JP6459744B2 - 超音波検査装置及び超音波検査装置の制御方法 - Google Patents

Description

本願開示は、超音波検査装置及び超音波検査装置の制御方法に関する。

超音波画像診断装置等の超音波検査装置においては、パルサ回路からトランスデューサにパルス電圧信号が印加され、当該パルス電圧信号に応じてトランスデューサが超音波パルスを生体内に送信する。筋肉と脂肪との間等の音響インピーダンスが異なる生体組織の境界において超音波パルスが反射され、反射波がトランスデューサにより受信される。一回の超音波パルス送信により得られる受信信号は、時間と共に振幅が変化する信号となり、受信信号中の時間位置がトランスデューサから生体内反射点までの距離に対応し、受信信号の振幅が生体内反射点の反射の強さに対応する。一回の超音波パルス送信により得られる時間と共に振幅が変化する受信信号は、空間的な輝度変化を有する一本の走査線に対応する輝線として表示画面上に表示される。超音波パルスを発射する位置を横方向に順次ずらしながら得られた複数の受信信号を、複数の走査ラインに対する複数の輝線として表示画面上に位置をずらして表示することにより、超音波断層像を形成することができる。

超音波パルスを走査するために、多数のトランスデューサ素子が例えば一次元に配列されたトランスデューサアレイが用いられる。一回の超音波パルスの送信動作においては、一列に配置されたｎ個のトランスデューサ素子のうち、ｍ個（ｍ＜ｎ）のトランスデューサ素子を一緒に駆動する。この際、互いに若干のタイミングのずれを持たせたバルス電圧信号をｍ個のトランスデューサ素子に印加して、ｍ個のトランスデューサ素子から僅かに異なるタイミングで超音波パルスを発射してよい。これにより、ｍ個のトランスデューサ素子に相当する大きさの開口を有する発射面から、焦点に向かって進行する波面を有する超音波ビームを形成することができる。ｎ個のトランスデューサ素子のうち駆動するｍ個のトランスデューサの位置を、一次元配列上で順次ずらしていくことにより、横方向（トランスデューサ素子の並び方向）に超音波ビームを走査することができる。

反射波の受信時には、超音波送信時に用いたのと同一のｍ個のトランスデューサを用いて反射波を受信してよい。ｍ個のトランスデューサが出力するｍ個のアナログ受信信号は、ｍ個のＡＤＣ（アナログデジタル変換器）によりデジタル受信信号に変換される。ｍ個のデジタル受信信号は、上記焦点からｍ個のトランスデューサまでの距離の差に応じた互いの時間差がゼロになるよう遅延調整され、焦点位置からの反射波の信号が同一の時間位置に配置された受信信号となるようタイミング調整される。この遅延調整後のｍ個のデジタル受信信号は、互いに加算され、加算結果として１つのデジタル受信信号が得られる。この１つのデジタル受信信号に対してノイズ除去、ゲイン補正、包絡線検出等の処理を施す。これらの処理により得られた処理後のデジタル信号が、超音波断層像を形成する一本の輝線として表示画面に表示されてよい。

近年、超音波検査装置のモバイル機器化が期待されており、装置の小型化及び低消費電力化が進められている。装置の小型化及び低消費電力化のためには、ＡＤＣの数を少なくしたり、トランスデューサの駆動電圧を低電圧化することが考えられる。従来の高額な医療用の超音波画像診断装置では、ＡＤＣのチャネル数即ち同時に送受信するトランスデューサ素子の数は例えば３２個或いは６４個等であり、高いフォーカス能力を有した超音波ビームにより高品質な画像を提供している。小型化及び低消費電力化のためにＡＤＣのチャネル数即ち同時駆動するトランスデューサ素子の数を少なくすると、超音波パルス及び受信信号の総体的な強度が弱くなると共にフォーカス能力も低下して、画質が劣化してしまうという問題がある。従って、チャネル数を削減して効果的に低消費電力化を図りながらも画質の劣化を成る可く小さくすることが望まれる。

近年、超音波検査装置のモバイル機器化が期待されており、装置の小型化及び低消費電力化が進められている。装置の小型化及び低消費電力化のためには、ＡＤＣの数を少なくしたり、トランスデューサの駆動電圧を低電圧化することが考えられる。従来の高額な医療用の超音波画像診断装置では、ＡＤＣのチャネル数即ち同時に送受信するトランスデューサ素子の数は例えば３２個或いは６４個等であり、高いフォーカス能力を有した超音波ビームにより高品質な画像を提供している。小型化及び低消費電力化のためにＡＤＣのチャネル数即ち同時駆動するトランスデューサ素子の数を少なくして例えば８個等にすると、超音波パルス及び受信信号の総体的な強度が弱くなり、画質が低下してしまう。

特開２００７−２１１９２号公報 特開２００９−５７４１号公報

以上を鑑みると、超音波検査装置において、チャネル数を削減しながらも画質の劣化を小さくすることが望まれる。

超音波検査装置は、一列に配列された複数個のトランスデューサと、前記複数個のトランスデューサのうちの選択された複数個のトランスデューサに超音波パルスを送信させ複数個の受信信号をそれぞれ受信させる選択回路と、それぞれ対応する複数個の重み係数で重み付けされた前記複数個の受信信号を互いにタイミングを合わせて加算するデジタル信号処理回路とを含み、前記デジタル信号処理回路は、前記複数個の重み係数の間の値の比が変化するように、前記複数個の受信信号上の時間位置に応じて前記複数個の重み係数を変化させる。

少なくとも１つの実施例によれば、超音波検査装置において、チャネル数を削減しながらも画質の劣化を小さくすることができる。

超音波検査装置の構成の一例を示す図である。 ８個のトランスデューサ素子を選択的に駆動したときの送信動作の一例を示す図である。 ８個のトランスデューサ素子を選択的に駆動したときの受信動作の一例を示す図である。 ８個のトランスデューサ素子により深さ方向の異なる位置からの反射波を受信する動作の一例を示す図である。 重み係数の一例を示す図である。 タイミング制御回路及び整相加算回路の構成の一例を示す図である。 アンプ＆ＡＤ変換回路の構成の一例を示す図である。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。なお以下の図面において、同一又は対応する構成要素は同一又は対応する番号で参照し、その説明は適宜省略する。

図１は、超音波検査装置の構成の一例を示す図である。図１に示す超音波検査装置は、パルサ＆スイッチ回路１０、トランスデューサアレイ１１、アンプ＆ＡＤ変換回路（ＡＭＰ＆ＡＤＣ）１２、及びデジタル信号処理回路１３を含む。デジタル信号処理回路１３は、タイミング制御回路２１、遅延調整回路２２、整相加算回路２３、デジタルフィルタ２４、ゲイン補正回路２５、包絡線処理回路２６、間引き回路２７、及びゲイン制御回路２８を含む。超音波検査装置が生成した生体１００の超音波断層像のデータは、ブルートゥース等のインターフェース２００を介してパーソナルコンピュータ（ＰＣ）１４やタブレット等の情報処理及び表示機器に送信されてよい。

図１及び以降の同様の図において、各ボックスで示される各回路又は機能ブロックと他の回路又は機能ブロックとの境界は、基本的には機能的な境界を示すものであり、物理的な位置の分離、電気的な信号の分離、制御論理的な分離等に対応するとは限らない。各回路又は機能ブロックは、他のブロックと物理的にある程度分離された１つのハードウェアモジュールであってもよいし、或いは他のブロックと物理的に一体となったハードウェアモジュール中の１つの機能を示したものであってもよい。

トランスデューサアレイ１１には、複数個（図１の例では６４個）のトランスデューサ素子が一列に配列されている。パルサ＆スイッチ回路１０は、トランスデューサアレイ１１の一列に配列された複数個のトランスデューサ素子のうちの選択された複数個（図１の例では８個）のトランスデューサ素子に、超音波パルスを送信させ、複数個の受信信号をそれぞれ受信させる。具体的には、デジタル信号処理回路１３のタイミング制御回路２１による制御の下で、パルサ＆スイッチ回路１０から、トランスデューサアレイ１１の配列方向に連続して配置される選択された複数のトランスデューサ素子にパルス電圧信号が印加される。当該パルス電圧信号に応じて、複数のトランスデューサ素子が超音波パルスを生体１００内に送信する。筋肉と脂肪との間等の音響インピーダンスが異なる生体組織の境界において超音波パルスが反射され、反射波が上記の選択されたトランスデューサ素子により受信される。

８個のトランスデューサ素子を一緒に駆動する際、互いに若干のタイミングのずれを持たせたバルス電圧信号を８個のトランスデューサ素子に印加して、８個のトランスデューサ素子から僅かに異なるタイミングで超音波パルスを発射する。これにより、８個のトランスデューサ素子に相当する大きさの開口を有する発射面から、焦点に向かって進行する波面を有する超音波ビームを形成することができる。トランスデューサアレイ１１の６４個のトランスデューサ素子のうち駆動する８個のトランスデューサの位置を、一次元配列上で順次ずらしていくことにより、横方向（トランスデューサ素子の並び方向）に超音波ビームを走査することができる。８個のトランスデューサ素子に印加するパルス電圧信号のタイミングは、デジタル信号処理回路１３のタイミング制御回路２１により制御されてよい。

反射波の受信時には、超音波送信時に用いたのと同一の８個のトランスデューサ素子を用いて反射波を受信してよい。８個のトランスデューサ素子が出力する８個のアナログ受信信号は、アンプ＆ＡＤ変換回路１２に供給され増幅され、アンプ＆ＡＤ変換回路１２の８個のＡＤＣ（アナログデジタルコンバーター）によりデジタル受信信号に変換される。変換後のデジタル受信信号は、アンプ＆ＡＤ変換回路１２からデジタル信号処理回路１３の遅延調整回路２２に供給される。

遅延調整回路２２により８個のデジタル受信信号は、焦点から８個のトランスデューサ素子までの距離の差に応じた互いの時間差がゼロになるよう遅延調整され、焦点位置からの反射波の信号が同一の時間位置に配置された受信信号となるようタイミング調整される。互いにタイミングが合うよう遅延調整された８個のデジタル受信信号は、整相加算回路２３により、それぞれ対応する複数個の重み係数で重み付けされた後に互いに加算され、加算結果として１つのデジタル受信信号が生成される。この１つのデジタル受信信号に対してデジタルフィルタ２４によるノイズ除去、ゲイン補正回路２５によりゲイン補正、包絡線処理回路２６による包絡線検出等の処理を施す。また間引き回路２７が、必要に応じて走査線や画素を間引くことにより、表示画像形式に適した画像データを形成する。整相加算回路２３における重み付け処理については、後ほど詳細に説明する。

なおゲイン補正回路２５は、ゲイン制御回路２８の制御の下で動作し、受信信号中の時間位置が後になる程大きな増幅率でデジタル受信信号の振幅を増幅する。即ち、生体１００中の反射点の位置がトランスデューサアレイ１１から遠くなるほど、当該位置に対応する受信信号の振幅が大きな増幅率で増幅される。

図１に示す超音波検査装置では、デジタル信号処理回路１３の制御の下で、８個のトランスデューサ素子を選択的に駆動する。送信動作においては、トランスデューサアレイ１１のトランスデューサ素子の配列において、中央の２つの間を中心として両側で対称に遅延させたパルス電圧信号を、トランスデューサ素子に印加する。また受信後の信号処理においては、トランスデューサアレイ１１のトランスデューサ素子の配列の方向に対応して並ぶ８個の受信信号を、中央の２つの信号の間を中心として両側で対称に遅延させて互いに加算する。

図２は、８個のトランスデューサ素子を選択的に駆動したときの送信動作の一例を示す図である。図２において、トランスデューサ素子１１−１乃至１１−８は、トランスデューサアレイ１１の一列に配列された複数（例えば６４個）のトランスデューサ素子のうちの連続する８個である。８個のトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８にパルス電圧信号Ｓ１乃至Ｓ８がそれぞれ印加されると、トランスデューサ素子１１−１乃至１１−８から焦点ＦＰ１に向かい超音波パルスが発射される。この際、両端のトランスデューサ素子１１−１及び１１−８に一番始めにパルス電圧信号Ｓ１及びＳ８を印加し、所定の遅延時間後に両端から２番目のトランスデューサ素子１１−２及び１１−７にパルス電圧信号Ｓ２及びＳ７を印加する。その後所定の遅延時間後に両端から３番目のトランスデューサ素子１１−３及び１１−６にパルス電圧信号Ｓ３及びＳ６を印加し、更にその後所定の遅延時間後に両端から４番目のトランスデューサ素子１１−４及び１１−５にパルス電圧信号Ｓ４及びＳ５を印加する。即ち、トランスデューサアレイ１１のトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８について、中央の２つの素子の間を中心として両側で対称な遅延を持たせ、中心に近いほど遅延を大きくして超音波パルスを発射している。これにより、トランスデューサ素子１１−１乃至１１−８から焦点ＦＳ１に向けて収束する波面を有する超音波パルスを生成することができる。

図３は、８個のトランスデューサ素子を選択的に駆動したときの受信動作の一例を示す図である。図３において、トランスデューサアレイ１１の一列に配列された複数（例えば６４個）のトランスデューサ素子のうちの連続する８個のトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８は、焦点ＦＰ１からの反射波を受信する。トランスデューサ素子１１−１乃至１１−８が受信した受信信号Ｒ１乃至Ｒ８は、図１に示すパルサ＆スイッチ回路１０及びアンプ＆ＡＤ変換回路１２を介して遅延調整回路２２に供給され、遅延調整回路２２によりそれぞれ遅延される。この際、両端のトランスデューサ素子１１−１及び１１−８に対応する受信信号Ｒ１及びＲ８については例えば遅延をゼロとし、両端から２番目のトランスデューサ素子１１−２及び１１−７に対応する受信信号Ｒ２及びＲ７については所定の第１の遅延を与える。また両端から３番目のトランスデューサ素子１１−３及び１１−６に対応する受信信号Ｒ３及びＲ６については、上記第１の遅延よりも長い第２の遅延を与える。両端から４番目のトランスデューサ素子１１−４及び１１−５に対応する受信信号Ｒ４及びＲ５については、第２の遅延よりも更に長い第３の遅延を与える。即ち、トランスデューサアレイ１１のトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８に対応する８個の受信信号について、中央の２つの素子の間を中心として両側で対称な遅延を持たせ、中心に近いほど遅延を大きくする。これにより、トランスデューサ素子１１−１乃至１１−８で受信した焦点ＦＳ１からの超音波パルスに対応する受信信号を、時間軸上の同一位置に揃え、整相加算処理に供することができる。

図４は、８個のトランスデューサ素子により深さ方向の異なる位置からの反射波を受信する動作の一例を示す図である。図４においては、８個のトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８により、点Ｐ１からの反射波と点Ｐ２からの反射波とが受信され、８個の受信信号Ｒ１乃至Ｒ８が得られている。なお送信時においては、図２に示される場合と同様に８個のトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８にパルス電圧信号がそれぞれ印加され、トランスデューサ素子１１−１乃至１１−８から所望の焦点に向かい収束する超音波パルスが発射されているとする。

図４の説明の都合上、焦点の位置は重要ではないが、便宜上例えば点Ｐ１と点Ｐ２との中間位置に焦点位置が存在するとする。このとき、焦点位置からの反射波がトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８に到来するだけでなく、焦点より近い点Ｐ１及び焦点より遠い点Ｐ２からも反射波が図４に示されるようなそれぞれの経路を介してトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８に到来する。深さ方向に異なる位置からの反射波は、それぞれ異なるタイミングでトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８に到来し、時間軸上の異なる位置の振幅として受信信号中に現れる。

前述のように図１に示す超音波検査装置においては、デジタル信号処理回路１３の遅延調整回路２２により、点Ｐ１と点Ｐ２との中間位置にある焦点位置が時間軸上の同一位置になるように、８個の受信信号Ｒ１乃至Ｒ８の相対的なタイミングを調整する。更に、整相加算回路２３が、このタイミング調整後の８個の受信信号を互いに加算する。この際、遠い点Ｐ２からの受信信号Ｒ１乃至Ｒ８は、生体内での超音波の減衰により受信波の振幅が小さくなってしまうので、成る可く多くの数の受信信号の整相加算をすることが好ましい。但し、受信信号Ｒ１乃至Ｒ８における焦点からの反射超音波パルスの信号間の時間差と、受信信号Ｒ１乃至Ｒ８における点Ｐ２からの反射超音波パルスの信号間の時間差とが異なることに注意が必要である。整相加算回路２３による整相加算においては、焦点からの反射パルスの時間軸上の位置が同一となるように受信信号Ｒ１乃至Ｒ８の相対的なタイミングを遅延調整回路２２により調整してあるので、点Ｐ２からの反射波は互いに少し位置がずれて加算される。しかしながら、点Ｐ２とトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８との距離が遠いので、８個の受信信号Ｒ１乃至Ｒ８において、点Ｐ２からの反射波受信タイミングには信号間でそれほどの大きな差はない。従って、８個の受信信号Ｒ１乃至Ｒ８を整相加算しても、加算後の受信信号において点Ｐ２からの反射波は比較的明瞭に現れる。

近い点Ｐ１からの受信信号Ｒ１乃至Ｒ８は、生体内での超音波の減衰がほとんど無く受信波の振幅が十分に強いので、整相加算する受信信号の数は少なくともよい。また、整相加算回路２３による整相加算においては、焦点からの反射超音波パルスの時間軸上の位置が同一となるように受信信号Ｒ１乃至Ｒ８の相対的なタイミングを遅延調整回路２２により調整してあるので、点Ｐ１からの反射波は互いに位置がずれて加算される。この際、点Ｐ１とトランスデューサ素子１１−１乃至１１−８との距離が近いので、８個の受信信号Ｒ１乃至Ｒ８において、点Ｐ１からの反射波受信タイミングには信号間で大きな差がある。従って、８個の受信信号Ｒ１乃至Ｒ８を整相加算してしまうと、加算後の受信信号において点Ｐ１からの反射波は不明瞭なぼけた信号波形となってしまう。寧ろ整相加算する受信信号の数は少なくして、例えばトランスデューサ素子１１−４及び１１−５の受信信号のみを整相加算した方が、点Ｐ１に対する反射エコー像が鮮明に現れる可能性がある。

以上を鑑みて、図１に示す超音波検査装置では、デジタル信号処理回路１３の整相加算回路２３が、受信信号の時間位置、即ち生体内の深さ位置に応じて、異なる重み付けで受信信号同士を整相加算する。即ち、整相加算回路２３は、タイミング制御回路２１の制御の下で動作し、複数個の重み係数の間の値の比が変化するように、即ち重み係数間の差が変化するように、複数個の受信信号上の時間位置に応じて複数個の重み係数を変化させる。例えば、複数の受信信号のうちの第１の受信信号に複数個の重み係数のうちの第１の重み係数が割り当てられ、複数の受信信号のうちの第２の受信信号に複数個の重み係数のうちの第２の重み係数が割り当てられる場合を考える。複数個のトランスデューサ素子の配列の方向に対応して並べられた複数個の受信信号の配列において、第１の受信信号は第２の信号よりも中央よりに位置する信号であるとする。この場合、第１の重み係数は第２の重み係数以上の値を有する。即ち、より一般的に言えば、複数個の受信信号の配列において、中央に近い受信信号ほど相対的に大きな重み係数が割り当てられ、周辺に近い受信信号ほど相対的に小さな重み係数が割り当てられる。

デジタル信号処理回路１３は、受信信号中の時間位置が早いほど上記第１の重み係数と上記第２の重み係数との値の比を大きくする。より一般的に言えば、デジタル信号処理回路１３は、複数個の受信信号の配列において、中央に近い受信信号に割り当てられる大きな重み係数と周辺に近い受信信号に割り当てられる小さな重み係数との比（或いは差）を、時間位置が早いほど大きくなるように設定する。即ち、生体１００中の反射点の位置がトランスデューサアレイ１１から近くなるほど、当該位置に対応する受信信号の振幅を周辺に近い受信信号ほど小さくする。この際、周辺に近い受信信号については、重み係数をゼロにすることにより、信号の振幅をゼロにしてしまってよい。

図５は、重み係数の一例を示す図である。図５に示される重み係数に基づいて、図１に示される整相加算回路２３において各受信信号に対する重み付けが行われてよい。図５に示される重み係数は、深さ方向の位置に応じて線形的に各チャネルの重み係数を変化させるための式により表現されている。トランスデューサアレイ１１のトランスデューサ素子の配列に応じた８個のトランスデューサ素子の並びに対して、対応して並ぶ８個の受信信号を端から順番にチャネル１乃至チャネル８とする。チャネル１及びチャネル８（即ち両端の受信信号）に対しては、深さｈ（ｍｍ）の点に対する重み係数の値を（ｈ−３０）／４０とし、但し、ｈが３０ｍｍ以下の場合には重み係数の値をゼロとし、ｈが７０ｍｍ以上の場合には重み係数の値を１とする。チャネル２及びチャネル７（即ち両端から２番目の受信信号）に対しては、深さｈ（ｍｍ）の点に対する重み係数の値を（ｈ−２０）／４０とし、但し、ｈが２０ｍｍ以下の場合には重み係数の値をゼロとし、ｈが６０ｍｍ以上の場合には重み係数の値を１とする。チャネル３及びチャネル６（即ち両端から３番目の受信信号）に対しては、深さｈ（ｍｍ）の点に対する重み係数の値を（ｈ−１０）／４０とし、但し、ｈが１０ｍｍ以下の場合には重み係数の値をゼロとし、ｈが５０ｍｍ以上の場合には重み係数の値を１とする。チャネル４及びチャネル５（即ち中央の２つの受信信号）に対しては、深さに関わらず重み係数の値を１とする。

図５に示される重み係数を示したテーブルでは、深さｈが１０ｍｍ、２０ｍｍ、３０ｍｍ、４０ｍｍ、５０ｍｍ、６０ｍｍ、７０ｍｍの点における各チャネルの重み係数の値が示されている。また一番右端の欄には、重み係数の総和が示されている。図５では同一の重み係数を有する２つのチャネルを同一の欄に示してあるため、４つの重み係数の値しか示してなく、総和の値も４つの重み係数の総和となっている。従って、８個のチャネルに対する８個の重み係数の総和は、図５に示される総和の値の２倍となる。整相加算回路２３において整相加算をする際には、各加算結果を正規化するために、重み係数の総和により整相加算の結果を除算する処理が行われる。

図５に示される係数値から分かるように、深さｈが小さい値のとき、即ち受信信号中の時間位置が早い位置においては、各受信信号に乗算する重み係数の値が、８個のチャネルの中央部分のチャネルを大きく強調するような値となっている。深さｈの値が大きくなるにつれて、即ち受信信号中の時間位置が遅くなるにつれて、各受信信号に乗算する重み係数の値が、８個のチャネルの中央部分だけでなく周辺部分のチャネルも用いるような値となっている。深さｈの値が十分に大きくなると、即ち受信信号中の時間位置が十分に遅くなると、各受信信号に乗算する重み係数の値が、８個のチャネルに対して同一の値となっている。

なお図５には深さｈに応じて線形に変化する重み係数の計算式が示されるが、図５に示される深さｈが１０ｍｍ、２０ｍｍ、３０ｍｍ、４０ｍｍ、５０ｍｍ、６０ｍｍ、７０ｍｍの各点の重み係数のみを用い、重み係数を深さに応じてステップ状に変化させてもよい。即ち例えば、１０〜２０ｍｍの深さ範囲では１０ｍｍの深さの重み係数を用い、２０〜３０ｍｍの深さ範囲では２０ｍｍの深さの重み係数を用い、３０〜４０ｍｍの深さ範囲では３０ｍｍの深さの重み係数を用いてよい。また７０ｍｍより深い範囲では、７０ｍｍの深さの重み係数を用いてよい。図５に示す深さｈが１０ｍｍ、２０ｍｍ、３０ｍｍ、４０ｍｍ、５０ｍｍ、６０ｍｍ、７０ｍｍの各点の重み係数を有するテーブルを用意して、当該テーブルを深さ情報に基づいて参照することにより、深さに応じて各受信信号に乗算する重み係数を求めてよい。また或いは、図５に示される各式を計算するハードウェアを用意しておき、深さを示す変数ｈの値を代入して式の計算をすることにより、深さに応じて各受信信号に乗算する重み係数を求めてもよい。

図６は、タイミング制御回路２１及び整相加算回路２３の構成の一例を示す図である。図６において、タイミング制御回路２１は、時間計測回路３１、時間深さ変換回路３２、重み付けテーブル３３、及び加算器３４を含む。また整相加算回路２３は、乗算器４０−１乃至４０−８、加算器４１、及び除算器４２を含む。

時間計測回路３１には、トランスデューサアレイ１１からのパルス送信開始のタイミングにおいて、パルス送信開始を示す信号が印加される。前述のように、デジタル信号処理回路１３のタイミング制御回路２１による制御の下で、パルサ＆スイッチ回路１０から、トランスデューサアレイ１１の選択された複数のトランスデューサ素子にパルス電圧信号が印加される。タイミング制御回路２１からパルサ＆スイッチ回路１０に対してパルス電圧信号印加を指示するタイミングに同期して、上記のパルス送信開始を示す信号を時間計測回路３１に印加してよい。トランスデューサアレイ１１により超音波パルスを送信した直後から、トランスデューサアレイ１１による反射波の受信が始まり、トランスデューサアレイ１１からの受信信号の出力が開始される。時間計測回路３１により計測したパルス送信開始からの経過時間により、トランスデューサアレイ１１から出力される受信信号中の反射波受信開始からの経過時間を知ることができる。なお時間計測回路３１は、時間と共に増加する経過時間を示すデータを時々刻々と出力する。

時間深さ変換回路３２は、時間計測回路３１により計測した経過時間を深さ情報に変換する。即ち、経過時間に生体中の音速を乗算し、乗算結果を１／２倍することにより、深さ方向の距離を算出することができる。この距離は、経過時間に対応する時間位置に存在する受信信号中の信号成分が反射した反射点までの深さ方向の距離である。

重み付けテーブル３３は、例えば前述のように図５に示す深さｈが１０ｍｍ、２０ｍｍ、３０ｍｍ、４０ｍｍ、５０ｍｍ、６０ｍｍ、７０ｍｍの各点の重み係数を有するテーブルであってよい。時間深さ変換回路３２から供給される深さ情報に基づいて重み付けテーブル３３を参照することにより、深さに応じた８個のチャネルに対する８個の重み係数を出力することができる。

加算器３４は、重み付けテーブル３３が出力する８個の重み係数の総和を計算する。重み付けテーブル３３が出力する８個の重み係数及び加算器３４が出力する総和は、整相加算回路２３に供給される。なお、重み付けテーブル３３中に総和の値をエントリとして格納しておき、重み付けテーブル３３に入力される深さ情報に応じた総和の値を８個の重み係数と共に重み付けテーブル３３から出力してもよい。タイミング制御回路２１から整相加算回路２３に供給される８個の重み係数と総和とは、時間と共に時々刻々と変化する値を有する。

整相加算回路２３の乗算器４０−１乃至４０−８は、タイミング制御回路２１から供給される８個の重み係数を遅延調整回路２２からの８個の受信信号にそれぞれ乗算し、重み付けされた８個の受信信号を生成する。加算器４１は、重み付けされた８個の受信信号を互いに加算し、加算結果として１つの受信信号を出力する。加算器４１が出力する加算結果の受信信号は、除算器４２により重み係数の総和で除算される、これにより、整相加算回路２３による整相加算後の受信信号が正規化され、時間軸上の位置に関わらず適切な振幅を有する信号となる。

図７は、アンプ＆ＡＤ変換回路１２の構成の一例を示す図である。図７に示されるアンプ＆ＡＤ変換回路１２は、増幅機能とＡＤ変換機能とを有する複数個のＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８を含む。

ＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８は、パルサ＆スイッチ回路１０から受信信号を受け取り、受け取った受信信号を増幅する。ＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８は更に、増幅後の受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、変換後の受信信号をデジタル信号処理回路１３の遅延調整回路２２に供給する。図６に示されるようにタイミング制御回路２１から整相加算回路２３に供給される８個の重み係数は、ＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８にそれぞれ供給される。ＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８は、供給される重み係数がゼロの場合には、増幅動作及びＡＤ変換動作を停止する。例えば、重み係数がゼロの時にＨＩＧＨを出力し重み係数がゼロ以外の時にＬＯＷを出力する回路を設け、当該回路の出力をＰＭＯＳトランジスタ等のスイッチ回路に印加してスイッチの開閉を制御してよい。当該スイッチを介して電源電圧を各ＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８に供給することで、重み係数がゼロの時に対応するＡＭＰ＆ＡＤＣの電源を遮断して動作を停止させることができる。このようにしてＡＭＰ＆ＡＤＣ５０−１乃至５０−８のうちの不要なＡＭＰ＆ＡＤＣの動作が停止されるので、その分の消費電力が削減される。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。

１０ パルサ＆スイッチ回路
１１ トランスデューサアレイ
１２ アンプ＆ＡＤ変換回路
１３ デジタル信号処理回路
２１ タイミング制御回路
２２ 遅延調整回路
２３ 整相加算回路
２４ デジタルフィルタ
２５ ゲイン補正回路
２６ 包絡線処理回路
２７ 間引き回路
２８ ゲイン制御回路

Claims (5)

1. 一列に配列された複数個のトランスデューサと、
   前記複数個のトランスデューサのうちの選択された複数個のトランスデューサに超音波パルスを送信させ複数個の受信信号をそれぞれ受信させる選択回路と、
   それぞれ対応する複数個の重み係数で重み付けされた前記複数個の受信信号を互いにタイミングを合わせて加算するデジタル信号処理回路と
   を含み、前記デジタル信号処理回路は、前記複数個の重み係数の間の値の比が変化するように、前記複数個の受信信号上の時間位置に応じて前記複数個の重み係数を変化させる超音波検査装置。
2. 前記複数の受信信号のうちの第１の受信信号に前記複数個の重み係数のうちの第１の重み係数が割り当てられ、前記複数の受信信号のうちの第２の受信信号に前記複数個の重み係数のうちの第２の重み係数が割り当てられ、前記複数個のトランスデューサ素子の前記配列の方向に対応して並べられた前記複数個の受信信号の配列において、前記第１の受信信号は前記第２の信号よりも中央よりに位置する信号であり、前記第１の重み係数は前記第２の重み係数以上の値を有することを特徴とする請求項１記載の超音波検査装置。
3. 前記デジタル信号処理回路は、前記時間位置が早いほど前記第１の重み係数と前記第２の重み係数との値の比を大きくすることを特徴とする請求項２記載の超音波検査装置。
4. 前記複数個の受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、変換後の受信信号を前記デジタル信号処理回路に供給する複数個のＡＤ変換器を更に含み、
   前記デジタル信号処理回路が前記複数個の重み係数のうちの少なくとも１つをゼロに設定する場合、前記複数個のＡＤ変換器のうち、ゼロに設定された前記重み係数が割り当てられる受信信号に対応するＡＤ変換器の動作を停止することを特徴とする請求項１乃至３いずれか一項記載の超音波検査装置。
5. 一列に配列された複数個のトランスデューサのうちの選択された複数個のトランスデューサに超音波パルスを送信させ複数個の受信信号をそれぞれ受信させ、
   それぞれ対応する複数個の重み係数で重み付けされた前記複数個の受信信号を互いにタイミングを合わせて加算し、
   前記複数個の重み係数の間の値の比が変化するように、前記複数個の受信信号上の時間位置に応じて前記複数個の重み係数を変化させる
   各段階の動作を実行する超音波検査装置の制御方法。

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