JP6463122B2

JP6463122B2 - 系統連系インバータ装置

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Publication number: JP6463122B2
Application number: JP2014260061A
Authority: JP
Inventors: 一平竹内; 西尾　直樹; 直樹西尾
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-12-24
Filing date: 2014-12-24
Publication date: 2019-01-30
Anticipated expiration: 2034-12-24
Also published as: JP2016123146A

Description

本発明は、太陽電池および燃料電池といった外部直流電源を用いた直流発電システムを商用電力系統に連系させる系統連系インバータ装置に関するものである。

一般的な系統連系インバータは外部直流電源からの出力電圧を交流電圧に変換するために必要な電圧に昇圧するコンバータ回路と直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とで構成される。特許文献１には系統連系インバータを構成するコンバータ回路の構成例が示され、コンバータ回路の出力端に接続された負荷の状態に従って同期整流回路の動作を切り替える構成が開示されている。具体的には、直流電圧を出力する入力直流電源が接続されたコンバータは、入力側平滑コンデンサ、同期整流回路および出力側平滑コンデンサを具備し、コンバータ回路の出力端に接続された負荷に出力電圧を出力する。同期整流回路には、主スイッチと、同期スイッチと、転流ダイオードと、インダクタと、主スイッチと同期スイッチとのオンオフ制御を行う制御部とが設けられている。制御部は、主スイッチがオン状態のときには同期スイッチをオフ状態とし、主スイッチがオフ状態のときには同期スイッチをオン状態とするように同期整流回路を制御する。さらに同期整流回路の同期スイッチは、コンバータ回路の効率低下を抑えるため、コンバータ回路の出力端に接続された負荷の状態に従って、軽負荷状態であるときの動作モードである電流不連続モードと、重負荷状態であるときの動作モードである電流連続モードとを切り替える。そして、特許文献１の従来技術は、同期スイッチのオン抵抗を利用して同期スイッチに流れる電流値を検出し、検出された電流に基づいて、コンバータ回路の出力端に接続された負荷の状態を判定している。

特開平１１−１４６６３７号公報

しかしながら、同期スイッチのオン抵抗は、実際の使用環境下においては温度変化を含む外乱の影響により変化するだけでなく、同期スイッチの製造時のばらつきによっても変化する。そのため特許文献１の従来技術では同期スイッチに流れる電流を精度良く検出することが困難である。一方、コンバータ回路の出力端に接続された負荷が軽負荷状態であり、同期スイッチに流れる電流が非常に小さい場合や、同期スイッチのオン抵抗が小さい場合には、特許文献１の従来技術では、同期スイッチに流れる電流値を検出するために高精度の検出器が必要となり、コストが高くなるという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コストの増加を抑えながら負荷の状態を精度よく検出することができる系統連系インバータ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の系統連系インバータ装置は、直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧して出力する同期整流型のコンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、コンバータ回路とインバータ回路とを制御する制御部と、を備え、制御部は、直流電源とコンバータ回路との間で検出された直流電圧と、直流電源とコンバータ回路との間で検出された直流電源の出力電流と、コンバータ回路を構成し、直流電圧を交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期と、スイッチング周期に対して、主スイッチング素子がオンしている割合と、コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスとを用いて、コンバータ回路に接続される負荷の状態が軽負荷状態であるか重負荷状態であるかを判定することを特徴とする。また、本発明の系統連系インバータ装置は、直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧して出力する同期整流型のコンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、コンバータ回路とインバータ回路とを制御する制御部と、を備え、制御部は、直流電源とコンバータ回路との間で検出された直流電圧と、インバータ回路と電力系統との間で検出される交流電圧と、インバータ回路と電力系統との間で検出されたインバータ回路の出力電流と、コンバータ回路を構成し直流電圧を交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期と、スイッチング周期に対して主スイッチング素子がオンしている割合と、コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスと、系統連系インバータ装置の電力変換効率とを用いて、コンバータ回路に接続される負荷の状態が軽負荷状態であるか重負荷状態であるかを判定することを特徴とする。

本発明によれば、コストの増加を抑えながら負荷の状態を精度よく検出することができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る系統連系インバータの構成図図１に示すコンバータ部が電流連続モードまたは電流不連続モードで動作する際にリアクトルに流れる電流の時間特性図本発明の実施の形態２に係る系統連系インバータの構成図

以下に、本発明の実施の形態にかかる系統連系インバータ装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る系統連系インバータの構成図である。図１には太陽光発電システムで用いる系統連系インバータ装置１の構成例が示され、この点は後に示す実施の形態２においても同様である。図１に示す系統連系インバータ装置１は、コンバータ回路２ａとインバータ回路２ｂとフィルタ回路２ｃとを有するインバータ部２と、制御部６ａと、第一の電圧検出部４と、第二の電圧検出部５と、電流検出素子７と、電流検出部３とを備える。

コンバータ回路２ａは、コンデンサ１１と、リアクトル１２ａと、主スイッチング素子１３ａと、出力ダイオード１４ａと、出力ダイオード１４ａに並列に接続された同期スイッチング素子１５ａとで構成される。図示例ではこれらの素子が昇圧回路を構成するように配置されている。すなわち、コンデンサ１１は外部直流電源である太陽電池２５の正極および負極の出力端間に並列接続の関係で配置され、リアクトル１２ａの一端はコンデンサ１１の正極端に接続され、リアクトル１２ａの他端は主スイッチング素子１３ａの一端と同期スイッチング素子１５ａの一端と出力ダイオード１４ａのアノードとの接続端に接続されている。正極出力端である出力ダイオード１４ａのカソードは、コンバータ回路２ａの正極母線Ｐに接続されている。コンバータ回路２ａの負極出力端は、コンデンサ１１の負極端と主スイッチング素子１３ａの他端と共に、負極母線Ｑに接続されている。主スイッチング素子１３ａと同期スイッチング素子１５ａは例えば金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。

インバータ回路２ｂは、コンデンサ１６と２つのアーム１８ａ，１８ｂとで構成されている。コンデンサ１６は、インバータ回路２ｂの入力端を構成すべく正極母線Ｐと負極母線Ｑとの間に接続されている。アーム１８ａは、正極母線Ｐと負極母線Ｑとの間に直列に接続されたスイッチング素子１７ａ，１７ｂで構成され、アーム１８ｂは、正極母線Ｐと負極母線Ｑとの間に直列に接続されたスイッチング素子１７ｃ，１７ｄで構成されている。図１では、上端正極側スイッチング素子であるスイッチング素子１７ａと下端負極側スイッチング素子であるスイッチング素子１７ｂとの直列回路がアーム１８ａであり、上端正極側スイッチング素子であるスイッチング素子１７ｃと下端負極側スイッチング素子であるスイッチング素子１７ｄとの直列回路がアーム１８ｂである。スイッチング素子１７ａとスイッチング素子１７ｂとの接続端と、スイッチング素子１７ｃとスイッチング素子１７ｄとの接続端は、各々インバータ回路２ｂの出力端を構成している。

フィルタ回路２ｃは、一端がインバータ回路２ｂの一方の出力端に接続されるリアクトル１９ａと、一端がインバータ回路２ｂの他方の出力端に接続されるリアクトル１９ｂと、一端がリアクトル１９ａの他端に接続され他端がリアクトル１９ｂの他端に接続されるコンデンサ２０とで構成されている。リアクトル１９ａの他端とリアクトル１９ｂの他端は、インバータ部２の交流出力端であり、フィルタ回路２ｃの交流出力端には商用電力系統２６に接続されている。

図１では、商用電力系統２６の一方の系統接続ラインをＴと表記し、商用電力系統２６の他方の系統接続ラインをＵと表記している。

第一の電圧検出部４は、外部直流電源である太陽電池２５の正極と負極間の直流電圧Ｖ_Ｓを検出して制御部６ａに出力する。第二の電圧検出部５は、系統接続ラインＴと系統接続ラインＵとの間に印加される交流電圧であるインバータ回路２ｂの出力電圧Ｖ_Ｏを検出して制御部６ａに出力する。電流検出素子７は、系統接続ラインＴに接続され、接続位置における電流値を検出する。電流検出素子７には例えばカレントトランスまたはシャント抵抗が用いられる。電流検出部３は、電流検出素子７で検出された電流に正比例した電圧を、制御部６ａが取り扱い可能な低圧範囲内の値に変換して出力する。

制御部６ａは、第一の電圧検出部４で検出された直流電圧Ｖ_Ｓと第二の電圧検出部５で検出された出力電圧Ｖ_Ｏと電流検出部３で検出された出力電流Ｉ_Ｏを用いて、コンデンサ１６の両端である正極母線Ｐと負極母線Ｑとの間に一定の電圧が印加されるように主スイッチング素子１３ａのオンオフ動作を制御し、コンバータ回路２ａから出力される直流電力を交流電力に変換するためスイッチング素子１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄのオンオフ動作を制御する。制御部６ａに制御されたコンバータ回路２ａでは、太陽電池２５が発生する直流電圧がインバータ回路２ｂの動作に必要な直流電圧まで昇圧され、制御部６ａに制御されたインバータ回路２ｂでは、コンバータ回路２ａから出力される直流電圧がコンデンサ１６で母線電圧として平滑保持される。母線電圧は、２つのアーム１８ａ，１８ｂを構成する各スイッチング素子１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄのオンオフ動作により、交流電圧へ変換され、フィルタ回路２ｃは、インバータ回路２ｂでパルス幅変調された交流電圧を、正弦波状の滑らかな交流波形をした交流電圧に整形して平滑化する。

また制御部６ａは、主スイッチング素子１３ａがオンのときにはコンバータ回路２ａの同期スイッチング素子１５ａをオフにし、主スイッチング素子１３ａがオフのときにはコンバータ回路２ａの同期スイッチング素子１５ａをオンにする制御を行うことで、出力ダイオード１４ａにおける電力損失を低減させる。さらに制御部６ａは、コンバータ回路２ａから見たインバータ回路２ｂの動作状態、すなわちコンバータ回路２ａの負荷の状態により、コンバータ回路２ａの負荷が軽負荷状態であると判定した場合、同期スイッチング素子１５ａをオフにする制御を実施する。

以下、制御部６ａがコンバータ回路２ａの負荷状態を判定する方法について説明する。

本実施の形態の一般的な昇圧コンバータ回路の動作には、コンバータ回路２ａに接続される負荷の状態により、負荷が軽負荷状態であるときの動作モードである電流不連続モードと、負荷が重負荷状態であるときの動作モードである電流連続モードとが存在する。

図２を用いて電流連続モードと電流不連続モードについて説明する。図２は図１に示すコンバータ部が電流連続モードまたは電流不連続モードで動作する際にリアクトルに流れる電流の時間特性図である。図２（ａ），２（ｂ），２（ｃ）の各々に示す縦軸はリアクトル１２ａに流れるリアクトル電流ｉ_Ｌであり、横軸は時間である。Ｔ_Ｏｎは主スイッチング素子１３ａのオン時間、Ｔ_ｏｆｆは主スイッチング素子１３ａのオフ時間、Ｔは主スイッチング素子１３ａの１回のスイッチング周期を表す。リアクトル電流ｉ_Ｌは、主スイッチング素子１３ａがスイッチングすることにより発生する脈流Δｉ_Ｌとリアクトル１２ａに流れる平均電流Ｉ_Ｌとの和に等しい。オン時間Ｔ_Ｏｎでは脈流Δｉ_Ｌが増加し、オフ時間Ｔ_ｏｆｆでは脈流Δｉ_Ｌが減少する。従って、リアクトル電流ｉ_Ｌは、主スイッチング素子１３ａがＯＮのときには増加し、主スイッチング素子１３ａがＯＦＦのときには減少する。

図２（ａ）は、電流連続モードのときにリアクトル１２ａに流れるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化を表す。電流連続モードとは、スイッチング周期Ｔの中でリアクトル電流ｉ_Ｌが０Ａより高い値になる電流モードである。

図２（ｂ）は、電流不連続モードのときにリアクトル１２ａに流れるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化を表す。電流不連続モードとは、スイッチング周期Ｔの中でリアクトル電流ｉ_Ｌが０Ａ以下になる期間が生じてリアクトル１２ａに間欠的に電流が流れる動作モードである。

図２（ｃ）は、電流連続モードと電流不連続モードとの境界でリアクトル１２ａに流れるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化を表す。電流連続モードと電流不連続モードとの境界とは、スイッチング周期Ｔのタイミングでリアクトル電流ｉ_Ｌが０Ａになる動作モードである。

すなわち主スイッチング素子１３ａがスイッチングすることにより発生する脈流Δｉ_Ｌと、リアクトル１２ａに流れる平均電流Ｉ_Ｌとの関係が下記（１）式に示す関係となる状態が、電流連続モードと電流不連続モードの境界である。（１）式の左辺が右辺より大きくなれば、電流連続モードとなる。

主スイッチング素子１３ａがスイッチングすることにより発生する脈流Δｉ_Ｌは、下記（２）式で表される。ただし、Ｖ_Ｓは第一の電圧検出部４で検出された直流電圧、Ｌはリアクトル１２ａのインダクタンス、Ｔは主スイッチング素子１３ａのスイッチング周期、Ｄはスイッチング周期Ｔに対して主スイッチング素子１３ａがオンしている割合を示す。

またリアクトル１２ａに流れる平均電流Ｉ_Ｌは、太陽電池２５の出力電流をＩ_Ｓとしたとき下記（３）式で表される。なお出力電流Ｉ_Ｓは図示しない検出手段で検出された電流とする。

（１）式、（２）式、および（３）式より、電流連続モードとなる条件は下記（４）式で表され、電流不連続モードとなる条件は下記（５）式で表される。

さらに商用系統に出力する電力をＰ_Ｏは下記（６）式で表される。ただしＰ_Ｓは太陽電池２５が出力する電力、ηは、インバータ部２に入力された直流電力が商用系統に出力する交流電力に変換されるときの電力変換効率を示す。

さらに、第二の電圧検出部５で検出される出力電圧をＶ_Ｏ、電流検出部３で検出される出力電流をＩ_Ｏとしたとき、出力電圧と出力電流と電力変換効率と太陽電池２５の出力電圧と太陽電池２５の出力電流との関係は下記（７）式で表される。

（４）式および（７）式より、電流連続モードとなる条件は下記（８）式で表され、（５）式および（７）式より、電流不連続モードとなる条件は下記（９）式で表される。

このように、出力電流Ｉ_Ｏと直流電圧Ｖ_Ｓと出力電圧Ｖ_Ｏとスイッチング周期Ｔとスイッチング周期Ｔに対して主スイッチング素子１３ａがオンしている割合Ｄとリアクトル１２ａのインダクタンスＬとにより、制御部６ａは、コンバータ回路２ａの負荷状態を判定することができる。

また、制御部６ａは、コンバータ回路２ａの負荷が軽負荷状態であると判定した場合、同期スイッチング素子１５ａをオフにする。これによって、さらに効率を改善することができる。

なお、インダクタンスＬと電力変換効率ηは、太陽電池２５および商用系統の状態のように変動するものではないため、本実施の形態では固定値としたが、系統連系インバータ装置１の動作により変動する場合には、別途検出する手段を設けてもよい。またインバータ回路２ｂの出力電流の値が大きくなるに従って太陽電池２５の出力電流Ｉ_Ｓに脈流が発生するため、実際の機器における設定値は脈流を考量して設定する必要がある。

このように本実施の形態の系統連系インバータ装置１によれば、従来技術のように同期スイッチング素子に流れる電流値を検出することなく昇圧コンバータ回路の負荷が軽負荷であるか重負荷であるかを判定することができる。また、第一の電圧検出部４、電流検出部３、および第二の電圧検出部５は、系統連系インバータ装置１を制御するために従来から必要な検出手段であるため、昇圧コンバータ回路の負荷の状態を判定するために新たな検出手段を追加する必要がなく、コストの増加を抑制することができる。

実施の形態２．
図３は本発明の実施の形態２に係る系統連系インバータの構成図である。図３では、図１に示した構成要素と同一または同等の構成要素に同一の符号を付している。ここでは、実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。実施の形態２に係る系統連系インバータ装置１では、図１のインバータ部２のインバータ部２Ａが用いられ、図１の昇圧コンバータ回路であるコンバータ回路２ａの代わりに降圧コンバータ回路であるコンバータ回路２ｅが用いられ、コンバータ回路２ｅを動作させるため、図１の制御部６ａの代わりに制御部６ｂが用いられている。その他の構成は、実施の形態１に係る系統連系インバータ装置１と同様であり、以下では実施の形態１と異なる点を説明する。

コンバータ回路２ｅは、コンデンサ１１と、リアクトル１２ｂと、主スイッチング素子１３ｂと、出力ダイオード１４ｂと、出力ダイオード１４ｂに並列に接続された同期スイッチング素子１５ｂとで構成される。図示例ではこれらの素子が降圧回路を構成するように配置されている。すなわち、コンデンサ１１は、外部直流電源である太陽電池２５の正極および負極の出力端間に並列接続の関係で配置され、主スイッチング素子１３ｂの一端はコンデンサ１１の正極端に接続され、主スイッチング素子１３ｂの他端はリアクトル１２ｂの一端と同期スイッチング素子１５ｂの一端と出力ダイオード１４ｂのカソードとの接続端に接続され、出力端であるリアクトル１２ｂの他端はコンバータ回路２ｅの正極母線Ｐに接続されている。コンバータ回路２ｅの負極出力端は、コンデンサ１１の負極端と同期スイッチング素子１５ｂの他端と共に、負極母線Ｑに接続されている。

制御部６ｂは、第一の電圧検出部４で検出された直流電圧Ｖ_Ｓと第二の電圧検出部５で検出された出力電圧Ｖ_Ｏと電流検出部３で検出された出力電流とＩ_Ｏを用いて、コンデンサ１６の両端である正極母線Ｐと負極母線Ｑとの間に一定の電圧が印加されるように主スイッチング素子１３ｂのオンオフ動作を制御する。

また制御部６ｂは、主スイッチング素子１３ｂがオンしているときには同期スイッチング素子１５ｂをオフにし、主スイッチング素子１３ｂがオフしているときには同期スイッチング素子１５ｂをオンにする制御を行うことで、出力ダイオード１４ｂにおける電力損失を低減させる。

さらに制御部６ｂは、コンバータ回路２ｅから見たインバータ回路２ｂの動作状態、すなわちコンバータ回路２ｅの負荷の状態により、コンバータ回路２ｅの負荷が軽負荷状態であると判定した場合、同期スイッチング素子１５ｂをオフにする制御を実施する。

以下、制御部６ｂがコンバータ回路２ｅの負荷状態を判定する方法について説明する。

本実施の形態の一般的な降圧コンバータ回路の動作には、実施の形態１で説明した昇圧コンバータ回路と同様に、コンバータ回路２ｅに接続される負荷の状態により、電流連続モードと電流不連続モードとが存在する。

主スイッチング素子１３ｂがスイッチングすることにより発生する脈流Δｉ_Ｌと、リアクトル１２ｂに流れる平均電流Ｉ_Ｌとの関係が下記（１０）式に示す関係となる状態が、電流連続モードと電流不連続モードの境界である。（１０）式の左辺が右辺より大きくなれば、電流連続モードとなる。

主スイッチング素子１３ｂがスイッチングすることにより発生する脈流Δｉ_Ｌは、下記（１１）式で表される。ただし、Ｖ_Ｓは第一の電圧検出部４で検出された直流電圧、Ｌはリアクトル１２ｂのインダクタンス、Ｔは主スイッチング素子１３ｂのスイッチング周期、Ｄはスイッチング周期Ｔに対して主スイッチング素子１３ｂがオンしている割合を示す。

またリアクトル１２ｂに流れる平均電流Ｉ_Ｌは、太陽電池２５の出力電流をＩ_Ｓとしたとき、下記（１２）式で表される。

（１０）式、（１１）式、および（１２）式より、電流連続モードとなる条件は下記（１３）式で表され、電流不連続モードとなる条件は下記（１４）式で表される。

さらに商用系統に出力する電力Ｐ_Ｏは下記（１５）式で表される。ただしＰ_Ｓは太陽電池２５が出力する電力、ηはインバータ部２に入力された直流電力が商用系統に出力する交流電力に変換されるときの電力変換効率を示す。

さらに、第二の電圧検出部５で検出される出力電圧をＶ_Ｏ、電流検出部３で検出される出力電流をＩ_Ｏとしたとき、出力電圧と出力電流と電力変換効率と太陽電池２５の出力電圧と太陽電池２５の出力電流との関係は下記（１６）式で表される。

（１３）式および（１６）式より、電流連続モードとなる条件は下記（１７）式で表され、（１４）式および（１６）式より、電流不連続モードとなる条件は下記（１８）式で表される。

このように、出力電流Ｉ_Ｏと直流電圧Ｖ_Ｓと出力電圧Ｖ_Ｏとスイッチング周期Ｔとスイッチング周期Ｔに対して主スイッチング素子１３ｂがオンしている割合Ｄとリアクトル１２ｂのインダクタンスＬとにより、制御部６ｂは、コンバータ回路２ｅの負荷状態を判定することができる。

また、制御部６ｂは、コンバータ回路２ｅの負荷が軽負荷状態であると判定した場合、同期スイッチング素子１５ｂをオフにする。これによって、さらに効率を改善することができる。

このように本実施の形態２の系統連系インバータ装置１によれば、従来技術のように同期スイッチング素子に流れる電流値を検出することなく降圧コンバータ回路の負荷が軽負荷であるか重負荷であるかを判定することができる。また、第一の電圧検出部４、電流検出部３、および第二の電圧検出部５は、系統連系インバータ装置１を制御するために従来から必要な検出手段であるため、降圧コンバータ回路の負荷の状態を判定するために新たな検出手段を追加する必要がなく、コストの増加を抑制することができる。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、図１および図３に示したコンバータ回路２ａ、コンバータ回路２ｅ、およびインバータ回路２ｂを構成するスイッチング素子１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄが、窒素ガリウム（ＧａｌｌｉｕｍＮｉｔｒｉｄｅ：ＧａＮ）または炭化ケイ素（ＳｉｌｉｃｏｎＣａｒｂｉｄｅ：ＳｉＣ）といったワイドギャップ半導体によるスイッチング素子で構成される例を示す。一般的にワイドギャップ半導体はシリコン半導体に比べてオン抵抗が小さくなる。従って、従来のオン抵抗を利用して同期スイッチング素子に流れる電流値を検出する方式ではより高精度の検出器が必要となるが、本発明によれば同期スイッチング素子に流れる電流を検出する必要がないため、本発明は同期スイッチング素子としてワイドギャップ半導体を用いた構成に対して、より効果的である。また、実施の形態３の系統連系インバータ装置１では、実施の形態１，２の効果に加えて、系統連系インバータ装置１の電力変換効率の向上を図ることができる。またワイドギャップ半導体を使用した場合、耐電圧および耐熱性が高くなると共に許容電流密度も高くなる。そのため、コンバータ回路２ａ、コンバータ回路２ｅ、およびインバータ回路２ｂの小型化が可能となり、系統連系インバータ装置１の更なる小型化を図ることができる。また系統連系インバータ装置１の小型化により製造に係る部材の減容化を図ることができる。

以上に説明したように本実施の形態に係る系統連系インバータ装置は、同期整流型のコンバータ回路と、インバータ回路と、前記コンバータ回路と前記インバータ回路とを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電圧と、前記直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電源の出力電流と、前記インバータ回路と電力系統との間で検出される前記交流電圧と、前記インバータ回路と前記電力系統との間で検出された前記インバータ回路の出力電流との少なくとも１つを用いて、前記コンバータ回路に接続される負荷の状態が軽負荷状態であるか重負荷状態であるかを判定する。この構成により、コストの増加を抑えながら負荷の状態を精度よく検出することができる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１系統連系インバータ装置、２，２Ａインバータ部、２ａコンバータ回路、２ｂインバータ回路、２ｃフィルタ回路、２ｅコンバータ回路、３電流検出部、４第一の電圧検出部、５第二の電圧検出部、６ａ，６ｂ制御部、７電流検出素子、１１コンデンサ、１２ａ，１２ｂリアクトル、１３ａ，１３ｂ主スイッチング素子、１４ａ，１４ｂ出力ダイオード、１５ａ，１５ｂ同期スイッチング素子、１６コンデンサ、１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄスイッチング素子、１８ａ，１８ｂアーム、１９ａ，１９ｂリアクトル、２０コンデンサ、２５太陽電池、２６商用電力系統。

Claims

直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧して出力する同期整流型のコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記コンバータ回路と前記インバータ回路とを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電圧と、前記直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電源の出力電流と、前記コンバータ回路を構成し前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期と、前記スイッチング周期に対して前記主スイッチング素子がオンしている割合と、前記コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスとを用いて、前記コンバータ回路に接続される負荷の状態が軽負荷状態であるか重負荷状態であるかを判定することを特徴とする系統連系インバータ装置。
直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧して出力する同期整流型のコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記コンバータ回路と前記インバータ回路とを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電圧と、
前記インバータ回路と電力系統との間で検出される前記交流電圧と、前記インバータ回路と前記電力系統との間で検出された前記インバータ回路の出力電流と、前記コンバータ回路を構成し前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期と、前記スイッチング周期に対して前記主スイッチング素子がオンしている割合と、前記コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスと、系統連系インバータ装置の電力変換効率とを用いて、前記コンバータ回路に接続される負荷の状態が軽負荷状態であるか重負荷状態であるかを判定することを特徴とする系統連系インバータ装置。
前記コンバータ回路は、昇圧コンバータ回路であることを特徴とする請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
前記コンバータ回路は、昇圧コンバータ回路であることを特徴とする請求項２に記載の系統連系インバータ装置。
前記コンバータ回路は、降圧コンバータ回路であることを特徴とする請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
前記コンバータ回路は、降圧コンバータ回路であることを特徴とする請求項２に記載の系統連系インバータ装置。
前記直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電源の出力電流をＩ_Ｓ、
前記直流電圧をＶ_Ｓ、
前記コンバータ回路を構成し、前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期をＴ、
前記スイッチング周期に対して前記主スイッチング素子がオンしている割合をＤ、
前記コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスをＬ、として、
前記制御部は、下記（１）式を用いて前記重負荷状態であることを判定し、下記（２）式を用いて前記軽負荷状態であることを判定することを特徴とする請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
前記直流電圧をＶ_Ｓ、
前記コンバータ回路を構成し、前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期をＴ、
前記スイッチング周期に対して前記主スイッチング素子がオンしている割合をＤ、
前記コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスをＬ、
前記出力電流をＩ_Ｏ、
前記系統連系インバータ装置の電力変換効率をη、
前記交流電圧をＶ_Ｏ、として、
前記制御部は、下記（３）式を用いて前記重負荷状態であることを判定し、下記（４）式を用いて前記軽負荷状態であることを判定することを特徴とする請求項４に記載の系統連系インバータ装置。
前記直流電源と前記コンバータ回路との間で検出された前記直流電源の出力電流をＩ_Ｓ、
前記直流電圧をＶ_Ｓ、
前記コンバータ回路を構成し、前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期をＴ、
前記スイッチング周期に対して前記主スイッチング素子がオンしている割合をＤ、
前記コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスをＬ、として、
前記制御部は、下記（５）式を用いて前記重負荷状態であることを判定し、下記（６）式を用いて前記軽負荷状態であることを判定することを特徴とする請求項５に記載の系統連系インバータ装置。
前記直流電圧をＶ_Ｓ、
前記コンバータ回路を構成し、前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子のスイッチング周期をＴ、
前記スイッチング周期に対して前記主スイッチング素子がオンしている割合をＤ、
前記コンバータ回路を構成するリアクトルのインダクタンスをＬ、
前記出力電流をＩ_Ｏ、
前記系統連系インバータ装置の電力変換効率をη、
前記交流電圧をＶ_Ｏ、として、
前記制御部は、下記（７）式を用いて前記重負荷状態であることを判定し、下記（８）式を用いて前記軽負荷状態であることを判定することを特徴とする請求項６に記載の系統連系インバータ装置。
前記制御部は、前記負荷の状態が前記軽負荷状態であると判定したとき、前記コンバータ回路を構成し同期整流を行う同期スイッチング素子をオフにすることを特徴とする請求項１から請求項１０の何れか一項に記載の系統連系インバータ装置。
前記コンバータ回路を構成し同期整流を行う同期スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体で構成されることを特徴とする請求項１から請求項１１の何れか一項に記載の系統連系インバータ装置。
前記コンバータ回路を構成し前記直流電圧を前記交流電圧に変換する主スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体で構成されることを特徴とする請求項１２に記載の系統連系インバータ装置。
前記ワイドギャップ半導体は、炭化ケイ素であることを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の系統連系インバータ装置。