JP6209853B2 - 光通信システム、光送信機、および光受信機 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システムと、光通信システムで用いられる光送信機と光受信機に関する。

コヒーレント光通信では、ホモダイン検波の場合、送信信号の周波数と受信側の局発光の周波数を一致させないと通信を実現することができない。しかし、光の周波数を一致させることは技術的に困難である。光受信機では、ディジタル信号処理部からのフィードバックを受けてデータに同期したクロックを生成し、そのクロックでサンプリングを行う（たとえば、特許文献１参照）。しかし、信号が位相変調されている場合、信号成分によって光の位相が変化するため、局発光と干渉させても正弦波を得ることができず、送信側の光源と局発光の間の周波数ずれ（周波数オフセット）を検出できない。

また、従来方式のクロック抽出回路は、定包絡線の位相変調方式（ＢＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＱＰＳＫなど）を想定している。振幅方向にも多値化された多値位相変調（１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭなど）では、カプラで乗算した結果が多値化（１６−ＱＡＭの場合は４つの振幅レベル）されるため、強度変調と同じクロック抽出回路ではクロックを抽出できない。

イントラダイン検波方式では、送信側光源と局発光のわずかな周波数ずれを許容する（たとえば、非特許文献１参照）。イントラダイン検波方式では、図１（Ａ）のように、受信信号に送信光源と局発光の周波数差によるシンボル回転が生じる。ディジタル信号処理回路で、図１（Ｂ）のように逆方向の回転を付加し、図１（Ｃ）の状態でシンボル回転を停止させる。この動作を行っている最中に局発光の周波数を変化させるとシンボル回転の周波数も変化するため、一時的にディジタル信号処理部の周波数オフセット補償量と一致しなくなり、バーストエラーを引き起こす。また、局発光の周波数を変化させるとデータの位相も変化するため、クロック抽出回路も誤動作する可能性がある。

オフセット補償量を拡大する方法も提案されている（たとえば、非特許文献２参照）。この方法は、ＰＡＤＥ（Pre-decision-based Angle Differential frequency offset Estimator：事前決定角度微分周波数オフセット推定）方式と呼ばれている。ＰＡＤＥ方式では、補償範囲を拡大できても、周周波数オフセットが大きくなるにつれてＱペナルティが大きくなる。また、理想的な周波数オフセットの補償を行ったとしてもＱペナルティが発生することが確認されている。

将来の光ネットワークでは、ネットワークの利用効率を向上するため、周波数グリッド間隔を可変にできるフレキシブルグリッド技術や、究極的には周波数グリッドが存在しないグリッドレス技術が普及していくものと考えられる（たとえば、非特許文献３参照）。可変グリッドやグリッドレスの通信では、ＰＡＤＥ法を適用したディジタル信号処理を用いても、信号を受信することができない。

特開２００９−６０３０９号公報

P. J. Winzer, et al, "56-Gbaud PDM-QPSK: Coherent Detection And 2,500-km Transmission", ECOC 2009 H. Nakashima et al., "Novel Wide-range Frequency Offset Compensator Demonstrated with Real-time Digital coherent Receiver", ECOC 2008 HEAVY READING, October 2011, White Paper "Building a Fully Flexible Optical Layer with Next-Generation ROADMs"

変調方式にかかわらず局発光の周波数を送信光源の周波数に一致または近接させて通信可能な状態を確立し、周波数オフセットによるＱペナルティを低減することのできる光通信技術を提供する。

ひとつの態様では、光通信システムは、
光送信機と、
伝送路を介して前記光送信機と接続される光受信機と、
を含み、
前記光送信機は、受信側で局発光と結合されたときにビートの検出が可能な連続波の光信号を送信し、
前記光受信機は、前記光信号を前記局発光で検波してディジタルサンプリングによるビート波形を取得し、前記ビート波形を有するディジタルサンプリングデータを復調前に周波数解析してビート周波数を検出し、前記ビート周波数に基づいて前記局発光の周波数を制御する。

変調方式にかかわらず局発光の周波数を送信光源の周波数に一致または近接させ、周波数オフセットによるＱペナルティを低減することができる。

ディジタル信号処理による周波数オフセット補償を示す図である。 第１実施形態の光通信システムで用いられる光送信機の概略図である。 第１実施形態の光通信システムで用いられる光受信機の概略図である。 第１実施形態の光通信システムで用いられる光受信機の概略図である。 局発光調整用として送信される連続波データと、これを受信側のＡＤＣでサンプリングしたときのビート波形およびＦＦＴ出力を示す図である。 局発光調整用として送信される変調度の小さいデータと、これを受信側のＡＤＣでサンプリングしたときのビート波形およびＦＦＴ出力を示す図である。 第１実施形態の光送信機の基本動作を示すフローチャートである。 第１実施形態の光受信機の基本動作を示すフローチャートである。 ＡＳＥ（自然放出光）による雑音か送信信号であるかの判別を説明するための図である。 図８の処理フローの発展形を示すフローチャートである。 図１０のフローの局発光制御（ステップＳ３０５）の詳細を示すフローチャートである。 第２実施形態の光通信システムで用いられる光受信機の概略図である。 送信側からの信号か否かの判断に用いられる閾値対応テーブルの例を示す図である。 ＡＤＣでサンプリングされた信号のビート周波数が１ＧＨｚ、振幅１のときの信号波形と、ＦＦＴ出力を示す図である。 ＡＤＣでサンプリングされた信号のビート周波数が１ＧＨｚ、振幅２のときの信号波形と、ＦＦＴ出力を示す図である。 ＡＤＣでのサンプリングされた信号のビート周波数が１０ＧＨｚ、振幅１のときの信号波形と、ＦＦＴ出力を示す図である。 図１３の閾値対応テーブルの変形例を示す図である。 図１３の閾値対応テーブルのさらに別の変形例を示す図である。 第３実施形態の光通信システムで用いられる光送信機の概略図である。 第３実施携帯の光通信システムで用いられる光受信機の概略図である。 図１９の光送信機の送信信号のフレーム構成例を示す図である。 図２０の光受信機のＡＤＣから取得するシンボル長を説明する図である。 ＡＤＣから取得したサンプリングデータの分割例を示す図である。 光受信機の動作を示すフローチャートである。 分割されたＡＤＣサンプリングデータの各ブロックに含まれる成分に応じたパワースペクトルの例を示す図である。 局発光の周波数変化に応じた周波数オフセット補償量の設定を説明する図である。 第４実施形態で光受信機が行う処理を示すフローチャートである。 図２７のフローの変形例を示す図である。 図２７のフローの局発光制御（ステップＳ７０３）の詳細を示すフローチャートである。 実施形態の効果を説明するための図である。

以下、図面を参照して実施形態を説明する。実施形態では、通信確立に先立ってＡＤＣ（アナログ−ディジタルコンバータ）のサンプリングクロックを自動発振（自走）させてデータと非同期のクロックでサンプリングを行い、復調前の変調方式に依存しない機能ブロックからサンプリングデータを取得して周波数解析によりビート周波数を検出する。検出されたビート周波数に基づいて、局発光の周波数を送信光源の周波数と一致または近接させる。これにより、変調方式にかかわりなく局発光の制御を行い、誤動作を防止（Ｑペナルティを低減）する。

＜第１実施形態＞
図２は、第１実施形態の光通信システムで用いられる光送信機１０の概略ブロック図である。図２（Ａ）はＳＰ−ＱＰＳＫ（Single Polarization Quadrature Phase Shift Keying）光送信機１０Ａの構成を、図２（Ｂ）はＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying）光送信機１０Ｂの構成を示す。図３はＳＰ−ＱＰＳＫ方式の光受信機２０Ａの概略ブロック図、図４はＤＰ−ＱＰＳＫ方式の光受信機２０Ｂの概略ブロック図である。

実施形態の構成および手法は、偏波多重が行われる場合にも行なわれない場合にも適用可能である。変調フォーマットもＱＰＳＫに限定されず、振幅方向に多値化された変調方式など、任意の変調方式に適用可能である。実施形態の手法および構成は、偏波多重がある場合（図２（Ｂ）および図４）も、ない場合（図２（Ａ）および図３）もほぼ同じであるため、光送信機１０Ａと１０Ｂを「光送信機１０」と総称し、光受信機２０Ａと２０Ｂを「光受信機２０」と総称する。以下では、ＳＰ−ＱＰＳＫ方式の光送信機１０Ａと光受信機２０Ａを例にとって説明し、ＤＰ−ＱＰＳＫ方式について重複する説明を省略する。

図２（Ａ）を参照すると、セレクタ１４は、制御部１３の制御の下に、シンボルマッピング部１１の出力と、信号源１２の出力とを選択する。シンボルマッピング部１１は２ビットのデータを受信し、同相成分（In-Phase）と直交成分（Quadrature-Phase）で表わされる４種類の位相情報に変換する。

セレクタ１４は、起動時には信号源１２からの出力を選択するように構成される。信号源１２で生成される信号は、無変調の信号（連続波）か、または変調度の小さい信号である。これらの信号によって生成される光信号の詳細については、図５および図６を参照して後述する。セレクタ１４を用いない場合は、通信開始に先立ってシンボルマッピング部１１が一定期間同じデータを出力することによって連続波を出力する構成としてもよい。

セレクタ１４の出力は、シリアライザ１５に入力される。シンボルマッピング部１１やセレクタ１４の処理は比較的低速で行なわれるため、セレクタ１４の出力信号はシリアライザ１５でシンボルレート相当の速度に変換される。シリアライザ１５をＤＡＣ（ディジタル−アナログコンバータ）に置き換えてもよい。ＤＡＣを用いる場合は、オーバーサンプリングにより、シンボルレートの数倍の速度に変換する。

シリアライザ１５の出力はドライバ１６で増幅され、ドライバ１６から出力される駆動信号で変調部１７を駆動する。変調部１７は、ＬＮ変調器、半導体変調器など、任意の構成である。変調部１７で、図示しない送信光源からの搬送光が駆動信号で変調され、光信号が伝送路２に出力される。

図２（Ｂ）の光送信機１０Ｂは、２ビットで表わされる４種類の情報を、互いに直交するＸ偏波とＹ偏波に割り当てて出力することを除いて、図２（Ａ）の光送信機１０Ａと同様の動作をする。

図３は、光受信機２０Ａの構成例を示す。伝送路２から受信された光信号は、９０度ハイブリッド光ミキサ２１に入力され、局発光源２２からの局発光で検波される。検波された光信号は、図示しないフォトダイオードおよびトランスインピーダンスアンプにより電気信号に変換される。アナログ電気信号は、サンプリングクロック源２３からのサンプリングクロックに基づいて、ＡＤＣ（アナログ−ディジタルコンバータ）２４でサンプリングされる。通常は、シンボルの２倍以上の速度でサンプリングされる。

サンプリングされた信号は、波長分散補償部２５で光伝送路の波長分散の補償を受け、ＣＤＲ（Clock and Data Recovery）２６で、データからクロックが再生される。ＣＤＲ２６の出力をＡＤＣ２４、またはサンプリングクロック源２３にフィードバックして、周波数・位相を制御してもよい。

ＣＤＲ２６の出力は、偏波分離（トラッキング）部２７に供給され、伝送路２での偏波回転の影響を抑制する。さらに、周波数オフセット及び位相補償回路２８で、送信光源と局発光源２２の周波数オフセットと位相を補償する。これによって、図１（Ｃ）に示したようにシンボルが確定される。デコーダ２９は、送信側で行われたシンボルマッピングと逆の操作を行ってデータを復号する。

実施形態の特徴として、起動時にサンプリングクロック源２３を自動発振させ、ＡＤＣ２４にて、データと非同期のサンプリングクロックで、送信側から送られてくる局発光調整用の光信号をディジタルサンプリングする。ＡＤＣ２４や波長分散補償部２５など、変調方式に依存しない（復調前の）ブロックからサンプリングデータの一部が取り出され、周波数解析部３１に供給される。以下の例では、ＡＤＣ２４の出力を用いて説明するが、波長分散補償部２５の出力も使用可能である。

光送信機１０から送信された連続波の信号は、光受信機２０のＡＤＣ２４で、送信光源と局発光源２２の周波数差に応じたビート波形として観察される。「ビート」とは、周波数がわずかに異なる２つの波を重ね合わせたときに生じる周波数差に等しい「うなり」をいう。

図５（Ａ）に示すように、振幅変調のない信号で光パワーが一定の連続波が光送信機１０から送信される場合は、光受信機２０のＡＤＣ２４のサンプリング出力は図５（Ｂ）に示すビート波形となる。この例では、ＡＤＣ２４のサンプリングレートは１００ギガサンプル／秒、周波数オフセット（ビート周波数）が１ＧＨｚである。このビート波形を周波数解析部３１でＦＦＴ（高速フーリエ変換）すると、図５（Ｃ）に示すように、周波数オフセット１ＧＨｚが検出される。図５（Ｃ）では９９ＧＨｚにも信号成分が見えている。これは折り返し成分であり、ナイキスト周波数以下（本例では５０ＧＨｚ以下）をモニタできれば周波数オフセットを推定可能である。

図６（Ａ）に示すように、弱い変調度の信号で変調された連続波が光送信機１０から送信される場合は、光受信機２０のＡＤＣ２４のサンプリング出力は、図６（Ｂ）に示すビート波形となる。この例では、振幅変調速度は２５０ＭＨｚ、ビート周波数は１ＧＨｚである。送信側でかけられた振幅変調は、データ変調で用いる振幅変調度よりも小さい。ＡＤＣ２４で観察されるビート波形を周波数解析部３１でＦＦＴ解析すると、図６（Ｃ）に示すように、１ＧＨｚの周波数オフセットが検出される。

通信確立に先立って光送信機１０から出力される局発光調整用の光信号は、受信側でビート波形が検出できる波形であればどのような波形でもよく、図５（Ａ）の連続波や図６（Ａ）の連続波に限定されない。

また、実施形態では周波数解析部３１は１０２４ポイントでＦＦＴしているが、ＦＦＴの周波数分解能はサンプル数が多いほど高くなるため、サンプル数をさらに多くして周波数オフセットをより正確に推定してもよい。周波数が解析できる方法であればＦＦＴ以外の方法を用いてもよい。周波数分解能が低くてもよい場合は、ＦＦＴの周波数分解能はデータ点数とサンプリング周波数で決定されるので、必要な分解能に応じてＡＤＣ２４から取得するデータを間引く、サンプリング周波数を変更するなどしてもよい。

上記では、データと非同期の自走したクロックでＡＤＣ２４を動作させてデータを取得する例を説明したが、ＣＤＲ２６よりも前段にある波長分散補償部２５から非同期のクロックでサンプリングデータを取得し、周波数解析を行う構成としてもよい。ビート周波数ではＣＤＲ２６でクロック抽出できないことから、クロックを自動発振（自走）させてサンプリングを行う。

図４の光受信機２０Ｂは、受信した光信号を、図示しない偏波スプリッタでＸ偏波とＹ偏波に分離して９０度ハイブリッド光ミキサ２１に入力し、局発光を図示しないビームスプリッタで分離して９０度ハイブリッド光ミキサ２１に入力して、Ｘ偏波とＹ偏波の各々を検波する。９０度ハイブリッド光ミキサ２１からＸ偏波とＹ偏波の同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分が出力される。起動時にサンプリングクロックを自走させて周波数解析を行い、ビート周波数に基づいて局発光を送信光源の周波数に一致または近接させる動作は、図３の光受信機２０Ａと同様である。

図７は、光送信機１０の動作を示すフローチャートである。まず送信光周波数が選択される（Ｓ１０１）。送信光源は選択された周波数で発光する。制御部１３は、データ信号の送信に先立って、無変調の光信号（図５（Ａ）の連続波）、もしくは変調度が小さい光信号（図６（Ａ）の連続波）を、時間αだけ送出させる(Ｓ１０３、Ｓ１０４)。

通常の光通信では、周波数グリッドが５０ＧＨｚ、もしくは１００ＧＨｚと定められているため、この周波数間隔で周波数が設定される。時間αは、受信側の周波数解析時間、局発光の制御時間などを考慮して決定されるパラメータである。

時間αが経過したら（Ｓ１０５でＹｅｓ）、変調信号（データ信号）の送信を開始して（Ｓ１０７）、処理を終了する。

図８は、光受信機２０の基本動作を示すフローチャートである。まず、送信側と同様に局発光源２２の周波数ｆ0を選択する（Ｓ２０１、Ｓ２０２）。局発光源２２から連続波ＣＷを出力し（Ｓ２０３）、波長が安定するまで待機する（Ｓ２０４）。その後、ＡＤＣ２４（あるいは波長分散補償部２５）からサンプリングデータを取得し（Ｓ２０５）、周波数解析部３１で周波数解析を行う（Ｓ２０６）。

周波数解析により、送信側から送信された光信号を受信しているか否かを判断する（Ｓ２０７）。通常の波長多重伝送では伝送路２に光アンプが挿入されるため、受信側にＡＳＥ（Amplified Spontaneous Emission：自然放出光）雑音が入力される可能性があり、雑音か送信光かを判断する必要がある。

図９（Ａ）に１００ＧＨｚサンプル／秒でノイズを受信した場合の時間波形を示す。この信号波形を周波数解析すると、図９（Ｂ）のように種々の周波数成分が含まれている。図５（Ｃ）や図６（Ｃ）と異なり、ピーク部分のパワースペクトルの値も小さくなっている。そのため、ステップＳ２０７で、周波数解析結果に基づいてＡＳＥ雑音と送信信号のどちらを受信しているかを判別する。ＡＳＥ雑音を受信している場合（Ｓ２０７でＮｏ）は、送信側からの光信号を受信するまでＳ２０５〜Ｓ２０７のループを繰り返す。

ＡＳＥ雑音と送信信号を区別する方法として、パワースペクトルのうちパワーが一番大きい成分と、２番目に大きい成分の差を計算し、その差が所定の閾値以上であれば光信号を受信していると判断してもよい。あるいは、Ｎ番目（Ｎは２以上、かつＦＦＴのポイント数の１／２以下の整数）までのパワーが所定の閾値を超えるときに光信号を受信していると判断してもよい。パワースペクトルの大きさは必ずしも絶対値を用いる必要はなく、最大値で正規化された相対値を使用して解析を行ってもよいし、振幅スペクトルを用いてもよい。

送信側からの光信号を受信していると判断された場合（Ｓ２０７でＹｅｓ）、周波数解析結果に基づいて、パワースペクトルが最大のビート周波数f_B1を記憶し（Ｓ２０８）、局発光源２２の現在の局発光周波数ｆにf＋f_B1を代入する(Ｓ２０９)。局発光の周波数制御範囲は有限なので、設定された局発光周波数ｆ（f＋f_B1）が、あらかじめ定めておい周波数オフセットの許容範囲内（制御範囲内）かどうかを判断する（Ｓ２１０）。許容範囲を超える場合は（Ｓ２１０でＮｏ）、局発光の周波数ｆを元の値（f＝f−f_B1）に戻し（Ｓ２２２）、アラームを発生して（Ｓ２２３）、処理を終了する。

局発光周波数ｆが制御範囲内にある場合は（Ｓ２１０でＹｅｓ）、局発光周波数をf＝f＋f_B1に設定し（Ｓ２１１）、波長が安定するまで待機する（Ｓ２１３）。待機（wait）期間を置くのは、波長は通常は温度で制御されているので、安定するまで若干の時間がかかるからである。

その後、再度ＡＤＣ２４からデータを取得して(Ｓ２１３)、周波数解析を行う（Ｓ２１４）。周波数解析で得たパワースペクトルが最大のビート周波数f_B2を記憶し（Ｓ２１５）、局発光を変更する前のビート周波数f_B1と比較を行って、局発光の周波数の調整方向を確認する（Ｓ２１６）。たとえば、送信光源の周波数がf0であり、局発光源２２の周波数がf0から−１ＧＨｚまたは＋１ＧＨｚずれている場合、いずれの場合も、サンプリング出力のビート周波数（周波数オフセット）は１ＧＨｚとなる。ビート周波数だけでは局発光源２２の周波数のずれが送信光源からプラス方向にずれているのか、マイナス方向にずれているのか、その符号までは検出できない。そこで、f_B1とf_B2を比較することによって制御の方向を判断する。

f_B2がf_B1よりも同じか小さくなっている場合は（Ｓ２１５でＮｏ）、周波数オフセットが小さくなっていることを示すので、正しい方向に調整されたとして処理を終了する。

f_B2がf_B1よりも大きい場合は（Ｓ２１５でＹｅｓ）、局発光の周波数制御後にビート周波数が大きくなったことを意味し、逆の方向に調整されていることになる。そこで、当初の周波数f0からf_B1だけ小さい値になるように調整する（Ｓ２１７）。この場合、Ｓ２１６の段階で、局発光の周波数はf＝f0＋f_B1になっているため、Ｓ２１７で現在のfから（f_B1）の２倍を差し引いてf＝f0−f_B1になるように調整する（f＝f−２×f_B1)。

次に、調整後の局発光の周波数ｆが制御範囲内（許容オフセット内）か否かを判断する（Ｓ２１８）。局発光制御の範囲内であれば（Ｓ２１８でＹｅｓ）、局発光周波数をｆに設定して（Ｓ２１９）処理を終了する。局発光制御の範囲内にない場合は（Ｓ２１８でＮｏ）、ｆをもとの値（f＝f＋２×f_B1）に戻し（Ｓ２２１）、アラームを発生して（Ｓ２２３）処理を終了する。

図８の処理は、説明を簡単にするため、局発光の周波数制御を１回だけ行う例を示したが、実際は、周波数オフセットがゼロまたは最小になるまで、制御を繰り返すのが望ましい。

図１０は、局発光の周波数制御を繰り返し行う例を示す。図８と同じ工程は同じ符号で示し、説明を省略する。

まず、制御回数カウンタ値Ｎを初期化する（Ｎ＝０）（Ｓ３０１）。次に、局発光周波数f0を選択する（Ｓ２０１）。その後の局発光源２２からの連続波ＣＷの出力、波長の安定化、ＡＤＣからのサンプリングデータ取得と周波数解析、送信された光信号を受信しているか否かの判断（Ｓ２０２〜Ｓ２０７）は図８と同じであるため、説明を省略する。

入力信号が送信側からの光信号であり、かつ周波数解析結果から得られる周波数オフセットが許容範囲内の場合は（Ｓ３０３でＹｅｓ）、局発光の周波数調整が適切になされたとして処理を終了する。周波数オフセットが許容範囲にない場合は（Ｓ３０３でＮｏ）、局発光周波数の制御を行って（Ｓ３０５）、制御回数カウンタ値Ｎをインクリメントする（Ｓ３０６）。その後、Ｎが規定の回数未満であるかを判断し（Ｓ３０７）、規定の回数に達するまでＳ２０４〜Ｓ３０６を繰り返す。所定の回数に達したところで（Ｓ３０７でＮｏ）、処理を終了する。

図１１は、図１０の局発光制御ステップＳ３０５の詳細を示す。局発光制御ステップは図８のステップＳ２０８〜Ｓ２２３と同じである。すなわち、１回目のＡＤＣサンプリングデータの周波数解析結果から最大ピークのビート周波数f_B1を取得して局発光の周波数をf＝f0＋f_B1に設定し（Ｓ２０８〜Ｓ２１２）、２回目の最大ピークのビート周波数f_B2と比較して周波数調整方向を確認する(Ｓ２１３〜Ｓ２１６)。周波数オフセットが大きくなる方向に調整されている場合は正しい方向に戻して（Ｓ２１７〜Ｓ２１８）、調整後の局発光周波数ｆが局発光制御の範囲内にあるときは調整後の周波数に確定する（Ｓ２１９）。局発光制御の範囲内にない場合はアラームを発生して処理を終了する（Ｓ２２１〜Ｓ２２３）。

図１０のように局発光の制御を複数回繰り返す場合、ビート周波数の平均値を求めて周波数オフセットを推定してもよい。

このように、通信確立前に光送信機１０から調整用の連続光を送信し、光受信機２０Ａ（２０Ｂ）でサンプリングクロックを自走させてデータと非同期のクロックでサンプリングし、局発光源と送信光源の周波数ずれをあらかじめ解消または最小にする。これによって、ホモダイン検波に対応可能となる。また、イントラダイン検波においてもデータ送受信中のバーストエラーの発生やクロック抽出回路の誤動作を防止、周波数オフセットによるＱペナルティを低減することができる。

なお、伝送路で偏波が回転している場合、ＳＰ−ＱＰＳＫでは偏波状態によってはビート信号の振幅が小さくなる可能性がある。その場合は図８または図１０のフローを最初から実行するか、もしくは一定時間の待ち時間（wait）を挿入してＡＤＣ２４からサンプリングデータを取得してもよい。ＤＰ−ＱＰＳＫの場合、４チャネルから同じ周波数のビート信号が取得できるが、偏波状態によってＸ方向とＹ方向のチャネルに出力されるビート信号の振幅が異なる可能性がある。この場合、振幅が最大となるチャネルで周波数解析を行ってビート周波数（オフセット）を検出してもよい。ＤＰ−ＱＰＳＫの場合、送信側で生成するビート検出用信号はＸ方向、もしくはＹ方向のいずれか一方だけでもよい。

あらかじめ決められた時間が経過しても周波数解析部３１でビート周波数を検出できない場合は、コントロールプレーン経由で光送信機１０に再度連続波を出力するように通知してもよい。

また、図２で起動時にセレクタ１４で信号源１２を選択する替わりに、シンボルマッピング部１１が同じデータを出力して連続波を出力させる構成としてもよい。

実施形態では、ＡＤＣ２４のサンプリングレートが１００ギガサンプル／秒の場合、５０ＧＨｚ未満のビート信号を測定できる。すなわち、局発光源２２の周波数を既存の５０ＴＧＨｚグリッドから２５ＧＨｚ離れた周波数に一致させてから通信を確立することが可能となる。これは、将来の可変グリッドあるいはグリッドレス構成に有用である。

さらに、局発光の周波数を送信光源の周波数に合わせるので、Ｑペナルティの発生を抑制することができる。

＜第２実施形態＞
図１２は第２実施形態の光受信機４０の概略ブロック図である。送信側の構成は第１実施形態と同様であり、たとえば、図２（Ａ）の光送信機１０Ａを用いる。図１２はＳＰ−ＱＰＳＫ方式の光受信機のブロック図であるが、主要な動作はＤＰ-ＱＰＳＫも同様であるため、図示を省略する。

第１実施形態との差異は、受信フロントエンドに、光信号を分岐するカプラ５３、光信号を電気信号に変換するＯ／Ｅコンバータ５４、光パワーをモニタするパワーモニタ５５およびコントローラ（第２制御部）５６を追加したことである。

受信された光信号はカプラ５３で分岐され、一方が９０度ハイブリッド光ミキサ４１に入力され、他方がＯ／Ｅコンバータ５４に入力される。パワーモニタ５５は、Ｏ／Ｅコンバータ５４の出力強度を測定して受信パワーを取得し、取得した受信パワーを周波数制御部５２に通知する。コントローラ５６は、９０度ハイブリッド光ミキサ４１に内蔵されているトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）の利得を制御する。ＴＩＡに設定される利得は、周波数制御部５２にも通知される。周波数解析部５１は、ＡＤＣ４４でサンプルされたデータから、Peak-to-Peak、もしくはＲＭＳ（Root Mean Square）法などでビート振幅を計算し、ＦＦＴの結果であるビート周波数（周波数オフセット）とともに、周波数制御部５２に供給する。

ＡＤＣ４４でサンプリングされたビート信号は、振幅が同じでもビート周波数が異なるとパワースペクトルの値が変化する。ビート信号の振幅は、９０度ハイブリッド光ミキサ４１に入力される受信光のパワー、局発光源４２の光パワー、９０度ハイブリッド光ミキサ４１に内蔵されているトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）の利得などによって決まる。

そこで、周波数制御部５２は、送信側からの光信号を受信しているか否かを判断する際に、図１３に示す閾値テーブル６１を用いて適切な閾値を選択する。閾値テーブル６１は閾値Ｐを、光受信パワー、局発光パワー、ＴＩＡゲイン、ＦＦＴ後のビート周波数と対応づけて格納する。これらのパラメータの外にも、プリント基板の配線特性などを考慮してもよい。また、閾値テーブル６１に替えて、閾値テーブル６１に記述されるパラメータ間の関連性を規定する近似式を用いてもよい。

たとえば、ＡＤＣ４４のサンプリングレートが１００ギガサンプル／秒の場合、図１４（Ａ）に示すビート周波数が１ＧＨｚ、振幅が１の信号が観測される。このビート信号を周波数解析部５１で周波数解析すると、図１４（Ｂ）のような１ＧＨｚの周波数オフセットが検出される。

図１５（Ａ）はビート周波数が１ＧＨｚ、振幅２のビート信号を示し、図１５（Ｂ）はそれを周波数解析部５１でＦＦＴ解析した結果を示す。図１４と図１５を比較すると、ビート波形の振幅に応じてパワースペクトルの値（縦軸）が変化していることがわかる。

図１６（Ａ）はビート周波数が１０ＧＨｚ、振幅１のビート信号を示し、図１６（Ｂ）はそれを周波数解析部５１でＦＦＴ解析した結果を示す。図１４と図１６を比較すると、振幅が同じでもビート周波数が異なるとパワースペクトルの値（縦軸）が変化することがわかる。

このため、図１３の閾値テーブル６１のように、ビート信号の振幅、周波数などに応じて、異なる値の閾値Ｐを用いて、信号受信の有無を判断する。同じ光受信パワー（P_S1等）でも、局発光パワーが異なる場合があり（P_L1、P_L2）、ＴＩＡゲインも異なり（G1、G2、G3等）、周波数解析で得られるビート周波数（周波数オフセット）も異なる。

図１３では、パワースペクトルの最大値の閾値Ｐを持つことを想定しているが、図１７に示す閾値テーブル６２を用いてもよい。図１７では、パワースペクトルが１番目からＮ番目の成分まで閾値（Ｐ１〜ＰＮ）を持つ。

図１８は、さらに別の閾値テーブル６３の例を示す。図１８（Ａ）では、閾値Ｐをビート周波数およびビート振幅と対応付けている。ビート周波数は、ＡＤＣ４４でサンプルされたデータを周波数解析部５１でＦＦＴした結果である。ビート振幅は、ＡＤＣ４４でサンプルされたデータからPeak-to-Peak、ＲＭＳ（Root Mean Square）などの方法で計算された結果である。閾値Ｐをビート周波数およびビート振幅と対応付けることによって、信号受信の有無を判断する際に適切な閾値Ｐを用いることができる。

また、図１８（Ｂ）のように、パワースペクトルがＮ番目に大きい成分まで閾値（Ｐ１〜ＰＮ）を保持してもよい。閾値Ｐと、ビート周波数およびビート振幅の関係を規定する近似式を用いてもよい。第１実施形態と同様に、所定の時間が経過しても周波数解析部５１でビート周波数を検出できない場合は、コントロールプレーン経由で、光送信機１０に再度連続波を出力するように通知してもよい。

光受信機４０のサンプリングクロック源４３、波長分散補償部４５、ＣＤＲ４６、偏波分離部４７、周波数オフセット・位相補償部４８、デコーダ４９の構成、動作は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

＜第３実施形態＞
図１９は、第３実施形態の光通信システムで用いられる光送信機７０の概略ブロック図である。第３実施形態では送信側で周波数オフセット用のトレーニングパターンを挿入する。

光送信機７０は、シンボルマッピング部７１と、トレーニングパターン生成部７３と、データ合成部７２を有する。トレーニングパターン生成部７３で生成されたトレーニングパターンは、データ合成部７２で、シンボルマッピング部７１からの出力と合成される。データ合成部７２の後段のシリアライザ７５、ドライバ７６、および変調部７７は、第１実施形態と同様の構成および動作を行う。

トレーニングパターン生成部７３で生成されるパターンは、変調部７７から一定時間連続波を出力することができ、かつ受信側でビート波形を検出することのできるパターンである。たとえば、ＱＰＳＫの場合は同じ符号で連続する同じデータを出力する。

図２０は第３実施形態の光通信システムで用いられる光受信機８０の概略ブロック図である。第１実施形態と同様の構成要素には同様の符号を付して説明を省略する。周波数解析部８１は、ＡＤＣ２４から所定のシンボル長を有するディジタルサンプリングデータを取得し、１シンボルずつずらしながら一定長の複数のブロックに分割する。後述するように、１シンボルずつずらして複数のブロックに分割することによって、いずれかのブロックの中にトレーニングパターンの全体が含まれることを担保する。周波数解析部８１は、各ブロックにＦＦＴを行い、そのパワースペクトルからトレーニングパターンの全体が含まれているブロックを選択して、周波数オフセットを検出する。周波数制御部８２は、検出された周波数オフセットに基づいて、局発光源２２の周波数を制御する。

周波数制御部８１は、周波数オフセット及び位相補償部２８から周波数オフセット補償量を読み取り、局発光源２２の周波数が送信光源の周波数よりも小さいのか大きいのかを判別する。局発光源２２の制御と同時に、周波数制御部８２は周波数オフセット及び位相補償部２８に対して、周波数オフセットを補償しないように命令を送信して、過補償状態にならないように制御する。

図２１は、図１９の光送信機７０のフレーム構成の例を示す。送信フレーム９０はシンボル長ＬPのトレーニングパターン９１と、シンボル長ＬDのデータブロック９２を含む。トレーニングパターン９１は、送信したいデータに対して一定間隔または不定期に挿入される。トレーニングパターン９１は、光送信機７０から連続波を出力できるパターンであり、ＱＰＳＫでは同じシンボルを送信することに該当する。トレーニングパターン９１は受信側で正弦波のビート信号が検出できる任意の信号であり、第１実施形態で用いた変調度の小さい信号（図６（Ａ）参照）を用いてもよい。

一例として、シンボルレートを５０ギガシンボル／秒（１シンボル周期は２０ｐｓ）、トレーニングパターン９１の長さを１０００シンボルとすると、受信側では最長周期２０ｐｓ×１００シンボル＝２ｎｓの正弦波をモニタ可能となる。２ｎｓは５００ＭＨｚに相当し、５００ＭＨｚ以上の周波数オフセットを受信側で検出可能である。

図２２は、光受信機８０の周波数解析部８１がＡＤＣ２４から取得するディジタルサンプリングデータのサイズを説明する図である。図２２（Ａ）に示すように、トレーニングパターン９１のシンボル長ＬPと、データブロック９２のシンボル長ＬDの合計の長さのディジタルサンプリングデータ（ＬP＋ＬD）をＡＤＣ２４から取得する場合、取得するタイミングによってはトレーニングパターン９１をすべてモニタできないことがある。

そこで図２２（Ｂ）に示すように、（ＬP×２＋ＬD）シンボル分のデータをＡＤＣ２４から取得し、トレーニングパターン９１の全体をモニタできるようにする。ＡＤＣ２４がＭ倍のオーバーサンプリング（Ｍは１以上の整数）を行う場合は、ＡＤＣ２４から（ＬP×２＋ＬD）×Ｍ個のデータを取得する。ＦＦＴの周波数分解能はデータ点数とサンプリング周波数で決定されるので、所要分解能に応じてＡＤＣ２４から取得するデータを間引いてもよい。

図２３は、ＡＤＣ２４から取得したデータの分割を示す。周波数解析部８１は、ＡＤＣ２４から取得るサンプリングデータは、１ブロックの長さをＮシンボル（ＮはＬP以下の整数、Ｍ倍オーバーサンプリングの場合はＮ×Ｍ個のデータ）として、各ブロックで１シンボル分ずれるように分割される。このようにすることで、トレーニングパターン８１のすべてが必ずいずれかのブロックに含まれる。

図２４は、光受信機８０の周波数解析部８１で行う処理を示すフローチャートである。まず、ＡＤＣ２４（あるいは波長分散補償部２５）からのサンプリング出力に基づいて、図２３に示したブロック分割を実行する（Ｓ５０１）。次に、各ブロックをＦＦＴする（Ｓ５０３）。各ブロックで、パワースペクトルが最大となるビート周波数を抽出して（Ｓ５０５)処理を終了する。

ブロック中にトレーニングパターン以外のデータが含まれている場合、正弦波以外の信号がＦＦＴされるため、第１実施形態や第２実施形態のようなビート周波数のパワースペクトルを検出することができない。

図２５は、パワースペクトルの検出の適否を示す図である。図２５（Ａ）のブロック＃１と、図２５（Ｂ）のブロック＃２のパワースペクトルは、パワーレベルが最大の成分と２番目に大きい成分の差が小さく、様々な周波数成分が含んでいる。これは、トレーニングブロック以外のデータが含まれていることを示す。

これに対し、図２５（Ｃ）のブロック＃Ｐ（Ｐは第１ブロックから最後のブロックのいずれかを表わす整数）は、パワーレベルが最大の成分と２番目の成分の差が大きく、ビート周波数成分を明確に検出することができる。このブロック＃Ｐにはトレーニングパターンが含まれている。

トレーニングパターンが含まれているか否かの判断は、第１実施形態や第２実施形態と同様に、閾値を用いて判断してもよい。制御時間の短縮のために、１ブロックごとに周波数解析して閾値と比較し、比較した結果、ビート周波数を検出したと判断された場合は、そのブロックの解析までで終了し、残りのブロックの解析を行わずに、局発光の制御を行ってもよい。また、送信側で不定期にトレーニングパターンが挿入される場合は、閾値に基づいてビートを検出できたと判断された場合のみ、図８のビート周波数の記憶（Ｓ２０８）と局発光制御（Ｓ２０９〜Ｓ２１９）を実行する。

第３実施形態では、データ通信確立前の起動時だけではなく、運用中（ライン同期が確立し、データの通信が行われている状態）でも、周波数オフセット補償に影響しない微小な局発光の周波数の揺れを補償することも可能である。

上述したように、周波数制御部８２は、運用中に周波数オフセット及び位相補償部２８から現在の周波数オフセット補償量を読み取って、局発光が送信光源の周波数よりも小さいのか、大きいのかを判別する。周波数制御部８２は、周波数解析部８１がトレーニングパターンから検出した周波数オフセット量を補償するように局発光源２２の周波数を変化させるが、同時に、周波数オフセット及び位相補償部２８の周波数オフセット補償量を制御して過補償状態にならないようにする。

図２６は、局発光周波数の変化に応じた周波数オフセット補償量の調整を説明する図である。局発光源２２の周波数を温度制御等により行う場合、周波数が瞬時に変化せず信号疎通に影響する場合がある。この場合、図２６に示すように、実線で示す局発光周波数の変化に合わせて、破線で示すように周波数オフセット及び位相補償部２８の周波数オフセット補償量を設定してもよい。局発光の周波数変化に関する時間データは、事前に取得しておくのが望ましい。

なお、偏波多重の場合は、Ｘ偏波とＹ偏波のいずれか一方または両方にトレーニングパターンを挿入し、受信側で検出する構成としてもよい。

＜第４実施形態＞
図２７は、第４実施形態の光受信機の基本動作を示すフローチャートである。光送信機は、第１実施形態の光送信機１０Ａ，１０Ｂ（連続波を出力）または第３実施形態の光送信機（トレーニングパターンを挿入）７０のいずれを用いてもよい。

第４実施形態では、外部から局発光の周波数を設定するのではなく、局発光の最小周波数から最大周波数までを、周波数間隔α（GHz）でスイープさせ、自動的に局発光の周波数を送信光源の周波数に一致または近接させる。

周波数間隔αは、主に光受信機の９０度ハイブリッド光ミキサに内蔵されているＴＩＡ（不図示）の帯域と、ＡＤＣの帯域により決定されるパラメータである。周波数オフセットが大きい場合、すなわちビート信号が高周波の場合は、ビート信号を検出することができない。具体的には、トランスインピーダンスアンプとＡＤＣの合計帯域をｆc、ビート周波数をｆbとした場合、ビート周波数ｆbが帯域ｆcよりも非常に大きい場合（ｆb>>ｆc）、ＡＤＣでビート信号をモニタできなくなる。

図２７において、まず局発光周波数として、最小周波数ｆminを選択し（Ｓ６０１）、ｆ＝ｆminとする（Ｓ６０２）。局発光源から連続波ＣＷを出力し（Ｓ６０３）、波長が安定するまで待機する（Ｓ６０４）。ＡＤＣからサンプリングデータを取得して（Ｓ６０５）、周波数を解析する（Ｓ６０６）。周波数解析結果から、光信号を受信しているか否かを判断する（Ｓ６０７）。この判別は、第１実施形態で説明したように閾値を設けて判断することができる。

ビート信号を検出できない場合は（Ｓ６０７でＮｏ）、局発光源の周波数をα（GHz）だけ増大させて（Ｓ６０８）、局発光周波数を次の値に設定し（Ｓ６０９）、ビート信号成分が検出されるまで、Ｓ６０４〜Ｓ６０９を繰り返す。

ビート信号成分が検出された時点で（Ｓ６０７でＹｅｓ）、ビート周波数f_B1を周波数オフセットとして記憶し（Ｓ６１０）、局発光の周波数をｆ＝ｆ＋f_B1に設定する（Ｓ６１１）。その後、設定された周波数が局発光制御の範囲内か否かを判断し（Ｓ６１２）、判断結果に応じた処理を行なう。

後続する処理Ｓ６１３〜Ｓ６２４は、ＡＤＣからのサンプリングデータの再取得およびf_B1とf_B1の比較による変化の方向の確認（Ｓ６１３〜Ｓ６２１）や、許容オフセットを超える場合の処理終了（Ｓ６２２〜Ｓ６２４）を含めて、図８のＳ２１１〜Ｓ２２３と同様であり、説明を省略する。

図２７の処理フローでは、ステップサイズαでスイープして、ビート周波数が検出された時点で、１回だけ微調整を行う。

図２８は、図２７の変形例として、微調整の制御を複数回行なう場合のフローチャートである。図２７と同じステップには同じ符号を付して、重複する説明を省略する。

まず、制御回数カウンタ値Ｎを初期化する（Ｎ＝０）（Ｓ７０１）。次に、局発光周波数として最小周波数ｆminを選択して（Ｓ６０１）、ｆ＝ｆminに設定する（Ｓ６０２）。その後の局発光源からの連続波ＣＷの出力、波長の安定化、ＡＤＣからのサンプリングデータ取得と周波数解析、光信号（ビート信号）が検出されるまでステップサイズαで周波数を増大させる処理（Ｓ６０３〜Ｓ６０９）は図２７と同じであり、説明を省略する。

ビート信号が検出されると（Ｓ６０７でＹｅｓ）、周波数オフセットが許容範囲か否かが判断される（Ｓ７０２）。周波数オフセットが許容範囲内の場合は（Ｓ７０２でＹｅｓ）、局発光の周波数調整が適切になされたとして処理を終了する。周波数オフセットが許容範囲にない場合は（Ｓ７０２でＮｏ）、局発光周波数の制御を行って（Ｓ７０３）、制御回数カウンタ値Ｎをインクリメントする（Ｓ７０４）。その後、Ｎが規定の回数未満であるかを判断し（Ｓ７０５）、規定の回数に達するまでＳ６０４〜Ｓ７０４を繰り返す。所定の回数に達したところで（Ｓ７０５でＮｏ）、処理を終了する。

図２９は、図２８の局発光制御ステップＳ７０３の詳細を示す。局発光制御ステップは図２７のステップＳ６１０〜Ｓ６２３と同じである。すなわち、１回目のＡＤＣサンプリングデータの周波数解析結果から最大ピークのビート周波数f_B1を取得して許容オフセットの範囲内で局発光の周波数をf＝f＋f_B1に設定し（Ｓ６１０〜Ｓ６１４）、２回目の最大ピークのビート周波数f_B2とf_B1を比較して周波数調整方向を確認する（Ｓ６１５−Ｓ６１８）。周波数オフセットが大きくなる方向に調整されている場合は正しい方向に戻し（Ｓ６１９〜Ｓ６２０）、調整後の局発光周波数ｆが局発光制御の範囲内にあるときは調整後の周波数に確定し（Ｓ６２１）、局発光制御の範囲内にない場合はアラームを発生して処理を終了する（Ｓ６２２〜Ｓ６２４）。

このように、ビート信号が検出されるまで局発光の周波数をステップサイズαでスイープすることによって、外部の周波数制御機能を用いなくても、局発光周波数を許容オフセット範囲内に絞り込むことができる。

なお、第１実施形態、第２実施形態と同様に、所定の時間が経過しても周波数解析部でビート周波数を検出しない場合は、コントロールプレーン経由で、送信側に連続波を出力するように通知してもよい。

図３０は、実施形態の効果を説明するための図である。図３０のグラフは、正規化周波数オフセットとＱペナルティの関係を示す。一般的な周波数オフセット補償方法であるｍ乗方法（三角マーク）は、正規化周波数オフセットが±０．１の範囲でしか補償できないが、非特許文献２で提案されるＰＡＤＥ法（四角マーク）は±０．４近くまで補償範囲を拡張している。しかし、周波数オフセットが大きくなるとＱペナルティが増大する。理想的な周波数オフセット補償を行ったとしても（丸マーク）、周波数オフセットが大きくなるとＱペナルティが生じる。

これに対して、実施形態の方法では、変調方式に依存しないブロック（ＡＤＣ、波長分散補償部など）からサンプリングされた信号の周波数解析を行って、局発光の周波数を送信光源の周波数に一致または近接させる。したがって、変調方式にかかわりなく、正規化周波数オフセットをゼロ近傍にすることができ、どのような変調方式であってもＱペナルティがほとんど発生しない。

また、ビート信号に基づく周波数オフセットの推定範囲は、ディジタル信号処理部での周波数オフセット補償に比べて広い。たとえば、シンボルレートが５０ギガシンボル／秒で、２倍のオーバーサンプリングを行う場合、サンプリングレートは１００ギガサンプル／秒になる。ＦＦＴはナイキスト周波数（サンプリング周波数の半分）までビート信号の成分が検出可能であるため、５０ＧＨｚ未満の周波数オフセットまで補償可能である。

ＯＩＦ（Optical Internetworking Forum）では、初期立ち上げ時からの光源の周波数ずれは±２．５ＧＨｚと規格化されている。その後の経年劣化などにより最大５ＧＨｚ（５０ギガシンボル／秒）ずれた場合を考えると、正規化周波数オフセットは０．１であり、ｍ乗方式、ＰＡＤＥ方式など、補償方法にかかわりなくほとんどＱペナルティは発生しない。

さらに、５０ＧＨｚ未満までのビート信号を測定できるため、局発光の周波数を既存の５０ＧＨｚグリッドから２５ＧＨｚ離れた周波数に一致させて通信を確立することも可能である。つまり、将来的にフレキシブルグリッドあるいはグリッドレスでグリッドの間隔が変わった場合でも、周波数オフセットを制御して通信を確立することができる。

上述した第１実施形態から第４実施形態の光受信機において、ＡＤＣからデータを取得するインタフェース、周波数解析部、および周波数制御部は、ＡＤＣと同じ速度で通信できる高速インタフェースを有するＦＰＧＡや、ＡＤＩＣなどのＬＳＩを用いてもよい。低速の回路を用いる場合は、ＡＤＣのインタフェースをパラレル化して低速でデータを取得し、周波数解析と周波数制御を行ってもよい。また、ＡＤＣ、周波数解析部、および周波数制御部の処理速度を吸収するため、各ブロックの間にメモリを配置する構成としてもよい。

以下の説明に対し、以下の付記を提示する。
（付記１）
光送信機と、
伝送路を介して前記光送信機と接続される光受信機と、
を含み、
前記光送信機は、受信側で局発光と結合されたときにビートの検出が可能な連続波の光信号を送信し、
前記光受信機は、前記光信号を前記局発光で検波してディジタルサンプリングによるビート波形を取得し、前記ビート波形を有するディジタルサンプリングデータを復調前に周波数解析してビート周波数を検出し、前記ビート周波数に基づいて前記局発光の周波数を制御する、
ことを特徴とする光通信システム。
（付記２）
局発光調整用の信号パターンを生成する信号パターン生成部と、
前記信号パターンに基づく光信号を出力する変調部と、
を備え、
前記信号パターンは、前記光信号が受信側で局発光と結合されたときにビートの検出が可能な連続するパターンであることを特徴とする光送信機。
（付記３）
前記信号パターン生成部は、無変調またはデータ変調で用いる変調度よりも小さい変調度の連続するパターンを生成することを特徴とする付記２に記載の光送信機。
（付記４）
前記信号パターンとデータ信号を合成する合成部、
をさらに有し、
前記信号パターン生成部は、前記変調部から連続波の前記光信号を出力することのできるトレーニングパターンを生成し、
前記合成部は、前記データ信号に前記トレーニングパターンを付加して出力することを特徴とする付記２に記載の光送信機。
（付記５）
前記信号パターンに基づく光信号は、前記変調部で用いる光源の周波数が設定された後に、一定時間出力されることを特徴とする付記２に記載の光送信機。
（付記６）
受信した光信号を局発光で検波して電気信号を取り出す検波部と、
前記電気信号をディジタルサンプリングするディジタル変換部と、
復調前のディジタルサンプリングデータを周波数解析してビート周波数を検出する周波数解析部と、
を有し、
前記局発光の周波数は、前記ビート周波数に基づいて制御されることを特徴する光受信機。
（付記７）
前記前記ディジタル変換部は、データと非同期のクロックで前記電気信号をディジタルサンプリングすることを特徴とする付記６に記載の光受信機。
（付記８）
前記光信号は、シンボル長がＬDのデータ信号に、シンボル長がＬPのトレーニングパターンが付加された信号であり、
前記周波数解析部は、（ＬD＋ＬP×２）の長さの前記ディジタルサンプリングデータを取り込み、前記ディジタルサンプリングデータを、１シンボルずつずらしながら一定の長さの複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに前記周波数解析を行って前記ビート周波数が検出されたブロックを選択し、
前記局発光の周波数は、前記選択されたブロックで検出された前記ビート周波数に基づいて制御されることを特徴とする付記６に記載の光受信機。
（付記９）
前記ディジタルサンプリングデータをディジタル信号処理して周波数オフセットを補償する補償部と、
前記周波数解析部で検出された前記ビート周波数と、前記補償部で得られた補償量とに基づいて前記局発光の周波数を制御する制御部と、
をさらに有することを特徴とする付記６に記載の光受信機。
（付記１０）
前記制御部は、前記局発光の周波数を制御するとともに、前記補償部が前記周波数オフセットの補償を行わないように制御することを特徴とする付記９に記載の光受信機。
（付記１１）
一定範囲内で周波数が可変の局発光源、
をさらに有し、前記局発光源は、前記一定範囲内で所定のステップサイズで周波数をスイープし、
前記周波数解析部は、前記スイープされた各周波数で前記ビート周波数を検出し、
前記局発光源は、前記ビート周波数が検出されたときの周波数で局発光を出力することを特徴とする付記６に記載の光受信機。
（付記１２）
前記周波数解析部は、前記ディジタルサンプリングデータの取り込みと前記周波数解析を２回行って、前記ビート周波数で表わされる前記局発光の周波数ずれの方向を判断することを特徴とする付記６に記載の光受信機。
（付記１３）
前記周波数解析部は、前記周波数解析結果が所定の閾値を超えるときに、前記ビート周波数を検出することを特徴とする付記６に記載の光受信機。
（付記１４）
前記受信した前記光信号のパワーをモニタするモニタ部、
をさらに有し、
前記周波数解析部は、前記閾値を、前記光信号のパワー、前記ビート周波数、前記局発光のパワー、前記検波部のゲインの少なくとも１つと対応づけて記述するテーブルまたは前記対応関係を表わす近似式に基づいて、前記所定の閾値を選択することを特徴とする付記１２に記載の光受信機。

１０Ａ、１０Ｂ、７０ 光送信機
１１ 信号源（信号パターン生成部）
１４ セレクタ
１７ 変調部
２０Ａ、２０Ｂ、４０、８０ 光受信機
２１ ９０度ハイブリッド光ミキサ（検波部）
２２、４２ 局発光源
２４、４４ ＡＤＣ（ディジタル変換部）
２５、４５ 波長分散補償部
２８、周波数オフセット及び位相補償部
３１、５１、８１ 周波数解析部
３２、５２、８２ 周波数制御部
７３ トレーニングパターン生成部（信号パターン生成部）

Claims (9)

1. 光送信機と、
   伝送路を介して前記光送信機と接続される光受信機と、
   を含み、
   前記光送信機は、受信側で局発光と結合されたときにビートの検出が可能な連続波の光信号を一定期間送信し、
   前記光受信機は、前記光信号を前記局発光で検波してディジタルサンプリングによるビート波形を取得し、前記ビート波形を有するディジタルサンプリングデータを復調前に周波数解析してビート周波数を検出し、前記ビート周波数に基づいて復調結果を用いずに前記局発光の周波数を制御する、
   ことを特徴とする光通信システム。
2. 局発光調整用の信号パターンを生成する信号パターン生成部と、
   前記信号パターンに基づく光信号を出力する変調部と、
   を備え、
   前記信号パターンは、前記光信号が受信側で局発光と結合されたときにビートの検出が可能な連続するパターンであり、前記信号パターンは一定期間同じデータを出力することで生成されることを特徴とする光送信機。
3. 前記信号パターン生成部は、無変調またはデータ変調で用いる変調度よりも小さい変調度の連続するパターンを生成することを特徴とする請求項２に記載の光送信機。
4. 前記信号パターンとデータ信号を合成する合成部、
   をさらに有し、
   前記信号パターン生成部は、前記変調部から連続波の前記光信号を出力することのできるトレーニングパターンを生成し、
   前記合成部は、前記データ信号に前記トレーニングパターンを付加して出力することを特徴とする請求項２に記載の光送信機。
5. 送信機から一定期間出力される連続波を局発光で検波して電気信号を取り出す検波部と、
   前記電気信号をディジタルサンプリングするディジタル変換部と、
   復調前のディジタルサンプリングデータを周波数解析してビート周波数を検出する周波数解析部と、
   を有し、
   前記局発光の周波数は、前記ビート周波数に基づいて復調結果を用いずに制御されることを特徴する光受信機。
6. 前記前記ディジタル変換部は、データと非同期のクロックで前記電気信号をディジタルサンプリングすることを特徴とする請求項５に記載の光受信機。
7. 前記連続波は、シンボル長がＬDのデータ信号に、シンボル長がＬPのトレーニングパターンが付加された信号であり、
   前記周波数解析部は、（ＬD＋ＬP×２）の長さの前記ディジタルサンプリングデータを取り込み、前記ディジタルサンプリングデータを、１シンボルずつずらしながら一定の長さの複数のブロックに分割し、前記ブロックごとに前記周波数解析を行って前記ビート周波数が検出されたブロックを選択し、
   前記局発光の周波数は、前記選択されたブロックで検出された前記ビート周波数に基づいて制御されることを特徴とする請求項５、６に記載の光受信機。
8. 前記ディジタルサンプリングデータをディジタル信号処理して周波数オフセットを補償する補償部と、
   前記周波数解析部で検出された前記ビート周波数と、前記補償部で得られた補償量とに基づいて前記局発光の周波数を制御する制御部と、
   をさらに有することを特徴とする請求項５に記載の光受信機。
9. 一定範囲内で周波数が可変の局発光源、
   をさらに有し、前記局発光源は、前記一定範囲内で所定のステップサイズで周波数をスイープし、
   前記周波数解析部は、前記スイープされた各周波数で前記ビート周波数を検出し、
   前記局発光源は、前記ビート周波数が検出されたときの周波数で局発光を出力することを特徴とする請求項５に記載の光受信機。

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