JP6160563B2

JP6160563B2 - 多重巻線回転電機の制御装置

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Publication number: JP6160563B2
Application number: JP2014116487A
Authority: JP
Inventors: 藤井　淳; 淳藤井
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-06-05
Filing date: 2014-06-05
Publication date: 2017-07-12
Anticipated expiration: 2034-06-05
Also published as: JP2015231286A

Description

本発明は、多重巻線回転電機の制御装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、互いに磁気結合された２つの巻線群を有する３相２重巻線電動機を、２つの巻線群のそれぞれと個別に接続されたインバータを操作することで制御する技術が知られている。この技術は、２つの巻線群の間の磁気結合により、２つの巻線群のうち一方に流れる電流に起因した干渉電圧が他方に生じることで、電動機の電流制御系の応答性が低下することに対処するためのものである。こうした技術により、干渉電圧の影響を抑制し、電流制御系の応答性の低下を抑制している。

特開２００３−１５３５８５号公報

ここで、上記特許文献１に記載された技術は、各巻線に正弦波電圧を印加する制御領域を前提とするものである。このため、電動機の高回転領域において実施される弱め界磁制御領域等、正弦波電圧を印加する制御領域以外の制御領域において、磁気結合に起因した制御性の低下を抑制できる技術が望まれる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数の巻線群を有する多重巻線回転電機に適用され、複数の巻線群を構成する第１巻線群と第２巻線群との間の磁気結合に起因して、回転電機の制御性の低下を好適に抑制できる多重巻線回転電機の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成すべく、本発明は、ステータに巻回されてかつ互いに磁気結合された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータ（１２）を有する多重巻線回転電機（１０）と、前記複数の巻線群のうち第１巻線群（１０ａ）に電気的に接続され、前記第１巻線群に電圧を印加する第１電力変換回路（ＩＮＶ１）と、前記複数の巻線群のうち第２巻線群（１０ｂ）に電気的に接続され、前記第２巻線群に電圧を印加する第２電力変換回路（ＩＮＶ２）と、を備える制御システムに適用され、前記第１電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相である第１電圧位相と、前記第２電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相である第２電圧位相との差を電圧位相差とし、前記回転電機の電力と、前記回転電機のトルクと、前記電力又は前記トルクと相関を有するパラメータの値とのうち、いずれか１つを制御量とし、前記第１巻線群及び前記第２巻線群のそれぞれに対応する前記制御量を目標値に制御するための操作量を算出する操作量算出手段（３５ａ，３５ｂ；４２ａ，４２ｂ）と、前記操作量に基づき、前記第１電力変換回路と前記第２電力変換回路とを操作する操作手段（４０ａ，４０ｂ）と、を備え、前記操作量算出手段は、前記第２巻線群に対応する前記制御量を前記目標値に制御するための操作量として、前記電圧位相差を算出することを特徴とする。

第１巻線群に対応する制御量を第１目標値に制御するための第１操作量として第１電圧位相を算出し、第２巻線群に対応する制御量を第２目標値に制御するための第２操作量として第２電圧位相を算出する。そして、第１電圧位相に基づき第１電力変換回路を操作し、第２電圧位相に基づき第２電力変換回路を操作する。こうした構成を採用する場合、第１，第２巻線群のそれぞれに対応する制御量の制御性が大きく低下する。制御性低下の要因は、第１巻線群と第２巻線群との間の磁気結合に起因して、第１電圧位相に応じて、第２巻線群に対応する制御量に対する第２電圧位相の関係が変化し得るためである。すなわち、第２電圧位相が所定位相だけ変化した場合の第２巻線群に対応する制御量の変化量の符号が第１電圧位相に応じて変化し得る。また、制御性低下の要因は、上記磁気結合に起因して、第２電圧位相に応じて、第１巻線群に対応する制御量に対する第１電圧位相の関係が変化し得るためである。すなわち、第１電圧位相が所定位相だけ変化した場合の第１巻線群に対応する制御量の変化量の符号が第２電圧位相に応じて変化し得る。

ここで、本発明者は、第２電圧位相にかかわらず、第２巻線群に対応する制御量に対する電圧位相差の関係に線形性がある電圧位相差の領域があることを見出した。そこで、上記発明では、第２巻線群に対応する制御量を目標値に制御するための操作量として、電圧位相差を算出する。このため、磁気結合に起因した制御量の制御性の低下を好適に抑制することができる。

第１実施形態にかかるモータ制御システムの構成図。同実施形態にかかる発電制御処理を示すブロック図。第１電圧位相に対する第１発電電力の関係を示す図。第２電圧位相に対する第１発電電力の関係と、電圧位相差に対する第２発電電力の関係とを示す図。関連技術にかかる発電制御処理を示すブロック図。関連技術にかかる発電制御処理の一例を示すタイムチャート。第１実施形態にかかる発電制御処理の一例を示すタイムチャート。４８Ｖ系の線形領域と２４Ｖ系の線形領域との違いを示す図。第２実施形態にかかる発電制御処理を示すブロック図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる多重巻線回転電機の制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、３相２重巻線回転機であり、具体的には、巻線界磁型同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ（電動機）及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。モータ１０を構成するロータ１２は、界磁巻線１１を備え、また、図示しないエンジンのクランク軸と動力伝達が可能とされている。モータ１０は、発電機として機能する場合、エンジンから動力の供給を受けて発電する。

モータ１０のステータは、２つの巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）を備えている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。各巻線群１０ａ，１０ｂは、互いに磁気結合され、また、ロータ１２を共有している。

モータ１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１は、直流電源としての第１バッテリ１８ａ（具体的には、リチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池）に接続され、第２インバータＩＮＶ２は、直流電源としての第２バッテリ１８ｂ（具体的には鉛蓄電池）に接続されている。ちなみに、本実施形態において、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２が「第１，第２電力変換回路」に相当する。

なお、本実施形態では、第１バッテリ１８ａとして、その端子間電圧Ｖ１（具体的には例えば、同一の充電率（ＳＯＣ）における開放端電圧）が第２バッテリ１８ｂの端子間電圧Ｖ２よりも低いものを用いている。特に本実施形態では、第１バッテリ１８ａの端子間電圧が第２バッテリ１８ｂの端子間電圧の半分程度となるものを想定している。具体的には例えば、第１バッテリ１８ａの端子間電圧として「２４Ｖ」程度を想定しており、第２バッテリ１８ｂの端子間電圧として「４８Ｖ」程度を想定している。上記端子間電圧の設定に伴い、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１を、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２よりも小さく設定している。特に、本実施形態では、ターン数Ｎ１を、ターン数Ｎ２の半分程度に設定している。

第１インバータＩＮＶ１は、第１上アームスイッチＳＵｐ１〜ＳＷｐ１と第１下アームスイッチＳＵｎ１〜ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。各相の第１上アームスイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と第１下アームスイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との接続点は、第１巻線群１０ａを構成する各相のステータ巻線に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のそれぞれには、フリーホイールダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、フリーホイールダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。

第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２上アームスイッチＳＵｐ２〜ＳＷｐ２と第２下アームスイッチＳＵｎ２〜ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。各相の第２上アームスイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と第２下アームスイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との接続点は、第２巻線群１０ｂを構成する各相のステータ巻線に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のそれぞれには、フリーホイールダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、フリーホイールダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。

第１インバータＩＮＶ１の端子のうち第１バッテリ１８ａ側には、第１電気負荷２０ａが電気的に接続されている。本実施形態において、第１電気負荷２０ａは、各種車載機器の制御回路や、ナビゲーション装置、オーディオ装置を含む。第１電気負荷２０ａは、発電機としてのモータ１０及び第１バッテリ１８ａのうち少なくとも一方を電力供給源として駆動されるものとする。第２インバータＩＮＶ２の端子のうち第２バッテリ１８ｂ側には、第２電気負荷２０ｂが電気的に接続されている。本実施形態において、第２電気負荷２０ｂは、ハンドル操作をアシストするための電動パワーステアリング装置を含む。第２電気負荷２０ｂは、モータ１０及び第２バッテリ１８ｂのうち少なくとも一方を電力供給源として駆動されるものとする。第１電気負荷２０ａの要求電圧は、第２電気負荷２０ｂの要求電圧よりも低く設定されている。

本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ２２、第１電圧センサ２４ａ、第２電圧センサ２４ｂ、第１電流センサ２６ａ、及び第２電流センサ２６ｂを備えている。回転角センサ２２は、モータ１０の回転角（電気角θ）を検出する。第１電圧センサ２４ａは、第１インバータＩＮＶ１の電源電圧ＶＤＣ１（入力電圧ともいう）を検出し、第２電圧センサ２４ｂは、第２インバータＩＮＶ２の電源電圧ＶＤＣ２を検出する。第１電流センサ２６ａは、第１インバータＩＮＶ１の母線電流ＩＤＣ１を検出する。第２電流センサ２６ｂは、第２インバータＩＮＶ２の母線電流ＩＤＣ２を検出する。ここで、母線電流とは、各上アームスイッチのドレイン側（高電位側）とバッテリの正極端子とを電気的に接続する電気経路に流れる電流、又は各下アームスイッチのソース側（低電位側）とバッテリの負極端子とを電気的に接続する電気経路に流れる電流のことである。図１には、各上アームスイッチのドレイン側とバッテリの正極端子とを電気的に接続する電気経路に流れる電流を母線電流として検出する電流センサを例示した。なお、各電流センサ２６ａ，２６ｂとしては、例えば、カレントトランスを備えるものを用いることができる。

上記各種センサの検出値は、制御装置３０に取り込まれる。制御装置３０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置３０は、これら各種センサの検出値に基づき、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成する各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１，ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成して出力する。

制御装置３０は、界磁回路３０ａを備えている。界磁回路３０ａは、モータ１０を構成する界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを制御する。

続いて、図２のブロック図を用いて、本実施形態にかかる発電制御処理について説明する。この処理は、制御装置３０によって実行される。また、この処理は、モータ１０の回転速度（電気角速度）が規定回転速度以上となる高回転領域において実行される。

速度算出部３１は、回転角センサ２２によって検出された電気角θに基づき、モータ１０の電気角速度ωを算出する。界磁電流算出部３２は、電気角速度ω、第１目標電力Ｐ２４ｔｇｔ、及び第２目標電力Ｐ４８ｔｇｔに基づき、界磁電流Ｉｆを算出する。第１，第２目標電力Ｐ２４ｔｇｔ，Ｐ４８ｔｇｔは、ロータ１２の回転中に第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂにおいて発電すべき電力の目標値である。本実施形態では、電気角速度ω、第１目標電力Ｐ２４ｔｇｔ、及び第２目標電力Ｐ４８ｔｇｔと界磁電流Ｉｆとが関係付けられたマップを用いて界磁電流Ｉｆを算出する。算出された界磁電流Ｉｆは、界磁回路３０ａに入力される。

第１発電電力算出部３３ａは、第１電流センサ２６によって検出された母線電流ＩＤＣ１と、第１電圧センサ２４ａによって検出された電源電圧ＶＤＣ１とに基づき、第１発電電力Ｐ２４ｒを算出する。具体的には、母線電流ＩＤＣ１と電源電圧ＶＤＣ１との乗算値として、第１発電電力Ｐ２４ｒを算出する。第２発電電力算出部３３ｂは、第２電流センサ２８によって検出された母線電流ＩＤＣ２と、第２電圧センサ２４ｂによって検出された電源電圧ＶＤＣ２とに基づき、第２発電電力Ｐ４８ｒを算出する。具体的には、母線電流ＩＤＣ２と電源電圧ＶＤＣ２との乗算値として、第２発電電力Ｐ４８ｒを算出する。第１偏差算出部３４ａは、第１目標電力Ｐ２４ｔｇｔと第１発電電力Ｐ２４ｒとの偏差である第１偏差ΔＰ２４を算出する。具体的には、第１目標電力Ｐ２４ｔｇｔから第１発電電力Ｐ２４ｒを減算することで、第１偏差ΔＰ２４を算出する。第２偏差算出部３４ｂは、第２目標電力Ｐ４８ｔｇｔと第２発電電力Ｐ４８ｒとの偏差である第２偏差ΔＰ４８を算出する。具体的には、第２目標電力Ｐ４８ｔｇｔから第２発電電力Ｐ４８ｒを減算することで、第２偏差ΔＰ４８を算出する。

第１制御器３５ａ（「第１操作量算出手段」に相当）は、第１発電電力Ｐ２４ｒを第１目標電力Ｐ２４ｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として第１位相操作量δ４８を算出する。第２制御器３５ｂ（「第２操作量算出手段」に相当）は、第２発電電力Ｐ４８ｒを第２目標電力Ｐ４８ｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として第２位相操作量「δ２４−δ４８」を算出する。以下、図３及び図４を用いて、各制御器３５ａ，３５ｂについて説明する。

図３に、第２電圧位相δ４８が−１８０°，−６０°，６０°とされる場合のそれぞれにおける第１電圧位相δ２４に対する第１発電電力Ｐ２４の関係を示す。ここで、第１電圧位相δ２４とは、モータ１０の回転座標系（ｄｑ座標系）における第１インバータＩＮＶ１の第１出力電圧ベクトルＶｎ１と基準となる軸とのなす角度のことである。本実施形態では、第１出力電圧ベクトルＶｎ１とｑ軸とのなす角度を第１電圧位相δ２４とする。第１電圧位相δ２４は、ｑ軸から反時計まわりの方向を正と定義する。第２電圧位相δ４８は、ｄｑ軸座標系における第２インバータＩＮＶ２の第２出力電圧ベクトルＶｎ２とｑ軸とのなす角度のことである。本実施形態において、第２電圧位相δ４８は、ｑ軸から反時計まわりの方向を正と定義する。

図示されるように、第１発電電力Ｐ２４に対する第１電圧位相δ２４の関係は、第２電圧位相δ４８に応じて変化する。これは、第１巻線群１０ａと第２巻線群１０ｂとが互いに磁気結合されているためである。第２電圧位相δ４８に応じて第１発電電力Ｐ２４に対する第１電圧位相δ２４の関係が変化することから、第１電圧位相δ２４を所定位相だけ変化させた場合の第１発電電力Ｐ２４の変化量の符号が第２電圧位相δ４８に応じて異なる場合がある。例えば、図中、第２電圧位相δ４８が−１８０°の場合において第１電圧位相δ２４が−１０°から０°まで変化したときの第１発電電力Ｐ２４の変化量の符号「−」は、第２電圧位相δ４８が６０°の場合において第１電圧位相δ２４が−１０°から０°まで変化したときの第１発電電力Ｐ２４の変化量の符号「＋」と異なる。このため、第１電圧位相δ２４を操作量とした第１発電電力Ｐ２４の制御性が大きく低下する。なお、第２発電電力Ｐ４８に対する第２電圧位相δ４８の関係も、第１電圧位相δ２４に応じて変化する。

ここで、本発明者は、図４（ａ）に示すように、第１電圧位相δ２４をその取り得る範囲（例えば、−１８０°〜１８０°）において様々に変化させた場合において、第１発電電力Ｐ２４に対する第２電圧位相δ４８の関係に線形性がある電圧位相差の領域（以下、第１線形領域）があることを見出した。本実施形態において、第１線形領域は、第２電圧位相δ４８が所定位相だけ変化（進角）した場合の第１発電電力Ｐ２４の変化量の符号が同じになる（負となる）領域のことである。また、本発明者は、図４（ｂ）に示すように、第２電圧位相δ４８をその取り得る範囲（例えば、−１８０°〜１８０°）において様々に変化させた場合において、第２発電電力Ｐ４８に対する電圧位相差「δ２４−δ４８」の関係に線形性がある電圧位相差の領域（以下、第２線形領域）があることを見出した。本実施形態において、第２線形領域は、電圧位相差「δ２４−δ４８」が所定位相だけ変化（進角）した場合の第２発電電力Ｐ４８の変化量の符号が同じになる（正となる）領域のことである。

こうした知見に基づき、本実施形態では、上記第１位相操作量として、第２電圧位相δ４８を用い、上記第２位相操作量として、第１電圧位相δ２４から第２電圧位相δ４８を減算した値である電圧位相差を用いた。先の図２の説明に戻り、第１制御器３５ａは、第１偏差ΔＰ２４に基づく比例積分微分制御によって第１位相操作量δ４８を算出する。より具体的には、下式（ｅｑ１）に示すように、第１偏差ΔＰ２４を入力とした比例制御器の出力値δｐ１と、第１偏差ΔＰ２４を入力とした積分制御器の出力値δｉ１と、第１偏差ΔＰ２４を入力とした微分制御器の出力値δｄ１との加算値として、第１位相操作量δ４８を算出する。

上式（ｅｑ１）において、「Ｋｐ１」は第１比例ゲインを示し、「Ｋｉ１」は第１積分ゲインを示し、「Ｋｄ１」は第１微分ゲインを示す。

第２制御器３５ｂは、第２偏差ΔＰ４８に基づく比例積分微分制御によって第２位相操作量「δ２４−δ４８」を算出する。より具体的には、下式（ｅｑ２）に示すように、第２偏差ΔＰ４８を入力とした比例制御器の出力値δｐ２と、第２偏差ΔＰ４８を入力とした積分制御器の出力値δｉ２と、第２偏差ΔＰ４８を入力とした微分制御器の出力値δｄ２との加算値として、第２位相操作量「δ２４−δ４８」を算出する。

上式（ｅｑ２）において、「Ｋｐ２」は第２比例ゲインを示し、「Ｋｉ２」は第２積分ゲインを示し、「Ｋｄ２」は第２微分ゲインを示す。

第１非干渉項算出部３６は、第１位相操作量δ４８に基づき、第１非干渉項「Ｋ１×Ｃ２１／Ａ×δ４８」を算出する。第２非干渉項算出部３７は、第２位相操作量「δ２４−δ４８」に基づき、第２非干渉項「Ｋ２×Ｃ１２／Ａ×（δ２４−δ４８）」を算出する。ここで、第１，第２非干渉項は、下式（ｅｑ３）から導くことができる。

上式（ｅｑ３）において、「Ｖ２４，Ｖ４８」は第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧（ＶＤＣ１，ＶＤＣ２に相当）を示し、「Ｌｄ２４，Ｌｄ４８」は、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂのｄ軸インダクタンスを示し、「Ｌｑ２４，Ｌｑ４８」は、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂのｑ軸インダクタンスを示す。「Ｍｄ，Ｍｑ」は、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂの間のｄ，ｑ軸における相互インダクタンスを示す。「Ｌｆ」は界磁巻線１１のインダクタンスを示し、「Ｉｆ」は界磁電流を示す。上式（ｅｑ３）において、干渉係数Ｃ２１，Ｃ１２が存在することから、非干渉制御を設けることとした。なお、上式（ｅｑ３）は、本発明者による実験等によって導かれたものである。

第１非干渉項算出部３６において、「Ｃ２１／Ａ」が第２インバータＩＮＶ２の電源電圧ＶＤＣ２に依存する。このため、第１非干渉項算出部３６は、第１位相操作量δ４８に加え、電源電圧ＶＤＣ２に基づき、第１非干渉項「Ｋ１×Ｃ２１／Ａ×δ４８」を算出する。なお、「Ｋ１」は、発電電力を電圧位相に変換するための係数である。

第２非干渉項算出部３７において、「Ａ」は電気角速度ωに依存し、「Ｃ１２」は第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２に依存する。このため、第２非干渉項算出部３７は、第２位相操作量「δ２４−δ４８」に加え、電気角速度ω及び各電源電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２に基づき、第２非干渉項「Ｋ２×Ｃ１２／Ａ×（δ２４−δ４８）」を算出する。なお、「Ｋ２」は、発電電力を電圧位相に変換するための係数である。

第１補正部３８ａは、第２非干渉項算出部３７によって算出された第２非干渉項を、第１制御器３５ａによって算出された第１位相操作量δ４８から減算する。第２補正部３８ｂは、第１非干渉項算出部３６によって算出された第１非干渉項を、第２制御器３５ｂによって算出された第２位相操作量「δ２４−δ４８」から減算する。加算部３９は、第２補正部３８ｂの出力値と第１補正部３８ａの出力値とを加算する。ここで、加算部３９の出力値が第１電圧位相の指令値δ２４ｃとなり、第１補正部３８ａの出力値が第２電圧位相の指令値δ４８ｃとなる。なお、第１補正部３８ａの出力値は、第１線形領域の下限値及び上限値の範囲に制限され、第２補正部３８ｂの出力値は、第２線形領域の下限値及び上限値の範囲に制限される。また、本実施形態において、第１非干渉項算出部３６、第２非干渉化項算出部３７、第１補正部３８ａ及び第２補正部３８ｂが「非干渉化手段」に相当する。

第１変調器４０ａは、加算部３９から出力された第１電圧位相の指令値δ２４ｃに基づき、第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成して各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１に出力する。本実施形態において、第１変調器４０ａは、まず、第１電圧位相の指令値δ２４ｃに基づき、第１ｄ，ｑ軸指令電圧ｖｄ１，ｖｑ１を算出する。ここで、第１ｄ軸指令電圧ｖｄ１は、例えば「−ｓｉｎ（δ２４ｃ）」によって算出し、第１ｑ軸指令電圧ｖｑ１は、例えば「ｃｏｓ（δ２４ｃ）」によって算出する。そして、算出した第１ｄ，ｑ軸指令電圧ｖｄ１，ｖｑ１を固定座標系における３相指令電圧に変換する。各相指令電圧が０以上の場合に「ＶＤＣ１／２」とし、それ以外の場合に「−ＶＤＣ１／２」とすることで、矩形波パターンに基づいた第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。

第２変調器４０ｂは、第１補正部３８ａから出力された第２電圧位相の指令値δ４８ｃに基づき、第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成して各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２に出力する。なお、第２操作信号の生成手法は、第１操作信号の生成手法と同様であるため、その詳細な説明を省略する。また、本実施形態において、各変調器４０ａ，４０ｂが「操作手段」に相当する。

続いて、図５〜図７を用いて、本実施形態の効果について説明する。ここで、効果の説明に先立ち、図５を用いて関連技術について説明する。なお、図５において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、関連技術では、第１，第２制御器４１ａ，４１ｂが備えられている。第１制御器４１ａは、第１偏差ΔＰ２４に基づく比例積分微分制御により、第１位相操作量として第１電圧位相δ２４を算出する。第２制御器４１ｂは、第２偏差ΔＰ４８に基づく比例積分微分制御により、第２位相操作量として第２電圧位相δ４８を算出する。第１変調器４０ａは、第１電圧位相δ２４に基づき第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。第２変調器４０ｂは、第２電圧位相δ４８に基づき第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成する。

図６に関連技術にかかる発電制御処理の一例を示し、図７に本実施形態にかかる発電制御処理の一例を示す。なお、図６及び図７において、「ＳＰ」によって縦軸スケールが互いに同一であることを示し、「ＳＴ」によって横軸スケールが互いに同一であることを示している。また、図６及び図７において、発電電力の符号は、正となる場合にモータ１０が発電機として機能することを示し、負となる場合にモータ１０が電動機として機能することを示している。

図６に示す例では、第２電圧位相δ４８が第１発電電力Ｐ２４の制御に及ぼす影響により、第１巻線群１０ａと第１バッテリ１８ａとの間の電流の流通方向が想定した方向とは逆方向となる。その結果、発電制御が発散することとなる。これに対し、図７に示す本実施形態によれば、発電制御を発散させることなく、第１，第２発電電力Ｐ２４ｒ，Ｐ４８ｒを第１，第２目標電力Ｐ２４ｔｇｔ，ｐ４８ｔｇｔに追従させることができる。

以上説明したように、本実施形態では、第１偏差ΔＰ２４に基づき第１位相操作量δ４８を算出し、第２偏差ΔＰ４８に基づき第２位相操作量「δ２４−δ４８」を算出した。そして、算出された第１位相操作量δ４８に基づき第２インバータＩＮＶ２を操作し、算出された第１，第２位相操作量δ４８，「δ２４−δ４８」から定まる第１電圧位相δ２４に基づき第１インバータＩＮＶ１を操作した。このため、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂの間の磁気結合に起因した第１，第２発電電力Ｐ２４ｒ，Ｐ４８ｒの制御性の低下を好適に回避することができる。

また、本実施形態では、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂのうち、出力電圧の高い方に対応する第２発電電力を電圧位相差「δ２４−δ４８」で操作し、低い方に対応する第１発電電力を第２電圧位相δ４８で操作した。これは、先の図４（ｂ）に示した第２線形領域を広くし、制御範囲を広くとるためである。ここで、巻線群の出力電圧が高い方が低い方よりも線形領域を広くできることを、第１巻線群１０ａを例にして図８に示した。なお、図８（ａ）は、第１バッテリ１８ａの端子間電圧を所定電圧とした場合の第１発電電力Ｐ２４に対する電圧位相差の関係を示し、図８（ｂ）は、第１バッテリ１８ａの端子間電圧を上記所定電圧よりも低い電圧とした場合の上記関係を示す。

さらに、本実施形態では、非干渉制御を行うことにより、発電電力の制御性をより向上させることができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図９に示すように、第１制御器４２ａにおける各フィードバックゲインＫｐ１，Ｋｉ１，Ｋｄ１を電気角速度ωに基づき可変設定する。また、第２制御器４２ｂにおける各フィードバックゲインＫｐ２，Ｋｉ２，Ｋｄ２を電気角速度ωに基づき可変設定する。なお、図９において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

上記ゲインの可変設定は、モータ１０の回転速度にかかわらず、発電電力の応答性を高く維持するためになされる。以下、これについて説明する。なお、以下の説明は、「線形化に基づく極座標系での制御入力を用いたＳＰＭＳＭの電流制御の提案：宮島孝幸ら、外２名、平成２５年電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−１３−０２０、ｐｐ．２５〜３０」を参考にした。

第１巻線群１０ａの回転座標系における電圧方程式を、下式（ｅｑ４）のように表す。

上式（ｅｑ４）において、「ｖ２４ｄ，ｖ２４ｄ」は第１巻線群１０ａにおけるｄ，ｑ軸電圧を示し、「ｉ２４ｄ，ｉ２４ｄ」は第１巻線群１０ａにおけるｄ，ｑ軸電流を示し、「ｉ４８ｄ，ｉ４８ｄ」は第２巻線群１０ｂにおけるｄ，ｑ軸電流を示す。また、「Ｒ」は巻線抵抗を示し、「Ｌ」は自己インダクタンスを示し、「Ｍ」は第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂの間の相互インダクタンスを示し、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｋｅ」は逆起電力定数を示す。なお、上式（ｅｑ４）において、第１巻線群１０ａにおけるｄ，ｑ軸インダクタンスは同一であると仮定し、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂの間のｄ，ｑ軸における相互インダクタンスは同一であると仮定している（Ｌｄ２４＝Ｌｑ２４＝Ｌ、Ｍｄ＝Ｍｑ＝Ｍ）。

ここで、上式（ｅｑ４）において、簡単化のために右辺第２項が定数α，βであると仮定すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。

上式（ｅｑ５）を下式（ｅｑ６）のように変形する。

上式（ｅｑ６）において、「Ｖａ」は第１電圧ベクトルの振幅を示し、「δ」は第１電圧位相を示す。ここで、上式（ｅｑ６）を平衡点まわりで線形化し、振幅及び電圧位相からｄ，ｑ軸電流までの伝達関数を導く。ここで、平衡点を下式（ｅｑ７）とする。

上記平衡点まわりで上式（ｅｑ６）を線形化すると、下式（ｅｑ８）が導かれる。

上式（ｅｑ８）において、「ｉｄ２４ｏ，ｉｑ２４ｏ」は、平衡点におけるｄ，ｑ軸電流を示し、「ｓ」はラプラス演算子を示す。また、上式（ｅｑ６）の「α，β」は定数であるため、平衡点まわりでの線形化の際に消去される。ここで、各伝達関数ΔＰ１１（ｓ）〜ΔＰ２２（ｓ）の分母に注目すると、各伝達関数の極ｐ１，ｐ２は、虚数を「ｊ」とすると下式（ｅｑ９）で表される。

上式（ｅｑ９）は、極が電気角速度ωに応じて変化することを示している。すなわち、電気角速度ωに応じて各伝達関数ΔＰ１１（ｓ）〜ΔＰ２２（ｓ）の共振角速度が変化することを示している。なお、第２巻線群１０ｂの電圧方程式についても同様である。

このため、本実施形態では、発電電力制御の閉ループ制御系における閉ループ極が安定するように、電気角速度ωに基づき各フィードバックゲインＫｐ１，Ｋｉ１，Ｋｄ１，Ｋｐ２，Ｋｉ２，Ｋｄ２を可変設定する。具体的には、閉ループ極が上記伝達関数の極よりも遅くならないように、電気角速度ωに基づき各フィードバックゲインを可変設定する。なお、各フィードバックゲインは、例えば、電気角速度ωと各フィードバックゲインとが関係付けられたマップを用いて算出すればよい。このマップにおいて定められる各フィードバックゲインは、例えば極配置法によって定めることができる。こうした構成によれば、電気角速度ωにかかわらず、発電電力の制御性を高く維持することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態において、第１バッテリ１８ａの端子間電圧を、例えば「１２Ｖ」程度に設定してもよい。この場合、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１が第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２の「１／４」程度に設定される。

・電動機の制御量としては、発電電力に限らず、例えばトルクであってもよい。この場合、先の図２において、第１，第２発電電力算出部３３ａ，３３ｂに代えて、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流によって発生する第１，第２トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２を算出する第１，第２トルク算出部を制御装置３０に備えればよい。ここで、第１，第２トルク算出部は、例えば、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂのＶ，Ｗ相電流（固定座標系における第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流）を検出する電流センサの検出値に基づき，第１，第２トルクＴｒｑ１，Ｔｒｑ２を算出すればよい。

また、制御量としては、例えば、回転座標系（ｄｑ座標系）における第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに流れるｄ，ｑ軸電流であってもよい。これは、ｄ，ｑ軸電流が、電動機の発電電力やトルクと相関を有することに基づく。

・上記各実施形態において、第１制御器が第１位相操作量として第１電圧位相δ２４を算出してもよい。これは、第１発電電力Ｐ２４に対する第１電圧位相δ２４の関係に線形性がある電圧位相差の領域があることに基づく。

・モータとしては、２つの巻線群を有するものに限らず、互いに磁気結合された３つ以上の巻線群を有するものであってもよい。この場合、３つ以上の巻線群のうち１つを第１巻線群とし、残余の１つを第２巻線群とすればよい。また、モータとしては、巻線界磁型同期モータに限らず、永久磁石界磁型同期モータ等、他のモータであってもよい。さらに、モータを構成する第２巻線群の印加電圧が第１巻線群の印加電圧以下であってもよい。この場合であっても、磁気結合に起因した第１，第２発電電力の制御性の低下を回避することはできる。

１０…モータ、１０ａ，１０ｂ…第１，第２巻線群、３０…制御装置、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…第１，第２インバータ。

Claims

ステータに巻回されてかつ互いに磁気結合された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータ（１２）を有する多重巻線回転電機（１０）と、
前記複数の巻線群のうち第１巻線群（１０ａ）に電気的に接続され、前記第１巻線群に電圧を印加する第１電力変換回路（ＩＮＶ１）と、
前記複数の巻線群のうち第２巻線群（１０ｂ）に電気的に接続され、前記第２巻線群に電圧を印加する第２電力変換回路（ＩＮＶ２）と、を備える制御システムに適用され、
前記第１電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相である第１電圧位相と、前記第２電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相である第２電圧位相との差を電圧位相差とし、
前記回転電機の電力と、前記回転電機のトルクと、前記電力又は前記トルクと相関を有するパラメータの値とのうち、いずれか１つを制御量とし、
前記第１巻線群及び前記第２巻線群のそれぞれに対応する前記制御量を目標値に制御するための操作量を算出する操作量算出手段（３５ａ，３５ｂ；４２ａ，４２ｂ）と、
前記操作量に基づき、前記第１電力変換回路と前記第２電力変換回路とを操作する操作手段（４０ａ，４０ｂ）と、を備え、
前記操作量算出手段は、前記第２巻線群に対応する前記制御量を前記目標値に制御するための操作量として、前記電圧位相差を算出することを特徴とする多重巻線回転電機の制御装置。
前記操作量算出手段は、
前記第１巻線群に対応する前記制御量を第１目標値に制御するための第１操作量として、前記第１電圧位相又は前記第２電圧位相を算出する第１操作量算出手段（３５ａ；４２ａ）と、
前記第２巻線群に対応する前記制御量を第２目標値に制御するための第２操作量として、前記電圧位相差を算出する第２操作量算出手段（３５ｂ；４２ｂ）と、を含み、
前記操作手段は、前記第１操作量と前記第２操作量とに基づき、前記第１電力変換回路と前記第２電力変換回路とを操作する請求項１記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記第２巻線群の印加電圧は、前記第１巻線群の印加電圧よりも高く設定されている請求項２記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記第１巻線群に流れる電流によって前記第２巻線群に印加される干渉電圧と前記第２巻線群に流れる電流によって前記第１巻線群に印加される干渉電圧とのそれぞれを非干渉化するための操作量により、前記第１操作量と前記第２操作量とを補正する非干渉化手段（３６，３７，３８ａ，３８ｂ）をさらに備える請求項２又は３記載の多重巻線回転電機の制御装置。
前記操作量算出手段（４２ａ，４２ｂ）は、前記第１巻線群及び前記第２巻線群のそれぞれに対応する前記制御量を目標値にフィードバック制御するための操作量を比例積分微分制御によって算出して、かつ前記比例積分微分制御におけるフィードバックゲインを前記回転電機の電気角速度に応じて可変設定する請求項１〜４のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。