電圧信号が入力され、前記出力段増幅器を制御する前段増幅器を含み、
    前記制御器は、
    前記波形追従電源電圧モードのときは、前記前段増幅器に対して前記エンベロープ信号を入力して前記出力電圧信号との比較を行わせ、前記電流センス回路および前記出力段増幅器を動作させ、
    前記固定電源電圧モードのときは、前記前段増幅器に対して所定の基準電圧を入力して前記出力電圧信号との比較を行わせ、前記電流センス回路を動作させると共に、前記出力段増幅器を停止させる、
    ことを特徴とする電源装置。
  3. 前記出力段増幅器は、吐き出し電流を生成する第１トランジスタおよび吸い込み電流を生成する第２トランジスタを含み、
    前記電流センス回路は、吐き出し電流を生成する第３トランジスタおよび吸い込み電流を生成する第４トランジスタを含み、
    前記第１トランジスタの第１制御信号は、前記第３トランジスタを制御すると共に、前記第２トランジスタの第２制御信号は、前記第４トランジスタを制御する、
    ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
  4. 前記第１および第２トランジスタの第１電流生成能力比は、前記第３および第４トランジスタの第２電流生成能力比とほぼ同じである、
    ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
  5. 前記第１および第２トランジスタのサイズは、前記第３および第４トランジスタのサイズよりも大きい、
    ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
  6. 前記スイッチングレギュレータは、
    前記電流センス回路の出力信号に従ってスイッチング制御されるスイッチ素子と、
    前記スイッチ素子および前記出力ノードの間に設けられたコイルと、を含む、
    ことを特徴とする請求項３乃至請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
  7. さらに、
    前記電流センス回路の出力段に設けられた遅延回路を有する、
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。
  8. 前記遅延回路の遅延時間は、外部制御信号により可変できる、
    ことを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
  9. さらに、
    前記スイッチングレギュレータの前段に設けられたヒステリシスバッファを有し、前記ヒステリシスバッファのヒストリシス特性は、外部信号により可変できる、
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電源装置。
  10. 請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電源装置と、
    前記電源装置で生成された出力電圧を電源電圧として受け取り、入力された高周波信号を増幅して出力する電力増幅器と、
    を有することを特徴とする半導体集積回路装置。
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