JP6490247B2 - Power conversion device and electric motor drive device using the same - Google Patents
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Description
この発明は、直流電源からの電力を交流に変換してモータジェネレータなどの電動機に電力供給を行う電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts electric power from a DC power source into AC and supplies power to an electric motor such as a motor generator, and an electric motor drive device using the same.
ハイブリッド自動車などに用いられるモータジェネレータを駆動する電動機駆動装置は、直流電源からの電力を交流変換する電力変換装置を備えており、このような電力変換装置は、制御回路からの制御信号に従って直流電源を遮断／導通させるスイッチング素子から構成されるインバータ回路を有している。また、スイッチング素子として絶縁型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチング素子を用いることにより、高速化への対応を可能にしている。一方、半導体スイッチング素子を用いた場合、スイッチングの際に電圧波形と電流波形が重なることでスイッチング損失が発生する。スイッチング損失は単位時間あたりのスイッチング回数が大きいほど増大するため、高速化によるスイッチング周波数の増加に伴って増大し、電力変換装置の効率を低下させてしまう。 An electric motor drive device that drives a motor generator used in a hybrid vehicle or the like includes a power conversion device that converts AC power from a DC power source. Such a power conversion device is a DC power source according to a control signal from a control circuit. It has an inverter circuit comprised from the switching element which interrupts | blocks / conducts. Further, by using a semiconductor switching element such as an insulated bipolar transistor (IGBT) as the switching element, it is possible to cope with high speed. On the other hand, when a semiconductor switching element is used, a switching loss occurs because the voltage waveform and the current waveform overlap during switching. Since the switching loss increases as the number of times of switching per unit time increases, the switching loss increases with an increase in switching frequency due to the increase in speed, thereby reducing the efficiency of the power converter.
そこで、インバータ回路のスイッチング素子がターンオフする際に電力を遮断する追加回路を直流電源とインバータ回路との間に設け、ターンオフ時のスイッチング損失を抑える交流機制御装置が提案されている。（例えば、特許文献１参照）。 Therefore, an AC machine control device has been proposed in which an additional circuit that cuts off electric power when the switching element of the inverter circuit is turned off is provided between the DC power supply and the inverter circuit to suppress switching loss at the time of turn-off. (For example, refer to Patent Document 1).
しかしながら、追加回路のスイッチング素子にもスイッチング損失が発生することを考慮すると、追加回路のスイッチング素子がインバータ回路のスイッチング素子と同じキャリア周波数でスイッチング動作を行っている特許文献１の交流機制御装置では、インバータ回路の出力電力が小さくなる軽負荷領域において、追加回路で発生するスイッチング損失が相対的に大きくなり、変換効率が低下するという問題点がある。
However, in consideration of the fact that switching loss also occurs in the switching element of the additional circuit, in the AC machine control device of
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、軽負荷領域における変換効率の低下を防ぐことができる電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置を得るものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a power conversion device that can prevent a decrease in conversion efficiency in a light load region and a motor drive device using the power conversion device.
この発明に係る電力変換装置は、直流電源からの電力を交流に変換して、交流に変換された電力を負荷に供給するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１のスイッチ部と、インバータ回路と並列に接続されたコンデンサと、コンデンサに接続されたリアクトルと、リアクトルに接続された第２のスイッチ部と、コンデンサに接続されるとともにリアクトルと並列に接続された抵抗と、抵抗に接続された第３のスイッチ部とを有する損失低減回路と、第１のスイッチ部、第２のスイッチ部、及び第３のスイッチ部を制御して、インバータ回路のスイッチング動作に同期してソフトスイッチングを行う第１の動作モードと、抵抗とコンデンサとでスナバ回路を構成する第２の動作モードとを切り替える制御部とを備え、制御部は、前記負荷の大きさに応じて前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを切り替えるものである。 The power conversion device according to the present invention converts an electric power from a DC power supply into an alternating current, and supplies an inverter circuit that supplies the electric power converted into an alternating current to a load, and a first connected between the direct current power supply and the inverter circuit. Switch unit, a capacitor connected in parallel with the inverter circuit, a reactor connected to the capacitor, a second switch unit connected to the reactor, and a resistor connected to the capacitor and connected in parallel with the reactor And a third switch unit connected to the resistor, and the first switch unit, the second switch unit, and the third switch unit are controlled to synchronize with the switching operation of the inverter circuit And a controller that switches between a first operation mode in which soft switching is performed and a second operation mode in which a resistor and a capacitor constitute a snubber circuit. , The control unit is for switching the second operation mode and the second mode of operation in accordance with the magnitude of the load.
この発明の電力変換装置によれば、負荷供給電力が大きい重負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が増加し、負荷供給電力が小さい軽負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が減少する。このため、軽負荷領域における損失低減回路でのスイッチング損失が小さくなり、変換効率の低下を防ぐことができる。 According to the power conversion device of the present invention, the ratio of performing soft switching increases in a heavy load region where the load supply power is large, and the ratio of performing soft switching decreases in a light load region where the load supply power is small. For this reason, the switching loss in the loss reduction circuit in the light load region is reduced, and a reduction in conversion efficiency can be prevented.
実施の形態１．
以下に、この発明の実施の形態１を図１から図８に基づいて説明する。電動機駆動装置１０００は、モータ機能及び発電機能を有するモータジェネレータ９０００、すなわち電動機を駆動しその回転数を制御するもので、リチウムイオンバッテリやニッケル水素バッテリなどの蓄電デバイス９００、すなわち直流電源と、蓄電デバイス９００に接続され、蓄電デバイス９００から供給される電力を交流に変換し、変換された電力をモータジェネレータ９０００に供給して駆動する電力変換装置１００とを備えている。電力変換装置１００は、負荷となるモータジェネレータ９０００に電力を供給するインバータ回路９０と、インバータ回路９０と蓄電デバイス９００との間に接続された損失低減回路１０と、損失低減回路１０及びインバータ回路９０を制御する制御部８０とを備えたものである。インバータ回路９０の電力入出力線１７は、損失低減回路１０を介して蓄電デバイス９００のプラス端子に接続され、電位基準線１８は、損失低減回路１０を介して蓄電デバイス９００のマイナス端子に接続されている。
損失低減回路１０において、蓄電デバイス９００のプラス端子には、ＩＧＢＴ１１ａ及びＩＧＢＴ１１ａに逆並列に接続された整流ダイオード１１ｂを有する第１のスイッチ部１１の一端（ＩＧＢＴ１１ａのコレクタ端子及び整流ダイオード１１ｂのカソード端子）が接続されている。第１のスイッチ部の他端（ＩＧＢＴ１１ａのエミッタ端子及び整流ダイオード１１ｂのアノード端子）は電力入出力線１７に接続され、電力入出力線１７には、コンデンサ１２がインバータ回路９０と並列に接続されている。コンデンサ１２は、その一端が電力入出力線１７に接続されるとともに、他端にはリアクトル１３の一端及び抵抗１４の一端が接続されている。リアクトル１３の他端には、ＩＧＢＴ１５ａ及びＩＧＢＴ１５ａに逆並列に接続された整流ダイオード１５ｂを有する第２のスイッチ部１５の一端（ＩＧＢＴ１５ａのコレクタ端子及び整流ダイオード１５ｂのカソード端子）が接続されている。第２のスイッチ部１５の他端（ＩＧＢＴ１５ａのエミッタ端子及び整流ダイオード１５ｂのアノード端子）は電位基準線１８に接続されている。リアクトル１３と並列に接続された抵抗１４の他端には、ＩＧＢＴ１６ａ１、ＩＧＢＴ１６ａ１と互いのエミッタ端子を接続したＩＧＢＴ１６ａ２、ＩＧＢＴ１６ａ１に逆並列に接続された整流ダイオード１６ｂ１、及びＩＧＢＴ１６ａ２に逆並列に接続された整流ダイオード１６ｂ２を有して双方向スイッチを構成する第３のスイッチ部１６の一端（ＩＧＢＴ１６ａ１のコレクタ端子及び整流ダイオード１６ｂ１のカソード端子）が接続されている。第３のスイッチ部１６の他端（ＩＧＢＴ１６ａ２のコレクタ端子及び整流ダイオード１６ｂ２のカソード端子）は電位基準線１８に接続されている。なお、本実施の形態では上記のように第３のスイッチ部を互いのエミッタ端子が接続された２つのＩＧＢＴと２つのＩＧＢＴにそれぞれ逆並列に接続された整流ダイオードによって構成しているが、双方向スイッチとして機能するのであれば、上記の構成に限るものではない。
In the
インバータ回路９０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が適用された三相インバータであり、２つのＩＧＢＴを直列に接続してアームを構成し、各アームを３並列に接続したものである。ＩＧＢＴ９１ａのコレクタ端子は電力入出力線１７に接続され、エミッタ端子はＩＧＢＴ９２ａのコレクタ端子と直列に接続されている（ＩＧＢＴ９１アーム）。ＩＧＢＴ９２ａのエミッタ端子は電位基準線１８に接続されている。同様に、ＩＧＢＴ９３ａ及びＩＧＢＴ９５ａのコレクタ端子は、電力入出力線１７に接続され、エミッタ端子はＩＧＢＴ９４ａ及びＩＧＢＴ９６ａのコレクタ端子と直列に接続されている（ＩＧＢＴ９３アーム及びＩＧＢＴ９５アーム）。ＩＧＢＴ９４ａ及びＩＧＢＴ９６ａのエミッタ端子はそれぞれ電位基準線１８に接続されている。ＩＧＢＴ９１ａとＩＧＢＴ９２ａ、ＩＧＢＴ９３ａとＩＧＢＴ９４ａ、ＩＧＢＴ９５ａとＩＧＢＴ９６ａの各接続点は、モータジェネレータ９０００のＵ相端子９０００ａ、Ｖ相端子９０００ｂ及びＷ相端子９０００ｃにそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａには整流ダイオード９１ｂ〜９６ｂがそれぞれ逆並列に接続され、コンデンサ９１ｃ〜９６ｃがそれぞれ並列に接続されている。
The
制御部８０の駆動信号出力端子８０ａは、ＩＧＢＴ１１ａのゲート端子に接続されており、駆動信号出力端子８０ｂは、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２のゲート端子に接続されている。駆動信号出力端子８０ｃは、ＩＧＢＴ１５ａのゲート端子に接続されている。また、駆動信号出力端子８０ｄ〜８０ｉは、ＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａのそれぞれのゲート端子に接続されている。
電流信号入力端子８０ｊは、モータジェネレータ９０００の電流信号出力端子９０００ｄに接続されている。回転角信号入力端子８０ｋは、回転角信号出力端子９０００ｅに接続されている。
また、制御部８０は絶縁電源８１を備えている。本実施の形態では、ＩＧＢＴ１１ａのエミッタ端子が電力入出力線１７に接続されており、その電位が電位基準線１８の電位から浮いているため、このままではゲート駆動することができない。このため、絶縁電源８１によりＩＧＢＴ１１ａのエミッタ端子の電位を下げることで電位基準線１８と同電位にし、ゲート駆動を可能にしている。なお、電力変換装置１００の他のＩＧＢＴについても、同様に絶縁電源が必要であるため、それぞれ制御部８０に備えているが、図示を省略している。The drive
The current
The
なお、本実施の形態では、電動機としてモータジェネレータ９０００を用いたが、交流電動機であれば、これに限られるものではない。また、インバータ回路９０は、三相インバータに限られるものではなく、単相インバータや二相インバータを用いてもよい。
また、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いているが、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、シリコンカーバイドトランジスタ、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴ、窒化ガリウムＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いることにより、各ＩＧＢＴに逆並列に接続した整流ダイオードを省略することができる。また、インバータ回路の各ＩＧＢＴにはコンデンサを並列接続しているが、ＩＧＢＴの寄生容量が十分に大きければ、このコンデンサを省略することができる。In the present embodiment,
Moreover, although IGBT is used as a switching element, a bipolar transistor, a field effect transistor (MOSFET), a silicon carbide transistor, a silicon carbide MOSFET, a gallium nitride MOSFET, or the like may be used. When the MOSFET is used, a rectifier diode connected in antiparallel to each IGBT can be omitted by using a parasitic diode of the MOSFET. Further, a capacitor is connected in parallel to each IGBT of the inverter circuit, but this capacitor can be omitted if the parasitic capacitance of the IGBT is sufficiently large.
次に、動作について説明する。図２は、インバータ回路９０のＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａの駆動信号であるＶｇｅ（９１ａ）〜Ｖｇｅ（９６ａ）と、Ｕ相端子９０００ａとＶ相端子９０００ｂの間の線間電圧Ｖｕｖ、Ｖ相端子９０００ｂとＷ相端子９０００ｃの間の線間電圧Ｖｖｗ、及びＷ相端子９０００ｃとＵ相端子９０００ａの間の線間電圧Ｖｗｕの動作波形を模式的に示すタイムチャートである。蓄電デバイス９００の入力電圧Ｖｉｎが入力されると、制御部８０は回転角信号入力端子８０ｋに入力されるモータジェネレータ９０００の回転角θ、電流信号入力端子８０ｊから入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線電流の情報に基づいて各ＩＧＢＴの駆動信号Ｖｇｅ（９１ａ）〜Ｖｇｅ（９６ａ）を生成し、駆動信号出力端子８０ｄ〜８０ｉから出力してＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａの駆動制御を行う。それぞれのＩＧＢＴアームを構成するＩＧＢＴのペアは相補的にオンオフ動作を繰り返すように制御され、各ＩＧＢＴアームは１２０°ずつ位相をずらして駆動される。
Next, the operation will be described. 2 shows Vge (91a) to Vge (96a) as drive signals of the IGBTs 91a to 96a of the
損失低減回路１０は、インバータ回路９０のそれぞれのＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａのターンオン動作時（オフ状態からオン状態への状態遷移時）に、下記の２つの動作モードで動作する。以下、ＩＧＢＴ９１ａがターンオン動作した場合を代表例としてそれぞれの動作モードを説明する。
（動作モード１）
動作モード１、すなわち第１の動作モードは、中負荷領域〜重負荷領域、すなわちモータジェネレータ９０００に供給される電力である負荷供給電力Ｗが中電力〜大電力の場合に主に適用される。図３は、動作モード１を模式的に示すタイムチャートである。
図３（ａ）は、インバータ回路９０のＩＧＢＴ９１ａの駆動信号Ｖｇｅ（９１ａ）を示している。ＩＧＢＴ９１ａは、時刻ｔ＝ｔ１においてターンオン動作が行われる。
図３（ｂ）は、第１のスイッチ部１１のＩＧＢＴ１１ａの駆動信号Ｖｇｅ（１１ａ）を示している。ＩＧＢＴ１１ａは、初期状態がオン状態であり、時刻ｔ＝ｔ２でターンオフ動作した後、時刻ｔ＝ｔ３で駆動され、ターンオン動作する。なお、ｔ２はｔ１の所定時間前であり、ｔ３はｔ１の所定時間後である。
図３（ｃ）は、第３のスイッチ部１６のＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２の駆動信号Ｖｇｅ（１６ａ１）及びＶｇｅ（１６ａ２）を示している。動作モード１において、Ｖｇｅ（１６ａ１）及びＶｇｅ（１６ａ２）は常にオフ信号であり、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２はオフ状態を維持する。
図３（ｄ）は、第２のスイッチ部１５のＩＧＢＴ１５ａの駆動信号Ｖｇｅ（１５ａ）を示している。ＩＧＢＴ１５ａは、ＩＧＢＴ１１ａと相補的に動作する。すなわち、ＩＧＢＴ１５ａは、初期状態がオフ状態であり、時刻ｔ＝ｔ２で駆動されターンオン動作した後、時刻ｔ＝ｔ３でターンオフ動作する。
図３（ｅ）は、リアクトル１３に流れる電流ｉ（１３）を示しており、図３（ｆ）は、ＩＧＢＴ９１アームの両端電圧Ｖａを示している。また、図３（ｇ）は、コンデンサ１２の両端電圧Ｖ（１２）を示しており、図３（ｈ）は、ＩＧＢＴ９１ａの両端電圧（コレクタ―エミッタ間電圧）Ｖｃｅ（９１ａ）を実線で示し、コレクタ電流Ｉｃｅ（９１ａ）を破線で示している。The
(Operation mode 1)
The
3A shows the drive signal Vge (91a) of the
FIG. 3B shows the drive signal Vge (11a) of the
FIG. 3C shows drive signals Vge (16a1) and Vge (16a2) of the IGBT 16a1 and the IGBT 16a2 of the
FIG. 3D shows the drive signal Vge (15a) of the
FIG. 3 (e) shows the current i (13) flowing through the
ｔ＝ｔ２でＩＧＢＴ１１ａがターンオフ動作するとともにＩＧＢＴ１５ａがターンオン動作すると、コンデンサ１２、リアクトル１３、及びインバータ回路のＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａにそれぞれ並列接続されているコンデンサ９１ｃ〜９６ｃによってＬＣ共振動作が行われ、コンデンサ１２及びリアクトル１３に正弦波の共振電流が流れる。これに伴い、コンデンサ１２の両端電圧Ｖ（１２）が蓄電デバイス９００の入力電圧Ｖｉｎまで上昇し、ＩＧＢＴ９１アームの両端電圧Ｖａはゼロボルトに達する。制御部８０は、Ｖａがゼロボルトとなっているｔ＝ｔ１に駆動信号Ｖｇｅ（９１ａ）をオン信号に切り替え、「零電圧スイッチング動作（ＺＶＳ動作）」によりＩＧＢＴ９１ａをターンオン動作させる。
以上のように、動作モード１では、損失低減回路１０とインバータ回路９０のコンデンサ９１ｃ〜９６ｃとの間でＬＣ共振動作を起こすことによりソフトスイッチングであるＺＶＳを行い、ＩＧＢＴ９１ａにおけるスイッチング損失を低減する。
なお、図３ではＩＧＢＴ９１ａがターンオン動作を行う場合について説明したが、ＩＧＢＴ９２ａ〜９６ａがターンオン動作を行う場合も同様に、コンデンサ１２、リアクトル１３、及びコンデンサ９１ｃ〜９６ｃでＬＣ共振動作を行うことによりソフトスイッチングを行う。また、ターンオフ動作を行う場合も同様である。When the
As described above, in the
In addition, although FIG. 3 demonstrated the case where IGBT91a performs turn-on operation, also when IGBT92a-96a performs turn-on operation, it is soft by performing LC resonance operation by the capacitor |
（動作モード２）
動作モード２、すなわち第２の動作モードは、軽負荷領域、すなわちモータジェネレータ９０００に供給される電力である負荷供給電力Ｗが小電力の場合に主に適用される。図４は、動作モード２を模式的に示すタイムチャートである。
動作モード２では、図４（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ１１ａの駆動信号Ｖｇｅ（１１ａ）は常にオン信号であり、ＩＧＢＴ１１ａオン状態を維持する。また、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２の駆動信号Ｖｇｅ（１６ａ１）及びＶｇｅ（１６ａ２）は常にオン信号であり、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２はオン状態を維持する。また、図４（ｄ）に示すように、ＩＧＢＴ１５ａの駆動信号Ｖｇｅ（１５ａ）は常にオフ信号であり、ＩＧＢＴ１５ａはオフ状態を維持する。これにより、損失低減回路１０は、コンデンサ１２と抵抗１４によるＣＲスナバ回路を構成しＣＲスナバ回路を構成した状態を維持する。動作モード２では、ＩＧＢＴ９１ａのオンオフ状態に関係なく、コンデンサ１２と抵抗１４によりパッシブ回路であるＣＲスナバ回路を構成した状態を維持し、動作モード１のようにＩＧＢＴ９１ａのスイッチング動作に同期してＩＧＢＴ１１ａなどをスイッチング動作させることがない。このため、損失低減回路１０においてスイッチング損失は発生しない。一方、動作モード１のようにソフトスイッチングが行わないため、ＩＧＢＴ９１ａにおいては両端電圧Ｖｃｅ（９１ａ）の電圧波形とコレクタ電流Ｉｃｅ（９１ａ）の電流波形が重なりスイッチング損失が発生するが、上述したように、動作モード２は軽負荷（小電力）の場合に主に適用されるため、コレクタ電流Ｉｃｅ（９１ａ）は小さく、ＩＧＢＴ９１ａに発生するスイッチング損失も小さい。
なお、図４ではＩＧＢＴ９１ａがターンオン動作を行う場合について説明しているが、ＩＧＢＴ９２ａ〜９６ａのターンオン動作を行う場合も同様にコンデンサ１２と抵抗１４を用いてＣＲスナバ回路を構成する。(Operation mode 2)
The
In the
Although FIG. 4 illustrates the case where the
また、上記ＣＲスナバ回路では、インバータ回路９０のＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａがターンオフ動作したときに発生するサージ電圧を抑制する。この場合、ＣＲスナバ回路においてサージエネルギー分の損失が発生するが、動作モード２ではＩＧＢＴ１１ａがオン状態であり、電力入出力線１７及び電位基準線１８には直流電流が流れるため、電力入出力線１７及び電位基準線１８の間に接続されているＣＲスナバ回路に電圧変動はほとんど発生せず、全体として損失は小さい。
Further, the CR snubber circuit suppresses a surge voltage generated when the IGBTs 91a to 96a of the
（動作比率α）
上記では、モータジェネレータ９０００の負荷の重さに応じて適用される２つの動作モードについて説明したが、実際のハイブリッド自動車などにおいては、負荷供給電力Ｗは絶えず変動するため、ある時点で軽負荷領域に属するか重負荷領域に属するかを適時に特定して、動作モード１で動作するか動作モード２で動作するかを決定することは困難な場合が多い。そこで、本実施の形態では、図５で模式的に示されるスイッチング動作群＃Ｎ及び＃＃ｎを用いて以下の式（１）で定義される動作比率αに基づいて上記２つの動作モードを組み合わせ、損失低減回路１０及びインバータ回路９０で発生する損失を低減する。
α＝＃＃ｎ／＃Ｎ （１）
式（１）において、＃Ｎは、所定時間におけるインバータ回路９０のスイッチング動作群の数である。ここで、インバータ回路９０のスイッチング動作群とは、ＩＧＢＴ９１ａ〜９６ａの一通りのスイッチング動作をまとめて＃１、＃２・ .・＃Ｎと表すものである。具体的に説明すると、例えば図２（ａ）〜図２（ｆ）では、ＩＧＢＴ９３ａのターンオン及びＩＧＢＴ９４ａのターンオフ（ＩＧＢＴ９３アームのスイッチング）→ＩＧＢＴ９１ａのターンオフ及びＩＧＢＴ９２ａのターンオン（ＩＧＢＴ９１ａのスイッチング）→ＩＧＢＴ９５ａのターンオン及びＩＧＢＴ９６ａのターンオフ（ＩＧＢＴ９５アームのスイッチング）の順に６つのＩＧＢＴが１回ずつスイッチング動作を行っているが、これら６回のＩＧＢＴのスイッチング動作をインバータ回路９０の１群のスイッチング動作群と定義し、＃１と表している。(Operation ratio α)
In the above description, two operation modes applied according to the load weight of the
α = ## n / # N (1)
In Expression (1), #N is the number of switching operation groups of the
＃＃ｎは、所定時間における損失低減回路１０のスイッチング動作群の数である。ここで、損失低減回路１０のスイッチング動作群とは、インバータ回路９０のスイッチング動作に同期して行われるＩＧＢＴ１１ａ及びＩＧＢＴ１５ａのスイッチング動作、すなわち、動作モード１におけるＩＧＢＴ１１ａ及びＩＧＢＴ１５ａのスイッチング動作をまとめて＃＃１、＃＃２・ .・＃＃ｎと表すものである。具体的に説明すると、例えば図３（ｂ）（ｃ）では、ＩＧＢＴ９１ａのターンオン動作と同期してＩＧＢＴ１１ａのターンオフ及びＩＧＢＴ１５ａのターンオン→ＩＧＢＴ１１ａのターンオン及びＩＧＢＴ１５ａのターンオフの順に４回のスイッチング動作を行っている。ＩＧＢＴ９２ａ〜９６ａも考慮すると、この４回のスイッチング動作を３つのＩＧＢＴアームについて同様に行うことから、上記インバータ回路９０の１群のスイッチング動作群＃１に対して、４（回）×３＝１２回のスイッチング動作が行われるので、これを損失低減回路１０の１群のスイッチング動作群と定義し、＃＃１と表している。＃＃ｎは、損失低減回路１０が動作モード１で動作している場合に増加し、動作モード２で動作している場合は増加しない。このことから、数式１で定義される動作比率αは、損失低減回路１０が動作モード１で動作する比率を示すものである。
## n is the number of switching operation groups of the
図６は、図５の具体例を示す図である。図６では、Ｎ＝４と固定し、ｎ及び動作比率αの値を負荷の重さに応じて変動させている。図６（ａ）は、軽負荷領域、すなわち負荷供給電力Ｗが小さい場合の例である。この場合、＃＃ｎ＝１、動作比率α＝０．２５として、動作モード１で動作する比率を小さく（動作モード２で動作する比率を大きく）し、ソフトスイッチングを行う比率を減少させている。図６（ｂ）は、中負荷領域、すなわち負荷供給電力Ｗが中程度である場合の例である。この場合、＃＃ｎ＝２、動作比率α＝０．５として、軽負荷領域の場合と比べて動作モード１で動作する比率を増加させている。図６（ｃ）は、重負荷領域、すなわち負荷供給電力Ｗが大きい場合の例である。この場合、インバータ回路に流れる電流も大きく、大きなスイッチング損失が生じやすいので、＃＃ｎ＝４、動作比率α＝１．０とし、常に動作モード１で動作させ、インバータ回路９０の各ＩＧＢＴの全てのスイッチング動作に対してソフトスイッチングを行う。
FIG. 6 is a diagram illustrating a specific example of FIG. In FIG. 6, N = 4 is fixed, and the values of n and the operation ratio α are changed according to the load weight. FIG. 6A shows an example in which the light load region, that is, the load supply power W is small. In this case, ## n = 1 and operating ratio α = 0.25, the operating ratio in operating
図７は、負荷と動作比率αの関係を示すグラフである。図７に示すように、負荷が重いほど、すなわち、負荷供給電力Ｗが大きいほど、動作比率αを大きくしている。また、本実施の形態にでは、動作比率αは、負荷供給電力Ｗに対して直線的に増加させている。 FIG. 7 is a graph showing the relationship between the load and the operation ratio α. As shown in FIG. 7, the heavier the load, that is, the greater the load supply power W, the greater the operation ratio α. Further, in the present embodiment, the operation ratio α is increased linearly with respect to the load supply power W.
実施の形態１によれば、負荷供給電力が大きい重負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が増加し、負荷供給電力が小さい軽負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が減少するため、軽負荷領域における損失低減回路でのスイッチング損失が小さくなり、変換効率の低下を防ぐことができる。 According to the first embodiment, the ratio of performing soft switching increases in the heavy load region where the load supply power is large, and the ratio of performing soft switching decreases in the light load region where the load supply power is small. Switching loss in the reduction circuit is reduced, and a reduction in conversion efficiency can be prevented.
なお、必ずしも図７のように負荷供給電力Ｗの全範囲について動作比率αを直線的に増加させる必要はなく、図８に示すように、予め定められた２つの閾値Ｗ１、Ｗ２の間のみ動作比率αを直線的に増加させ、閾値Ｗ１より小さい場合または閾値Ｗ２より大きい場合は動作比率αを一定にしてもよい。また、図示は省略するが、負荷供給電力がある閾値より小さい場合は動作比率α＝０とし、常に動作モード２で動作させ、閾値より大きい場合は動作比率α＝１．０として常に動作モード１で動作させてもよい。
Note that it is not always necessary to linearly increase the operation ratio α for the entire range of the load supply power W as shown in FIG. 7, and the operation is performed only between two predetermined thresholds W1 and W2, as shown in FIG. The ratio α may be increased linearly, and the operation ratio α may be made constant when it is smaller than the threshold value W1 or larger than the threshold value W2. Although illustration is omitted, when the load supply power is smaller than a certain threshold, the operation ratio α = 0 is set to always operate in the
また、本実施の形態では、＃Ｎについて、インバータ回路の各ＩＧＢＴのスイッチング動作１回ずつをインバータ回路の１群のスイッチング動作と定義したが、例えば、１つの正弦波電流を発生させる間の全てのスイッチング動作をインバータ回路の１群のスイッチング動作と定義してもよい。また、＃＃ｎについては、インバータ回路の全てのＩＧＢＴアームスイッチング動作に対応させて損失低減回路の１群のスイッチング動作群を定義したが、損失低減回路のスイッチング動作群は、動作モード１の比率に対応すればよいので、１つのＩＧＢＴアームのスイッチング動作に対応させて損失低減回路の１群のスイッチング動作群と定義してもよい。（この場合。＃＃１は４回のスイッチング動作により構成される）要は、上記数式１で定義される動作比率αが動作モード１で動作する比率を表すものであれば、１群のスイッチング動作群はどのように定義してもよい。
Further, in this embodiment, for #N, one switching operation of each IGBT of the inverter circuit is defined as a group of switching operations of the inverter circuit. May be defined as a group of switching operations of the inverter circuit. For ## n, a group of switching operations of the loss reduction circuit is defined corresponding to all IGBT arm switching operations of the inverter circuit, but the switching operation group of the loss reduction circuit is the ratio of the
実施の形態２．
以下に、この発明の実施の形態２を図９に基づいて説明する。実施の形態２は、動作比率αの増加量が、負荷供給電力Ｗが大きいほど大きくなり、下に凸の曲線となっている点が実施の形態１と異なる。このような動作比率αとしては、動作比率αが負荷供給電力Ｗの指数関数となっている場合や、２階微分が正である２次以上の関数である場合が考えられる。その他の点については、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。
The second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The second embodiment is different from the first embodiment in that the increase amount of the operation ratio α increases as the load supply power W increases, and has a downwardly convex curve. As such an operation ratio α, there can be considered a case where the operation ratio α is an exponential function of the load supply power W or a case of a second or higher order function with a positive second derivative. Since the other points are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
実施の形態２によれば、中負荷領域における動作比率αが実施の形態１の場合よりも小さくなり、中負荷領域において動作モード２で動作する比率が大きくなる。このため、スイッチング素子の特性などにより、ソフトスイッチングによる損失低減回路のスイッチング損失が大きい場合や、ＣＲスナバ回路におけるサージエネルギーによる損失が小さい場合により大きな損失低減効果がある。
According to the second embodiment, the operation ratio α in the medium load region is smaller than that in the first embodiment, and the ratio of operating in the
実施の形態３．
以下に、この発明の実施の形態３を図１０に基づいて説明する。実施の形態３は、動作比率αの増加量が、負荷供給電力Ｗが大きいほど小さくなり、上に凸の曲線となっている点が実施の形態１と異なる。このような動作比率αとしては、動作比率αが負荷供給電力Ｗの対数関数となっている場合や、２階微分が負である２次以上の関数である場合が考えられる。その他の点については、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。
The third embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The third embodiment is different from the first embodiment in that the increase amount of the operation ratio α is smaller as the load supply power W is larger, and is an upwardly convex curve. As such an operation ratio α, there can be considered a case where the operation ratio α is a logarithmic function of the load supply power W, or a case of a second or higher order function having a negative second derivative. Since the other points are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
実施の形態３によれば、中負荷領域における動作比率αが実施の形態１の場合よりも大きくなり、中負荷領域において動作モード１で動作する比率が大きくなる。このため、スイッチング素子の特性などにより、インバータ回路のスイッチング損失が大きい場合や、ＣＲスナバ回路におけるサージエネルギーによる損失が大きい場合により大きな損失低減効果がある。
According to the third embodiment, the operation ratio α in the medium load region is larger than that in the first embodiment, and the ratio of operating in the
実施の形態４．
以下に、この発明の実施の形態４を図１１に基づいて説明する。
実施の形態４は、第１のスイッチ部２１を蓄電デバイス９００のマイナス端子、すなわちグランド側に接続し、第１のスイッチ２１のＩＧＢＴ２１ａのエミッタ端子を電位基準線１８に接続した点と、制御部８０が絶縁電源８１を備えていない点が実施の形態１と異なる。その他について、電動機駆動装置２０００、電力変換装置２００、損失低減回路１０がそれぞれ実施の形態１の電動機駆動装置１０００、電力変換装置１００及び損失低減回路１０にそれぞれ対応し、実施の形態１と同様であるのでその説明を省略する。Embodiment 4 FIG.
The fourth embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
In the fourth embodiment, the
実施の形態４によれば、第１のスイッチ部のＩＧＢＴのエミッタ端子が電位基準線と同電位になるので、ゲート駆動のための絶縁電源を省略でき、装置全体の小型化を図ることができる。 According to the fourth embodiment, since the IGBT emitter terminal of the first switch unit has the same potential as the potential reference line, the insulated power source for driving the gate can be omitted, and the overall size of the device can be reduced. .
次に本発明の変形例として、損失低減回路に機械構造のスイッチ素子を用いる場合について図１２に基づいて説明する。
この変形例では、実施の形態１の第１のスイッチ部１１、第２のスイッチ部１５、第３のスイッチ部１６をそれぞれ機械構造のスイッチ素子１１１、１５１、１６１としたものである。また、実施の形態１と異なり、制御部８０は絶縁電源８１を備えていない。各スイッチ素子の制御は、例えばリレーで行われる。その他の点について、電動機駆動装置１０１０、電力変換装置１１０、損失低減回路１０１がそれぞれ実施の形態１の電動機駆動装置１０００、電力変換装置１００及び損失低減回路１０にそれぞれ対応し、実施の形態１と同様であるのでその説明を省略する。Next, as a modification of the present invention, a case where a switch element having a mechanical structure is used in the loss reduction circuit will be described with reference to FIG.
In this modification, the
この変形例では、各スイッチ部に機械構造のスイッチ素子を用いているので、瞬時に電流を遮断することが可能である。また、１つのスイッチ素子で双方向スイッチ機能を実現することが可能であり、整流ダイオードを逆並列に接続する必要もないため、部品点数を削減することができ、構成が簡単となる。 In this modification, since a switch element having a mechanical structure is used for each switch portion, it is possible to instantaneously interrupt the current. In addition, the bidirectional switch function can be realized with one switch element, and it is not necessary to connect the rectifier diodes in antiparallel, so that the number of parts can be reduced and the configuration is simplified.
なお、この発明は、その発明の範囲内において実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 In the present invention, the embodiments can be freely combined within the scope of the invention, and the embodiments can be appropriately modified and omitted.
１０、１０１ 損失低減回路、１１、２１ 第１のスイッチ部、１２ コンデンサ、１３ リアクトル、１４ 抵抗、１５ 第２のスイッチ部、１６ 第３のスイッチ部、１８ 電位基準線、８０ 制御部、９０ インバータ回路、 １００、１１０、２００ 電力変換装置、９００ 蓄電デバイス、１０００、１０１０、２０００ 電動機駆動装置、９０００ モータジェネレータ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10,101 Loss reduction circuit, 11, 21 1st switch part, 12 capacitor | condenser, 13 reactor, 14 resistance, 15 2nd switch part, 16 3rd switch part, 18 electric potential reference line, 80 control part, 90 inverter Circuit, 100, 110, 200 Power conversion device, 900 Power storage device, 1000, 1010, 2000 Motor drive device, 9000 Motor generator.
Claims (9)
前記直流電源と前記インバータ回路との間に接続された第１のスイッチ部と、前記インバータ回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに接続されたリアクトルと、前記リアクトルに接続された第２のスイッチ部と、前記コンデンサに接続されるとともに前記リアクトルと並列に接続された抵抗と、前記抵抗に接続された第３のスイッチ部とを有する損失低減回路と、
前記第１のスイッチ部、前記第２のスイッチ部、及び前記第３のスイッチ部を制御して、前記インバータ回路のスイッチング動作に同期してソフトスイッチングを行う第１の動作モードと、前記抵抗と前記コンデンサとでスナバ回路を構成する第２の動作モードとを切り替える制御部とを備え、
前記負荷の大きさに応じて前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを切り替えることを特徴とする電力変換装置。An inverter circuit that converts electric power from a DC power source into alternating current and supplies the converted electric power to a load;
A first switch connected between the DC power supply and the inverter circuit; a capacitor connected in parallel with the inverter circuit; a reactor connected to the capacitor; and a second connected to the reactor. A loss reduction circuit comprising: a switch unit; a resistor connected to the capacitor and connected in parallel with the reactor; and a third switch unit connected to the resistor;
A first operation mode for controlling the first switch unit, the second switch unit, and the third switch unit to perform soft switching in synchronization with a switching operation of the inverter circuit; A controller that switches between a second operation mode that constitutes a snubber circuit with the capacitor,
A power converter that switches between the first operation mode and the second operation mode in accordance with the magnitude of the load.
The power converter according to any one of claims 1 to 8, wherein the power supplied from the DC power supply and the DC power supply is converted into alternating current, and the electric power converted into alternating current is supplied to and driven by an electric motor. An electric motor drive device comprising:
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