JP6206593B2

JP6206593B2 - 回生コンバータ装置の制御装置

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Publication number: JP6206593B2
Application number: JP2016537669A
Authority: JP
Inventors: 純子野々村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-07-31
Filing date: 2014-07-31
Publication date: 2017-10-04
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Description

この発明は、回生コンバータ装置の制御装置に関する。

例えば、特許文献１には、インバータ装置が記載されている。当該インバータ装置においては、ベクトル制御が行われる。当該ベクトル制御においては、モータのインダクタンスの設定値が用いられる。当該設定値は、モータを実際に回転させているときに同定される。

日本特許第４１９４６４５号公報

これに対し、エレベータ等の輸送装置においては、回生コンバータ装置が用いられる。回生コンバータ装置は、リアクトルとコンバータ回路とを備える。リアクトルは、電源とコンバータ回路との間に設けられる。回生コンバータ装置においても、ベクトル制御が行われる。当該ベクトル制御においては、リアクトルのインダクタンスの設定値が用いられる。当該設定値は、予め設定される。

しかしながら、実際のインダクタンスの値は、エレベータ等のシステムによって異なる。また、実際のインダクタンスの値は、リアクトルの製造の条件によりばらつく。さらに、実際のインダクタンスの値は、エレベータ等の運転条件によって変動する。このため、インダクタンスの設定値が実際のインダクタンスの値と異なる可能性がある。

この発明は、上述の課題を解決するためになされた。この発明の目的は、回生コンバータ装置に設けられたリアクトルのインダクタンスの設定値を同定する際の精度を向上することができる回生コンバータ装置の制御装置を提供することである。

この発明に係る回生コンバータ装置の制御装置は、電源の出力の側に接続されたリアクトルと前記リアクトルの出力の側に接続されたコンバータ回路とを備えた回生コンバータ装置に対し、前記電源と前記リアクトルとの間の電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、前記電源と前記リアクトルとの間の電流を検出する電流検出手段と、前記コンバータ回路の出力の側に接続された直流母線の電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧位相検出手段に検出された電圧位相を用いて前記電流検出手段に検出された電流をｄ軸電流とｑ軸電流とに変換する変換手段と、前記電圧検出手段に検出された電圧と前記変換手段に変換されたｄ軸電流とｑ軸電流と前記リアクトルのインダクタンスの設定値とに基づいて前記コンバータ回路の制御に用いるｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成するベクトル制御手段と、前記ベクトル制御手段がｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成している際に、前記変換手段に変換されたｄ軸電流とｑ軸電流と前記ベクトル制御手段に生成されたｄ軸電圧指令値と前記電源の周波数と前記リアクトルのインダクタンスの設定値とに基づいて前記リアクトルのインダクタンスの値を同定するインダクタンス同定手段と、を備え、前記インダクタンス同定手段は、前記変換手段に変換されたｄ軸電流が零以外の際に、前記リアクトルのインダクタンスの設定値の候補値を演算しない。

この発明によれば、リアクトルのインダクタンスの設定値は、ベクトル制御手段がｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成している際にｄ軸電流とｑ軸電流とｄ軸電圧指令値と電源の周波数とリアクトルのインダクタンスの設定値とに基づいて同定される。このため、回生コンバータ装置に設けられたリアクトルのインダクタンスの値を同定する際の精度を向上することができる。

この発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置が適用されたエレベータの主回路の構成図である。この発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置が適用された回生コンバータ装置の構成図である。この発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンの機能的構成を表すブロック線図である。この発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンのベクトル制御手段とインダクタンス同定手段の機能の詳細を表すブロック線図である。この発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンのインダクタンス同定手段による処理を表すフローチャートである。この発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンの最終候補値演算手段の処理を表すフローチャートである。

この発明を実施するための形態について添付の図面に従って説明する。なお、各図中、同一又は相当する部分には同一の符号が付される。当該部分の重複説明は適宜に簡略化ないし省略する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置が適用されたエレベータの主回路の構成図である。

図示しないエレベータの昇降路は、建築物の各階を貫く。図示しないエレベータの巻上機は、昇降路に設けられる。図示しない主ロープは、巻上機の綱車に巻き掛けられる。図示しないエレベータのかごとつり合いおもりとは、昇降路の内部に設けられる。

図１に示すように、エレベータの主回路１は、電源２と回生コンバータ装置３と直流母線４とインバータ回路５とモータ６とコンデンサ７とを備える。

例えば、電源２は、商用電源からなる。電源２の出力の側は、回生コンバータ装置３の入力の側に接続される。回生コンバータ装置３の出力の側は、一対の直流母線４の入力の側に接続される。一対の直流母線４の出力の側は、インバータ回路５の入力の側に接続される。インバータ回路５の出力の側は、モータ６の入力の側に接続される。モータ６の回転軸は、巻上機の綱車の中心に固定される。コンデンサ７は、一対の直流母線４に跨るように接続される。

回生コンバータ装置３は、リアクトル８とコンバータ回路９とを備える。リアクトル８の入力の側は、電源２の出力の側に接続される。コンバータ回路９の入力の側は、リアクトル８の出力の側に接続される。コンバータ回路９の出力の側は、一対の直流母線４の入力の側に接続される。

モータ６が力行運転する際、電源２は、３相交流電力をリアクトル８に供給する。リアクトル８は、当該３相交流電力を滑らかにする。コンバータ回路９は、当該３相交流電力を直流電力に変換する。一対の直流母線４は、当該直流電力に対応した直流電流をインバータ回路５に供給する。インバータ回路５は、当該直流電流を任意の交流電流に変換する。モータ６は、当該交流電流に対応した交流電力により任意の回転数で回転する。

モータが回生運転する際、モータは、回生電力を発生させる。インバータ回路５は、当該回生電力を直流電力に変換する。一対の直流母線４は、当該直流電力に対応した直流電流をコンバータ回路９に供給する。コンバータ回路９は、当該直流電流を電源２に合わせた交流電流に変換する。リアクトル８は、当該直流電流を滑らかにする。電源２は、当該交流電流に対応した交流電力を回生する。

次に、図２を用いて、回生コンバータ装置３を説明する。
図２はこの発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置が適用された回生コンバータ装置の構成図である。

図２に示すように、コンバータ回路９は、複数のスイッチング素子９ａと複数のフライホイール素子９ｂとを備える。複数のスイッチング素子９ａと複数のフライホイール素子９ｂとは、３相ブリッジ結線回路からなる。フライホイール素子９ｂの各々は、スイッチング素子９ａの各々に並列に接続される。

回生コンバータ装置３は、リアクトル８とコンバータ回路９とに加え、制御装置１０を備える。制御装置１０は、電源手段１１と電圧位相検出手段１２と電流検出手段１３と電圧検出手段１４とマイコン１５とドライバ手段１６とを備える。

例えば、電源手段１１は、回路で形成される。電源手段１１は、電源２を調節することにより回生コンバータ装置３の制御電源を生成する。例えば、電源手段１１は、電源２を調節することにより５Ｖまたは１２Ｖの制御電源を生成する。電源手段１１は、電圧位相検出手段１２と電流検出手段１３と電圧検出手段１４とマイコン１５とドライバ手段１６とに制御電源を供給する。

例えば、電圧位相検出手段１２は、回路で形成される。電圧位相検出手段１２は、電源２とリアクトル８との間の電圧位相を検出する。例えば、電流検出手段１３は、回路で形成される。電流検出手段１３は、電源２とリアクトル８との間の電流を検出する。例えば、電圧検出手段１４は、回路で形成される。電圧検出手段１４は、一対の直流母線４の電圧を検出する。具体的には、電圧検出手段１４は、コンデンサ７にかかる電圧を検出する。

マイコン１５は、電圧位相検出手段１２に検出された電圧位相と電流検出手段１３に検出された電流と電圧検出手段１４に検出された電圧とに基づいてＰＷＭ信号を生成する。マイコン１５は、微弱なＰＷＭ信号をドライバ手段１６に出力する。ドライバ手段１６は、微弱なＰＷＭ信号を増幅して複数のスイッチング素子９ａを制御する。

スイッチング素子９ａの各々がスイッチングする際、逆起電力が発生する。当該逆起電力は、フライホイール素子９ｂの各々に回生される。その結果、コンバータ回路９は、適切な交流電圧を生成する。この際、電流検出手段１３で検出される電流も適切に制御される。その結果、モータ６が回生運転する際の回生電力の力率も向上する。

次に、図３を用いて、マイコン１５を説明する。
図３はこの発明の実施の形態１におけるエレベータの回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンの機能的構成を表すブロック線図である。

図３に示すように、マイコン１５は、第１変換手段１７とベクトル制御手段１８と第２変換手段１９とＰＷＭ出力手段２０とインダクタンス同定手段２１とを備える。

第１変換手段１７は、電圧位相検出手段１２に検出された電圧位相Θを用いて３相から２相に変換する方式により電流検出手段１３に検出された電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄｅとｑ軸電流Ｉｑｅとに変換する。

ベクトル制御手段１８は、補償後ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅ＊と補償後ｑ軸電圧指令値Ｖｑｅ＊とを生成する。この際、電圧検出手段１４に検出された電圧Ｖｄｃと第１変換手段１７に変換されたｄ軸電流Ｉｄｅとｑ軸電流Ｉｑｅとリアクトル８のインダクタンスの設定値とが用いられる。

第２変換手段１９は、電圧位相検出手段１２に検出された電圧位相Θを用いて２相から３相に変換する方式により補償後ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅ＊と補償後ｑ軸電圧指令値Ｖｑｅ＊とを３相交流の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。

ＰＷＭ出力手段２０は、３相のうちの１相のスイッチングを１／６周期の区間に固定する２相変調方式でＰＷＭ信号を生成する。具体的には、ＰＷＭ出力手段２０は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の絶対値を比較する。電圧指令値がプラスの場合、ＰＷＭ出力手段２０は、絶対値が最も大きい電圧指令値を三角波の上限にクリップする。電圧指令値がマイナスの場合、ＰＷＭ出力手段２０は、絶対値が最も大きい電圧指令値を三角波の下限にクリップする。ＰＷＭ出力手段２０は、ＰＷＭ信号をドライバ回路に出力する。

インダクタンス同定手段２１は、ベクトル制御手段１８が補償後ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅ＊と補償後ｑ軸電圧指令値Ｖｑｅ＊とを生成している際に、リアクトル８のインダクタンスの設定値を同定する。インダクタンス同定手段２１は、第１変換手段１７に変換されたｄ軸電流Ｉｄｅとｑ軸電流Ｉｑｅとベクトル制御手段１８に生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄｅと電源２の周波数とリアクトルのインダクタンスの設定値とに基づいてリアクトル８のインダクタンスの値を同定する。

次に、図４を用いて、ベクトル制御手段１８とインダクタンス同定手段２１との機能の詳細を説明する。
図４はこの発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンのベクトル制御手段とインダクタンス同定手段の機能の詳細を表すブロック線図である。

図４において、ベクトル制御手段１８は、ｄ軸電流指令値生成手段２２とｄ軸電圧指令値生成手段２３とｄ軸干渉補償値生成手段２４と母線電圧指令値生成手段２５とｑ軸電流指令値生成手段２６とｑ軸電圧指令値生成手段２７とｑ軸干渉補償値生成手段２８と電源電圧補償値生成手段２９とを備える。

ｄ軸電流指令値生成手段２２は、補償後ｑ軸電圧指令値Ｖｑｅ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｅ＊を生成する。ｄ軸電圧指令値生成手段２３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｅ＊とｄ軸電流Ｉｄｅとの偏差に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄｅを生成する。ｄ軸干渉補償値生成手段２４は、ｑ軸電流Ｉｑｅに基づいてｄ軸干渉補償値を生成する。補償後ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅ＊は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅからｄ軸干渉補償値を差し引いた値に設定される。

母線電圧指令値生成手段２５は、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊を生成する。ｑ軸電流指令値生成手段２６は、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊と電圧Ｖｄｃとの偏差に基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑｅ＊を生成する。ｑ軸電圧指令値生成手段２７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑｅ＊とｑ軸電流Ｉｑｅとの偏差に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖｑｅを生成する。ｑ軸干渉補償値生成手段２８は、ｄ軸電流Ｉｄｅに基づいてｑ軸干渉補償値を生成する。電源電圧補償値生成手段２９は、電源電圧補償値Ｅｑｅを生成する。補償後ｑ軸電圧指令値Ｖｑｅ＊は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｅからｑ軸干渉補償値と電源電圧補償値Ｅｑｅとを差し引いた値に設定される。

インダクタンス同定手段２１は、同定モード判定手段３０と演算判定手段３１とｑ軸電流演算手段３２とｄ軸電圧指令値演算手段３３と候補値演算手段３４と最終候補値演算手段３５と収束判定手段３６と設定値変更手段３７とを備える。

同定モード判定手段３０は、リアクトル８のインダクタンスを同定する同定モードの開始及び終了の条件を判定する。演算判定手段３１は、ｄ軸電流Ｉｄｅが流れているか否かを判定する。ｑ軸電流演算手段３２は、演算判定手段３１の判定結果に基づいてｑ軸電流Ｉｑｅを積分する。ｄ軸電圧指令値演算手段３３は、演算判定手段３１の判定結果に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄｅを積分する。

候補値演算手段３４は、ｑ軸電流演算手段３２の積分結果とｄ軸電圧指令値演算手段３３の積分結果と既に設定されているインダクタンスの設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）と電源２の周波数とに基づいてインダクタンスの設定値の候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａを演算する。

最終候補値演算手段３５は、インダクタンスの設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）と候補値演算手段３４に演算された候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａとに基づいてインダクタンスの設定値の最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）を演算する。

収束判定手段３６は、最終候補値演算手段３５に演算される代々の最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）が収束したか否かを判定する。

設定値変更手段３７は、次の同定モードが開始される前にインダクタンスの設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）を最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）に変更する。具体的には、ｄ軸電流指令値生成手段２２とｄ軸電圧指令値生成手段２３とｄ軸干渉補償値生成手段２４とｑ軸電圧指令値生成手段２７とｑ軸干渉補償値生成手段２８とにおいて、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）が最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）に変更される。

実施の形態１において、候補値演算手段３４は、以下の考え方に基づいて候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａを演算する。

回路方程式は、電源２の３相交流の電圧ｅ_Ｒ、ｅ_Ｓ、ｅ_Ｔと相電流ｉ_Ｒ、ｉ_Ｓ、ｉ_Ｔとコンバータ回路９のＶ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔと時間における微分演算子とリアクトル８のインダクタンスの真値とを用いて以下の（１）式で表される。

ベクトル制御のために、［ｅ_Ｒ、ｅ_Ｓ、ｅ_Ｔ］^Ｔ、［ｉ_Ｒ、ｉ_Ｓ、ｉ_Ｔ］^Ｔ、［Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔ］^Ｔは、ＲＳＴ軸からｑｅ−ｄｅ軸にまとめて変換される。行列の右上の「Ｔ」は転置を表す。［ｅ_Ｒ、ｅ_Ｓ、ｅ_Ｔ］^Ｔ、［ｉ_Ｒ、ｉ_Ｓ、ｉ_Ｔ］^Ｔ、［Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔ］^Ｔは、次の（２）式から（４）式で表される。

（２）式から（４）式において、［Ｒ］は、変換行列を表す。変換行列［Ｒ］は、次の（５）式で表される。

［ｅ_Ｒ、ｅ_Ｓ、ｅ_Ｔ］^Ｔは、Ｅ_Ｐを大きさとして次の（６）式で表される。

（２）の［ｅ_ｄｅ、ｅ_ｑｅ］^Ｔがｑ_ｅ軸に等しいとすると、ｅ_ｄｅは０となる。この際、（２）式から（４）式を（１）式に代入すると、３相から２相に変換された結果が得られる。当該結果は、次の（７）式で表される。

（７）式にｄ軸干渉補償値を加えて整理した式は、（８）式で表される。

候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａは、（８）式を変形することにより次の（９）式で表される。

（９）式において、Δｔは、積分区間である。例えば、積分区間Δｔは、コンバータ回路９の制御周期である。ΣＶｄｅは、制御周期ごとにｄ軸電圧指令値Ｖｄｅを加算することを意味する。ΣＶｑｅは、制御周期ごとにｑ軸電圧指令値Ｖｑｅを加算することを意味する。

ただし、ｄ軸電流Ｉｄｅが流れていると、ｄ軸電流Ｉｄｅの影響がｄ軸電圧指令値Ｖｄｅに現れる。この際、候補値演算手段３４は、インダクタンスの値を演算しない。次の区間の初めに、候補値演算手段３４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅを取得する。候補値演算手段３４は、取得したｄ軸電圧指令値Ｖｄｅをオフセット値Ｖｄｅ＿ｏｆｆｓｅｔとして差し引いてインダクタンスの設定値の候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａを演算する。この際、候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａは、次の（１０）式で表される。

実施の形態１において、最終候補値演算手段３５は、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）と候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａとの大小関係とを比較する。最終候補値演算手段３５は、当該比較結果に基づいて、最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）を演算する。この際、最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）は、次の（１１）式で表される。

ただし、（１１）式において、Ｌ＿ｔｈは、予め設定された閾値である。ΔＬは予め設定された調整値である。

次に、図５を用いて、インダクタンス同定手段２１による処理を説明する。
図５はこの発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンのインダクタンス同定手段による処理を表すフローチャートである。

ステップＳ１では、インダクタンス同定手段２１は、各設定を初期化する。その後、ステップＳ２に進み、同定モード判定手段３０は、インダクタンスを同定する際の区間に対応したカウンタＴをインクリメントする。その後、ステップＳ３に進み、同定モード判定手段３０は、同定モードの終了の条件が成立しているか否かを判定する。

ステップＳ３で同定モードの終了の条件が成立している場合は、処理が終了する。ステップＳ３で同定モードの終了の条件が成立していない場合は、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、同定モード判定手段３０は、同定モードの開始の条件が成立しているか否かを判定する。

ステップＳ４で同定モードの開始の条件が成立している場合は、ステップＳ５に進む。ステップＳ５では、同定モード判定手段３０は、カウンタＴが１であるか否かを判定する。

ステップＳ５でカウンタＴが１の場合は、ステップＳ６に進む。ステップＳ６では、演算判定手段３１は、ｄ軸電流Ｉｄｅのフラグを０とする。その後、ステップＳ７に進み、候補値演算手段３４は、オフセット値Ｖｄｅ＿ｏｆｆｓｅｔを演算する。その後、ステップＳ８に進み、演算判定手段３１は、ｄ軸電流Ｉｄｅが流れているか否かを判定する。

ステップＳ８でｄ軸電流Ｉｄｅが流れていない場合は、ステップＳ９に進む。ステップＳ９では、ｄ軸電圧指令値演算手段３３は、ｄ軸電圧指令Ｖｄｅに対応したＶｄｅ１を積分する。その後、ステップＳ１０に進み、ｑ軸電流演算手段３２は、ｑ軸電流Ｉｑｅに対応したＩｑｅを積分する。その後、ステップＳ１１に進み、同定モード判定手段３０は、予め設定された時間が経過したか否かを判定する。具体的には、同定モード判定手段３０は、カウンタＴが予め設定された整数ｎになったか否かを判定する。

ステップＳ１１でカウンタＴがｎになっている場合は、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、候補値演算手段３４は、候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａを演算する。その後、ステップＳ１３に進み、最終候補値演算手段３５は、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）を演算する。

その後、ステップＳ１４に進み、設定値変更手段３７は、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）を最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）に更新する。その後、ステップＳ１５に進み、収束判定手段３６は、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）が収束したか否かを判定する。

ステップＳ１５で最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）が収束した場合は、処理が終了する。

ステップＳ１５で最終候補値Ｌ＿Ｈａｔ（ｋ＋１）が収束しない場合は、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、同定モード判定手段３０は、カウンタＴを０に戻す。その後、ステップＳ２以降の動作が行われる。

ステップＳ４で同定モードの開始の条件が成立していない場合は、ステップＳ１７に進む。ステップＳ１７では、同定モード判定手段３０は、カウンタＴがｎ以上であるか否かを判定する。

ステップＳ１７でカウンタＴがｎ未満の場合は、ステップＳ２に戻る。ステップＳ１７でカウンタＴがｎ以上の場合は、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、同定モード判定手段３０は、カウンタＴを０に戻す。その後、ステップＳ２に戻る。

ステップＳ５でカウンタＴが１でない場合は、ステップＳ１９に進む。ステップＳ１９では、演算判定手段３１は、ｄ軸電流Ｉｄｅのフラグが０か否かを判定する。

ステップＳ１９でｄ軸電流Ｉｄｅのフラグが０の場合は、ステップＳ８以降の動作が行われる。ステップＳ１９でｄ軸電流Ｉｄｅのフラグが０でない場合は、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、演算判定手段３１は、ｄ軸電流Ｉｄｅのフラグを１に維持する。その後、ステップＳ１７以降の動作が行われる。

ステップＳ８でｄ軸電流Ｉｄｅが流れている場合は、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、演算判定手段３１は、ｄ軸電流Ｉｄｅのフラグを１にする。その後、ステップＳ１７以降の動作が行われる。

ステップＳ１１でカウンタＴがｎになっていない場合は、ステップＳ１６以降の動作が行われる。

次に、図６を用いて、最終候補値演算手段３５の処理を説明する。
図６はこの発明の実施の形態１における回生コンバータ装置の制御装置に設けられたマイコンの最終候補値演算手段の処理を表すフローチャートである。

ステップＳ３１では、最終候補値演算手段３５は、候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａが設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）に閾値Ｌ＿ｔｈを加えた値よりも大きいか否かを判定する。

ステップＳ３１で候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａが設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）に閾値Ｌ＿ｔｈを加えた値よりも大きい場合は、ステップＳ３２に進む。ステップＳ３２では、最終候補値演算手段３５は、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）に調整値ΔＬを加えた値を最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）とする。その後、動作が終了する。

ステップＳ３１で候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａが設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）に閾値Ｌ＿ｔｈを加えた値よりも大きくない場合は、ステップＳ３３に進む。ステップＳ３３では、最終候補値演算手段３５は、候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａが設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）から閾値Ｌ＿ｔｈを差し引いた値よりも小さいか否かを判定する。

ステップＳ３３で候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａが設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）から閾値Ｌ＿ｔｈを差し引いた値よりも小さい場合は、ステップＳ３４に進む。ステップＳ３４では、最終候補値演算手段３５は、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）から調整値ΔＬを差し引いた値を最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）とする。その後、動作が終了する。

ステップＳ３３で候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａが設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）から閾値Ｌ＿ｔｈを差し引いた値よりも小さくない場合は、ステップＳ３５に進む。ステップＳ３５では、最終候補値演算手段３５は、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）を最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）とする。その後、動作が終了する。

以上で説明した実施の形態１によれば、リアクトル８のインダクタンスの設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）は、ベクトル制御手段１８がｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成している際にｄ軸電流とｑ軸電流とｄ軸電圧指令値とに基づいて同定される。このため、電源２の電圧が変動しても、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）を同定することができる。その結果、高効率で高調波含有率を抑えた制御を行うことができる。

例えば、リアクトル８のインダクタンスの値が不明である既設のエレベータに回生コンバータ装置３を後から適用しても、インダクタンスの設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）をある程度正確に同定することができる。このため、リアクトル８の個体差によりインダクタンスが想定と異なる場合でも、一定の制御品質を保つことができる。

また、候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａは、ｄ軸電流Ｉｄｅが零以外の際に演算されない。この場合、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｅは、ｄ軸電流Ｉｄｅの影響を受けない。このため、リアクトル８のインダクタンスをより正確に同定することができる。

なお、最終候補値演算手段３５において、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）と候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａとの大小関係とを比較せずに、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）を演算してもよい。ただし、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）は、候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａとなる。この際、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）の演算を予め設定された回数だけ繰り返せばよい。この場合、適切な時点で同定モードを終了することができる。

また、最終候補値演算手段３５において、設定値の候補値Ｌ＿ｔｉｌｄａと設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）との差に基づいて設定値の最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）を演算してもよい。この場合、設定値の最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）は、次の（１２）式で表される。

ただし、（１２）式において、αは０以上１以下の値である。αが０の場合、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）は、設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）となる。

また、（１１）式または（１２）式において、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）と設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）との差が閾値ΔＬ＿ｔｈよりも小さくなっている時間が予め設定された時間を越えるまで最終候補値の演算を繰り返してもよい。この場合、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）が安定した時点で同定モードを終了することができる。

また、ｑ軸電流Ｉｑｅの値が予め設定された値よりも大きい場合を同定モードの開始の条件としてもよい。この場合、リアクトル８のインダクタンスをより正確に同定することができる。

また、同定モードの間においては、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）の演算の繰り返しが終了するまで設定値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ）を更新しなくてもよい。この場合、最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）の演算を繰り返すたびに最終候補値Ｌ＿ｈａｔ（ｋ＋１）が変動することを抑制できる。その結果、同定モード時の力率変動を抑えることができる。

また、スイッチング素子９ａおよびフライホイール素子９ｂの少なくとも一方をワイドバンドキャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体の耐電圧性は高い。ワイドバンドギャップ半導体の許容電流密度は高い。このため、スイッチング素子９ａおよびフライホイール素子９ｂの少なくとも一方を小さくすることができる。その結果、スイッチング素子９ａおよびフライホイール素子９ｂを備えた回生コンバータ装置３も小さくすることができる。

以上のように、この発明に係る回生コンバータ装置の制御装置は、回生コンバータ装置に設けられたリアクトルのインダクタンスの設定値を同定するシステムに利用できる。

１主回路、２電源、３回生コンバータ装置、４直流母線、５インバータ回路、６モータ、７コンデンサ、８リアクトル、９コンバータ回路、９ａスイッチング素子、９ｂフライホイール素子、１０制御装置、１１電源手段、１２電圧位相検出手段、１３電流検出手段、１４電圧検出手段、１５マイコン、１６ドライバ手段、１７第１変換手段、１８ベクトル制御手段、１９第２変換手段、２０ＰＷＭ出力手段、２１インダクタンス同定手段、２２ｄ軸電流指令値生成手段、２３ｄ軸電圧指令値生成手段、２４ｄ軸干渉補償値生成手段、２５母線電圧指令値生成手段、２６ｑ軸電流指令値生成手段、２７ｑ軸電圧指令値生成手段、２８ｑ軸干渉補償値生成手段、２９電源電圧補償値生成手段、３０同定モード判定手段、３１演算判定手段、３２ｑ軸電流演算手段、３３ｄ軸電圧指令値演算手段、３４候補値演算手段、３５最終候補値演算手段、３６収束判定手段、３７設定値変更手段

Claims

電源の出力の側に接続されたリアクトルと前記リアクトルの出力の側に接続されたコンバータ回路とを備えた回生コンバータ装置に対し、前記電源と前記リアクトルとの間の電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、
前記電源と前記リアクトルとの間の電流を検出する電流検出手段と、
前記コンバータ回路の出力の側に接続された直流母線の電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧位相検出手段に検出された電圧位相を用いて前記電流検出手段に検出された電流をｄ軸電流とｑ軸電流とに変換する変換手段と、
前記電圧検出手段に検出された電圧と前記変換手段に変換されたｄ軸電流とｑ軸電流と前記リアクトルのインダクタンスの設定値とに基づいて前記コンバータ回路の制御に用いるｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成するベクトル制御手段と、
前記ベクトル制御手段がｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成している際に、前記変換手段に変換されたｄ軸電流とｑ軸電流と前記ベクトル制御手段に生成されたｄ軸電圧指令値と前記電源の周波数と前記リアクトルのインダクタンスの設定値とに基づいて前記リアクトルのインダクタンスの値を同定するインダクタンス同定手段と、
を備え、
前記インダクタンス同定手段は、前記変換手段に変換されたｄ軸電流が零以外の際に、前記リアクトルのインダクタンスの設定値の候補値を演算しない回生コンバータ装置の制御装置。
前記インダクタンス同定手段は、前記変換手段に変換されたｑ軸電流の値が予め設定された値よりも大きい場合に前記リアクトルのインダクタンスの設定値の同定を開始する請求項１に記載の回生コンバータ装置の制御装置。
前記インダクタンス同定手段は、前記変換手段に変換されたｄ軸電流とｑ軸電流と前記ベクトル制御手段に生成されたｄ軸電圧指令値とに基づいて前記リアクトルのインダクタンスの設定値の最終候補値を演算し、当該最終候補値と既に設定されている設定値との差が予め設定された閾値よりも小さくなるまで前記リアクトルのインダクタンスの設定値の最終候補値の演算を繰り返す請求項１または請求項２に記載の回生コンバータ装置の制御装置。
前記インダクタンス同定手段は、前記変換手段に変換されたｄ軸電流とｑ軸電流と前記ベクトル制御手段に生成されたｄ軸電圧指令値とに基づいて前記リアクトルのインダクタンスの設定値の最終候補値を演算し、当該最終候補値の演算を予め設定された回数だけ繰り返す請求項１または請求項２に記載の回生コンバータ装置の制御装置。
前記インダクタンス同定手段は、前記リアクトルのインダクタンスの設定値の最終候補値の演算の繰り返しが終了するまで前記ベクトル制御手段が用いる前記リアクトルのインダクタンスの設定値を更新しない請求項３または請求項４に記載の回生コンバータ装置の制御装置。
前記コンバータ回路は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子を備えた請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の回生コンバータ装置の制御装置。