JP6203045B2

JP6203045B2 - 補聴器及びフィードバックキャンセラ

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Publication number: JP6203045B2
Application number: JP2013270377A
Authority: JP
Inventors: 政浩春原; 和輝西山
Original assignee: Rion Co Ltd
Current assignee: Rion Co Ltd
Priority date: 2013-12-26
Filing date: 2013-12-26
Publication date: 2017-09-27
Anticipated expiration: 2033-12-26
Also published as: JP2015126443A

Description

本発明は、ハウリングの発生を抑制可能な構成を具備する補聴器及びフィードバックキャンセラに関する。

一般的な補聴器は、使用者の外耳道内に設置されたレシーバから出力された音が、外部空間を経由してマイクロホンにフィードバックすることにより、ハウリングが発生する場合がある。このようなハウリングの発生を抑制するための手段として、フィードバック伝達関数を適応的に推定する適応フィルタを用いたフィードバックキャンセラが知られている。例えば、特許文献１には、適応フィルタの係数を所定の適応アルゴリズムに従って一定の間隔で更新し、上述のフィードバックの成分を音信号から除去し得るフィードバックキャンセラが開示されている。

特許第５２９６２４７号公報

上記従来の補聴器において、マイクロホンから出力されるアナログ信号は、所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換され、各サンプル点の離散的なデータ列に対して信号処理が施される。一方、適応フィルタで用いるフィルタ係数の更新は複雑な適応アルゴリズムが必要であり、全てのサンプル点に対してフィルタ係数を算出することはディジタル信号処理の負担が過大になる。そのため、フィルタ係数を算出するサンプル点を間引くことにより、演算量を減らすことが望ましい。例えば、フィルタ係数の更新周期をサンプリング間隔の１６倍とし、１６サンプルに１回ずつフィルタ係数を算出することにより、ディジタル信号処理の負担を十分に軽減することができる。

適応フィルタは、誤差信号を用いてフィルタ係数を更新している限り、適応動作により誤差信号のレベルが十分に小さくなるように動作する。しかし、サンプル点を間引いてフィルタ係数を算出する場合において、誤差信号が、ゼロクロス点の間隔がフィルタ係数の更新周期に一致するような信号（例えば、図４（Ａ）参照）である場合には、そのゼロクロス点（フィルタ係数を算出する点）でのフィードバック抑制は働くものの、その他の点においてはフィードバック抑制が効かずに発振する状態となって、ハウリングの抑制動作に支障を来すという問題がある。

本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、比較的簡単な構成で、フィルタ係数の算出タイミングに起因するフィードバック抑制性能の低下を防止し、使用者にとって快適な補聴器等を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の補聴器（１）は、音を電気信号に変換するマイクロホン（１８）と、前記マイクロホンの出力信号に基づいて生成される第１の信号（ｅ（ｎ））に所定の補聴処理を施して第２の信号（ｘ（ｎ））を生成する補聴処理部（１０）と、前記第２の信号を音に変換するレシーバ（１７）と、前記第２の信号を入力し、前記レシーバから出力される音が帰還成分として前記マイクロホンに入力されるまでのフィードバックパス（ＦＰ）の伝達関数（Ｆ（ｚ））を適応的に推定し、前記帰還成分に相当する第３の信号を出力する適応フィルタ（１２）と、前記マイクロホンの出力信号から前記第３の信号（ｙ（ｎ））を減算する減算部（１４）と、前記第１の信号及び前記第２の信号に基づいて前記適応フィルタのフィルタ係数を更新する係数更新部（１３）と、少なくとも、前記係数更新部による前記フィルタ係数の算出タイミングを制御する制御部（１１）とを備え、前記制御部は、前記フィルタ係数の算出タイミングを規定する乱数を生成する乱数生成部（１１ａ）を含み、前記算出タイミングは、前記乱数生成部により生成される乱数（Ｒ）に基づいて、予め設定された基準タイミングがランダム化した時点に設定されることを特徴としている。

本発明の補聴器によれば、フィードバック抑制処理時に適応フィルタの適応動作に用いるフィルタ係数を更新する際、制御部の乱数生成部が乱数を生成し、その乱数に基づき設定されるフィルタ係数の算出タイミングは、予め設定された基準タイミングをランダム化したものとなっている。よって、フィルタ係数の更新動作を一定間隔の基準タイミングに行ったとしても、算出タイミングは周期性を持たなくなるため、誤差信号に含まれる特定の正弦波のゼロクロス点と算出タイミングが一致する事態を防止でき、誤差信号のレベルの増大に起因するフィードバック抑制性能の低下要因を排除することが可能となる。

本発明において、前記基準タイミングを、前記第１の信号及び前記第２の信号のサンプリング間隔ＴｓのＰ倍（Ｐは２以上の整数）の間隔毎に設定し、前記乱数生成部は、０以上Ｐ−１以下の範囲内の整数を前記乱数として生成するようにしてもよい。これにより、毎回のサンプリング時でフィルタ係数の算出を行うと信号処理の負担が過大になるので、それを周期Ｐ・Ｔｓに長くすることにより、信号処理の負担が軽減される。また、前記算出タイミングは、前記乱数生成部により乱数Ｒが生成されたとき、前記基準タイミングを起点に前記サンプリング間隔ＴｓのＲ倍の時間だけ過去の時点に設定する。これにより、０以上Ｐ−１以下の範囲内の一様な乱数を用いることで、算出タイミングを各周期Ｐ・Ｔｓの範囲内でランダムに変化させることができる。

前記乱数生成部としては、多様な構成を採用することができる。例えば、Ｍ系列に基づく演算を実行することにより乱数を生成する乱数生成部を採用することができる。Ｍ系列の演算は、他の乱数発生アルゴリズムに比べ、シフトレジスタとＸＯＲ回路を組み合わせた比較的簡単な構成で実現することができる。また例えば、メモリに予め構成された乱数テーブルから読み出すことにより乱数を生成する乱数生成部を採用することができる。乱数テーブルを用いる方法は、十分なメモリ容量が必要になるので、演算量を十分に低減する効果がある。

また、上記課題を解決するために、本発明のフィードバックキャンセラは、音を電気信号に変換する第１の変換手段と、前記第１の変換手段の出力信号に基づいて生成される第１の信号に所定の信号処理を施して第２の信号を生成する信号処理部と、前記第２の信号を音に変換する第２の変換手段と、前記第２の信号を入力し、前記第２の変換手段から出力される音が帰還成分として前記第１の変換手段に入力されるまでのフィードバックパスの伝達関数を適応的に推定し、前記帰還成分に相当する第３の信号を出力する適応フィルタと、前記第１の変換手段の出力信号から前記第３の信号を減算する減算部と、前記第１の信号及び前記第２の信号に基づいて前記適応フィルタのフィルタ係数を更新する係数更新部と、少なくとも、前記係数更新部による前記フィルタ係数の算出タイミングを制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記算出タイミングを規定する乱数を生成する乱数生成部を含み、前記算出タイミングは、前記乱数生成部により生成される乱数に基づいて、予め設定された基準タイミングをランダム化した時点に設定されることを特徴としている。本発明のフィードバックキャンセラは、上述の補聴器には限られず、多様な機器に組み込むことが可能であり、上述の補聴器の場合と同様の作用効果を実現することが可能である。

以上説明したように、本発明によれば、フィードバック抑制処理を導入した補聴器等において、適応フィルタの更新時に、乱数を用いてフィルタ係数の算出タイミングをランダム化することにより、フィルタ係数を一定の周期で算出することに起因する発振を防止することができる。よって、多大な演算を行うことなく、フィードバック抑制の良好な性能を保つことができ、使用者にとって快適な補聴器等を実現することができる。

本実施形態の補聴器において、ディジタル信号処理に関連する具体的な構成例を示すブロック図である。適応フィルタとその周辺部の具体的な構成例を示す図である。（４）式に基づくフィルタ係数の更新時の動作例を模式的に示すタイミングチャートである。図３の比較例によるフィードバック抑制処理の際の問題点と、図３の本発明の手法を適用する場合の相違を説明する図である。本実施形態の補聴器におけるフィードバック抑制処理の効果について説明する図である。

以下、本発明を適用した補聴器の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。図１は、本実施形態の補聴器１において、ディジタル信号処理に関連する具体的な構成例を示すブロック図である。図１の構成例には、補聴処理部１０と、乱数生成部１１ａを含む制御部１１と、適応フィルタ１２と、係数更新部１３と、減算部１４と、ＤＡ変換器１５と、ＡＤ変換器１６と、レシーバ１７と、マイクロホン１８とが示されている。このうち、補聴処理部１０、制御部１１、適応フィルタ１２、係数更新部１３、減算部１４の構成部分は、例えば、ディジタル信号処理を実行可能なＤＳＰ(Digital Signal Processor)を用いて実現することができる。図１の各構成要素は、補聴器１の内部に搭載された電池（不図示）によって電源を供給することにより動作する。なお、図１に示す補聴器１としては、耳あな型、耳かけ型、ポケット型などを含む多様な種類の補聴器を挙げることができる。

以上の構成において、補聴処理部１０は、後述の減算部１４から出力される誤差信号ｅ（ｎ）を増幅するとともに、各々の使用者に適合して個別に設定された所定の補聴処理を施す手段である。なお、誤差信号ｅ（ｎ）は本発明の第１の信号に相当する。図１に示すように、補聴処理部１０による補聴処理は、伝達関数Ｇ（ｚ）で表すことができる。補聴処理部１０によって適用可能な補聴処理としては、入力される誤差信号ｅ（ｎ）に対する所定のゲインの付与に加えて、例えば、誤差信号ｅ（ｎ）に対するマルチバンドコンプレッション、ノイズリダクション、トーンコントロール、出力制限処理など、補聴器１の使用者の聴力特性や使用環境に合わせた多様な処理を挙げることができる。

制御部１１は、補聴器１におけるディジタル信号処理を全体的に制御する手段である。特に、制御部１１の重要な制御としては、補聴器１において生じるハウリングを抑制するためのフィードバック抑制処理がある。そして、制御部１１内の乱数生成部１１ａは、制御部１１がフィードバック抑制処理を制御する際、後述のフィルタ係数の算出タイミングをランダム化するための乱数Ｒを係数更新部１３に供給する。乱数Ｒの範囲は、後述の１ブロックを構成するサンプル数に依存する。例えば、１ブロックが１６サンプルであれば、乱数Ｒは０〜１５の範囲の整数となる。なお、乱数生成部１１ａにより生成される乱数Ｒを用いたフィードバック抑制処理の具体的な内容については後述する。

乱数生成部１１ａとしては、多様な構成を適用可能であるが、ディジタル信号処理に適した代表的な例として、Ｍ系列を挙げることができる。Ｍ系列は周期性を有する擬似不規則信号の一例であり、シフトレジスタとＸＯＲ回路を組み合わせて簡単に構成することができる。Ｍ系列に基づく演算を実行する乱数生成部１１ａを採用すれば、比較的段数の短いシフトレジスタを用いたとしても、長大な周期を有する良質な乱数Ｒを生成することが可能である。

ＤＡ変換器１５は、ディジタル信号である入力信号ｘ（ｎ）をアナログの電気信号に変換する。レシーバ１７は、例えば、使用者の外耳道内に設置され、ＤＡ変換器１５から出力される電気信号を音に変換して外耳道内の空間に出力する。レシーバ１７としては、例えば、電磁型などのレシーバを用いることができる。

マイクロホン１８は、補聴器１の外部空間から伝わる音を収集し、それを電気信号に変換して出力する。ＡＤ変換器１６は、マイクロホン１８から出力されるアナログの電気信号をサンプリングし、ディジタル信号である所望信号ｄ（ｎ）を出力する。マイクロホン１８としては、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）、コンデンサ型などの多様なマイクロホンを用いることができる。なお、ＡＤ変換器１６におけるサンプリング周波数ｆｓは、少なくとも補聴器１の周波数帯域の２倍以上に設定する必要があり、例えば、ｆｓ＝１６ｋＨｚに設定される。

図１の右側に示すように、マイクロホン１８には、外部の環境音に相当する音信号ｓ（ｎ）のみが入力されるが、実際にはレシーバ１７から出力される音がフィードバックパスＦＰを経由してからマイクロホン１８に回り込む。ここで、フィードバックパスＦＰに関連して、レシーバ１７からマイクロホン１８に至る伝達関数Ｆ（ｚ）を想定する。この伝達関数Ｆ（ｚ）は、補聴器１の構造、使用者の挙動、周囲の環境などによって変化する。そして、ＤＡ変換器１５を介してレシーバ１７に入力される入力信号ｘ（ｎ）と、マイクロホン１８から出力される所望信号ｄ（ｎ）の間には、伝達関数Ｆ（ｚ）を用いて、次の（１）式の関係が成り立つ。ここで、ｄ（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｘ（ｎ）のＺ変換をそれぞれＤ（ｚ）、Ｓ（ｚ）、Ｘ（ｚ）とする。

このように、フィードバックパスＦＰを経由する音の経路と、マイクロホン１８の出力側からＡＤ変換器１６、減算部１４、補聴処理部１０を経てレシーバ１７の入力側に至る電気経路によってループが形成されるので、所定の発振条件が満たされたときにハウリングが発生することになる。そのため、本実施形態では、適応フィルタ１２、係数更新部１３、減算部１４によって一体的に構成されるフィードバック除去部により、ハウリングの発生を抑制するものである。なお、レシーバ１７とマイクロホン１８に関しても、それぞれ固有の伝達関数が存在するが、いずれもフィードバックパスＦＰの伝達関数Ｆ（ｚ）に含めている。

適応フィルタ１２は、係数更新部１３から出力されるフィルタ係数を用いて、フィードバックパスＦＰの伝達関数Ｆ（ｚ）を適応的に推定した伝達関数Ｗ（ｚ）に更新され、補聴処理部１０により生成される入力信号ｘ（ｎ）に対し、その演算結果として出力信号ｙ（ｎ）を生成する。なお、適応フィルタ１２への入力信号ｘ（ｎ）は本発明の第２の信号に相当し、適応フィルタ１２からの出力信号ｙ（ｎ）は本発明の第３の信号に相当する。係数更新部１３は、上述の誤差信号ｅ（ｎ）及び入力信号ｘ（ｎ）に基づき、制御部１１によって制御される算出タイミングで適応フィルタ１２に供給すべきフィルタ係数を算出する。後述するように、係数更新部１３によるフィルタ係数の算出時には、タップ数Ｍに１ブロックを構成するサンプル数Ｐを加えた数に相当する入力信号ｘ（ｎ）のデータ列を時間経過とともに順次記憶する必要があるので、所定容量のサーキュラーバッファを構成することが望ましい。適応フィルタ１２及び係数更新部１３の具体的な動作及び算出タイミングの制御について詳しくは後述する。

減算部１４は、マイクロホン１８から出力される所望信号ｄ（ｎ）から、適応フィルタ１２により生成される出力信号ｙ（ｎ）を減算し、それを上述の誤差信号ｅ（ｎ）として出力する。この場合、誤差信号ｅ（ｎ）は、以下の（２）式で表すことができる。（２）式に基づいて減算処理を行うことにより、フィードバックパスＦＰによる帰還成分に対応する出力信号ｙ（ｎ）を所望信号ｄ（ｎ）から除去することができ、ハウリングの発生を抑制することができる。

図２は、適応フィルタ１２とその周辺部の具体的な構成例を示している。図２に示す適応フィルタ１２は、タップ数ＭのＦＩＲ(Finite Impulse Response)型フィルタとして構成され、離散時間系における入力信号ｘ（ｎ）を順次遅延させるＭ−１個の遅延部３０と、それぞれの遅延部３０を経由する入力信号ｘ（ｎ）とＭ個のフィルタ係数ｗ_０〜ｗ_Ｍ−１を乗算するＭ個の乗算部３１と、それぞれの乗算部３１から出力されるＭ個の乗算結果を加算して出力信号ｙ（ｎ）を生成する加算部３２を備えている。タップ数Ｍとしては、例えば、Ｍ＝６４に設定される。

図２の構成において、適応フィルタ１２の出力信号ｙ（ｎ）は、フィルタ係数ｗ_０〜ｗ_Ｍ−１と入力信号ｘ（ｎ）との畳み込み演算により得られ、次の（３）式で表すことができる。

一方、ＬＭＳ係数更新部１３ａは、図１の係数更新部１３の一例であって、適応アルゴリズムであるＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムに従って、（３）式の演算に用いるフィルタ係数ｗ_ｋを算出する。ここで、離散時間系における入力信号ｘ（ｎ）は、所定のサンプリング間隔Ｔｓ（＝１／ｆｓ）で順次入力されるが、係数更新部１３によるフィルタ係数ｗ_ｋの更新を全てのサンプル点に対して行うと信号処理の負担が過大になる。そのため、連続する所定のサンプル数（例えば、１６個）を１ブロックとして扱い、１ブロックに１回ずつ係数更新部１３によるフィルタ係数ｗ_ｋの更新を行うことにより、フィルタ係数ｗ_ｋの更新頻度を低減させるのが一般的である。このようにすれば、サンプリング間隔Ｔｓより十分長い更新周期でフィルタ係数ｗ_ｋを更新すればよいため、信号処理の負担を軽減することができる。しかし、各ブロックにおけるフィルタ係数ｗ_ｋの算出タイミングが一定の周期性を持つことにより後述の性能上の問題が生じるので、その対策として、本実施形態では、乱数生成部１１ａにより供給される乱数Ｒを用いて、各ブロック内でフィルタ係数ｗ_ｋの算出タイミングをランダム化する点に特徴がある。

本実施形態において、ＬＭＳ係数更新部１３ａによるフィルタ係数ｗ_ｋの更新時の演算は、例えば、次の（４）式で表すことができる。

ただし、ｂ：ブロック番号（ｂ≧０）
Ｐ：１ブロックを構成するサンプル数
μ：ステップサイズパラメータ
ｋ：タップ数Ｍの適応フィルタ１２のタップ番号（０≦ｋ≦Ｍ−１）
Ｒ：乱数生成部１１ａが出力する乱数（０≦Ｒ≦Ｐ−１）

（４）式によれば、フィルタ係数ｗ_ｋは、ブロック番号ｂの更新に伴い更新されるとともに、その算出は乱数Ｒに応じた算出タイミングで行われることがわかる。この場合、０≦ｋ≦Ｍ−１の範囲内のＭ個のフィルタ係数ｗ_ｋは、更新時点を起点として１ブロック内でランダム化した算出タイミングに算出される。一方、（４）式の右辺において、０≦ｋ≦Ｍ−１の範囲内のＭ個の入力信号ｘ（ｂＰ−Ｒ−ｋ）と誤差信号ｅ（ｂＰ−Ｒ）は、更新時点からＲサンプル分だけ過去の時点のデータ群であることがわかる。なお、ステップサイズパラメータμは適応フィルタ１２の適応速度を規定するパラメータであり、大きい値に設定するほど適応速度が速くなる一方で、精度が低下する。以下では、適応フィルタ１２及びＬＭＳ係数更新部１３ａに関し、（４）式の演算に基づく動作及び作用について、図３〜図５を参照しつつ具体的に説明する。

図３は、（４）式に基づくフィルタ係数ｗ_ｋの更新時の動作例を模式的に示すタイミングチャートである。図３の例では、１ブロックが１６サンプル数により構成され（Ｐ＝１６）、タップ数６４の適応フィルタ１２（Ｍ＝６４）を用いる場合を想定する。この場合には、６４タップが４ブロックに対応する。また、乱数Ｒは、０≦Ｒ≦１５の範囲内の値を取る。図３の上部には、ブロック毎に区切った時間軸を示すとともに、その下部に、ＬＭＳ係数更新部１３ａに入力される離散時間系の入力信号ｘ（ｎ）及び誤差信号ｅ（ｎ）を時間軸に対応させて示している。

図３においては、本発明の手法との対比のため、算出タイミングの設定に乱数Ｒを用いない場合を比較例として示している。この比較例においては、前述の（４）式の演算は、次の（５）式に置き換えられる。（４）式と（５）式の違いは、右辺におけるＭ個の入力信号ｘ（ｂＰ−ｋ）と誤差信号ｅ（ｂＰ）に関し、乱数Ｒが関与していない点のみである。

まず、比較例においては、時間軸上のタイミングＴ０（本発明の基準タイミング）でフィルタ係数ｗ_ｋを更新する動作を想定する。このとき、（５）式に従って、タイミングｔ０を起点に、６４サンプル分の入力信号ｘ（ｎ）のデータ列と、１サンプル分の誤差信号ｅ（ｎ）が演算に用いられる。６４サンプル分の入力信号ｘ（ｎ）は、ＬＭＳ係数更新部１３ａに保持されており、１サンプル分の誤差信号ｅ（ｎ）は、減算部１４から入力される最新のデータである。そして、０≦ｋ≦Ｍ−１の範囲内の全てのｋについて（５）式の演算を行うことにより、タイミングＴ０における６４個のフィルタ係数ｗ_ｋが更新されることになる。

続いて、比較例において、時間軸上でタイミングＴ０から１ブロック分（１６サンプル分）の時間Ｔｂが経過したタイミングＴ０＋Ｔｂ（本発明の基準タイミング）で再びフィルタ係数ｗ_ｋが更新される。このときの演算は、タイミングＴ０と同様、（５）式に従って行われる。すなわち、６４サンプル分の入力信号ｘ（ｎ）と１サンプル分の誤差信号ｅ（ｎ）は、上述のデータ列を時間軸上で時間Ｔｂだけずらしたものである。これ以降も、時間Ｔｂが経過する度に、同様の演算が繰り返される。

図４（Ａ）は、図３の比較例によるフィードバック抑制処理の際の問題点を説明する図である。図４（Ａ）においては、時間軸に沿ってフィルタ係数ｗ_ｋの算出タイミングを黒丸で示すとともに、その際の誤差信号ｅ（ｎ）に含まれるフィードバック成分と出力信号ｙ（ｎ）との差分の波形の一例を重ねて示している。ここでは、図１の適応フィルタ１２が適切に動作している限り、本来は誤差信号ｅ（ｎ）のレベルを検出し、図４（Ｂ）の破線矢印で示すように、誤差信号ｅ（ｎ）のレベルが小さくなるように動作するはずである。しかし、例えば、図４（Ａ）に示す誤差信号ｅ（ｎ）は、３２サンプル分の周期を有する正弦波であり、１６サンプル毎のゼロクロスの位置が算出タイミングに一致する波形を有する場合に、適応フィルタ１２は適正な動作をしなくなる。すなわち、適応フィルタ１２が適切に動作していたとしても、図１のループ内に図４（Ａ）のような正弦波が発生した場合、算出タイミングにおけるフィードバック発振は抑制されるが、それ以外の期間における発振を抑制することができない点が問題となる。これは、図４（Ａ）の正弦波には限らず、その整数倍の周波数の正弦波又は周期性のある信号であれば、ゼロクロス点が時間Ｔｂの間隔に一致する周期性を持つため、同様の問題が生じ得る。

これに対し、図３の下部には、本発明の手法を適用する場合において、比較例と同様の２つのタイミングＴ０及びＴ０＋Ｔｂでフィルタ係数ｗ_ｋを更新する場合の動作を示している。まず、タイミングＴ０では、その時点で得られる乱数Ｒ１に相当するサンプル数だけ過去の時点を起点とし、６４サンプル分の入力信号ｘ（ｎ）のデータ列と、１サンプル分の誤差信号ｅ（ｎ）が演算に用いられる。そして、０≦ｋ≦Ｍ−１の範囲内の全てのｋについて（４）式の演算を行い、タイミングＴ０における６４個のフィルタ係数ｗ_ｋが更新されることになる。続いて、次のタイミングＴ０＋Ｔｂでは、新たな乱数Ｒ２を用いて同様の演算が行われる。その結果、隣接する２つのタイミングＴ０及びＴ０＋Ｔｂで用いられる入力信号ｘ（ｎ）及び誤差信号ｅ（ｎ）は、その間隔が時間Ｔｂには限られず、比較例のような周期性は持たないことがわかる。ただし、１ブロックの１回ずつフィルタ係数ｗ_ｋを更新するという点に関しては、比較例と共通であるため、ある程度の時間範囲内において適応フィルタ１２の適応性能は同程度である。

図４（Ｂ）は、図３の本発明の手法を適用する場合において、図４（Ａ）の比較例の場合と同様の条件下で、フィルタ係数ｗ_ｋの算出タイミングｔａ、ｔｂ、ｔｃ、ｔｄと誤差信号ｅ（ｎ）の波形を重ねて示している。図４（Ｂ）から明らかなように、黒丸で示す算出タイミングｔａ、ｔｂ、ｔｃ、ｔｄは乱数Ｒによってランダム化されており、誤差信号ｅ（ｎ）が正弦波であっても、算出タイミングとゼロクロス点とは連続して一致することはない。すなわち、適応フィルタ１２が適切に動作すれば、その推定が次第に収束することにより、誤差信号ｅ（ｎ）が周期性のある信号であっても、その全体の信号レベルをある程度の時間経過後に抑制することが可能である。この点については、図４（Ｂ）の正弦波がどのような周波数であったとしても、あるいは正弦波に限らず周期性のある信号であったとしても、フィルタ係数ｗ_ｋの算出タイミングが乱数Ｒによってランダム化されている限り、同様の効果を得ることができる。

次に、本実施形態の補聴器１におけるフィードバック抑制処理の効果について、図５を用いて説明する。図５（Ａ）は、図４（Ａ）の比較例において、フィードバック発振により生じた信号のゼロクロス点が周期的で、フィルタ係数ｗ_ｋの算出タイミングと一致する誤差信号ｅ（ｎ）である場合に、フィードバック抑制処理を実行したときのシミュレーションによる音信号の波形例を示している。この場合、フィードバック抑制が機能しなくなるため、発振したまま抑制できない状態となっている。これに対し、図５（Ｂ）は、図４（Ｂ）のように本発明の手法を適用した場合において、図４（Ｂ）で説明したメカニズムにより、フィードバック抑制が十分に効くことで、上述のフィードバック発振により生じた信号のレベルが短時間で抑制される状態になっている。以上の結果から、本発明を適用することによるフィードバック抑制効果を確認することができた。

本発明を適用した補聴器１としては、上述の実施形態には制約されることなく、多様な変形例がある。例えば、図１の乱数生成部１１ａとしては、Ｍ系列等のディジタル信号処理に基づく乱数Ｒを生成する構成には限らず、例えば、メモリに予め構成された乱数テーブルから乱数Ｒを読み出す方法を採用してもよい。このような乱数テーブルを構成したメモリ部分の容量が小さいと周期の短い乱数Ｒしか得られないので、十分な容量を確保する必要がある。ただし、メモリに乱数テーブルを構成する方法は、演算量を低減可能というメリットがある。

また、上記実施形態では、本発明を補聴器１に適用する場合を説明したが、本発明は、これらに限らず多様な機器内のフィードバックキャンセラに対して適用することができる。すなわち、図１に示した基本構成を具備し、図３に示した処理を適用可能であれば、単独で、あるいは他の機器に組み込んで本発明に係るフィードバックキャンセラを適用することができる。このようなフィードバックキャンセラは、補聴処理部１０（図１）やその他の信号処理部の構成、あるいは各種パラメータの設定等について、多様な選択が可能である。

以上、本実施形態に基づき本発明の内容を具体的に説明したが、本発明は上述の各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことができる。例えば、図２では、係数更新部１３のアルゴリズムとしてＬＭＳアルゴリズムを採用する場合を説明したが、本発明の目的を達成できる限り、多様な適応アルゴリズムを採用することができる。また、図１の具体的な構成や図３の制御方法についても、本実施形態の内容に限定されず、多様な構成及び制御を採用可能であることは当然である。

１…補聴器
１０…補聴処理部
１１…制御部
１１ａ…乱数生成部
１２…適応フィルタ
１３…係数更新部
１４…減算部
１５…ＤＡ変換器
１６…ＡＤ変換器
１７…レシーバ
１８…マイクロホン

Claims

音を電気信号に変換するマイクロホンと、
前記マイクロホンの出力信号に基づいて生成される第１の信号に所定の補聴処理を施して第２の信号を生成する補聴処理部と、
前記第２の信号を音に変換するレシーバと、
前記第２の信号を入力し、前記レシーバから出力される音が帰還成分として前記マイクロホンに入力されるまでのフィードバックパスの伝達関数を適応的に推定し、前記帰還成分に相当する第３の信号を出力する適応フィルタと、
前記マイクロホンの出力信号から前記第３の信号を減算する減算部と、
前記第１の信号及び前記第２の信号に基づいて前記適応フィルタのフィルタ係数を更新する係数更新部と、
少なくとも、前記係数更新部による前記フィルタ係数の算出タイミングを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記フィルタ係数の算出タイミングを規定する乱数を生成する乱数生成部を含み、
前記算出タイミングは、前記乱数生成部により生成される乱数に基づいて、予め設定された基準タイミングをランダム化した時点に設定されることを特徴とする補聴器。
前記基準タイミングは、前記第１の信号及び前記第２の信号のサンプリング間隔のＰ倍（Ｐは２以上の整数）の間隔毎に設定され、
前記乱数生成部は、０以上Ｐ−１以下の範囲内の整数を前記乱数として生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載の補聴器。
前記算出タイミングは、前記乱数生成部により乱数Ｒ（０以上Ｐ−１以下の整数）が生成されたとき、前記基準タイミングを起点に前記サンプリング間隔のＲ倍の時間だけ過去の時点に設定されることを特徴とする請求項２に記載の補聴器。
前記乱数生成部は、Ｍ系列に基づく演算を実行することにより前記乱数を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の補聴器。
前記乱数生成部は、メモリに予め構成された乱数テーブルから読み出すことにより前記乱数を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の補聴器。
音を電気信号に変換する第１の変換手段と、
前記第１の変換手段の出力信号に基づいて生成される第１の信号に所定の信号処理を施して第２の信号を生成する信号処理部と、
前記第２の信号を音に変換する第２の変換手段と、
前記第２の信号を入力し、前記第２の変換手段から出力される音が帰還成分として前記第１の変換手段に入力されるまでのフィードバックパスの伝達関数を適応的に推定し、前記帰還成分に相当する第３の信号を出力する適応フィルタと、
前記第１の変換手段の出力信号から前記第３の信号を減算する減算部と、
前記第１の信号及び前記第２の信号に基づいて前記適応フィルタのフィルタ係数を更新する係数更新部と、
少なくとも、前記係数更新部による前記フィルタ係数の算出タイミングを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記算出タイミングを規定する乱数を生成する乱数生成部を含み、
前記算出タイミングは、前記乱数生成部により生成される乱数に基づいて、予め設定された基準タイミングをランダム化した時点に設定されることを特徴とするフィードバックキャンセラ。