JP6303354B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ回路を用いてモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

従来から、例えば、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより直流電圧をＰＷＭ変調して交流に変換して３相のモータコイルに電圧を出力することで、位置センサレスの３相モータを駆動するモータ駆動装置がある。このようなモータ駆動装置では、ＰＷＭ変調する際の変調方式について、一部の相のスイッチング素子のオンオフ状態を固定する変調方式、例えば２相変調方式を採用することで、損失を低減するものが知られている（例えば、下記特許文献１参照。）。

特開２０１２−１１０１７１号公報

しかしながら、上記従来技術のようなモータ駆動装置では、例えば直流電圧の給電源が車両等の移動体に搭載された蓄電池等である場合には、給電源からの印加電圧が変動し易い。そして、印加電圧が比較的大きくなった場合には、インバータ回路の固定相を切り替える際に発生するサージ電圧が大きくなり、サージ電圧が回路構成部品の許容上限電圧を超えてしまうという問題がある。

本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、印加電圧が変動したとしてもサージ電圧の発生を抑制することが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明では、
制御装置（１００）は、
ＰＷＭ変調の方式を、３相のうち一部の相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を固定し、残部の相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を切り換える第１変調方式と、３相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を切り替える第２変調方式とで、選択的に切り替え可能であり、
第１変調方式を選択しているときに、電圧検出装置（９５）が検出する印加電圧の値が所定電圧値以上となった場合には、ＰＷＭ変調の方式を、第１変調方式から第２変調方式に切り替えるものであり、
第２変調方式は、３相変調方式であり、
制御装置は、
印加電圧の値が所定電圧値以上であり３相変調方式を選択しているときには、変調率の絶対値を１よりも小さい所定値未満に制限してＰＷＭ変調を行い、３相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態の固定を禁止することを特徴としている。

これによると、第１変調方式を選択しているときに、インバータ回路（４０）への印加電圧の値が所定電圧値以上となった場合には、第１変調方式から第２変調方式に切り替えられる。すなわち、一部の相のスイッチング素子のオンオフ状態を固定した変調方式であるときに、印加電圧の値が所定電圧値以上となった場合には、３相のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替える変調方式に切り替えられる。

したがって、印加電圧が比較的大きくなった場合には、インバータ回路に固定相が形成されない変調方式が選択される。これにより、印加電圧が比較的大きい場合には、インバータ回路の固定相の切り替えに伴うサージ電圧の発生がなくなる。このようにして、印加電圧が変動したとしてもサージ電圧の発生を抑制することができる。

なお、上記各手段に付した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。

本発明を適用した第１の実施形態におけるモータ駆動装置を一部ブロックで示した回路図である。 電動圧縮機の概略構造を示す断面図である。 制御装置の概略制御動作を示すフローチャートである。 基本変調波の変調率が比較的低い場合における２相変調の波形、および、同一変調率における３次高調波補正３相変調の波形の１相分の例を示すグラフである。 図４よりも基本変調波の変調率が高い場合における２相変調の波形、および、同一変調率時における３次高調波補正３相変調に変調率制限を行った波形の１相分の例を示すグラフである。 図５の３次高調波補正３相変調に変調率制限を行った際のコンデンサ７０の電圧変動波形の例を示すグラフである。 ３次高調波補正３相変調に変調率制限を行った場合に対する比較例としての２相変調の波形および３次高調波補正３相変調の波形を示すグラフである。 図７の２相変調を行った際のコンデンサ７０の電圧変動波形の例を示すグラフである。 図７の３次高調波補正３相変調を行った際のコンデンサ７０の電圧変動波形の例を示すグラフである。 他の実施形態における第１変調方式に３相変調方式を用いた場合の一例を示すグラフである。

以下に、図面を参照しながら本発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。各形態において構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については先行して説明した形態と同様とする。実施の各形態で具体的に説明している部分の組合せばかりではなく、特に組合せに支障が生じなければ、実施の形態同士を部分的に組み合せることも可能である。

（第１の実施形態）
本発明を適用した第１の実施形態について、図１〜図９を参照して説明する。

図１に示すように、本実施形態のモータ駆動装置は、電動圧縮機１０の同期モータ１２を駆動するためのものである。同期モータ１２は、高電圧電動機であり、本実施形態におけるモータに相当する。電動圧縮機１０は、例えば二酸化炭素等を冷媒とする車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機であり、内蔵する同期モータ１２により負荷としての圧縮機構１１を駆動する。

電動圧縮機１０は、圧縮機構１１において、気相冷媒を圧縮して吐出する電動コンプレッサである。圧縮機構１１は、例えば冷媒が二酸化炭素冷媒であれば臨界圧力以上まで圧縮して吐出する。本実施形態の同期モータ１２は、例えば、磁石を埋設したロータを回転駆動する４極３相コイルを有する同期モータである。

図１に示す直流電源２０は、例えば２８８Ｖの電圧を出力可能な高電圧バッテリからなる直流電圧の給電源である。直流電源２０からインバータ回路４０へ延びる一対の母線３０には、高電圧リレーシステム５０が配設されている。高電圧リレーシステム５０は、複数のリレーと抵抗体とにより構成されている。高電圧リレーシステム５０は、高電圧を印加するときに、抵抗体を有する経路で電圧印加を開始した後に抵抗体を有しない経路に切り替えを行うことで、母線３０に突入電流が流れないようにする機能を有している。

また、高電圧リレーシステム５０は、電動圧縮機１０等に異常状態が検知された場合には、給電経路を遮断するようになっている。

図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路である一対の母線３０間には、平滑手段としてのコンデンサ６０、７０が介設されている。コンデンサ６０は、母線３０に対してインバータ回路４０と並列に接続された他の電気装置９の影響により変動する電圧を平滑にするために設けられている。ここで、電気装置９としては、車両走行用モータ駆動装置、充電装置、降圧ＤＣ／ＤＣ変換装置等が挙げられる。

例えば車両に複数のモータ駆動装置が搭載されており、電気装置９が車両走行用モータ駆動装置である場合には、直流電源２０から給電されるモータ駆動装置のうち、電気装置９が主たる駆動装置であり、インバータ回路４０を含む駆動装置が従たる駆動装置である。ここで、主たる駆動装置とは、例えば、従たる駆動装置よりも、直流電源２０から給電される入力電力が大きい装置である。また、主たる駆動装置は、両駆動装置への給電が困難なときに、優先的に給電が行われる装置となる場合がある。

電気装置９への入力電力が、インバータ回路４０を介する電動圧縮機１０への入力電力に対して、例えば１０倍以上大きいような場合には、電気装置９の影響により、直流電源２０から母線３０を介してインバータ回路４０へ印加される電圧の変動が大きくなり易い。コンデンサ６０は、この電圧変動を抑制するために設けられている。

コンデンサ７０は、インバータ回路４０のスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するサージやリプルを吸収するために設けられている。コンデンサ７０は、比較的静電容量の小さいコンデンサであり、部品体格の小型化に寄与している。

一方の母線３０のコンデンサ６０の接続点とコンデンサ７０の接続点との間には、コイル８０が配設されている。コイル８０は、母線３０間に並列に設けた２つのコンデンサ６０、７０の干渉を抑制するために設けられている。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０との関係により発生する共振周波数を変更すること等を目的として設けられている。コンデンサ要素であるコンデンサ７０、および、コイル要素であるコイル８０は、所謂ＬＣフィルタ回路を構成している。

コイル８０は、所謂ノーマルコイルである。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０とを繋ぐ配線のコイル成分とすることもできる。また、コンデンサ６０とコンデンサ７０と間に所謂コモンコイルを介設して利用することもできる。

インバータ回路４０は、同期モータ１２のステータコイルに対応したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分のアームからなり、母線３０を介して入力された直流電圧をＰＷＭ変調により交流に変換して出力するものである。

Ｕ相アームは、スイッチング素子と還流用のダイオードとを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成されている。Ｕ相アームは、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。Ｖ相アームおよびＷ相アームも、スイッチング素子とダイオードとにより同様に構成され、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。

スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の素子を用いることができる。また、スイッチング素子とダイオードとからなるアームを、例えば、ＩＧＢＴと逆導通用ダイオードとを１チップに集積したパワー半導体であるＲＣＩＧＢＴ（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ
Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子としてもかまわない。

出力線４５には、１相もしくは複数相の出力線４５を流れる電流を検出する電流検出装置９０が設けられている。電流検出装置９０には、変流器（カレントトランス）方式、ホール素子方式、シャント抵抗方式等が採用可能である。電流検出装置９０は、検出した電流情報を制御装置１００へ出力する。

一対の母線３０間には、例えばコンデンサ７０の接続部位で母線３０間の電圧を検出する電圧検出装置９５が設けられている。電圧検出装置９５には、抵抗分圧方式等が採用可能である。電圧検出装置９５は、検出した電圧情報を制御装置１００へ出力する。

インバータ回路４０には、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段として例えばサーミスタが設けられている。このサーミスタが検出した素子温度は、制御装置１００へ出力されるようになっている。

制御手段である制御装置１００は、インバータ回路４０の各スイッチング素子のスイッチング動作制御を行って同期モータ１２の駆動を制御する。制御装置１００は、モータコイル電流値情報等を入力し、これに基づいて、スイッチング信号であるＰＷＭ波を生成して、インバータ回路４０へ出力する。

制御装置１００は、ハードウェアとしては、例えばマイクロコンピュータもしくは専用ＩＣ等により構成される。制御装置１００は、電圧／電流検出部１００ａ、位置センサレス制御部１００ｂ、変調方式判定部１００ｃ、変調率指令値演算部１００ｄおよび出力回路部１００ｅを有している。

電圧／電流検出部１００ａは、電流検出装置９０からの電流情報信号および電圧検出装置９５からの電圧情報信号を入力し、制御演算に用いる状態量である物理量に変換する。電圧／電流検出部１００ａは、例えば、入力したアナログ検出値をデジタル値に変換する。

位置センサレス制御部１００ｂは、上位制御装置である空調制御装置１０１からの圧縮機回転数指令および電圧／電流検出部１００ａからの状態量等を入力して、モータの回転速度−電流制御を位置センサレスで実現する制御情報を出力する。ここで、圧縮機回転数指令は、モータの目標回転数に相当する。位置センサレス制御部１００ｂは、同期モータ１２を位置センサレスでベクトル制御するための演算を実行し、各相の変調率を出力する。変調率は、搬送波の強さに対する各相への印加電圧信号の強さの比である。変調率は、搬送波の振幅に対する印加電圧指令である変調波の振幅の比である。

変調方式判定部１００ｃは、電圧／電流検出部１００ａからの電圧情報、および、位置センサレス制御部１００ｂからの変調率情報を入力して、複数の変調方式の中から採用する変調方式を判定する。

変調率指令値演算部１００ｄは、変調方式判定部１００ｃで判定された変調方式で変調信号を算出する。すなわち、変調率指令値演算部１００ｄは、変調方式判定部１００ｃで選択された変調方式における変調率指令値を演算する。そして、演算結果を出力回路部１００ｅへ出力する。

出力回路部１００ｅは、インバータ回路４０を動作させる駆動信号を発生する部品からなる。出力回路部１００ｅは、変調率指令値演算部１００ｄから変調率指令値を入力して、パルス状の駆動信号であるＰＷＭ波信号をインバータ回路４０へ出力する。出力回路部１００ｅは、変調率指令値に基づいて、インバータ回路４０のスイッチング素子を動作させるためのスイッチング信号を生成して出力する。

図１から明らかなように、インバータ回路４０、コンデンサ７０、コイル８０および制御装置１００を含む構成が、本実施形態において同期モータ１２に電力を供給して同期モータ１２を駆動するモータ駆動装置である。

電動圧縮機１０は、例えば、自動車のエンジンルーム内に配置されている。電動圧縮機１０は、放熱器、減圧器、および蒸発器とともに、車両空調装置用の冷凍サイクル装置を構成している。

図２に示すように、電動圧縮機１０はハウジング１を備えている。ハウジング１は、伝熱性の高いアルミニウム材もしくはアルミニウム合金材等の金属からなるもので、略円筒状に形成されている。ハウジング１には、冷媒吸入口１ａおよび冷媒吐出口１ｂが設けられている。

冷媒吸入口１ａは、ハウジング１において図示左方側である軸線方向一方側に配置されている。冷媒吸入口１ａは、ハウジング１の円筒部を径方向に貫通するように形成されている。冷媒吸入口１ａには、蒸発器の冷媒出口からの冷媒が流入する。冷媒吐出口１ｂはハウジング１において軸線方向他方側に配置されている。冷媒吐出口１ｂは、放熱器の冷媒入口に向けて冷媒を吐出する。

電動圧縮機１０は、圧縮機構１１、同期モータ１２、インバータ回路４０を含む駆動回路部、および、インバータカバー２等から構成されている。同期モータ１２は、回転軸１３、ロータ１４、ステータコア１５、およびモータコイルであるステータコイル１６等から構成されている。

回転軸１３は、ハウジング１内に配置されている。回転軸１３はその軸線方向がハウジング１の軸線方向に一致している。回転軸１３は、２つの軸受けにより回転自在に支持されている。回転軸１３は、ロータ１４から受ける回転駆動力を圧縮機構１１に伝える。軸受けは、ハウジング１により支持されている。

ロータ１４は、例えば永久磁石が埋め込まれたもので、筒状に形成されているものであって、回転軸１３に対して固定されている。ロータ１４は、ステータコア１５から発生される回転磁界に基づいて、回転軸１３とともに回転する。

ステータコア１５は、ハウジング１内においてロータ１４に対して径方向外周側に配置されている。ステータコア１５は、その軸線方向が回転軸１３の軸線方向に一致する筒状に形成されている。ステータコア１５は、ロータ１４との間に隙間を形成している。この隙間は、回転軸１３の軸線方向に冷媒を流通させる冷媒流路１７を構成している。

ステータコア１５は、磁性体からなるもので、ハウジング１の内周面に支持されている。ステータコイル１６は、ステータコア１５に対して回巻されている。ステータコイル１６は回転磁界を発生する。

圧縮機構１１は、同期モータ１２に対して図示右方側である軸線方向他方側に配置されている。圧縮機構１１は、例えば固定スクロールと可動スクロールとから構成されるスクロール型コンプレッサであって、同期モータ１２の回転軸１３からの回転駆動力によって可動スクロールを旋回させて冷媒を吸入、圧縮、吐出する。圧縮機構１１は、スクロール式に限定されるものではなく、例えば、ベーンを有するロータリ式であってもかまわない。

インバータ回路４０は、ハウジング１の取付面１ｃに装着されている。具体的には、インバータ回路４０は、複数のスイッチング素子を含むパッケージユニットが例えば電気絶縁放熱シートを介して取付面１ｃに圧接するように配置されている。取付面１ｃは、ハウジング１の軸線方向において、図示左方側の端壁部である反圧縮機構側の肉部１ｎの外面に形成されている。

インバータ回路４０は、同期モータ１２を駆動する三相電圧を発生する駆動回路を構成している。インバータカバー２は、例えば金属製もしくは樹脂製であり、インバータ回路４０を覆うように形成されている。インバータカバー２は、ハウジング１に対して、例えば図示を省略したネジにより締結されている。

なお、図２に示す電動圧縮機１０は、図１に示す一点鎖線で囲んだ構成を含んでいる。図２に示すインバータ回路４０の搭載室には、例えばインバータ回路４０とともに基板に実装されたコンデンサ７０、コイル８０および制御装置１００等も配設されている。

図２に示す同期モータ１２のステータコイル１６に三相の駆動電流が流れると、ステータコア１５から回転磁界が発生するため、ロータ１４に対して回転力が発生する。すると、ロータ１４が回転軸１３とともに回転する。圧縮機構１１は、回転軸１３からの回転駆動力によって旋回して冷媒を吸入する。

このとき、蒸発器側からの低温低圧の吸入冷媒は、冷媒吸入口１ａからハウジング１内へ流入する。そして、この吸入冷媒は、肉部１ｎに沿って流れた後、冷媒流路１７を通過して圧縮機構１１側に流れる。ハウジング１内を流れる冷媒は、ロータ１４の回転により軸線回りに旋回するように流れる。吸入冷媒は、圧縮機構１１で圧縮され、冷媒吐出口１ｂから放熱器側へ吐出される。電動圧縮機１０は、同期モータ１２の回転数が上昇するにしたがって、圧縮機構１１が吸入して圧縮吐出する冷媒量を増大させる。

一方、インバータ回路４０は、その作動に伴って熱を発生する。インバータ回路４０が発する熱は、ハウジング１の肉部１ｎを通して、肉部１ｎに沿って流れる吸入冷媒に伝わる。これにより、インバータ回路４０を含む駆動回路部を吸入冷媒により冷却することができる。

このとき、ステータコイル１６は、三相の駆動電流の通電に伴って熱を発生する。ステータコイル１６から発生した熱は、ステータコア１５を通して冷媒流路１７内の吸入冷媒に伝わる。これにより、ステータコア１５およびステータコイル１６を吸入冷媒により冷却することができる。ステータコア１５およびステータコイル１６を冷却するために、ハウジング１とステータコア１５との間の一部に冷媒流路を形成してもかまわない。

次に、図３を参照して、制御装置１００の制御動作について説明する。制御装置１００は、電動圧縮機１０に給電されて回転駆動しているときには、まず、電圧／電流検出部１００ａで、母線３０を介してインバータ回路４０に印加される印加電圧である入力電圧ＶＢを取得する（ステップ１１０）。次に、空調制御装置１０１からの圧縮機回転数指令、および、電圧／電流検出部１００ａで算出した負荷の状態量等に基づいて、位置センサレス制御部１００ｂで、基本変調波の変調率Ｍｏｄを算出する（ステップ１２０）。ステップ１２０では、入力電圧ＶＢと各相電圧との比から決定される変調率Ｍｏｄを算出する。

ステップ１１０、１２０を実行したら、変調方式判定部１００ｃで、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であるか否かを判断する（ステップ１３０）。ステップ１３０において入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であると判断した場合には、通常制御方式である２相変調方式を選択する（ステップ１４０）。

ステップ１３０において入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であると判断した場合には、変調率Ｍｏｄが所定値Ｍａ以上であるか否か判断する（ステップ１５０）。変調率Ｍｏｄは絶対値として算出され、正値である所定値Ｍａと比較される。所定値Ｍａは、１に近似し、１よりも若干小さい値である。

ステップ１５０において変調率Ｍｏｄが所定値Ｍａ未満であると判断した場合には、第１のサージ抑制制御方式である３相変調３次補正方式を選択する（ステップ１６０）。一方、ステップ１５０において変調率Ｍｏｄが所定値Ｍａ以上であると判断した場合には、第２のサージ抑制制御方式である３相変調３次補正方式に変調率制限を加えた方式を選択する（ステップ１７０）。ステップ１７０における変調率制限は、例えば変調率がＭａ未満となるように制限される。

変調方式判定部１００ｃで、ステップ１４０、１６０、１７０のいずれかが実行され、変調方式が選択されたら、選択された変調方式に従って、変調率指令値演算部１００ｄで変調率指令値の演算が行われる（ステップ１８０）。

ステップ１８０が実行されたら、変調率指令値の演算結果が出力回路部１００ｅへ出力される。出力回路部１００ｅでは、入力した変調率指令値を、スイッチング素子をスイッチング動作させるためのスイッチング信号として、インバータ回路４０へ出力する（ステップ１９０）。ステップ１９０を実行したら、ステップ１１０へリターンする。

制御装置１００は、図３に示すフローを所定の制御周期で繰り返し実行する。制御周期は、できる限り短い方が好ましい。制御周期を短くすることで、精度良く好ましい変調方式を選択することができる。

ステップ１３０〜ステップ１８０のフローにより、高効率を維持しつつサージ電圧の発生を抑制可能な変調方式が選択され、変調率指令値が算出される。

例えば、ステップ１３０において入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であると判断され、ステップ１４０およびステップ１８０が実行されたときの変調率波形が図４に示す２相変調の波形であるとする。これに対し、同一の変調率Ｍｏｄであるときに、ステップ１３０において入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であると判断され、ステップ１６０およびステップ１８０が実行されたときの変調率波形は、図４に示す３相変調３次補正の波形となる。

図４に例示した２相変調方式は、３相のアームのスイッチング素子のオンオフ状態を順次固定するとともに、各相アームの固定では上アーム側と下アーム側とに交互に電気角で６０度ずつ固定する所謂上下べた２相変調である。ここで、スイッチング素子のオンオフ状態を固定するとは、スイッチング素子をオン状態もしくはオフ状態のいずれかに固定することである。図４に示す２相変調の波形は、変調率Ｍｏｄが比較的小さい場合の波形である。したがって、ステップ１５０ではＮＯと判断され、ステップ１６０が実行される。

図４に示すように、通常制御でスイッチング素子のオンオフ状態の固定相が切り替わる２相変調が行われているときに、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となると、第１のサージ抑制制御方式である３相変調３次補正方式に切り替わる。図４に示す３相変調３次補正の波形では、変調率指令値の絶対値は１より小さく、スイッチング素子のオンオフ状態は固定されない。換言すれば、変調率指令値が１または−１となるスイッチング素子のスイッチング動作の休止期間は発生しない。

また、例えば、ステップ１３０において入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であると判断され、ステップ１４０およびステップ１８０が実行されたときの変調率波形が図５に示す２相変調の波形であるとする。これに対し、同一の変調率Ｍｏｄであるときに、ステップ１３０において入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であると判断され、ステップ１７０およびステップ１８０が実行されたときの変調率波形は、図５に示す３相変調３次補正の波形となる。

図５に例示した２相変調方式は、変調率指令値が１または−１に到達して、各相アームでは上アーム側と下アーム側とに交互に固定される２相変調となっている。図５に示す２相変調の波形は、変調率Ｍｏｄが比較的大きい場合の波形である。したがって、ステップ１５０ではＹＥＳと判断され、ステップ１７０が実行される。

図５に示すように、通常制御でスイッチング素子のオンオフ状態の固定相が切り替わる２相変調が行われているときに、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となると、第２のサージ抑制制御方式に切り替わる。第２のサージ抑制制御方式は、３相変調３次補正方式に変調率制限を加える方式である。

図５に示す３相変調３次補正の波形では、変調率制限を行うことにより、変調率指令値の絶対値は１より小さく、スイッチング素子のオンオフ状態は固定されない。換言すれば、変調率指令値が１または−１となるスイッチング素子のスイッチング動作の休止期間は発生しない。

通常制御として図４、図５に示す２相変調方式を利用している場合に、入力電圧ＶＢが上昇して所定電圧Ｖａ以上となっても２相変調を継続していると、休止期間に伴う不連続特性によりサージ電圧（大きな電圧変動）が増加する。例えば、入力電圧ＶＢが上昇して所定電圧Ｖａ以上となっても、図７に示すような２相変調を継続すると、図８に示すようにサージ電圧が増加する。図８に示すように大きなサージ電圧が発生すると、サージ電圧がインバータ回路４０、コンデンサ７０、コイル８０等の回路構成部品の許容上限電圧を超えてしまう。

これに対し、本実施形態では、図４、図５に示すように、３相変調に３次高調波補正した変調方式にすることで、２相変調のように休止期間に伴う不連続特性の発生をなくすことができる。ところが、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となった場合に、単純に３相変調３次高調波補正を採用すると、図７に示すような変調率の条件では、２相変調とほぼ同じ変調率波形となってしまう。図７に示す３相変調３次高調波補正では、サージ電圧が２相変調より僅かに低下はするものの、図９に示すように大きなサージ電圧が発生して、サージ電圧が回路構成部品の許容上限電圧を超えてしまう。

これは、ベースを３相変調としていても、変調率が１または−１になる期間が生じるため、スイッチング素子の休止期間が発生してしまい不連続特性が生じるからである。そこで、本実施形態では、図５の３相変調に３次高調波補正した波形のように、変調率が１または−１にはならないように制限をして、変調率波形を生成する。

図５に示す３相変調３次高調波補正に変調率制限を加えた変調率波形でインバータ回路４０を駆動した場合には、サージ電圧は、図６に示すような波形となる。これにより、大幅にサージ電圧を抑制することができる。その結果、サージ電圧が回路構成部品の許容上限電圧を超えてしまうことを抑止できる。

図３のフローチャートに示したように、本実施形態では、ステップ１６０、１７０で選択される２種類のサージ抑制制御が存在する。その理由は、基本変調波の変調率によって、図５に示したように変調率を制限する場合が存在するためである。基本変調波の変調率が所定値以上のときに、変調率の制限は実施される。

サージ抑制制御における３相変調に３次補正した波形は、予め設定し記憶しているマップにより３次高調波補正の大きさＶ_３ｎを決定し、下記の数式１〜３により算出することができる。
（数式１）
Ｖ_ｕ＝Ｖｓｉｎ（θ）＋Ｖ_３ｎｓｉｎ（３θ）
（数式２）
Ｖ_ｖ＝Ｖｓｉｎ（θ−２／３π）＋Ｖ_３ｎｓｉｎ（３θ）
（数式３）
Ｖ_ｗ＝Ｖｓｉｎ（θ−４／３π）＋Ｖ_３ｎｓｉｎ（３θ）
ここで、Ｖ_ｕはＵ相電圧指令、Ｖ_ｖはＶ相電圧指令、Ｖ_ｗはＷ相電圧指令、Ｖは電圧振幅幅、θは位置情報である。

図４に示す第１のサージ抑制制御である３相変調３次高調波補正を行うときには、各相の波形は上記の数式１〜３により算出される。また、図５に示す第２のサージ抑制制御である３相変調３次高調波補正に加え変調率制限を行うときには、各相の波形は、上記の数式１〜３において、基本波である電圧指令振幅Ｖを制限することにより算出される。

このように、本実施形態の２種類のサージ抑制制御では、いずれの場合も上記の数式１〜３を利用することができる。なお、各相の変調率波形は、予めマップに記憶した３次高調波補正の大きさＶ_３ｎと、上記の数式１〜３とから算出するものに限定されるものではない。例えば、予め数式１〜３の内容を含むマップを設定して記憶しており、このマップに基づいて各相の変調率波形を算出してもかまわない。

上述の構成および作動によれば、制御装置１００は、ＰＷＭ変調の方式を、２相変調方式と、変調率制限を加える場合を含む３相変調３次高調波補正方式とで、選択的に切り替え可能である。ここで、２相変調方式は、３相のうち一部の相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を固定し、残部の相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を切り換える第１変調方式に相当する。また、変調率制限を加える場合を含む３相変調３次高調波補正方式は、３相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を切り替える第２変調方式に相当する。そして、制御装置１００は、第１変調方式を選択しているときに、電圧検出装置９５が検出する印加電圧の値である入力電圧ＶＢが所定電圧値である所定電圧Ｖａ以上となった場合には、ＰＷＭ変調の方式を、第１変調方式から第２変調方式に切り替える。

これによると、第１変調方式を選択しているときに、インバータ回路４０への入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となった場合には、第１変調方式から第２変調方式に切り替えられる。すなわち、一部の相のスイッチング素子のオンオフ状態を固定した変調方式であるときに、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となった場合には、３相のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替える変調方式に切り替えられる。

したがって、印加電圧である入力電圧ＶＢが比較的大きくなった場合には、インバータ回路４０に固定相が形成されない変調方式が選択される。これにより、印加電圧が比較的大きい場合には、インバータ回路４０の固定相の切り替えに伴うサージ電圧の発生がなくなる。このようにして、印加電圧が変動したとしてもサージ電圧の発生を抑制することができる。

本実施形態では、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であるときには、第１変調方式で通常制御を行う。また、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であるときには、第２変調方式で第１、第２のサージ抑制制御を行う。

また、本実施形態では、第２変調方式は、３次高調波を重ねる補正を行っているが、３相変調方式である。これによると、インバータ回路４０に固定相が形成されない変調方式を、３相変調方式で容易に得ることができる。

また、制御装置１００は、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であり３相変調方式を選択しているときには、変調率の絶対値を所定値未満に制限してＰＷＭ変調を行い、スイッチング素子のオンオフ状態の固定を禁止する。

これによると、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であるときに、変調率の絶対値が上昇した際に、３相変調方式であっても固定相が形成されることを抑止することができる。したがって、入力電圧ＶＢが変動したとしてもサージ電圧の発生を確実に抑制することができる。

また、制御装置１００は、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であり３相変調方式を選択しているときには、正弦波に３次高調波を重畳した変調波に基づいてＰＷＭ変調を行う。これによると、正弦波に３次高調波を加えた変調波、すなわち、変調率の絶対値が比較的大きい状態である時間が長い変調波に基づいて、ＰＷＭ変調を行うことができる。したがって、直流電圧の利用率を向上することができる。

本実施形態では、例えばバッテリからなる直流電源２０の電圧に応じて、サージ抑制制御を選択することにより、通常制御における効率を向上させている。前述したように、通常制御に２相変調方式を利用すると、不連続特性により若干のサージ電圧は発生するものの、スイッチング素子の休止期間を設けることができ、スイッチング損失の低減が図れる。そのため、サージ電圧が問題とならない入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満である場合では、２相変調を利用することが好ましい。

サージ電圧の対策として、許容上限電圧が高い耐サージ性に優れる耐圧部品を採用して、インバータ回路４０、コンデンサ７０、コイル８０等を含む駆動回路部を構成することも可能である。しかしながら、耐圧部品の利用は、駆動回路部の大型化や高コスト化を招き易い。入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上のときにだけ、サージ抑制制御をすることにより、駆動回路部の大型化や高コスト化を抑制し、かつ、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満である通常時はスイッチング損失を低減して高効率に制御することができる。入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となる条件が極めて稀なケースにおいては、本発明を適用して特に効果を発揮する。

上述したように、通常制御で２相変調を利用している場合にサージ抑制制御で３相変調を利用するとスイッチング損失が増加する。しかしながら、サージ抑制制御は、入力電圧ＶＢが比較的大きい場合に実行されるため、弱め界磁制御による電流の増加が抑制できる。電流の増加による損失が低減できることになるため、損失を増やさずにサージ抑制制御を成立させることが可能である。

また、上述した実施形態では説明を省略していたが、制御装置１００は、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であり３相変調方式を選択しているときには、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であるときよりも搬送波の周波数を低減することが好ましい。すなわち、図３のステップ１６０またはステップ１７０を実行するときには、ステップ１４０を実行するときよりも、搬送波周波数を小さくすることが好ましい。

これによると、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であるときに、３相変調方式を選択して固定相の形成を抑止した場合であっても、搬送波周波数の低減によりスイッチング回数を低減して、損失を抑制することができる。

また、制御装置１００は、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であり３相変調方式を選択しているときには、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であるときに対して搬送波の周波数を２／３倍以下に低減することがさらに好ましい。

これによると、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であるときに、３相変調方式を選択して固定相の形成を抑止した場合であっても、搬送波周波数の低減によりスイッチング回数を２／３倍以下に低減することができる。したがって、３相のうちの１相を固定する２相変調方式と同等以下に、スイッチング損失を抑制することが可能である。

また、給電源である直流電源２０は、車両に搭載されている。車両に搭載された直流電源２０は、比較的出力する直流電圧の変動が大きい。したがって、インバータ回路４０への給電源が移動体に搭載されている直流電源２０である場合には、本発明を適用して極めて有効である。

また、同期モータ１２が駆動する負荷は、冷凍サイクルの冷媒を吸入して圧縮する圧縮機構１１である。そして、インバータ回路４０は、圧縮機構１１が吸入する吸入冷媒により冷却されるようになっている。

入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となり、３相のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替える第２変調方式を選択した場合には、固定相を形成しないことによるスイッチング損失の増大に伴い、インバータ回路４０の発熱量も増大する。ところが、インバータ回路４０は、圧縮機構１１が吸入する吸入冷媒により冷却される構成となっているため、スイッチング損失が増大してもインバータ回路４０の温度上昇を抑制することができる。

（他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に何ら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。

上記実施形態では、制御装置１００は、ＰＷＭ変調の方式を、第１変調方式と第２変調方式とで選択的に切り替え可能となっていた。そして、第１変調方式は所謂上下べた２相変調方式であり、第２変調方式は変調率制限を加える場合を含む３相変調３次高調波補正方式であったが、これに限定されるものではない。

第１変調方式は、３相のうち一部の相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を固定し、残部の相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を切り換えるものであればよい。また、第２変調方式は、３相に対応したスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるものであればよい。

例えば、第１変調方式は、上下べた２相変調方式以外の２相変調方式であってもよい。また、高調波重畳補正をする場合を含む３相変調方式や矩形波方式等であってもかまわない。また、第１変調方式は、１つの変調方式に限定されず、例えば、上記した複数の変調方式の中で選択的に切り替えるものであってもかまわない。

また、例えば、第２変調方式は、基本正弦波のみの３相変調方式であってもかまわない。また、正弦波に３次高調波以外の波形を重畳する補正を行った３相変調方式であってもかまわない。

例えば、図１０に示すような波形の３相変調を第１変調方式としてもかまわない。通常制御時に基本正弦波の３相変調を行っていると、変調率Ｍｏｄが高くなった際に過変調となり、図１０に示すように波形が制限されてスイッチング動作の休止期間が発生する。このような波形の３相変調を第１変調方式としているときに、入力電圧ＶＢが上昇して所定電圧Ｖａ以上となった場合には、図１０に示す波形に変調率制限を行った３相変調を第２変調方式とすることができる。

すなわち、上記例においては、図３のステップ１４０で、基本正弦波の３相変調方式を選択して変調率Ｍｏｄに応じて固定相を形成する。また、ステップ１６０では、基本正弦波の３相変調方式を選択し、変調率Ｍｏｄが比較的低いため固定相を形成しない。また、ステップ１７０では、基本正弦波の３相変調方式を選択し、変調率Ｍｏｄが比較的高いため変調率制限を加えることで固定相を形成しない。このように、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上となった場合には、変調率Ｍｏｄに応じて上記した変調方式を選択し、固定相を形成しない変調方式とするものであってもよい。

また、上記実施形態では、制御装置１００が正弦波に３次高調波を重畳する補正を行う際に、予め記憶しているマップを利用していたが、これに限定されるものではない。例えば、関数式として予め記憶しており、これを利用して演算するものであってもよいし、近似演算により算出するものであってもよい。

また、上記実施形態では、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ以上であり３相変調方式を選択しているときには、入力電圧ＶＢが所定電圧Ｖａ未満であるときよりも搬送波の周波数を低減していたが、これに限定されるものではない。例えば、搬送波周波数の変更は行わないものであってもかまわない。

また、上記実施形態では、給電源である直流電源２０、および、モータ駆動装置を含む電動圧縮機１０は、いずれも車両に搭載されていたが、これに限定されるものではない。例えば、給電源が車両に搭載され、モータ駆動装置を含む電動圧縮機は定置式であってもかまわない。また、給電源は車両に搭載されるものに限定されず、例えば航空機や船舶等を含む移動体に搭載されるものであってもかまわない。モータ駆動装置を含む電動圧縮機も、移動体に搭載されるものであってもよい。また、給電源は移動体に搭載されるものに限定されず、定置式であってもかまわない。

また、上記実施形態では、インバータ回路４０を、内部を吸入冷媒が流通するハウジング１の端壁部の外面に取り付けていたが、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路をハウジング１の筒状部外面に取り付けるものであってもよい。また、例えば、インバータ回路をハウジング１内の吸入冷媒が流通する位置に設けるものであってもよい。

また、上記実施形態では、インバータ回路４０を圧縮機構１１の吸入冷媒で冷却するものであったが、これに限定されるものではない。例えば、インバータ回路は、発する熱を大気中に放熱するものであってもよい。

また、上記実施形態では、モータ駆動装置が、車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機の圧縮機構を負荷とするモータを駆動するものであったが、これに限定されるものではない。モータが駆動する負荷は、例えば定置式の圧縮機構であってもよいし、圧縮機構以外の負荷であってもかまわない。

１０ 電動圧縮機
１２ 同期モータ（モータ）
１６ ステータコイル（モータコイル）
２０ 直流電源（給電源）
４０ インバータ回路
９５ 電圧検出装置
１００ 制御装置

Claims (6)

1. ３相のモータコイル（１６）を有するモータ（１２）の各相に対応して設けられたスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるスイッチング動作に伴うＰＷＭ変調により、給電源（２０）から印加される直流の印加電圧を交流電圧に変換して前記各相のモータコイルへ出力するインバータ回路（４０）と、
   前記印加電圧の値を検出する電圧検出装置（９５）と、
   前記インバータ回路の前記ＰＷＭ変調を制御する制御装置（１００）と、を備え、
   前記制御装置は、
   前記ＰＷＭ変調の方式を、前記３相のうち一部の相に対応した前記スイッチング素子の前記オンオフ状態を固定し、残部の相に対応した前記スイッチング素子の前記オンオフ状態を切り換える第１変調方式と、前記３相に対応した前記スイッチング素子のオンオフ状態を切り替える第２変調方式とで、選択的に切り替え可能であり、
   前記第１変調方式を選択しているときに、前記電圧検出装置が検出する前記印加電圧の値が所定電圧値以上となった場合には、前記ＰＷＭ変調の方式を、前記第１変調方式から前記第２変調方式に切り替えるものであり、
   前記第２変調方式は、３相変調方式であり、
   前記制御装置は、
   前記印加電圧の値が前記所定電圧値以上であり前記３相変調方式を選択しているときには、変調率の絶対値を１よりも小さい所定値未満に制限して前記ＰＷＭ変調を行い、前記３相に対応した前記スイッチング素子のオンオフ状態の固定を禁止することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制御装置は、
   前記印加電圧の値が前記所定電圧値以上であり前記３相変調方式を選択しているときには、正弦波に３次高調波を重畳した変調波に基づいて前記ＰＷＭ変調を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御装置は、
   前記印加電圧の値が前記所定電圧値以上であり前記３相変調方式を選択しているときには、前記印加電圧の値が前記所定電圧値未満であるときよりも搬送波の周波数を低減することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記制御装置は、
   前記印加電圧の値が前記所定電圧値以上であり前記３相変調方式を選択しているときには、前記印加電圧の値が前記所定電圧値未満であるときに対して前記搬送波の周波数を２／３倍以下に低減することを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記給電源は、移動体に搭載されていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
6. 前記モータが駆動する負荷は、冷凍サイクルの冷媒を吸入して圧縮する圧縮機構（１１）であり、
   前記インバータ回路は、前記圧縮機構が吸入する吸入冷媒により冷却されることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。

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