JP6474331B2 - モータ制御方法及びモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータの制御技術に関し、特に、モータ駆動時における作動音低減技術に関する。

ブラシレスモータの駆動形態としては、ステータコイル電圧を正弦波状に変化させる正弦波駆動と、矩形波状に変化させる矩形波駆動が知られている。このうち、正弦波駆動は、矩形波駆動に比してブラシレスモータを低騒音・低振動にて駆動できるため、自動車の車載モータなどのように静音化が求められるモータでは、近年、矩形波駆動に代えて正弦波駆動も多く採用されている。

例えば特許文献１のようなブラシレスモータでは、ブリッジ回路のＯＮ／ＯＦＦモードを適宜切り替えることにより疑似正弦波の電流波形を形成し、低コストにてモータの低騒音化を図っている。また、ホールセンサを用いたブラシレスモータにて、現在の回転速度情報に基づき、次のセンサパルス切り替わりタイミングまでの回転速度を予測し、この予測に沿って、細分した角度ごとに電圧を印加して疑似正弦波の電圧を供給する制御形態なども存在している。

特開平９−１２１５８３号公報

しかしながら、正弦波駆動のブラシレスモータにおいては、その磁気音を低減させるには、歪の少ない正弦波形の相電流をモータに印加する必要がある。この点、引用文献１のモータでは、擬似的な正弦波駆動が行われているが、モードにより電流経路のインダクタンスや抵抗値が変化する。このため、モードの切り替わり時に電流値が変化し、これが電流波形の歪みとなって現れ、モータの振動や音につながるおそれがある。また、回転速度を予測する制御形態においても、回転速度に急激な変化があった場合、予測した回転速度と実回転速度との間に差が生じ、センサパルス切り替わり時においてその差が大きいと、モータに印加される相電流に歪が発生してしまうという問題がある。

そこで、歪の少ない正弦波駆動を行うには、レゾルバや電流センサ等を用いたベクトル制御を行うのが最も効果的であるが、ベクトル制御を行うには高性能なマイコンやレゾルバ等の高価な素子が必要であり、モータのコストが高くなってしまうという問題がある。

また、自動車のパワーウインドやサンルーフなどの利便系製品では、回転数が高く、定格電流が低いモータが使用される場合が多く、このようなモータでは、印加される相電流が低く、制御周波数も高くなるため、歪の少ない正弦波形で駆動するのが困難となる。すなわち、振幅や周期が小さい電流波形の場合、それを理想的な正弦波とするのは幾何学的に見ても難しく、波形調整による静音化には限界があった。

本発明の目的は、高価な素子を使用することなく、モータに印加される相電流波形の歪率を下げ、低騒音なブラシレスモータを低コストにて提供することにある。

本発明のブラシレスモータ制御方法は、径方向内側に向かって突設された複数の突極と該突極のそれぞれに巻装されたコイルとを備えたステータと、該ステータの内側に配置され径方向に沿って複数個のマグネットが配置されたロータと、前記マグネットの磁束変化を検知して前記ロータの回転位置を検出する複数個のホール素子と、を有し、磁束変化に伴って前記ホール素子から出力されるセンサ信号の検出結果に基づいて前記コイルに対して３相の電流を供給して前記ロータを回転させるブラシレスモータの制御方法であって、該制御方法は、疑似正弦波電圧を前記コイルに供給して前記ロータを回転させる正弦波電圧駆動処理と、目標回転数を基準とした速度制御処理と、前記コイルに供給する印加電圧を前記ロータの回転位置に対して所定角度だけ進角させる進角処理と、を有し、前記正弦波電圧駆動処理は、前記ロータが所定の電気角を回転する間の経過時間として、前記各ホール素子からの出力が切り替わる前記センサ信号のエッジ切り替わり時間を取得し、取得した前記経過時間を所定数にて除算し、前記ロータが、前記所定の電気角を前記所定数にて分割した角度だけ回転するのに要する分割角度回転時間を算出し、現在取得した前記経過時間の次の経過時間における前記各分割角度回転時間に対応する前記ロータの回転位置をそれぞれ推定し、該推定回転位置に基づいて、前記各分割角度回転時間ごとに前記コイルに供給する印加電圧を設定し、前記各分割角度回転時間経過時を駆動電圧切り替えタイミングとして、該駆動電圧切り替えタイミングごとに前記印加電圧を前記コイルに供給し、該印加電圧は、次の前記経過時間が経過するまでの間、前記駆動電圧切り替えタイミングごとに切り替えられ、前記速度制御処理は、前記経過時間に基づいて前記ロータの実回転速度を算出し、該実回転速度と前記ロータの回転位置に応じて予め設定された目標回転速度とを比較し、前記センサ信号のエッジ切り替わりの際に前記ロータが前記目標回転速度となるように、前記正弦波電圧駆動処理が次の前記経過時間に基づく前記推定回転位置を用いた制御処理となる前に前記印加電圧を補正し、前記進角処理は、前記コイルの相電流の位相が前記ロータの回転に伴って生じる誘起電圧に対して進んだ状態となるように前記印加電圧を進角させることを特徴とする。

本発明にあっては、所定電気角だけ回転する経過時間にて次の経過時間の間のロータ位置を予測して電圧駆動を行う一方、速度制御処理を実行して目標回転速度と実回転速度との間に差を更正する。これにより、当該ブラシレスモータは、センサ信号の切り替わり時もスムーズな形で制御が継続され、相電流の歪率が低く抑えられる。また、進角処理により、相電流のピーク値が上がりモータの起電力が大きくなるため、供給電圧の変化に対する電流の急激な変化が和らげられ、相電流波形の歪が抑えられる。

また、前記速度制御処理を、前記経過時間の２倍以下の周期にて実施しても良く、前記分割角度回転時間以上の周期にて実施しても良い。さらに、前記速度制御処理を、前記センサ信号のエッジ切り替わり角度（電気角）をセンサエッジ角としたとき、（１／モータ回転数［rps］）÷（３６０°×極対数／センサエッジ角×２）以下の周期にて実施するようにしても良い。

本発明のブラシレスモータ制御装置は、径方向内側に向かって突設された複数の突極と該突極のそれぞれに巻装されたコイルとを備えたステータと、該ステータの内側に配置され径方向に沿って複数個のマグネットが配置されたロータと、前記マグネットの磁束変化を検知して前記ロータの回転位置を検出する複数個のホール素子と、を有し、磁束変化に伴って前記ホール素子から出力されるセンサ信号の検出結果に基づいて前記コイルに対して３相の電流を供給して前記ロータを回転させるブラシレスモータの駆動制御を行うブラシレスモータ制御装置であって、前記ロータが所定の電気角を回転する間の経過時間として、前記各ホール素子からの出力が切り替わる前記センサ信号のエッジ切り替わり時間を取得するためのタイマと、取得した前記経過時間を所定数にて除算し、前記ロータが、前記所定の電気角を前記所定数にて分割した角度だけ回転するのに要する分割角度回転時間を算出し、現在取得した前記経過時間の次の経過時間における前記各分割角度回転時間に対応する前記ロータの回転位置をそれぞれ推定するロータ位置推定処理部と、前記経過時間に基づいて前記ロータの実回転速度を算出する速度推定処理部と、前記実回転速度と前記ロータの回転位置に応じて予め設定された目標回転速度とを比較し、前記ロータが前記目標回転速度となるような前記コイルの印加電圧値を算出する速度指令部と、疑似正弦波電圧を前記コイルに供給して前記ロータを回転させる正弦波電圧駆動処理と、目標回転数を基準とした速度制御処理と、前記コイルに供給する印加電圧を前記ロータの回転位置に対して所定角度だけ進角させる進角処理と、を行う駆動電圧設定部と、を有し、該駆動電圧設定部は、前記正弦波電圧駆動処理として、前記ロータの推定回転位置に基づいて、前記各分割角度回転時間ごとに前記コイルに供給する印加電圧を設定し、前記各分割角度回転時間経過時を駆動電圧切り替えタイミングとして、該駆動電圧切り替えタイミングごとの印加電圧を算出し、次の前記経過時間が経過するまでの間、前記印加電圧を前記駆動電圧切り替えタイミングごとに切り替え、前記速度制御処理として、前記センサ信号のエッジ切り替わりの際に前記ロータが前記目標回転速度となるように、前記正弦波電圧駆動処理が次の前記経過時間に基づく前記推定回転位置を用いた制御処理となる前に前記速度指令部にて算出された前記印加電圧を補正し、前記進角処理として、前記コイルの相電流の位相が前記ロータの回転に伴って生じる誘起電圧に対して進んだ状態となるように、前記印加電圧を前記ロータの回転位置に対して所定角度だけ進角させることを特徴とする。

本発明にあっては、所定電気角だけ回転する経過時間にて次の経過時間の間のロータ位置を予測して電圧駆動を行う一方、速度指令部と駆動電圧設定部とにより速度制御処理を実行して目標回転速度と実回転速度との間に差を更正する。これにより、当該ブラシレスモータは、センサ信号の切り替わり時もスムーズな形で制御が継続され、相電流の歪率が低く抑えられる。また、駆動電圧設定部によって進角処理を行うことにより、相電流のピーク値が上がりモータの起電力が大きくなるため、供給電圧の変化に対する電流の急激な変化が和らげられ、相電流波形の歪が抑えられる。

また、前記速度制御処理を、前記経過時間の２倍以下の周期にて実施しても良く、前記分割角度回転時間以上の周期にて実施しても良い。さらに、前記速度制御処理を、前記センサ信号のエッジ切り替わり角度（電気角）をセンサエッジ角としたとき、（１／モータ回転数［rps］）÷（３６０°×極対数／センサエッジ角×２）以下の周期にて実施するようにしても良い。

本発明のブラシレスモータ制御方法によれば、所定電気角だけ回転する経過時間にて次の経過時間の間のロータ位置を予測して電圧駆動を行う一方、速度制御処理を実行して目標回転速度と実回転速度との間に差を更正する。また、進角処理により、相電流のピーク値を上げモータの起電力を大きくし、供給電圧の変化に対する電流の急激な変化を緩和する。これにより、相電流波形の歪が抑えられ、モータ作動音の低減を図ることが可能となる。

本発明のブラシレスモータ制御装置によれば、所定電気角だけ回転する経過時間にて次の経過時間の間のロータ位置を予測して電圧駆動を行う一方、速度指令部と駆動電圧設定部とにより速度制御処理を実行して目標回転速度と実回転速度との間に差を更正すると共に、駆動電圧設定部によって進角処理を行うことにより、相電流のピーク値を上げモータの起電力を大きくし、供給電圧の変化に対する電流の急激な変化を緩和する。これにより、相電流波形の歪が抑えられ、モータ作動音の低減を図ることが可能となる。

本発明の一実施の形態であるブラシレスモータの構成を示す説明図である。 図１のブラシレスモータにおける制御系の構成を示すブロック図である。 （ａ）は当該ブラシレスモータに供給される電圧（疑似正弦波電圧）の波形を示す説明図、（ｂ）はロータ回転位置（回転角度）と位置センサからの出力信号との関係を示す説明図である。 速度推定処理部における処理手順を示すフローチャートである。 モータ制御装置における制御動作を示すフローチャートである。 進角量と相電流の歪率との関係を示した説明図である。 進角とモータ磁気音の関係を示す説明図である。 速度指令部におけるモータ速度制御処理の手順を示すフローチャートである。 速度制御なし・速度制御ありの場合の電流波形を示した説明図である。 速度制御なし・速度制御ありの場合の電流の歪率を示した説明図である 相電流の歪率とモータ磁気音の関係を示す説明図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態であるブラシレスモータの構成を示す説明図である。図１のブラシレスモータ１（以下、モータ１と略記する）は、車載の利便系製品に使用されるインナーロータ型のモータであり、ステータ２と、ステータ２内に回転自在に配置されたロータ３とを備えている。ステータ２は、薄板の電磁鋼板を多数積層したステータコア４を有しており、ステータコア４は、外形が六角形のヨーク部５と、ヨーク部５から径方向内側（中心方向）に向かって放射状に突設された突極６とから構成されている。モータ１では、突極６は周方向に沿って６個設けられている。

隣接する突極６の間はスロット７となっている。突極６の外周にはコイル８が巻装されており、コイル８はスロット７内に収容されている。コイル８は、集中巻きにて巻装されており、３相のコイル８Ｕ,８Ｖ,８ＷがΔ結線にて接続されている（図２参照）。モータ１では、ステータ２外形が六角形となっているため、円形のステータに比して、同じ幅Ｘに対しより広い巻線スペース（スロット断面積）を確保できる。このため、幅Ｘの内接円形状のステータを用いたモータよりも、高出力化、あるいは同出力ならば小型化を図ることが可能となる。

ステータ２の内側にはロータ３が挿入されている。ロータ３は、シャフト１１と、シャフト１１に固定されたロータコア１２とから構成されている。ロータコア１２もまた、薄板の電磁鋼板を多数積層して形成されている。ロータコア１２の外周には、希土類磁石を用いたマグネット１３が取り付けられており、モータ１は、ＳＰＭモータ（Surface Permanent Magnet Motor）となっている。マグネット１３はリング状に形成されており、周方向に沿ってＮ・Ｓ極が交互に４極配置されるよう着磁されている。つまり、モータ１は４極６スロット構成となっている。マグネット１３は、軸方向に沿ってスキュー着磁が施されており、コギングトルクやトルクリップルの低減が図られている。

図２は、モータ１の制御系の構成を示すブロック図である。図２に示すように、モータ１は、モータ制御装置２１にて駆動され、そのマイコンを用いた制御部２２には、ロータ位置推定処理部２３と、速度推定処理部２４、速度指令部２５、駆動電圧設定部２６、タイマ２７が設けられている。モータ制御装置２１は、インバータ回路２８を介してモータ１側に電力を供給し、モータ１は、速度指令部２５の指示に基づきＰＷＭduty制御される。モータ１側には、ホール素子（ホールＩＣ）を用いた位置センサ２９が設けられている。位置センサ２９は、Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の３個設けられており、モータ動作時におけるマグネット１３の磁束変化を検出し、マグネット１３の磁極の切り替わりを検出する。検出結果は、ハイ（Ｈ）又はロー（Ｌ）の２値の信号にてモータ制御装置２１側に送出される。

図３（ｂ）は、ロータ３の回転位置（回転角度）と位置センサ２９からの出力信号との関係を示す説明図である。図３（ｂ）に示すように、ロータ３が回転すると、電気角６０°ごとに各相の位置センサ２９からの出力信号の組み合わせが変化する。例えば、電気角０°〜６０°の範囲（「磁極位置＝０」と称する）では、Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の各位置センサ２９の出力信号は「Ｈ,Ｌ,Ｈ」の組み合わせとなる。同様に、電気角６０°〜１２０°（磁極位置＝６０）では「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｈ,Ｌ,Ｌ」、電気角１２０°〜１８０°（磁極位置＝１２０）では「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｈ,Ｈ,Ｌ」、電気角１８０°〜２４０°（磁極位置＝１８０）では「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｌ,Ｈ,Ｌ」、電気角２４０°〜３００°（磁極位置＝２４０）では「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｌ,Ｈ,Ｈ」、電気角３００°〜３６０°（磁極位置＝３００）では「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｌ,Ｌ,Ｈ」となる。

位置センサ２９の信号を受け、モータ制御装置２１のロータ位置推定処理部２３は、各相位置センサ２９のセンサ信号の組み合わせにより、ロータ３の回転位置を検出する。前述のように、Ｕ,Ｖ,Ｗのセンサ信号（Ｈ又はＬ）の組み合わせとロータ３の回転位置との間には相関関係がある。ロータ位置推定処理部２３は、例えば、センサ信号の組み合わせが「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｈ,Ｈ,Ｌ」の場合は磁極位置＝１２０、と言うように、信号の組み合わせに基づいて現在のロータ回転位置を推定する。

また、速度推定処理部２４は、信号のＨ,Ｌの切り替わり時間からロータ３の回転速度（回転数）を算出する。図３（ｂ）に示したように、モータ１では、センサ信号のエッジには電気角６０°ごとに何れかの相にて変化が生じる。そこで、速度推定処理部２４では、センサ信号のエッジ切り替わり時間（センサエッジ間隔時間＝電気角６０°回転時間）を位置センサ２９の信号から取得し、ロータ３の回転速度を算出する。図４は、速度推定処理部２４における処理手順を示すフローチャートである。図４に示すように、速度推定処理部２４では、センサ信号のエッジを検知しており（ステップＳ２１）、エッジ検出による割り込みごとに、センサエッジ間隔時間が算出される（ステップＳ２２）。なお、データのバラツキを抑えるため、過去の検出値を加えた移動平均値を求めても良い。

そして、センサエッジ間隔時間を算出した後、ステップＳ２３に進み、モータ回転数を算出する。この場合、センサエッジ間隔時間は、前述のようにロータ３の電気角６０°回転時間である。本実施形態のモータ１は、４極（極対数２）であることから、電気角６０°の回転時間は機械角３０°の回転時間に相当する。そこで、速度推定処理部２４は、その関係に基づき、センサエッジ間隔時間からロータ３の回転数（モータ回転数：rpm,rps）を算出する。

速度指令部２５は、速度推定処理部２４にて算出したロータ３の現在速度と、当該モータ１に対して予め設定されている目標速度とを比較し、モータ１を目標速度にて駆動するためのduty値を決定する。速度指令部２５にて算出された駆動duty値は、駆動電圧設定部２６に送られる。駆動電圧設定部２６では、ロータ位置推定処理部２３にて検出されたロータ回転位置に応じた駆動duty値と、速度指令部２５にて算出された駆動duty値とに基づいて、モータ１に印加するＰＷＭduty値を算出し、それを座標変換処理（ｄｑ三相変換）して出力する。モータ１ではＶｄは０に設定されており、このときｄｑ三相変換されたＶｑが実際にモータ１に印加されるduty値となる。そして、駆動電圧設定部２６にてｄｑ三相変換されたＰＷＭduty値に基づき、インバータ回路２８を介して正弦波状の電圧がモータ１に供給される。これにより、モータ１は、目標速度に基づいて正弦波電圧にてＰＷＭduty制御され、所定回転数にて駆動される。

このようなモータ１は、モータ制御装置２１により、オープンループ式（電流フィードバックなし）にて、正弦波電圧によって駆動される。この場合、正弦波電圧は、センサエッジ間隔時間（電気角６０°回転経過時間）から推定したモータ回転数に基づき、その後のロータ磁極位置を、センサエッジ間隔時間を等分割（例えば１０等分）した時間間隔にて推定して設定される。モータ回転数は、無負荷回転数からDuty値を下げる形で調整され、ロータ３の推定回転位置に応じてＰＷＭduty値が設定される。図３（ａ）に示すように、各分割時間におけるduty値（供給電圧）により、供給電圧は段階的な疑似正弦波電圧となり、電気角６０°回転時間を算出処理切り替え周期としてモータ１に印加される。この場合、各分割時間のduty値は、ロータ（推定）回転位置に対応した所定値である。従って、前述のように、センサエッジ間隔時間に基づいて予測した回転速度と実回転速度との間に差が生じると、センサパルス切り替わり時に相電流に歪が発生してしまうおそれがある。

そこで、本発明による制御処理では、少なくとも「センサエッジ間隔時間×２」よりも小さい処理周期にて、モータ回転数（duty値）を、目標回転数を基準として速度制御（ＰＩ制御）する。その際、速度制御の処理周期は、細かければ細かいほど制御精度は向上するが、その分、制御処理の負担が大きくなるため、最低でもセンサパルス切り替わり時に実回転速度との差がなくなるよう、センサエッジ間隔時間×２（エッジ間隔測定時間＋測定結果による推定駆動時間＝次のエッジ間隔測定時間）以下とする。一方、速度制御周期は、疑似正弦波駆動を行うためのセンサエッジ間隔時間の分割数（前述では１０）を超えて細分化しても、速度制御処理の結果が駆動duty値に効果的に反映されない。このため、処理負担とのバランスからも、速度制御周期は、「（センサエッジ間隔時間×２）／エッジ間隔時間分割数」以上であることが好ましい。

図５は、モータ制御装置２１における制御動作を示すフローチャートである。図５に示すように、モータ１では、正弦波電圧による駆動（ステップＳ１〜Ｓ７）と共に、目標回転数を基準とした速度制御（ステップＳ１０）が実行される。ここではまず、正弦波電圧による駆動処理について説明する。正弦波電圧駆動では、まず、各相位置センサ２９の信号レベル（Ｈ・Ｌ）が検出される（ステップＳ１）。次に、センサ信号レベルの組み合わせから、ロータ位置推定処理部２３により、ロータ３の回転位置（磁極位置）を確定する（ステップＳ２）。前述のように、ロータ位置推定処理部２３は、Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の各位置センサ２９の出力信号「Ｈ or Ｌ」の組み合わせから、例えば「Ｕ,Ｖ,Ｗ：Ｈ,Ｌ,Ｌ」なら「磁極位置＝６０」のように、ロータ３の回転位置を特定する。

ロータ回転位置を確定した後、ステップＳ３に進み、センサエッジ間隔時間を取得する。当該実施の形態のモータ１は３相駆動のモータであるため、センサエッジ間隔時間＝電気角６０°回転時間となり、これが正弦波電圧の算出処理切り替え周期となる。なお、センサエッジ間隔時間は、データのバラツキを抑えるため、前回の検出値を加えた移動平均値を求めても良い。センサエッジ間隔時間を取得した後、ステップＳ４に進み、電気角６０°を所定数にて等分割した電気角θ（ここでは、１０分割：θ＝６°）の回転に要する時間Ｔθ（分割角度回転時間）を算出する。

分割角度回転時間Ｔθを算出したのち、ステップＳ５にてタイマ２７を始動させ、分割角度回転時間Ｔθを計時する。タイマ始動後、分割角度回転時間Ｔθ後のロータ推定位置に基づいて、時間Ｔθ経過後のduty値を設定する。すなわち、分割角度回転時間経過ごとに割り込み処理を行い（ステップＳ６）、時間Ｔθを駆動電圧切り替えタイミングとし、その都度、当該ロータ回転位置に応じたＰＷＭduty値（分割角度回転時間Ｔθに対するＰＷＭ指定信号がＨである割合）をｄｑ三相変換して算出し（ステップＳ７）、出力する（ステップＳ８）。

ここで、モータ１では、相電流のピーク値を上げるべく進角処理が実施される。すなわち、相電流の位相がモータ誘起電圧に対して進んだ形となるように、ロータ回転位置に対して所定角度（固定値、例えば５°）だけ進角したＰＷＭduty値が設定され、ｄｑ三相変換される。前述のように、回転数が高く、定格電流が低いモータでは、印加される相電流が低く、制御周波数も高くなるため、歪の少ない正弦波形で駆動するのが困難となる。その一方、回転数が十分なモータでは、進角を付与すると、トルクに寄与しない無効電流が上昇してしまうため、通常は進角の必要はない。特に、ＳＰＭモータでは、進角０の状態が効率最大の電流位相となるため、進角制御を行わないのが一般的である。

これに対し、本発明による制御処理では、高回転仕様のモータに敢えて進角を付与し、進角によって増加する回転数を、PWMDuty値を下げることにより抑制する。この場合、PWMDuty値を下げ供給電圧値を下げると、同出力（仕事量）のモータでは、電流値が増加する（Ｗ＝Ｉ・ＶにてＷが一定の場合、Ｖを下げればＩが大きくなる）。これにより、モータに印加される相電流が大きくなり、同じ回転数で相電流が大きくなると、モータの自己誘導による（逆）起電力が大きくなる。

すなわち、起電力Ｖ＝−Ｌ・（ΔＩ／Δｔ）において、ΔＩが大きくなると、Δｔは制御周期から一定であり、インダクタンスＬもモータ固有の一定値であることから、起電力Ｖも大きくなる。起電力Ｖが大きくなると、供給電圧の変化に対する電流の急激な変化が和らげられ、言わば、電圧変化に対する反応が鈍くなった状態となり、相電流波形の歪も抑えられる。図６は、進角量と相電流の歪率との関係を示した説明図である。図６に示すように、進角を付与した方が電流の歪率が下がっており、モータ１では、ステップＳ６にて誘起電圧よりも電流位相の方が常に進んでいるようにＰＷＭduty値が設定される。また、図７は、進角とモータ磁気音の関係を示す説明図であり、これより、進角値が大きくなるにつれてモータ磁気音のピークが低下しているのが分かる。なお、モータ１は正逆転可能となっており、進角は正逆両方向に付与される。

一方、速度指令部２５では、モータ１が所定速度を維持するよう速度制御処理（ステップＳ１０）が実施される。図８は、速度指令部２５におけるモータ回転数の制御処理手順（ＰＩ制御処理）を示すフローチャートである。図８に示すように、速度指令部２５では、まず、速度推定処理部２４にて算出した現在のモータ回転数を用いて、モータ１の目標回転数と現在のモータ回転数との差（回転数偏差）を求める（ステップＳ１１）。次に、回転数偏差とＰゲインからＰＩ制御のＰ項（ステップＳ１２）を、また、Ｉ項の前回算出値と回転数偏差及びＩゲインからＰＩ制御のＩ項（ステップＳ１３）をそれぞれ求める。そして、求めたＰ項とＩ項から、モータ１を所定速度に制御駆動するための駆動duty値を算出する（ステップＳ１４）。速度制御処理（ステップＳ１０）が実施されると、そこで算出されたduty値により、ステップＳ６にて設定されたduty値が補正され、ステップＳ７にてｄｑ三相変換される。

当該モータ１では、この速度制御処理は、「正弦波電圧の算出処理切り替え周期×２（＝センサエッジ間隔時間×２）」をαとしたとき、それ以下の短い周期にて実行される（速度制御周期β≦α）。この場合、αは、
（１／モータ回転数［rps］）÷（３６０°×極対数／センサエッジ角×２）＝α
にて表され、モータの仕様ごとに固有の値となる。なお、前述のように、速度制御の処理周期は細かければ細かいほど好ましいが、制御処理負担を考慮して、ここでは、分割角度回転時間Ｔ_θ以上としている。

前式にて、（１／モータ回転数［rps］）は、モータ１回転に要する時間（秒）である。また、（３６０°×極対数）は、モータ１回転あたりの電気角である。従って、（１／モータ回転数［rps］）÷（３６０°×極対数）は、電気角１°当たりのモータ回転時間となる。ここでは、これに「センサエッジ角×２」を乗する形でαを設定する。本実施例ではセンサエッジ角は電気角６０°であることから、速度制御処理の周期βは、電気角１２０°当たりのモータ回転時間以下に設定される。例えば、3500rpm・４極・センサエッジ角６０°（電気角）のモータでは、3500rpm＝58.33rps、極対数＝２であることから、α＝2.9msとなり、速度制御周期βがこの値よりも小さくなるように（例えば2ms）モータ１の仕様を設定する。

このように、当該モータ１では、センサエッジ間（電気角６０°）の経過時間にて次のセンサエッジ間（電気角６０°）のロータ位置を予測して正弦波電圧駆動を行う一方、少なくとも予測駆動が次のデータに切り替えられる前、すなわち、データ収集の６０°とそれに基づく制御の６０°が終了する前に、速度制御を実行し、目標回転速度と実回転速度との間に差を更正する。これにより、モータ１は、センサパルス切り替わり時もスムーズな形で制御が継続され、図３（ａ）に示したような疑似正弦波電圧によって駆動される。

速度制御処理が実施されると、ステップＳ６にて設定されたduty値が補正される。このため、外乱により回転速度に急激な変化があった場合でも、予測した回転速度が補正され、duty値が実回転速度に合った値に修正される。従って、センサパルス切り替わり時において、予測値と実際値との間に差が生じにくくなり、モータに印加される相電流に発生する歪を抑えることができ、モータ作動音の低減を図ることが可能となる。図９は、速度制御なし、ありの場合の電流波形を示した説明図であり、発明者らの実験では、図９に示すように、速度制御を行った場合の方が明らかに歪のない正弦波相電流が得られた。

また、図１０は、図９の速度制御なし、ありの場合の電流の歪率を示した説明図である。なお、歪率は、測定波形中に含まれる基本波（正弦波）以外の高調波成分の含有率を示す。図１０に示すように、モータ１では、速度制御ありの方が相電流の歪率が低くなっているのが分かる。これは、速度制御を加えたことにより負荷変動に対し、より正確に一定の回転数を維持できるため、磁極の位置認識誤差を小さくすることができ、センサパルス切り替わり時における出力電圧の切り替わりを小さくできたためと考えられる。

また、歪率が下がることにより、モータ磁気音も低下する。図１１は、相電流の歪率とモータ磁気音の関係を示す説明図であり、これより、両者は相関関係が強いことが分かる。従って、速度制御の導入により、相電流の歪率が低くなると、モータ磁気音もまた低減される。以上のことから、本発明のように、「電圧正弦波＋速度制御＋進角」の組合せにより、モータに印加される相電流波形の歪率を下げることができ、高性能なマイコンや、レゾルバ、電流センサ等の高価な素子を使用することなく、低コストで低騒音ブラシレスモータを提供することが可能となる。

本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施形態では、３相のＳＰＭモータに本発明の制御処理を適用した例を示したが、５相など、３相以外のモータにも本発明は適用可能であり、その際は、センサエッジ間隔時間が前記の例とは異なる数値となる。また、ＩＰＭモータにも本発明を適用することは可能である。さらに、進角値も固定値の付加ではなく、回転数等に応じたマップを用いて設定することも可能である。加えて、本発明は、４極６スロット（４Ｐ６Ｓ）構成のブラシレスモータのみならず、２Ｐ３Ｓ×ｎ（ｎは整数）のブラシレスモータにも適用可能である。

本発明によるブラシレスモータ制御方法・制御装置は、パワーウインドやサンルーフなどの利便系製品のみならず、掃除機や洗濯機ななどの家電製品や、空調機器などの産業機器など、モータを駆動源とする電気機器に広く適用可能である。

１ ブラシレスモータ
２ ステータ
３ ロータ
４ ステータコア
５ ヨーク部
６ 突極
７ スロット
８ コイル
８Ｕ,８Ｖ,８Ｗ コイル
１１ シャフト
１２ ロータコア
１３ マグネット
２１ モータ制御装置
２２ 制御部
２３ ロータ位置推定処理部
２４ 速度推定処理部
２５ 速度指令部
２６ 駆動電圧設定部
２７ タイマ
２８ インバータ回路
２９ 位置センサ
Ｔθ 分割角度回転時間
β 速度制御周期

Claims (8)

1. 径方向内側に向かって突設された複数の突極と該突極のそれぞれに巻装されたコイルとを備えたステータと、該ステータの内側に配置され径方向に沿って複数個のマグネットが配置されたロータと、前記マグネットの磁束変化を検知して前記ロータの回転位置を検出する複数個のホール素子と、を有し、磁束変化に伴って前記ホール素子から出力されるセンサ信号の検出結果に基づいて前記コイルに対して３相の電流を供給して前記ロータを回転させるブラシレスモータの制御方法であって、
   該制御方法は、疑似正弦波電圧を前記コイルに供給して前記ロータを回転させる正弦波電圧駆動処理と、目標回転数を基準とした速度制御処理と、前記コイルに供給する印加電圧を前記ロータの回転位置に対して所定角度だけ進角させる進角処理と、を有し、
   前記正弦波電圧駆動処理は、
   前記ロータが所定の電気角を回転する間の経過時間として、前記各ホール素子からの出力が切り替わる前記センサ信号のエッジ切り替わり時間を取得し、
   取得した前記経過時間を所定数にて除算し、前記ロータが、前記所定の電気角を前記所定数にて分割した角度だけ回転するのに要する分割角度回転時間を算出し、
   現在取得した前記経過時間の次の経過時間における前記各分割角度回転時間に対応する前記ロータの回転位置をそれぞれ推定し、
   該推定回転位置に基づいて、前記各分割角度回転時間ごとに前記コイルに供給する印加電圧を設定し、前記各分割角度回転時間経過時を駆動電圧切り替えタイミングとして、該駆動電圧切り替えタイミングごとに前記印加電圧を前記コイルに供給し、
   該印加電圧は、次の前記経過時間が経過するまでの間、前記駆動電圧切り替えタイミングごとに切り替えられ、
   前記速度制御処理は、
   前記経過時間に基づいて前記ロータの実回転速度を算出し、該実回転速度と前記ロータの回転位置に応じて予め設定された目標回転速度とを比較し、前記センサ信号のエッジ切り替わりの際に前記ロータが前記目標回転速度となるように、前記正弦波電圧駆動処理が次の前記経過時間に基づく前記推定回転位置を用いた制御処理となる前に前記印加電圧を補正し、
   前記進角処理は、
   前記コイルの相電流の位相が前記ロータの回転に伴って生じる誘起電圧に対して進んだ状態となるように前記印加電圧を進角させることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
2. 請求項１記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記速度制御処理は、前記経過時間の２倍以下の周期にて実施されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
3. 請求項２記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記速度制御処理は、前記分割角度回転時間以上の周期にて実施されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
4. 請求項２又は３記載のブラシレスモータ制御方法において、
   前記速度制御処理は、前記センサ信号のエッジ切り替わり角度（電気角）をセンサエッジ角とすると、
   （１／モータ回転数［rps］）÷（３６０°×極対数／センサエッジ角×２）
   以下の周期にて実施されることを特徴とするブラシレスモータ制御方法。
5. 径方向内側に向かって突設された複数の突極と該突極のそれぞれに巻装されたコイルとを備えたステータと、該ステータの内側に配置され径方向に沿って複数個のマグネットが配置されたロータと、前記マグネットの磁束変化を検知して前記ロータの回転位置を検出する複数個のホール素子と、を有し、磁束変化に伴って前記ホール素子から出力されるセンサ信号の検出結果に基づいて前記コイルに対して３相の電流を供給して前記ロータを回転させるブラシレスモータの駆動制御を行うブラシレスモータ制御装置であって、
   前記ロータが所定の電気角を回転する間の経過時間として、前記各ホール素子からの出力が切り替わる前記センサ信号のエッジ切り替わり時間を取得するためのタイマと、
   取得した前記経過時間を所定数にて除算し、前記ロータが、前記所定の電気角を前記所定数にて分割した角度だけ回転するのに要する分割角度回転時間を算出し、現在取得した前記経過時間の次の経過時間における前記各分割角度回転時間に対応する前記ロータの回転位置をそれぞれ推定するロータ位置推定処理部と、
   前記経過時間に基づいて前記ロータの実回転速度を算出する速度推定処理部と、
   前記実回転速度と前記ロータの回転位置に応じて予め設定された目標回転速度とを比較し、前記ロータが前記目標回転速度となるような前記コイルの印加電圧値を算出する速度指令部と、
   疑似正弦波電圧を前記コイルに供給して前記ロータを回転させる正弦波電圧駆動処理と、目標回転数を基準とした速度制御処理と、前記コイルに供給する印加電圧を前記ロータの回転位置に対して所定角度だけ進角させる進角処理と、を行う駆動電圧設定部と、を有し、
   該駆動電圧設定部は、
   前記正弦波電圧駆動処理として、前記ロータの推定回転位置に基づいて、前記各分割角度回転時間ごとに前記コイルに供給する印加電圧を設定し、前記各分割角度回転時間経過時を駆動電圧切り替えタイミングとして、該駆動電圧切り替えタイミングごとの印加電圧を算出し、次の前記経過時間が経過するまでの間、前記印加電圧を前記駆動電圧切り替えタイミングごとに切り替え、
   前記速度制御処理として、前記センサ信号のエッジ切り替わりの際に前記ロータが前記目標回転速度となるように、前記正弦波電圧駆動処理が次の前記経過時間に基づく前記推定回転位置を用いた制御処理となる前に前記速度指令部にて算出された前記印加電圧を補正し、
   前記進角処理として、前記コイルの相電流の位相が前記ロータの回転に伴って生じる誘起電圧に対して進んだ状態となるように、前記印加電圧を前記ロータの回転位置に対して所定角度だけ進角させることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
6. 請求項５記載のブラシレスモータ制御装置において、
   前記速度制御処理は、前記経過時間の２倍以下の周期にて実施されることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
7. 請求項６記載のブラシレスモータ制御装置において、
   前記速度制御処理は、前記分割角度回転時間以上の周期にて実施されることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
8. 請求項６又は７記載のブラシレスモータ制御装置において、
   前記速度制御処理は、前記センサ信号のエッジ切り替わり角度（電気角）をセンサエッジ角とすると、
   （１／モータ回転数［rps］）÷（３６０°×極対数／センサエッジ角×２）
   以下の周期にて実施されることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
   

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