JP6467902B2 - 電源制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源から電源スイッチを介して直流電圧が供給される負荷に並列接続されたバイパスコンデンサへの前記電源スイッチのオン時における突入電流の発生を抑制し得る電源制御装置に関する。

例えば各種のセンサを搭載した複数の子機を分散配置し、これらの子機にてそれぞれ得られたセンシング情報を親機に収集して一元管理する無線センサシステムにおいては、各子機毎にバッテリ等の直流電源が組み込まれる。この直流電源は、子機を構成する送信機や受信機、並びにセンサ装置等の負荷にそれぞれ直流電圧を供給し、これらの負荷を動作させる役割を担う。

図１０は、この種の子機に設けられる電源制御装置の一例を示す概略構成図で、１は直流電源、２ａ,２ｂ〜２ｎは複数の負荷である。これらの負荷２ａ,２ｂ〜２ｎは、電源スイッチ３ａ,３ｂ〜３ｎを個別に介して前記直流電源１から所定の直流電圧が並列に供給されて動作する。また前記負荷２ａ,２ｂ〜２ｎには、該負荷２ａ,２ｂ〜２ｎの動作に伴って前記直流電源１から印加される直流電圧の変動を吸収する為のバイパスコンデンサ４ａ,４ｂ〜４ｎがそれぞれ並列に接続される。

尚、前記図中５は、前記電源スイッチ３ａ,３ｂ〜３ｎをそれぞれ選択的にオン・オフして前記負荷２ａ,２ｂ〜２ｎへの給電を制御する、例えばマイクロコンピュータからなる制御回路である。この制御回路５は、子機の設置環境に生じた事象や子機の動作仕様等に応じて前記電源スイッチ３ａ,３ｂ〜３ｎを選択的にオフさせることで前記負荷２ａ,２ｂ〜２ｎの動作を停止させ、これによってバッテリ等からなる前記直流電源１の電力消費を低減する役割を担う。

ところで或る前記バイパスコンデンサ４（４ａ,４ｂ〜４ｎ）が未充電の状態で前記電源スイッチ３（３ａ,３ｂ〜３ｎ）をオンすると、前記直流電源１から印加される直流電圧によって前記バイパスコンデンサ４（４ａ,４ｂ〜４ｎ）に電流が一気に流れ込む、いわゆる突入電流が発生する。この突入電流が過大であると前記直流電源１にダメージを与えたり、更には前記負荷２（２ａ,２ｂ〜２ｎ）に供給されている直流電圧の大きな変動を招来する。この突入電流に起因する直流電圧の変動は前記負荷２（２ａ,２ｂ〜２ｎ）の誤動作の原因ともなり、電源制御装置を含む子機全体の機能を損なわせる恐れもある。

このようなバイパスコンデンサ４（４ａ,４ｂ〜４ｎ）への突入電流の発生を防止する技術として、例えば特許文献１には前記バイパスコンデンサ４（４ａ,４ｂ〜４ｎ）に対するプリチャージ電源（予備電源）を設け、このプリチャージ電源から突入電流抑制コイル（インダクタ）を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ,４ｂ〜４ｎ）を予備充電することが紹介される。

特開平６−２９１４７９号明細書

しかしながら特許文献１に紹介されるようにプリチャージ電源を設けたり、更にはインダクタを介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ,４ｂ〜４ｎ）を予備充電するように構成した場合、電源制御装置の構成が複雑化することが否めない。しかも特許文献１は、主電源が設けられたバックボードに対して電子回路パッケージを活線挿抜する上での技術を開示するものであり、前記バックボードと前記電子回路パッケージとの間の接続端子の長さを変えておく等の機械的（構造的）な工夫を要する。従って特許文献１に紹介される技術を前述した子機に設けられる電源供給装置に適用するには無理がある。

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、例えば前述した子機に適用するに好適なものであって、電源スイッチを介して直流電源から直流電圧が供給される負荷に並列接続されたバイパスコンデンサへの前記電源スイッチのオン時における突入電流を効果的に抑制し得る電源制御装置を提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明に係る電源制御装置は、電源スイッチを介して負荷に直流電圧を供給する直流電源と、前記負荷に並列接続されて該負荷に印加される直流電圧の変動を吸収するバイパスコンデンサとを備えたものであって、
特に前記バイパスコンデンサと前記負荷との接続を選択的に遮断する接続回路と、
この接続回路がオフ（遮断）状態のときに前記バイパスコンデンサを徐々に充電する充電回路と、
前記接続回路がオフ状態で前記電源スイッチがオンしたとき、前記充電回路を介して前記バイパスコンデンサを充電し、該バイパスコンデンサの充電電圧が所定値に達した後に前記接続回路をオンさせる制御回路と
を具備したことを特徴としている。

ちなみに前記直流電源は、例えばバッテリからなり、前記制御回路は、例えば前記電源スイッチと前記接続回路、並びに前記充電回路の各動作をそれぞれ制御するマイクロコンピュータを含んで構成される。好ましくは前記マイクロコンピュータは、例えば前記バイパスコンデンサに対する充電電圧を所定時間毎に段階的に増大させた後、前記接続回路をオンさせる動作シーケンス（オン動作制御プログラム）を含むものからなる。

また前記制御回路は、例えば更に前記バイパスコンデンサの充電電圧を検出するフィードバック回路を備える。この場合、前記マイクロコンピュータは、例えば前記フィードバック回路を介して検出される前記バイパスコンデンサの充電電圧が予め設定した電圧閾値に達する都度、前記バイパスコンデンサに対する充電電圧を段階的に増大させた後、前記接続回路をオンさせる動作シーケンス（オン動作制御プログラム）を含むように構成される。

具体的には前記充電回路は、例えば前記接続回路がオフ状態のときに前記制御回路の出力により制御されて前記バイパスコンデンサに対する充電電圧を段階的に増大させるＤ／Ａ変換器として実現される。或いは前記充電回路は、例えば前記接続回路がオフ状態のときに前記電源スイッチを介して前記負荷に印加される直流電圧を電流制限して前記バイパスコンデンサに給電する電流制限抵抗として実現される。

この場合、前記電流制限抵抗を、例えば前記制御回路の出力により接続制御される切替スイッチを介して前記接続回路に選択的に並列接続されて前記バイパスコンデンサに直流電圧を給電する複数の抵抗器として構成することも可能である。或いは前記電流制限抵抗を、前記制御回路の出力により抵抗値が段階的に制御されると共に、最小抵抗値が零および最大抵抗値が無限大に設定されて前記接続回路としての役割を兼ねるデジタルポテンショメータとして実現することも可能である。

ここで前記直流電源は、例えば複数の負荷に並列に直流電圧を供給するものとして実現される。この場合、前記電源スイッチ、前記バイパスコンデンサ、前記接続回路、前記充電回路および前記制御回路を、前記複数の負荷のそれぞれに対応して個別に設けることが望ましい。

また上述した構成の各電源制御装置において前記制御回路に、更に前記接続回路がオン状態で前記電源スイッチがオフしたとき、該電源スイッチのオフ動作に連動させて前記接続回路をオフ動作させて前記バイパスコンデンサの充電電圧を保持する機能を持たせておくことも好ましい。この機能については、例えば前記制御回路がマイクロコンピュータとして実現する場合、該マイクロコンピュータにおけるオフ動作制御プログラムとして組み込めば良い。

上記構成の電源制御装置によれば、前記電源スイッチをオンする際、前記接続回路を介して前記バイパスコンデンサが前記負荷から切り離されており、この状態で前記充電回路により前記バイパスコンデンサが徐々に充電される。そして前記バイパスコンデンサが充電された後に前記接続回路を介して前記バイパスコンデンサが前記負荷に並列接続されるので該バイパスコンデンサに突入電流が流れ込むことがない。

従って前記電源スイッチのオンに伴って前記直流電源から前記負荷に逸早く直流電圧を供給して該負荷を起動することができる。しかも前記バイパスコンデンサへの突入電流の流れ込みを防止することができるので、従来問題となった突入電流に起因する前記直流電源へのダメージや、直流電圧の変動に起因する前記負荷の誤動作等を効果的に回避することができる。

また前記電源スイッチのオフ時に前記接続回路を介して前記バイパスコンデンサを前記負荷から切り離しておくことで、自然放電による前記バイパスコンデンサの充電エネルギの損失を除いて、前記バイパスコンデンサに蓄積された電荷（充電エネルギ）を効果的に保持することができる。従って前記バイパスコンデンサの不本意な充放電を防止して前記直流電源が有する電力容量を有効に活用することが可能となる。故に、例えばバッテリからなる直流電源の無駄な電力消費を抑えて長期間に亘る使用を可能とする等の効果が奏せられる。

本発明の第１の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図。 図１に示す電源制御装置における電源スイッチをオンしたときの動作を示す波形図。 図１に示す電源制御装置における電源スイッチをオフしたときの動作を示す波形図。 本発明の第２の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図。 図２に示す電源制御装置における電源スイッチをオンしたときの動作を示す波形図。 本発明の第３の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図。 本発明の第４の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図。 本発明の第５の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図。 図８に示すデジタルポテンショメータの作用を示す特性図。 従来の電源制御装置の一例を示す構成図。

以下、図面を参照して本発明に係る電源制御装置の実施形態について説明する。尚、ここでは図１０に示した従来の電源制御装置と同一部分には同一符号を付して説明する。

図１は本発明の第１の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図である。この電源制御装置は、基本的には図１に示すように前記直流電源１に電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）を介して接続されて前記直流電源１から所定の直流電圧Ｖoutが供給される複数の負荷２（２ａ〜２ｎ）のそれぞれに並列接続されたバイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を備えて構成される。特にこの第１の実施形態に係る電源制御装置が特徴とするところは、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記負荷２（２ａ〜２ｎ）からそれぞれ選択的に切り離す為の接続回路６（６ａ〜６ｎ）を備えている。これらの接続回路６（６ａ〜６ｎ）は、例えば前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）と前記負荷２（２ａ〜２ｎ）との間に介装されたスイッチからなる。

またこの第１の実施形態に係る電源制御装置は、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）がオフ状態のときに前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に充電する充電回路７（７ａ〜７ｎ）を備える。更にこの電源制御装置は、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）がオフ状態で前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）がオンしたとき、前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を個別に充電し、該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧が所定値に達した後に前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオンさせる制御回路５（５ａ〜５ｎ）を備える。

これらの充電回路７（７ａ〜７ｎ）および制御回路５（５ａ〜５ｎ）は、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）のそれぞれに対応して個別に設けられる。ちなみに前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）は、例えばマイクロコンピュータからなる。また前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）は、マイクロコンピュータからなる前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）の制御を受けてその出力電圧が段階的に可変設定されるＤ／Ａ変換器からなる。これらのＤ／Ａ変換器は、出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）を各別に介して前述した如く段階的に高められる出力電圧Ｖdaを前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加することで、これらのバイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を個別に徐々に充電する役割を担う。

ちなみに前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）は、基本的には前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）によりオン・オフ制御されて前記Ｄ／Ａ変換器の動作に連動して該Ｄ／Ａ変換器の出力電圧を前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加するものである。尚、これらの出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）に代えて、前記Ｄ／Ａ変換器から前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に対してだけ一方向に電流を流して該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電だけに寄与するダイオードを用いることも可能である。

ここで前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）を構成するマイクロコンピュータは、例えばｎビットの制御信号Ｄを出力して前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaを可変制御する。また前記マイクロコンピュータは、後述するように第１の制御信号ＳＷ１を用いて前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）をオン・オフ制御すると共に、第２の制御信号ＳＷ２を用いて前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）を、更に第３の制御信号ＳＷ３を用いて前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）をそれぞれオン・オフ制御する。

具体的には前記マイクロコンピュータは、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）がオフ状態にあり、この状態で前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）をオンさせたときに前記Ｄ／Ａ変換器を制御し、該Ｄ／Ａ変換器の出力電圧を段階的に増大させることで前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に充電する役割を担う。更に前記マイクロコンピュータは、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧が所定値に達したとき、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオンさせて前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続すると共に、前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）をオフさせる役割を担う。

ここで前記Ｄ／Ａ変換器は、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧が所定値に達したときに役割を終え、該Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaは零（０）に戻される。この際、前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）がオフとなる前に前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオンすると、前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）を介して供給される直流電圧Ｖoutと、前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaとが同時に前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に印加されることになる。従ってこのような不具合を避けるべく、現実的には前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）をオフして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記Ｄ／Ａ変換器から切り離した後、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）を速やかにオンさせることが好ましい。

さて上述した一連の動作シーケンスは、前記マイクロコンピュータに組み込まれたオン動作制御プログラムの下で、例えば図２にその動作波形図を示すように実行される。具体的にはこの動作シーケンスは、例えば前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に対する充電電圧を所定時間Ｔ毎に段階的に増大させた後、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオンさせることによって実行される。

具体的には前記マイクロコンピュータは、図２に示すように第１の制御信号ＳＷ１を出力して前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）をオンさせたとき、これに連動させて第３の制御信号ＳＷ３を出力して前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）をオンさせる。同時に前記マイクロコンピュータは、例えば２ビットの前記Ｄ／Ａ変換器に対する制御信号Ｄをその初期値［００］から一定時間Ｔ毎に［０１］,［１０］,［１１］へと変化させる。この際、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオンさせる第２の制御信号ＳＷ２は、オフ状態に保たれる。

すると前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaは、図２に示すように一定時間Ｔ毎に段階的に前記直流電源１が出力する直流電圧Ｖoutまで徐々に高められる。具体的には、例えば２ビットの制御信号Ｄがその初期値［００］から［０１］,［１０］,［１１］へと一定時間Ｔ毎に順次変化し、前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaが段階的に高められる。このＤ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaが前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加されることで該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が充電され、その充電電圧Ｖcが徐々に高められる。

そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが、例えば前記直流電源１が出力する直流電圧Ｖoutに達した状態において前記第２の制御信号ＳＷ２が出力され、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続される。

この際、前述したように第３の制御信号ＳＷ３の出力が停止され、前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）がオフして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）と前記Ｄ／Ａ変換器との接続が切り離される。従って前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が所定電圧、例えば前記職流電圧Ｖoutまで充電された後には、該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は前記直流電圧の変動を吸収しながら充放電することでその役割を果たす。

かくしてこのようなオン動作シーケンスで制御される電源制御装置によれば、前記負荷２（２ａ〜２ｎ）から前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が切り離された状態において前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）のオンに伴って負荷２（２ａ〜２ｎ）には前記直流電源１から直流電圧Ｖoutが供給される。従って前記直流電源１からの供給される直流電圧Ｖoutを受けて前記負荷２（２ａ〜２ｎ）は速やかに起動する。

一方、この状態で前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）がオフしている期間においては、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaを受けて段階的に徐々に充電される。尚、前記一定期間Ｔは、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが、前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖadの段階的な増大に伴う充電開始時の電圧から該Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaまで充電されるのに十分な時間を見込んで設定される。この結果、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は所定の期間、この例では前記一定時間Ｔの３倍の時間に亘って徐々に充電される。そしてその充電電圧Ｖcが前記直流電源１の直流電圧Ｖoutに達した後、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、その充電回路７（７ａ〜７ｎ）である前記Ｄ／Ａ変換器から切り離されると共に前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続される。

従って前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）のオン時に未充電状態にある前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に前記直流電源１の直流電圧Ｖoutが直接的に供給されることがないので、該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に対する過大な突入電流が発生することがない。故に突入電流に起因する前記直流電源１のダメージや前記負荷２（２ａ〜２ｎ）の誤動作等の従来の問題を効果的に回避することが可能となる。

尚、前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）をオフする際には、例えば図３に示すように先ず前記第２の制御信号ＳＷ２をオフさせて前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記負荷２（２ａ〜２ｎ）から切り離す。その後、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）のオフ動作から若干遅れたタイミングで前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）をオフすることが望ましい。

このようなオフ動作シーケンスによれば前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）がオフする前に前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が前記負荷２（２ａ〜２ｎ）から切り離される。従って前記直流電源１から前記負荷２（２ａ〜２ｎ）への直流電圧の供給が途絶えても、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に充電された電荷（充電エネルギ）が前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に流れ込むことがない。故に前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcは、図３に示すようにその自然放電による電圧低下を除いて略一定に保持される。

換言すれば前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）がオフしても前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に蓄積された電荷（充電エネルギ）を効果的に保持することができる。この結果、前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）の次回のオン時における突入電流の発生要因を効果的に取り除くことができる。しかも前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に蓄積された電荷（充電エネルギ）の無駄な消費を防止し、該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の不本意な充放電を防ぐことができる。従って前記直流電源１が有する電力容量を有効に活用することができ、該直流電源１の長期間に亘る使用を可能とする等の効果が奏せられる。

次に図４および図５を参照して本発明に係る電源制御装置の第２の実施形態について説明する。

この第２の実施形態に係る電源制御装置は、上述した第１の実施形態に係る電源制御装置の構成に加えて前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcを検出するフィードバック回路９（９ａ〜９ｎ）を備えて構成される。尚、図４においては前記直流電源１に接続される複数の負荷２（２ａ〜２ｎ）の内、１つの負荷２ａに対する電源制御回路部分だけを代表して示す。

具体的にはこの実施形態は前記Ｄ／Ａ変換器７（７ａ〜７ｎ）の出力電圧Ｖadを所定の充電抵抗１０を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加して該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に充電するように構成する。その上で、例えばＡ／Ｄ変換器からなる前記フィードバック回路９（９ａ〜９ｎ）を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcを検出して前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）にフィードバックする。

そして前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）においては、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが、予め設定した電圧閾値Ｖth１,Ｖth２（Ｖth１＜Ｖth２）に達する都度、前記Ｄ／Ａ変換器に対する制御信号Ｄを［０１］→［１０］, ［１０］→［１１］へと順次変化させる。前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）は、このようにして前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖadを前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcに応じて段階的に高くするように動作する。

ここで前記Ｄ／Ａ変換器は、例えば先の実施形態と同様に前記制御信号Ｄを受けてその出力電圧Ｖdaを段階的に増加させる。特にこの実施形態においては、マイクロコンピュータからなる前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）は、先ず前記制御信号Ｄを［０１］として前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaを、例えば前記電圧閾値Ｖth１に相当する低電圧に設定し、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電を開始する。

そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記電圧閾値Ｖth１に達したとき前記制御信号Ｄを［１０］に変化させ、前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaを、例えば前記電圧閾値Ｖth２（＞Ｖth１）に相当する中程度の電圧に設定する。この結果、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、前記出力電圧Ｖdaを受けて更に高い電圧へと充電される。

その後、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記電圧閾値Ｖth２に達したとき、前記マイクロコンピュータは前記制御信号Ｄを［１１］に変化させ、前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaを、例えば前記電圧閾値Ｖth３（＞Ｖth２）に相当する高電圧に設定する。この結果、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、前記出力電圧Ｖdaを受けて更に高い電圧へと充電される。

そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記電圧閾値Ｖth３に達したとき、前記マイクロコンピュータは該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が前記直流電圧Ｖoutに相当する所定電圧まで充電された、つまり充電完了と判定して前記出力スイッチ８ａをオフさせる。この結果、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電が停止される。

具体的には前記直流電源１から前記負荷２（２ａ〜２ｎ）への直流電圧Ｖoutの供給開始時には、図５に示すようにマイクロコンピュータからなる前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）は、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオフ状態に保ったまま、第１の制御信号ＳＷ１を出力して前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）をオンさせると共に、第３の制御信号ＳＷ３を出力して前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）をオンさせる。同時に前記マイクロコンピュータは、例えば２ビットの前記Ｄ／Ａ変換器に対する制御信号Ｄをその初期値［００］から［０１］に変化させる。

すると前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaは、図５に示すように最も低い第１段階の電圧Ｖad１に設定され、この第１段階の電圧Ｖad１が前記充電抵抗１０を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加されてその充電が行われる。そして前記Ａ／Ｄ変換器を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記第１の電圧閾値Ｖth１（＝Ｖad１）に達したことが検出されたとき、前記マイクロコンピュータは前記Ｄ／Ａ変換器に対する制御信号Ｄを［０１］から［１０］に変化させる。

これによって前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaは、次の第２段階の電圧Ｖad２（＞Ｖad１）に設定され、この第２段階の電圧Ｖad２が前記充電抵抗１０を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加されてその充電が行われる。そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記第２の電圧閾値Ｖth２（＝Ｖad２）に達したことが検出されたとき、前記マイクロコンピュータは前記Ｄ／Ａ変換器に対する制御信号Ｄを［１０］から［１１］に変化させる。

すると前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖdaは、今度は第３段階の電圧Ｖad３（＞Ｖad２）に設定され、この第３段階の電圧Ｖad３が前記充電抵抗１０を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に印加されてその充電が行われる。そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記第３の電圧閾値Ｖth３に達したことが検出されたとき、前記マイクロコンピュータは前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の前記充電電圧Ｖcが十分に高くなり、前記直流電圧Ｖoutに略等しくなったと判定する。そして前記マイクロコンピュータは、前記制御信号ＳＷ３の出力を停止させると共に前記制御信号ＳＷ２を出力する。これによって前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）がオフされて前記Ｄ／Ａ変換器から前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が切り離されると共に、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続される。この場合にも前述した実施形態と同様に前記出力スイッチ８（８ａ〜８ｎ）をオフした後、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）を速やかにオンすることが望ましい。

このようなオン動作シーケンスの下で前記直流電源１から前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に直流電圧Ｖoutの供給を開始する電源制御装置によれば、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが予め段階的に設定した電圧閾値Ｖth１,Ｖth２に達する都度、前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖadを段階的に高めた後、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続することができる。従って前述した第１の実施形態と同様な効果が奏せられる。しかも前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）のオン後に、突入電流の発生を防ぎながら前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に前記直流電圧Ｖoutまで充電する上での充電所要時間を前述した第１の実施形態に比較して短くすることができる。

従って前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）のオン後に前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を接続するまでの遅れ時間を前記第１の実施形態に比較して短くすることができる。そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）への突入電流の発生を確実に防ぎながら該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が果たすべき役割を逸早く働かせることが可能となる。

尚、上述した実施形態においては前記電圧閾値Ｖth１,Ｖth２,Ｖth３のそれぞれを前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖda１,Ｖda２,Ｖda３に等しいものとして説明した。しかし厳密には前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが、そのときに前記Ｄ／Ａ変換器から加えられている出力電圧Ｖda１,Ｖda２,Ｖda３まで完全に充電されるとは限らない。従って前記電圧閾値Ｖth１,Ｖth２,Ｖth３を、例えば前記出力電圧Ｖda１,Ｖda２,Ｖda３の９０％程度としてそれぞれ設定しても良いことは言うまでもない。

ところで上述した第１および第２の実施形態はＤ／Ａ変換器の出力電圧Ｖadを段階的に高くしながら前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に充電するように前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）を構成したものである。しかし、例えば電流制限抵抗を用いて前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に対する充電電流を抑制し、これによって該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に充電するように前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）を構成することも可能である。

図６は電流制限抵抗を用いて前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）を構成した本発明の第３の実施形態に係る電源制御装置の概略構成図である。尚、この実施形態においても先の実施形態に係る電源制御装置と同じ構成要素には同一符号を付して説明し、重複する回路部分についての説明は省略する。

この第３の実施形態に係る電源制御装置は、前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）として前述したＤ／Ａ変換器に代えて前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）に対して電流制限抵抗１１を並列に設けて構成される。この電流制限抵抗１１は、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）のオフ時には前記直流電圧Ｖoutの電源ラインと前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）との間に直列に介装され、また前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）のオン時には該接続回路６（６ａ〜６ｎ）によりバイパスされるものである。

このように前記電流制限抵抗１１を充電回路７（７ａ〜７ｎ）として設けて構成された電源制御装置によれば、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）がオフ状態で前記電源スイッチ３（３ａ〜３ｎ）がオンされると、前記直流電源１から前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に供給される直流電圧Ｖoutが前記電流制限抵抗１１を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に流れ込む。すると前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、その容量と前記電流制限抵抗１１の抵抗値とによって定まる時定数の下で徐々に充電される。この結果、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に対する突入電流の発生が抑えられる。

そして前記電流制限抵抗１１により制限された電流により徐々に充電された前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記直流電圧Ｖoutに達する時間を見込んで前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオンする。この接続回路６（６ａ〜６ｎ）のオンによって前記電流制限抵抗１１がバイパスされ、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）が前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続されることになる。

尚、この場合、例えばＡ／Ｄ変換器からなる前記フィードバック回路９（９ａ〜９ｎ）を用いて前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcを検出する。そしてマイクロコンピュータからなる前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）において前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが前記直流電圧Ｖoutまたは前記電圧閾値Ｖth３に達したことを検出した時点で、該制御回路５（５ａ〜５ｎ）により前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）をオン制御するようにしても良い。

また図７に第４の実施形態を示すように、前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）を構成する電流制限抵抗１１を複数（この例では２個）の抵抗器１２ａ,１２ｂを用いて構成するようにしても良い。ちなみにこれらの抵抗器１２ａ,１２ｂは、例えば互いに抵抗値の異なるものからなり、切替スイッチ１３ａ,１３ｂを介して前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）に選択的に並列接続される。具体的には第１の抵抗器１２ａは前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を微少電流で充電する高い抵抗値ｒaを有するものからなり、第２の抵抗器１２ｂは前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を弱電流で充電する中程度の抵抗値ｒb（＜ｒa）を有するものからなる。

ここで前記切替スイッチ１３ａ,１３ｂは、例えば前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）から出力される前述した２ビットの制御信号Ｄの下で選択的にオン・オフ制御される。この２ビットの制御信号Ｄ（ｄ１,ｄ２）は、例えば［００］,［１０］,［０１］,［１１］として順次変化するものである。特に前記制御信号Ｄの上位ビットｄ１は前記切替スイッチ１３ａのオン・オフ制御に用いられ、また前記制御信号Ｄの下位ビットｄ２は前記切替スイッチ１３ｂのオン・オフ制御に用いられる。

このように構成された電源制御装置によれば、前記制御信号Ｄが［００］のときには前記切替スイッチ１３ａ,１３ｂを共にオフする制御が行われる。従ってこの場合には、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は前記負荷２（２ａ〜２ｎ）から切り離され、該バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電も行われない。

これに対して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが低い場合には前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）から［１０］なる前記制御信号Ｄが出力される。そして前記制御信号Ｄが［１０］のときには前記切替スイッチ１３ａがオンとなり、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は高い抵抗値ｒaを有する前記第１の抵抗器１２ａを介して前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続される。従って前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、前記第１の抵抗器１２ａにより大きく制限された低電流にて緩やかに充電される。

また前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが或る程度高くなり、前記直流電圧Ｖoutとの電位差が小さくなった場合には、前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）は［０１］なる前記制御信号Ｄを出力する。するとこの［０１］なる制御信号Ｄを受けて前記切替スイッチ１３ｂがオンとなり、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は中程度の抵抗値ｒbを有する前記第２の抵抗器１２ｂを介して前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に並列接続される。従って前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、前記第１の抵抗器１２ａにより制限された中電流により充電される。

そして前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcが更に高くなると、前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）は［１１］なる前記制御信号Ｄを出力する。するとこの［１１］なる前記制御信号Ｄにより前記切替スイッチ１３ａ,１３ｂが同時にオンとなる。この結果、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）は、並列に設けられた前記第１および第２の抵抗器１２ａ,１２ｂの合成抵抗値（ｒa//ｒb）の下で制限された高電流にて比較的高速に充電される。

このようにして前記抵抗器１２ａ,１２ｂの選択的な接続制御により前記電流制限抵抗１１の抵抗値を段階的に可変しながら前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）に対する充電電流を制限すれば、前述した各実施形態と同様に突入電流の発生を抑えながら前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を充電することができる。尚、この実施形態においても前記フィードバック回路９（９ａ〜９ｎ）を介して前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcを検出しながら、前記制御信号Ｄの出力を可変制御しても良いことは言うまでもない。従ってこの実施形態においても前述した各実施形態と同様な効果を奏し得る。

ここで前記制御信号Ｄの上位ビットｄ１を前記切替スイッチ１３ａのオン・オフ制御に用い、また前記制御信号Ｄの下位ビットｄ２を前記切替スイッチ１３ｂのオン・オフ制御に用いるに際して前記第１の抵抗器１２ａとして中程度の抵抗値ｒaを、また前記第２の抵抗器１２ｂとして高い抵抗値ｒb（＞ｒa）を用いるようにしても良い。このようにすれば前述した第２の実施形態と同様に前記制御信号Ｄを［００］,［０１］,［１０］,［１１］と順次変化させるだけで上記各実施形態と同様な効果が奏せられる。

尚、図８に本発明に係る電源制御装置の第５の実施形態を示すように、前記接続回路６（６ａ〜６ｂ）および前記電流制限抵抗１１に代えて、前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）にデジタルポテンショメータ１５を直列に接続しても良い。このデジタルポテンショメータ１５は、例えば前記制御回路５（５ａ〜５ｎ）から与えられるデジタル制御値に応じて、例えば図９に示すようにその両端子間の抵抗値を可変するものである。特にこの実施形態で用いるデジタルポテンショメータ１５としては、最小抵抗値が零となり最大抵抗値が無限大となるものを用いることが好ましい。

このような抵抗値可変特性を有するにデジタルポテンショメータ１５によれば、最小抵抗値が零（０）となったときに前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記負荷２（２ａ〜２ｎ）に接続し、また最大抵抗値が無限大となったときに前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を前記負荷２（２ａ〜２ｎ）から切り離すことができる。従って前記デジタルポテンショメータ１５に前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）としての前記電流制限抵抗１１の機能と、前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）としての機能とを併せ持たせることが可能となる。故にこのようなデジタルポテンショメータ１５を前記接続回路６（６ａ〜６ｎ）および前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）として用いて電源制御装置を構成しても前述した各実施形態と同様な効果が奏せられる。

尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではない。例えば前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）を徐々に充電する為の前記充電回路７（７ａ〜７ｎ）としての前記Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖadについては、実施形態として例示した３段階に特定されるものではなく、前記制御信号Ｄのビット数を増やすことで更に多段階に設定することも可能である。同様に前記電流制限抵抗１１の抵抗値を実施形態以上に多段階に設定しても良いことは言うまでもない。このように構成する場合、例えば前記フィードバック回路９（９ａ〜９ｎ）を介して検出される前記バイパスコンデンサ４（４ａ〜４ｎ）の充電電圧Ｖcに対する検出閾値を更に多段階に設定すれば良いことは勿論のことである。

また実施形態においては、前記直流電源１から複数の負荷２（２ａ〜２ｎ）に対して並列に直流電圧Ｖoutを供給するものとして説明したが、前記直流電源１から１つの負荷２に対してだけ直流電圧Ｖoutを供給する場合にも本発明を同様に適用可能である。更に本発明は前述した無線センサシステムの子機における電源制御装置として適用可能なものではなく、直流電源１から所定の負荷２に供給する直流電圧を、負荷状態等に応じてオン・オフする各種システムに同様に適用可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

１ 直流電源（バッテリ）
２（２ａ,２ｂ〜２ｎ） 負荷
３（３ａ,３ｂ〜３ｎ） 電源スイッチ
４（４ａ,４ｂ〜４ｎ） バイパスコンデンサ
５（５ａ〜５ｎ） 制御回路（マイクロコンピュータ）
６（６ａ〜６ｎ） 接続回路（スイッチ）
７（７ａ〜７ｎ） 充電回路（Ｄ／Ａ変換器）
８（８ａ〜８ｎ） 出力スイッチ（ダイオード）
９（９ａ〜９ｎ） フィードバック回路（Ａ／Ｄ変換器）
１０ 充電抵抗
１１ 電流制限抵抗
１２ａ,１２ｂ 抵抗器（電流制限抵抗）
１３ａ,１３ｂ 切替スイッチ
１５ デジタルポテンショメータ

Claims (6)

1. 電源スイッチを介して負荷に直流電圧を供給する直流電源と、
   前記負荷に並列接続されて該負荷に印加される直流電圧の変動を吸収するバイパスコンデンサと、
   前記電源スイッチから前記負荷への電源ラインと前記バイパスコンデンサとの間に介装されたスイッチからなり、オン状態のときに前記バイパスコンデンサに前記直流電圧を直接的に供給可能にする接続回路と、
   この接続回路がオフ状態のときに前記バイパスコンデンサを徐々に充電する充電回路と、
   前記接続回路がオフ状態で前記電源スイッチがオンしたとき、前記充電回路を介して前記バイパスコンデンサを充電し、該バイパスコンデンサの充電電圧が所定値に達した後に前記接続回路をオンさせる制御回路と
   を具備した電源制御装置であって、
   前記充電回路は、前記接続回路がオフ状態のときに前記制御回路の出力により制御されて前記バイパスコンデンサに対する充電電圧を段階的に増大させるＤ／Ａ変換器であることを特徴とする電源制御装置。
2. 前記制御回路は、前記電源スイッチと前記接続回路、並びに前記充電回路の動作をそれぞれ制御するマイクロコンピュータを含んで構成される請求項１に記載の電源制御装置。
3. 前記マイクロコンピュータは、前記バイパスコンデンサに対する充電電圧を所定時間毎に段階的に増大させた後、前記接続回路をオンさせる動作シーケンスを含む請求項２に記載の電源制御装置。
4. 前記制御回路は、更に前記バイパスコンデンサの充電電圧を検出するフィードバック回路を備え、
   前記マイクロコンピュータは、前記フィードバック回路を介して検出される前記バイパスコンデンサの充電電圧が予め設定した電圧閾値に達する都度、前記バイパスコンデンサに対する充電電圧を段階的に増大させた後、前記接続回路をオンさせる動作シーケンスを含む請求項２に記載の電源制御装置。
5. 前記直流電源は、複数の負荷に並列に直流電圧を供給するものであって、
   前記電源スイッチ、前記バイパスコンデンサ、前記接続回路、前記充電回路および前記制御回路は、前記複数の負荷のそれぞれに対応して個別に設けられる請求項１に記載の電源制御装置。
6. 請求項１〜５の記載のいずれかの電源制御装置において、
   前記制御回路は、更に前記接続回路がオン状態で前記電源スイッチがオフしたとき、該電源スイッチのオフ動作に連動させて前記接続回路をオフ動作させて前記バイパスコンデンサの充電電圧を保持する機能を備えてなる電源制御装置。

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