JP6502870B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、直流電源と交流電力系統との間に設置され、交流と直流を相互に変換する電力変換装置に関する。

近年、風力発電や太陽光発電、太陽熱発電などの再生可能エネルギーの普及が促進されているが、より大電力を再生可能エネルギーでまかなうために、洋上風力発電や、砂漠地帯での太陽光、太陽熱発電が検討され始めている。洋上風力発電においては、発電された電力を消費地である都市まで海底ケーブルで大電力送電したり、アフリカや中国奥部の砂漠地帯から、ヨーロッパや沿岸地帯の大都市まで大電力を長距離にわたって高効率に送電したりすることが必要になる。このような要求には、従来の三相交流による電力送電よりも直流送電のほうが高効率であり、コストを抑えながら設置することが可能になるため、直流送電網の構築が検討され始めている。

直流送電においては、発電された交流電力を直流送電用の直流に変換するコンバータや、送電されてきた直流を都市内の交流に変換するインバータなどの電力変換装置が必要になる。現在、交流系統にコンバータ、インバータのスイッチングに伴う高調波が流出しないように、正弦波に近い電圧波形を出力することができ、出力フィルタを削減できる電力変換装置が実用化されている。この電力変換装置は、ＭＭＣ(Modular Multilevel Converter)と呼ばれる。

ＭＭＣは、直流電源と交流電力系統との間に設けられ、三相の相アームを有する。三相の相アームは、チョッパセルを直列接続して成る。三相の相アームは並列接続され、直流電源と各々が常時接続されている。各相アームは上アームと下アームに分別され、すなわち直列接続されたチョッパセル群は２つの群に分けられ、上アームと下アームとの間に、交流電力系統への出力端子が設けられている。

ＭＭＣは、運転状態や部品のバラつきによって生じる三相のアーム、上アームと下アーム、また各チョッパセル間等の電圧不均衡が是正される必要がある。そこで、従来のＭＭＣにおいては、各種の電圧不均衡を是正する手法が多数提唱されている。例えば、三相の各々に循環電流を流し、これら循環電流を操作することで、上アームと下アームとの電圧不均衡が是正できる。

詳細には、上アームと下アームの電圧差を零相分、正相分、逆相分に分解し、各々の電圧差を３種類の循環電流を操作して是正している。ＭＭＣは、三相が常時並列接続されているため、この３種類の経路を利用して３種類の循環電流を流すことができ、３種類の循環電流を零相電圧差是正分、正相電圧差是正分、逆相電圧差是正分に役割分担させれば、上アームと下アームの電圧差是正が容易となる。

但し、ＭＭＣは、チョッパセルのコンデンサに出力交流周波数と同等の電力脈動が原理的に生じる。コンデンサ電圧の変動を一定の値以下に抑制するには、コンデンサの容量を大きくする必要がある。直流電圧が数十ｋＶ〜数百ｋＶに及ぶ直流送電の場合、チョッパセルの数が多く、それに比例してコンデンサ体積が大きくなってしまう。

そこで、近年、ＩＧＢＴ等の自励式のスイッチを多直列接続したバルブと、チョッパセルを組み合わせた中性点クランプ形モジュラー・マルチレベル・コンバータ(ＮＰＣ−ＭＭＣ)が提案されている。この電力変換装置は、三相の相アームの両端にスイッチを接続し、三相の相アームをスイッチを介して直流電源と各々接続している。また、両端のスイッチの間に直列に２つのスイッチを接続し、この２つのスイッチを相アームと並列に接続している。更に、２つのスイッチの間に中性点を設け、各相の中性点を結線している。

この電力変換装置では、各スイッチのオンオフ操作によって、一相を他の二相と直列に接続し、他の二相を並列接続し、この接続関係を有する三相のアームを直流電源と接続するようにしている。この電力変換装置では、直流電源の電圧に対して二相のアームの合計電圧で均衡させればよい。従って、各相のアームの電圧を直流電源の電圧と均衡させねばならなかった従来のＭＭＣと比べて、ＮＰＣ−ＭＭＣと呼ばれる電力変換装置は、チョッパセルの数を半分にでき、装置の設置スペースが低減し、スイッチング損失が低減して変換効率が向上する。

特表２０１０−５１２１３４号公報 平成２６年電気学会産業応用部門大会プログラム, I-155：中性点クランプ形モジュラー・マルチレベル・コンバータ

ＮＰＣ−ＭＭＣと呼ばれる電力変換装置は、直流電源の正側と負側を通る循環電流の経路を一本しか作出し得ない。循環電流の経路は、単独一相から入力して並列二相から出力される経路、または並列二相から入力されて単独一相から出力される経路しかない。そのため、３種類の循環電流によって、零相分と正相分と逆相分の電圧差を各々解消する従来のＭＭＣの手法が取り得ない。すなわち、ＮＰＣ−ＭＭＣと呼ばれる電力変換装置において、各種の電圧バランスを制御する手法が確立させていない。

そこで、本発明の実施形態は、ＮＰＣ−ＭＭＣと呼ばれる電力変換装置において、チョッパセルのコンデンサ電圧のバランスを制御することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本実施形態の電力変換装置は、直流電源と交流電力系統との間に設けられ、交流と直流を相互に変換する電力変換装置であって、複数のチョッパセルを直列接続して成る三相の各相アームと、前記相アーム内の前記チョッパセルを２つに分けて成る上アーム及び下アームと、前記上アームと前記下アームとの間に設けられ、前記交流電力系統と接続される出力端子と、前記相アームの両端に設けられ、前記相アームと前記直流電源との間に介在する第１のスイッチ及び第４のスイッチと、前記第１のスイッチと前記第４のスイッチとの間に直列接続され、前記相アームと並列接続される第２のスイッチ及び第３のスイッチと、前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとの間に設けられ、互いに結線される三相の各中性点と、前記チョッパセルと前記第１乃至第４のスイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１乃至第４のスイッチを制御することで、二相の前記各相アームを並列接続され、当該並列接続された前記相アームに他の一相の相アームを直列接続した各組み合わせの回路を、電圧位相ごとに形成し、前記チョッパセルを制御することで、前記回路を介して前記直流電源の正側と負側とを循環するＰＮ間循環電流に、交流電流を重畳し、前記交流電流を操作して、前記上アームと前記下アームの電圧差の不均衡を抑制すること、を特徴とする。

本実施形態の電力変換装置の構成図である。 電力変換装置が備えるチョッパセルの構成図である。 電力変換装置において各相の接続関係の一例と流れる電流を示す模式図である。 電力位相ごとの各相の接続関係を示す表である。 電力変換装置の制御ブロック図である。 上アームと下アームとの間の電圧差正相分をゼロにする電圧制御の制御ブロック図である。 上アームと下アームとの間の電圧差零相分をゼロにする電圧制御の制御ブロック図である。 ＰＮ間循環電流の直流成分に対する制御ブロック図である。 ＰＮ間循環電流の算出過程を示す制御ブロック図である。 相間バランス制御の第１例を示す制御ブロック図である。 相間バランス制御の他の例を示す制御ブロック図である。 全チョッパセルのコンデンサ電圧の平均値を一定にするための制御ブロック図である。 各相の上下アームの電圧指令値を算出するための制御ブロック図である。 各チョッパセルの電圧指令値を算出するための制御ブロック図である。 チョッパセルの出力電圧の指令値を計算する方法を示すグラフである。 チョッパセルの電圧出力方法を説明するグラフである。

（構成）
以下、本実施形態の電力変換装置について図面を参照しつつ詳細に説明する。図１は、本実施形態の電力変換装置の構成図である。図２は、電力変換装置が備えるチョッパセルの構成図である。電力変換装置１は、高圧直流送電システムが備える中性点クランプ形モジュラー・マルチレベル・コンバータ（ＮＰＣ−ＭＭＣ）である。この電力変換装置１は、直流電源１００と交流電力系統２００との間に設置される。この電力変換装置１は、直流電源１００の入力直流電圧ｖ_ｄｃを三相の交流電圧ｖ_ａｃに変換し、三相トランス２０１を介して交流電力を交流電力系統２００に出力する。本実施形態では、基準電位を入力直流電圧ｖ_ｄｃの中点に定義している。

この電力変換装置１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各交流電圧ｖ＿ａｃを生成する相アーム２を備えている。各相アーム２は、両端が第１スイッチ４１と第４スイッチ４４と接続し、第１スイッチ４１及び第４スイッチ４４を介して直流電源１００と接続される。この各相アーム２は複数のチョッパセル３を直列接続して成る。

チョッパセル３は、図２に示すように、スイッチ３１とスイッチ３２を直列接続したレグと、直流コンデンサ３３とを並列接続してなる。スイッチ３１及び３２は逆導通スイッチであり、各スイッチ３１及び３２のスイッチング素子に各々帰還ダイオード３３を逆並列に接続して構成される。スイッチング素子は、例えば、オン時には電流を一方向に流すＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等であり、自己消弧能力を有する。

各相アーム２では、チョッパセル３が上アーム２１と下アーム２２に分別されている。上アーム２１は、直流電源１００から見て正側に接続されたチョッパセル３群である。下アーム２２は、直流電源１００から見て負側に接続されたチョッパセル３群である。相アーム２は、上アーム２１と下アーム２２との間に出力端子２３を備え、出力端子２３から三相トランス２０１を介して交流電力系統２００へ交流電力を出力する。

上アーム２１と下アーム２２から成る相アーム２は、チョッパセル３を単位変換器として直流電圧を階段状の交流電圧ｖ＿ａｃに変換し、出力端子２３から交流電力系統２００へ出力する。各相アーム２内のチョッパセル３の数は、入力直流電圧ｖ_ｄｃと、チョッパセルのコンデンサ電圧ｖ_ｃｈによって決定され、概ね（ｖ_ｄｃ／２）／ｖ_ｃｈである。本実施形態では、チョッパセル３の数を３としている。

また、電力変換装置１は、第１スイッチ４１及び第４スイッチ４４を構成要素とするバルブ４を各相に更に備える。バルブ４は、第１スイッチ４１及び第４スイッチ４４の他、第２スイッチ４２及び第３スイッチ４３を備え、これら第１乃至第４スイッチ４１〜４４を直列接続して成る。第２スイッチ４２と第３スイッチ４３は、第１スイッチ４１と第４スイッチ４４との間に直列接続され、相アーム２と並列接続されている。このバルブ４は、第１乃至第４スイッチ４１〜４４のオンオフにより、６０度の電圧位相角毎に各相アーム２の接続関係を切り替える。

第１乃至第４スイッチ４１、４２、４３及び４４は逆導通スイッチであり、スイッチング素子に帰還ダイオードを逆並列に接続して構成される。スイッチング素子は、例えば、オン時には電流を一方向に流すＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等であり、自己消弧能力を有する。

第１乃至第４スイッチ４１、４２、４３及び４４は、直流電源１００の入力直流電圧ｖ_ｄｃにより耐電圧が決定される。入力直流電圧ｖ_ｄｃに対して、ｖ_ｄｃ／２の電圧にスイッチング時のサージ電圧の重畳を考慮し、使用する素子が決定される。直流電圧が数十ｋＶ以上に及ぶと、１素子で耐電圧を持たせることは困難になり、複数の素子を直列にする必要がある。本実施形態では１つのスイッチに対し１素子を含むが、１つのスイッチに複数の素子が直列接続して含まれていてもよい。

第１スイッチ４１及び第４スイッチ４４の方向に関し、第１スイッチ４１は、コレクタで直流電源１００の正側と接続され、エミッタで上アーム２１のコレクタと接続される。第４スイッチ４４は、エミッタで直流電源１００の負側と接続され、コレクタで下アーム２２のエミッタと接続される。第２スイッチ４２及び第３スイッチ４３の方向に関し、第２スイッチ４２のコレクタが、上アーム２１と接続する第１スイッチ４１のエミッタと接続され、第３スイッチ４３のエミッタが、下アーム２２と接続した第４スイッチ４４のコレクタと接続されている。

そして、Ｕ相の第２スイッチ４２と第３スイッチ４３の間には中性点５が設けられ、Ｖ相の第２スイッチ４２と第３スイッチ４３の間には中性点５が設けられ、Ｗ相の第２スイッチ４２と第３スイッチ４３の間には中性点５が設けられており、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の中性点５は、互いに結線されている。

（制御）
この電力変換装置１は、図３に示すように、６０度の電圧位相ごとに、各種組み合わせで、一相と他二相とを直列接続し、他二相を並列接続し、また並列二相と単独一相を正側又は負側に入れ替える。例えば、図３の（ａ）及び図４に示すように、Ｕ相の電圧位相がπ／３〜２π／３のとき、Ｖ相とＷ相の相アーム２を並列接続し、並列接続された相アーム２とＵ相の相アーム２を直列接続し、Ｖ相とＷ相の相アーム２を直流電源１００の負側に接続し、Ｕ相の相アーム２を直流電源１００の正側に接続する。

この接続態様の回路は、バルブ４において次のようなスイッチオンオフにより実現する。すなわち、Ｕ相の第１スイッチ４１と第３スイッチ４３をオンにし、Ｖ相の第２スイッチ４２と第４スイッチ４３をオンにし、Ｗ相の第２スイッチ４２と第４スイッチ４４をオンにする。

また、例えば、図３の（ｂ）及び図４に示すように、Ｕ相の電圧位相が４π／３〜５π／３のとき、Ｖ相とＷ相の相アーム２を直流電源２０の並列接続し、並列接続された相アーム２とＵ相の相アーム２を直列接続し、Ｖ相とＷ相の相アーム２を直流電源１００の正側に接続し、Ｕ相の相アーム２を直流電源１００の負側に接続する。

この接続態様の回路は、バルブ４において次のようなスイッチオンオフにより実現する。すなわち、バルブ４は、Ｖ相の第１スイッチ４１と第３スイッチ４３をオンにし、Ｗ相の第１スイッチ４１と第３スイッチ４３をオンにし、Ｕ相の第２スイッチ４２と第４スイッチ４４をオンにする。

このように、電力変換装置１を動作させると、例えば、Ｕ相の出力交流電圧ｖ＿ａｃ＿ｕが正でＶ相の出力交流電圧ｖ＿ａｃ＿ｖが負のとき、Ｕ相の相アーム２のコンデンサ電圧ｖ＿ｕｐ＋ｖ＿ｕｎとＶ相の相アーム２のコンデンサ電圧ｖ＿ｖｐ＋ｖ＿ｖｎとを合計した電圧が、Ｕ相の第１スイッチ４１、第３スイッチ４３、Ｖ相の第２スイッチ４２及び第４スイッチ４４を通して、入力直流電圧ｖ＿ｄｃと短絡される。そのため、各相アーム２は、互いの中継点５間に設けられたバッファリアクトル７を介して接続され、短絡の際の電流増大を抑制している。

この電力変換装置１では、図３に示すように、直流電源１００と電力変換装置１との間に、ＰＮ間循環電流が流れる。ＰＮ間循環電流は、電力変換装置１に形成された回路を直流電源１００の正側から負側へ抜ける電流である。また、並列接続された二相の相アーム２間に、相間循環電流が流れる。相間循環直流電流は、並列接続された二相の相アーム２を循環する電流である。

（電圧制御）
この電力変換装置１の制御方法について説明する。図５に示すように、電力変換装置１は、各相アーム２のチョッパセル３と各相の第１乃至第４スイッチ４１、４２、４３及び４４を制御する制御部６を備えている。制御部６は、プログラムに従って演算及び制御する所謂コンピュータ又は専用の電気回路である。

例えば、制御部６では、ＲＯＭに記憶されたプログラムに従ってＣＰＵが演算し、演算結果に従って各相アーム２のチョッパセル３と各相の第１乃至第４スイッチ４１、４２、４３及び４４に対する駆動回路がゲート信号を送信する。この制御部６には、不図示の電流検出器及び電圧検出器によって各上アーム２１及び下アーム２２で検出された電流及び電圧の値が入力され、電流値及び電圧値をパラメータとして演算し、演算結果を電圧制御に利用する。

この制御部６は、上下アームバランス制御部６１と相間バランス制御部６２を備えている。上下アームバランス制御部６１は、２種類の周波数の交流電流を重畳したＰＮ間循環電流を流し、この交流電流を重畳したＰＮ間循環電流を操作することで、上アーム２１と下アーム２２の電圧を同一にする。ＰＮ間循環電流に重畳させる交流電流は、直流成分に対して十分に小さく、この交流電流に基づく電力がＩｐｎ・ｓｉｎ（ωｔ−ｅ）×ｖ＿ｄｃであるため、一周期単位ではゼロであり、送電電力に影響しない。また、相間バランス制御部６２は、直流の相間循環電流を操作することで、相間の電圧を同一にする。

（上下アームバランス制御）
図５に示すように、この上下アームバランス制御部６１は、上アーム２１と下アーム２２の電圧不均衡を、正相分と逆相分の組（以下、単に代表して正相分という）と零相分に分け、２種類の周波数の交流電流で正相分と零相分の各々をゼロにすることで解消される。更に、ＰＮ間循環電流を操作する上下アームバランス制御部６１は、ＰＮ間循環電流の直流成分が一定となるように、直流成分指令値ｉ＿ｐｎ０＊を計算する。

この上下アームバランス制御部６１は、電圧差正相分をゼロにするための１倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ１＊を計算する。１倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ１＊は、交流電力系統２２に出力する出力交流電圧ｖ＿ａｃの１倍の周波数に該当するＰＮ間循環電流の交流成分の指令値である。

また、上下アームバランス制御部６１は、電圧差零相分をゼロにするための３倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ３＊を計算する。３倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ３＊は、交流電力系統２２に出力する出力交流電圧ｖ＿ａｃの３倍の周波数に該当するＰＮ間循環電流の交流成分である。

上下アームバランス制御部６１は、直流成分指令値ｉ＿ｐｎ０＊と１倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ１＊と３倍周波数成分ｉ＿ｐｎ３＊とを加算することで、ＰＮ間循環電流指令値ｉ＿ｐｎ＊を計算する。また、上下アームバランス制御部６１は、ＰＮ間循環電流ｉ＿ｐｎを計算し、ＰＮ間循環電流ｉ＿ｐｎをＰＮ間循環電流指令値ｉ＿ｐｎ＊に追従させる比例積分制御を実施することで、ＰＮ間電圧指令値ｖ＿ｐｎ＊を得る。ＰＮ間電圧指令値ｖ＿ｐｎ＊は、電力変換装置１の正側端部から負側端部までの電圧の指令値である。

ここで、上下アームバランス制御部６１は、１倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ１＊と３倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ３＊の計算に際し、上アーム２１と下アーム２２との間の電圧差正相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ａ及びｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｂと、電圧差零相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｚをパラメータとして用いる。

この上下アームバランス制御部６１は、下アーム２２のコンデンサ電圧の平均値から上アーム２１のコンデンサ電圧の平均値を差分し、上アーム２１と下アーム２２の電圧差を計算し、各相の電圧差ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｕ，ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｖ及びｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｗを三相／ａｂｚ変換して、上アーム２１と下アーム２２との間の電圧差正相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ａ，ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｂと、電圧差零相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｚを得る。Ｕ相を例にとると、上アーム２１と下アーム２２の電圧差ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｕは、下アーム２２のコンデンサ電圧の平均値ｖ＿ｃｈ＿ｕｎから上アーム２１のコンデンサ電圧の平均値ｖ＿ｃｈ＿ｕｐを差分する。

図６は、三相／ａｂｚ変換の後、上アーム２１と下アーム２２との間の電圧差正相分をゼロにする電圧制御の制御ブロック図である。図６に示すように、上下アームバランス制御部６１は、上アーム２１と下アーム２２との間の電圧差正相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ａ，ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｂをローパスフィルタに通す。ローパスフィルタは、上アーム２１と下アーム２２との間の電圧差正相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ａ，ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｂに原理的に重畳される出力交流電圧周波数の脈動、すなわちリップル電圧分を除去する。ローパスフィルタは、例えば移動平均フィルタや一次遅れフィルタが適用できるが、交流電圧周波数成分が十分小さくなるように時定数が設計されるとよい。

上下アームバランス制御部６１は、ローパスフィルタ通過後の電圧差正相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ａ，ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｂがゼロになるように各々ＰＩ制御を実施することで、ａ相のＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ａ＊とｂ相ＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ｂ＊を得る。そして、上下アームバランス制御部６１は、ａ相のＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ａ＊とｂ相ＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ｂ＊に、出力交流電圧の正弦関数を乗算することで、ａ相のＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ１＿ａ＊とｂ相のＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ１＿ｂ＊を得る。

尚、正弦関数は、ａ相のＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ａ＊に対するｓｉｎωｔとし、ｂ相ＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ｂ＊に対するｓｉｎ（ωｔ−π／２）とし、ａ相とｂ相の位相を決定している。また、正弦関数は、出力交流電圧周波数の１倍を例にしたが、６Ｎ±１（Ｎは自然数）倍としてもよい。すなわち、正相電圧差をゼロにするために、ＰＮ間循環電流の交流６Ｎ±１倍周波数成分ｉ＿ｐｎ１を操作できればよい。

そして、上下アームバランス制御部６１は、ａ相のＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ１＿ａ＊とｂ相のＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ１＿ｂ＊を加算し、ゲインＧｐを乗算することで、ＰＮ間循環電流の1倍周波数成分の指令値ｉ＿ｐｎ１＊を算出する。ゲインＧｐは制御の応答性を調整する係数である。

例えば、このゲインＧｐは、出力交流電圧ｖ＿ａｃの変調率Ｍが変化しても制御応答が変わらないように、変調率Ｍを加味しておくのが望ましい。出力交流電圧ｖ＿ａｃの変調率Ｍは、直流電圧ｖ＿ｄｃに対する出力交流電圧ｖ＿ａｃの振幅値ｖ＿ａｍｐの割合である。このゲインＧｐは、以下式（１）で算出される。

尚、制御応答の変動を許容する場合はゲインＧｐを変調率Ｍに従って変更する必要はないが、ゲインＧｐの符号は上記式（１）の右辺分母の符号に従う。すなわち、ゲインＧｐは以下式（２）とする必要がある。

図７は、三相／ａｂｚ変換の後、上アーム２１と下アーム２２との間の電圧差零相分をゼロにする電圧制御の制御ブロック図である。図７に示すように、上下アームバランス制御部６１は、上アーム２１と下アーム２２の電圧差零相分ｖ＿ｃｈ＿ｙ＿ｚがゼロになるようにＰＩ制御を実施することで、零相のＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ｚ＊を得る。そして、上下アームバランス制御部６１は、零相のＰＮ間循環電流の振幅指令値ｉ＿ａｍｐ＿ｐｎ＿ｚ＊に出力交流電圧周波数の３倍の周波数を有する正弦関数を乗算することで、零相のＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ１＿ｚ＊を得る。

正弦関数は、出力交流電圧周波数の３倍を例にしたが、３×（２Ｎ−１）（Ｎは自然数）倍としてもよい。すなわち、零相電圧差をゼロにするために、ＰＮ間循環電流の交流３×（２Ｎ−１）倍周波数成分ｉ＿ｐｎ３を操作できればよい。

そして、上下アームバランス制御部６１は、零相のＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ１＿ｚ＊にゲインＧｚを乗算することで、ＰＮ間循環電流の３倍周波数成分の指令値ｉ＿ｐｎ３＊を算出する。ゲインＧｚは、出力交流電圧の変調率Ｍが変化しても制御応答が変わらないように、変調率Ｍを加味しておくのが望ましい。このゲインＧｚは、以下式（３）で算出される。

制御応答の変動を許容する場合はゲインＧｚを変調率Ｍに従って変更する必要はないが、ゲインＧｚの符号は上記式（３）の右辺分母の符号に従う。すなわち、ゲインＧｚは以下式（４）とする必要がある。

図８は、ＰＮ間循環電流の直流成分に対する詳細な制御ブロック図である。図８に示すように、上下アームバランス制御部６１は、直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＊と直流電圧ｖ＿ｄｃとの差分がゼロになるようにＰＩ制御を実施することで、ＰＮ間循環電流の直流成分指令値ｉ＿ｐｎ０＊を計算する。

上下アームバランス制御部６１は、ＰＮ間循環電流の直流成分指令値ｉ＿ｐｎ０＊と交流１倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ１＊と交流３倍周波数成分指令値ｉ＿ｐｎ３＊を合算することで、ＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ＊を算出する。そして、上下アームバランス制御部６１は、ＰＮ間循環電流ｉ＿ｐｎを算出し、ＰＮ間循環電流ｉ＿ｐｎがＰＮ間循環電流の指令値ｉ＿ｐｎ＊に追従するようにＰＩ制御を実施することで、ＰＮ間電圧指令値ｖ＿ｐｎ＊を得る。

ＰＮ間循環電流ｉ＿ｐｎは、図９に示すように、各相アーム２の電流ｉ＿ｄｃ＿ｕ，ｉ＿ｄｃ＿ｖ及びｉ＿ｄｃ＿ｗを合算して、更に０．５を乗じることで算出される。Ｕ相の相アーム２の電流ｉ＿ｄｃ＿ｕは下アーム２２の電流ｉ＿ｕ＿ｎと上アーム２１の電流ｉ＿ｕ＿ｐを合算し、更に０．５を乗じることで算出される。Ｖ相の相アーム２の電流ｉ＿ｄｃ＿ｖは下アーム２２の電流ｉ＿ｖ＿ｎと上アーム２１の電流ｉ＿ｖ＿ｐを合算し、更に０．５を乗じることで算出される。Ｗ相の相アーム２の電流ｉ＿ｄｃ＿ｗは下アーム２２の電流ｉ＿ｗ＿ｎと上アーム２１の電流ｉ＿ｗ＿ｐを合算し、更に０．５を乗じることで算出される。上アーム２１と下アーム２２とを通して相アーム２にＰＮ間循環電流が流れるためである。

（相間バランス制御１）
相間バランス制御部６２は、電圧位相が６０度角毎に特定の二相の電圧差を抑制する。特定の二相とは、並列接続され、電圧指令値の極性が同一となっている組である。６０度の電圧位相毎に並列接続される二相は変わるため、複数回の接続関係の変化を経ることで、三相間の電圧バランスが図られる。この相間バランス制御部６２は、この特定の二相の間に流れる相間循環直流電流を操作することで、電圧差を抑制する。

相間バランス制御部６２による第１の電圧制御例を図１０に示す。図１０に示すように、相間バランス制御部６２は、電圧指令値の極性が同一の二相の電圧差をゼロにする二相間の循環電流指令値を算出し、実際の二相間の循環電流がこの指令値に追従するための二相の各直流電圧指令値を導く。

Ｗ相とＶ相が同一極性の場合を例に採る。図１０の（ａ）に示すように、相間バランス制御部６２は、Ｗ相の全チョッパセル３の平均コンデンサ電圧ｖ＿ｃｈ＿ｗとＶ相の全チョッパセル３の平均コンデンサ電圧ｖ＿ｃｈ＿ｖとを差分して０．５を乗算し、乗算結果がゼロになるようにＰＩ制御を実施することで、ＷＶ相間の相間循環電流指令値ｉ＿ｄｃ＿ｗｖ＊を計算する。また、相間バランス制御部６２は、Ｗ相で検出した相間循環電流ｉ＿ｄｃ＿ｗとＶ相で検出した相間循環電流ｉ＿ｄｃ＿ｖとを差分して０．５を乗算することで、ＷＶ相間の相間循環電流ｉ＿ｄｃ＿ｗｖを計算する。

そして、相間バランス制御部６２は、ＷＶ相間の相間循環電流ｉ＿ｄｃ＿ｗｖがＷＶ相間の相間循環電流指令値ｉ＿ｄｃ＿ｗｖ＊に追従するようにＰＩ制御を実施することで、Ｗ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊を計算する。更に、相間バランス制御部６２は、Ｗ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊の極性を反転することで、Ｖ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｖ０＊を計算する。

同様に、図１０の（ｂ）に示すように、相間バランス制御部６２は、Ｖ相とＵ相の電圧指令値の極性が同一のとき、Ｖ相とＵ相のコンデンサ電圧差をゼロにする二相間の相間循環電流指令値ｉ＿ｄｃ＿ｖｕ＊を算出し、Ｖ相とＵ相の相間循環電流ｉ＿ｄｃ＿ｖｕがこの指令値ｉ＿ｄｃ＿ｖｕ＊に追従するための二相の各直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊とｖ＿ｄｃ＿ｖ０＊をＰＩ制御により導く。

また、図１０の（ｃ）に示すように、相間バランス制御部６２は、Ｕ相とＷ相の電圧指令値の極性が同一のとき、Ｕ相とＷ相のコンデンサ電圧差をゼロにする二相間の相間循環電流指令値ｉ＿ｄｃ＿ｕｗ＊を算出し、実際のＵ相とＷ相の相間循環電流ｉ＿ｄｃ＿ｕｗがこの指令値ｉ＿ｄｃ＿ｕｗ＊に追従するための二相の各直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊とｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊をＰＩ制御により導く。

（相間バランス制御２）
図１１は、相間バランス制御部６２による第２の電圧制御例である。相間バランス制御部６２は、回路内で直列接続された二相の電圧を同一にする制御を行うようにしてもよい。直列二相の出力電圧に差を設けることで、一方への入力電力を上げ、他方への入力電力を下げることができ、両者の電圧差が均衡する方向に電圧差が是正される。増加させた電圧と減少させた電圧の総計をゼロにすることで、電力変換装置１の正側と負側の間の全体の電圧は変わらず、ＰＮ間循環電流に影響を与えない。

Ｗ相の電圧指令値ｖ＿ｗ＊とＶ相電圧指令値ｖ＿ｖ＊とが同一の極性を有するとき、換言すると、Ｕ相とＷ相とが直列接続され、Ｕ相とＶ相とが直列接続されているときを例に採る。図１１の（ａ）に示すように、相間バランス制御部６２は、Ｕ相のコンデンサ電圧平均値ｖ＿ｃｈ＿ｕとＶ相及びＷ相のコンデンサ電圧平均値との差をゼロにするように比例積分を実施することで、Ｕ相とＶ相との電圧差、及びＵ相とＷ相との電圧差を解消する各相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊、ｖ＿ｄｃ＿ｖ０＊及びｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊を計算する。

典型的には、相間バランス制御部６２は、Ｖ相のコンデンサ電圧平均値Ｖ＿ｃｈ＿ｖとＷ相のコンデンサ電圧平均値Ｖ＿ｃｈ＿ｗを加算して０．５を乗算することで、Ｖ相とＷのコンデンサ電圧平均値を算出する。そして、相間バランス制御部６２は、Ｕ相のコンデンサ電圧平均値Ｖ＿ｃｈ＿ｕからＶ相とＷ相のコンデンサ電圧平均値を差分し、その差分に０．５を乗算した後、乗算結果がゼロになるように比例積分制御を実施する。相間バランス制御部６２は、更に比例積分制御の結果にゲインＧｐｚを乗算する。

ゲインＧｐｚは、制御の応答性を調整する係数である。このゲインＧｐｈは、ＰＮ間循環電流によって制御応答が変わらないように設計しておくことが望ましい。例えば、ゲインＧｐｚは、以下式（５）のように、Ｕ相を流れる電流ｉ＿ｄｃ＿ｕの絶対値の逆数とする。

最後に、相間バランス制御部６２は、Ｕ相の電流ｉ＿ｄｃ＿ｕの反対極性を乗算することで、Ｕ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊を計算する。相間バランス制御部６２は、Ｕ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊の極性を反対にすることで、Ｖ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｖ＿０＊とＷ相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊を計算する。

同様に、図１１の（ｂ）に示すように、相間バランス制御部６２は、Ｗ相のコンデンサ電圧平均値ｖ＿ｃｈ＿ｗとＵ相及びＶ相のコンデンサ電圧平均値との差をゼロにするように比例積分を実施することで、Ｗ相とＵ相との電圧差、及びＷ相とＶとの電圧差を解消する各相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊、ｖ＿ｄｃ＿ｖ０＊及びｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊を計算する。

また、図１１の（ｃ）に示すように、相間バランス制御部６２は、Ｖ相のコンデンサ電圧平均値ｖ＿ｃｈ＿ｖとＵ相及びＷ相のコンデンサ電圧平均値との差をゼロにするように比例積分を実施することで、Ｖ相とＵ相との電圧差、及びＶ相とＷ相の電圧差を解消する各相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊、ｖ＿ｄｃ＿ｖ０＊及びｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊を計算する。

（全体制御）
図５に戻り、制御部６は、上下アームバランス制御部６１と相間バランス制御部６２で計算されたＰＮ間電圧指令値ｖ＿ｐｎ＊と各相の直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ０＊、ｖ＿ｄｃ＿ｖ０＊及びｖ＿ｄｃ＿ｗ０＊とを各々加算し、各相の上アーム及び下アームの電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊、ｖ＿ｕｎ＊、ｖ＿ｖｐ＊、ｖ＿ｖｎ＊、ｖ＿ｗｐ＊、ｖ＿ｗｎ＊の計算に用いる。この計算には、三相の全チョッパセル３のコンデンサ電圧の平均を一定にするための電圧指令値ｖ＿ｕ＊、ｖ＿ｖ＊、ｖ＿ｗ＊も加味されてもよい。

電圧指令値ｖ＿ｕ＊、ｖ＿ｖ＊、ｖ＿ｗ＊の計算において、制御部６は、チョッパセル３に流入する交流電流の有効分ｉ＿ｄによって、全チョッパセル３のコンデンサ電圧の平均値を所定値にするように制御する。まず、全チョッパセル３のコンデンサ電圧の平均値ｖ＿ｃｈを算出し、指令値ｖ＿ｃｈ＊に追従するためのＤ軸電流指令値ｉ＿ｄ＊を算出する。

図１２に示すように、制御部６は、全チョッパセル３のコンデンサ電圧の平均値ｖ＿ｃｈを算出し、指令値ｖ＿ｃｈ＊と平均値ｖ＿ｃｈの差分を取り、この差分がゼロになるようにＰＩ制御を実施することで、Ｄ軸電流指令値ｉ＿ｄ＊を計算する。

また、制御部６は、各相の出力交流電流ｉ＿ｕ、ｉ＿ｖ、ｉ＿ｗからＤ軸電流ｉ＿ｄとＱ軸電流ｉ＿ｑを算出する。Ｕ相電流ｉ＿ｕを例にとると、出力交流電流ｉ＿ｕは、Ｕ相の上アームの電流ｉ＿ｕｐとＵ相の下アームの電流ｉ＿ｕｎを電流検出器から受け取り、上アームの電流ｉ＿ｕｐからＵ相の下アームの電流ｉ＿ｕｎの差分を取ることで推定する。そして、推定した各相の出力交流電流ｉ＿ｕ、ｉ＿ｖ、ｉ＿ｗを三相／ＤＱ変換することで、Ｄ軸電流ｉ＿ｄとＱ軸電流ｉ＿ｑを算出する。

そして、制御部６は、Ｄ軸電流ｉ＿ｄとＱ軸電流ｉ＿ｑがＤ軸電流指令値ｉ＿ｄ＊とＱ軸電流指令値ｉ＿ｑ＊に追従するようにＰＩ制御を実施することで、Ｄ軸電圧指令値ｖ＿ｄ＊とＱ軸電圧指令値ｖ＿ｑ＊を算出し、更にＤ軸電圧指令値ｖ＿ｄ＊とＱ軸電圧指令値ｖ＿ｑ＊をＤＱ／三相変換して、電圧指令値ｖ＿ｕ＊、ｖ＿ｖ＊、ｖ＿ｗ＊を得る。

各相の上アーム２１及び下アーム２２の電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊、ｖ＿ｕｎ＊、ｖ＿ｖｐ＊、ｖ＿ｖｎ＊、ｖ＿ｗｐ＊、ｖ＿ｗｎ＊の計算手法と、Ｖ相及びＷ相における計算手法は同一であるため、Ｕ相の上アーム２１及び下アーム２２の電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊及びｖ＿ｕｎ＊を例に採り説明する。

図１３に示すように、制御部６は、相間及び上下アーム２１、２２のバランスをとるための直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ＊に対して、直流電圧ｖ＿ｄｃ／２にＵ相の電圧指令値ｖ＿ｕ＊の極性を乗算した値を加算し、０．５を乗算し、Ｕ相の電圧指令値ｖ＿ｕ＊を減算する。この計算によりＵ相の上アーム２１の電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊が計算される。

また、制御部６は、相間及び上下アーム２１、２２のバランスをとるための直流電圧指令値ｖ＿ｄｃ＿ｕ＊に対して、直流電圧ｖ＿ｄｃ／２にＵ相の電圧指令値ｖ＿ｕ＊の極性を乗算した値を減算し、０．５を乗算し、Ｕ相の電圧指令値ｖ＿ｕ＊を減算する。この計算によりＵ相の下アームの電圧指令値ｖ＿ｕｎ＊が計算される。

図１４は、チョッパセル３のコンデンサ電圧を同一にするための制御ブロック図である。制御部６は、更に、各相各上下アーム２１、２２に電圧を出力させる際、上アーム２１内の全チョッパセル３のコンデンサ電圧を同一にし、また下アーム２１内の全チョッパセル３のコンデンサ電圧を同一にする措置を講じる。

すなわち、制御部６は、チョッパセル３を流れる電流の極性が正のとき、チョッパセル３のコンデンサ３３は充電されるので、コンデンサ電圧が小さいチョッパセル３の出力電圧を大きくし、コンデンサ電圧が大きいチョッパセル３は出力電圧を小さくする。チョッパセル３を流れる電流の極性が負のとき、コンデンサ３３は放電されるので、コンデンサ電圧が小さいチョッパセル３の出力電圧を小さくし、コンデンサ電圧が大きいチョッパセル３は出力電圧を大きくする。

Ｕ相の上アーム２１が備えるチョッパセル３を例に採る。例えば、上アーム２１内の第１のチョッパセル３に関し、このチョッパセル３のコンデンサ電圧ｖ＿ｃｈ＿ｕｐ１から上アーム２１の全チョッパセル３のコンデンサ電圧平均値ｖ＿ｃｈ＿ｕｐを減算し、これに比例積分ゲインを乗算する。

乗算結果に、Ｕ相の上アーム２１の電流ｉ＿ｉｐの極性を反転した値を更に乗算し、Ｕ相の上アーム２１のチョッパセル３に対する電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊を加算する。以上の計算により、上アーム２１の第１のチョッパセル３の電圧指令値ｖ＿ｕｐ１＊が計算される。同様にして、上アーム２１内の第２のチョッパセル３に対する電圧指令値ｖ＿ｕｐ２＊第３のチョッパセル３に対する電圧指令値ｖ＿ｕｐ３＊が計算される。

そして、制御部６は、各チョッパセル３の電圧指令値ｖ＿ｕｐ１＊、ｖ＿ｕｐ２＊及びｖ＿ｕｐ３＊・・・に従って、各チョッパセル３を制御する。このとき、図１５に示すように、制御部６は、Ｕ相の電圧指令値ｖ＿ｕ＊が正の電圧を指令しているとき、第１スイッチ４１及び第３スイッチ４３をオンにし、第２スイッチ４２及び第４スイッチ４４をオフにする。

これにより、Ｕ相の上アーム２１全体としては、電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊に従って、出力電圧を減少から増加に連続的に転じさせて、直流電源１００のｖ＿ｄｃ／２と電圧指令値ｖ＿ｕ＊との差電圧を出力する。Ｕ相の下アーム２２全体としては、電圧指令値ｖ＿ｕｎ＊に従って、出力電圧を増加から減少に連続的に転じさせて、電圧指令値ｖ＿ｕ＊と基準電位との差電圧を出力する。

また、図１５に示すように、制御部６は、Ｕ相の電圧指令値ｖ＿ｕ＊が負の電圧を指令しているとき、第２スイッチ４２及び第４スイッチ４４をオンにし、第１スイッチ４１及び第３スイッチをオフにする。これにより、Ｕ相の上アーム２１全体としては、電圧指令値ｖ＿ｕｐ＊に従って、基準電位と電圧指令値ｖ＿ｕ＊との差電圧を出力し、Ｕ相の下アーム２２全体としては、電圧指令値ｖ＿ｕｎ＊に従って、出力電圧を増加から減少に連続的に転じさせて、電圧指令値ｖ＿ｕ＊と直流電源１００の−ｖ＿ｄｃ／２との差電圧を出力させる。

図１６に示すように、各チョッパセル３個別では、電圧指令値ｖ＿ｕｐ１＊を例に採ると、制御部６は、キャリア三角波ｃａｒ＿ｕｐ１とｖ＿ｕｐ１＊を比較する。制御部６は、キャリア三角波ｃａｒ＿ｕｐ１より出力電圧指令値ｖ＿ｕｐ１＊が大きいときは、スイッチ３１をオン、及びスイッチ３２をオフにして、コンデンサ３３を充放電させる。制御部６は、キャリア三角波ｃａｒ＿ｕｐ１より出力電圧指令値ｖ＿ｕｐ１＊が小さいときは、スイッチ３１をオフ、及びスイッチ３２をオンにして、コンデンサの出力を停止させる。

上アーム２１や下アーム２２がｎ個のチョッパセルで構成される場合、キャリア三角波の位相を３６０度／ｎずつずらすことにより、等価キャリア周波数をキャリア三角波周波数のｎ倍に大きくでき、出力交流電圧の高調波電圧を低減できる。また、下アーム２２に対して用いるキャリア三角波位相を、上アーム２１に対して１８０度ずらすことにより、さらに出力交流電圧の高調波電圧を低減できる。

（作用効果）
以上のように、この電力変換装置１は、ＮＰＣ−ＭＭＣであり、ＰＮ間循環電流に交流電流を重畳させ、交流電流によって上アーム２１と下アーム２２の電圧差を抑制するようにした。従って、ＰＮ間循環電流が流れる経路が一つであっても、上アーム２１と下アーム２２の電圧差を抑制可能となる。また、交流電流に基づく電力は１周期の単位ではゼロであるため、送電電力に影響を与えることなく、上アーム２１と下アーム２２の電圧差を抑制することができる。従って、ＮＰＣ−ＭＭＣである電力変換装置１は、上アーム２１と下アーム２２の出力電圧が干渉せず、電圧の安定化を図ることができる。

例えば、重畳させる交流電流を周波数が異なる２種類とすれば、上アーム２１と下アーム２２の電圧差の不均衡のうち、正相分と逆相分を一方の交流電流で抑制し、零相分を他方の交流電流で抑制できる。尚、正相分と逆相分のための交流電流を、出力端子の出力交流周波数の１倍としたが、６Ｎ±１（Ｎは自然数）倍の周波数であれば、同じく電圧差を容易に抑制することができる。また、零相分のための交流電流を、出力端子の出力交流周波数の３倍としたが、３×（２Ｎ−１）（Ｎは自然数）倍の周波数であれば、同じく電圧差を容易に抑制することができる。

また、正相分と逆相分とがゼロに追従する比例積分制御を実施するようにし、比例積分制御の制御ゲインＧｐは、出力端子の出力交流電圧の変調率に従って変更するようにした。零相分とがゼロに追従する比例積分制御を実施するようにし、比例積分制御の制御ゲインＧｚは、出力端子の出力交流電圧の変調率に従って変更するようにした。これにより、変調率Ｍが変化しても制御応答が一定となる。

また、ローパスフィルタによって、上アーム２１と下アーム２２の電圧の不均衡のうち、正相分と逆相分を検出するようにした。これにより、出力交流電圧周波数の脈動、すなわちリップル電圧分を除去できる。

また、この電力変換装置１は、並列接続された相アーム３間を流れる相間循環電流を流し、相間循環電流を操作して、並列接続された相アーム３間の電圧差の不均衡を抑制するようにした。または、この電力変換装置１は、直列接続された二相の相アーム３に対する電圧指令値を操作して、直列接続された二相の相アーム３の電圧差の不均衡を抑制するようにした。従って、ＮＰＣ−ＭＭＣである電力変換装置１は、相間の出力電圧が干渉せず、電圧の安定化を図ることができる。

尚、図１０に例示した、並列接続された相アーム３間の相間循環電流を流し、相間循環電流を操作して、並列接続された相アーム間の電圧差の不均衡を抑制する手法、及び図１１に例示した、直列接続された二相の相アーム３に対する電圧指令値を操作して、直列接続された二相の相アーム３の電圧差の不均衡を抑制する手法は、どちらか一方を採用してもよいし、両方を採用してもよい。

両方を採用した場合は、並列な二相は相間循環電流で電圧バランスをとり、直列な二相は出力電圧差を設けることで電圧バランスをとるため、どの電圧位相であっても三相のバランスをとることができ、三相のバランスを迅速且つ精度良く図ることができる。また、相間循環電流によってバランスを図る場合には、送電停止の状態、起動直後、また待機状態においても、相間のバランスを図ることができる。

直列接続された二相の相アーム３に対する電圧指令値を操作して、直列接続された二相の相アーム３の電圧差の不均衡を抑制するには、直列接続された二相の相アーム３のうち、一方の相アーム３の電圧指令値を上げ、他方の相アーム３の電圧指令値を下げ、一方の相アーム３の電圧指令値増分と前記他方の相アーム３の電圧指令値減少分との総計はゼロであるようにすればよい。

このとき、直列接続された二相の相アーム３の両電圧がゼロに追従する比例積分制御を実施し、比例積分制御の制御ゲインＧｐｚを、相アーム３を通過する電流に従って変更することで、制御応答を一定にすることができる。

（その他の実施形態）
本明細書においては、本発明に係る実施形態を説明したが、この実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。以上のような実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ 電力変換装置
２ 相アーム
２１ 上アーム
２２ 下アーム
２３ 出力端子
３ チョッパセル
３１ スイッチ
３２ スイッチ
３３ コンデンサ
３４ ダイオード
４ バルブ
４１ 第１スイッチ
４２ 第２スイッチ
４３ 第３スイッチ
４４ 第４スイッチ
５ 中性点
６ 制御部
６１ 上下アームバランス制御部
６２ 相間バランス制御部
７ バッファリアクトル
１００ 直流電源
２００ 交流電力系統
２０１ 三相トランス

Claims (15)

1. 直流電源と交流電力系統との間に設けられ、交流と直流を相互に変換する電力変換装置であって、
   複数のチョッパセルを直列接続して成る三相の各相アームと、
   前記相アーム内の前記チョッパセルを２つに分けて成る上アーム及び下アームと、
   前記上アームと前記下アームとの間に設けられ、前記交流電力系統と接続される出力端子と、
   前記相アームの両端に設けられ、前記相アームと前記直流電源との間に介在する第１のスイッチ及び第４のスイッチと、
   前記第１のスイッチと前記第４のスイッチとの間に直列接続され、前記相アームと並列接続される第２のスイッチ及び第３のスイッチと、
   前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとの間に設けられ、互いに結線される三相の各中性点と、
   前記チョッパセルと前記第１乃至第４のスイッチを制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記第１乃至第４のスイッチを制御することで、二相の前記各相アームを並列接続され、当該並列接続された前記相アームに他の一相の前記相アームを直列接続した各組み合わせの回路を、電圧位相ごとに形成し、
   前記チョッパセルを制御することで、前記回路を介して前記直流電源の正側と負側とを循環するＰＮ間循環電流に、交流電流を重畳し、
   前記交流電流を操作して、前記上アームと前記下アームの電圧差の不均衡を抑制すること、
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   周波数が異なる２種類の前記交流電流を重畳し、前記上アームと前記下アームの電圧差の不均衡のうち、正相分と逆相分を一方の前記交流電流で抑制し、零相分を他方の前記交流電流で抑制すること、
   を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記出力端子の出力交流周波数の１倍又は６Ｎ±１（Ｎは自然数）倍の周波数を有する前記一方の交流電流を重畳させること、
   を特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、
   前記正相分と逆相分とがゼロに追従する比例積分制御を実施し、
   前記比例積分制御の制御ゲインＧｐを、前記出力端子の出力交流電圧の変調率に従って変更すること、
   を特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記制御ゲインＧｐは、以下数式（１）で表されることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
   

   
6. 前記制御部は、
   ローパスフィルタを有し、
   前記上アームと前記下アームの電圧の不均衡のうち、正相分と逆相分を前記ローパスフィルタにより検出すること、
   を特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、
   前記出力端子の出力交流周波数の３×（２Ｎ−１）（Ｎは自然数）倍の周波数を有する前記他方の交流電流を重畳させること、
   を特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、
   前記逆相分がゼロに追従する比例積分制御を実施し、
   前記比例積分制御の制御ゲインＧｚを、前記出力端子の出力交流電圧の変調率に従って変更すること、
   を特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記制御ゲインＧｚは、以下数式（２）で表されることを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
   

   
10. 前記制御部は、
    前記チョッパセルを制御することで、前記並列接続された前記相アーム間を流れる相間循環電流を流し、
    前記相間循環電流を操作して、前記並列接続された前記相アーム間の電圧差の不均衡を抑制すること、
    を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、
    直列接続された二相の前記相アームに対する電圧指令値を操作して、前記直列接続された二相の前記相アームの電圧差の不均衡を抑制すること、
    を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
12. 前記制御部は、
    前記直列接続された二相の前記相アームのうち、一方の前記相アームの電圧指令値を上げ、他方の前記相アームの電圧指令値を下げ、
    前記一方の相アームの電圧指令値増分と前記他方の記相アームの電圧指令値減少分との総計はゼロであること、
    を特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
13. 前記制御部は、
    前記直列接続された二相の前記相アームの両電圧がゼロに追従する比例積分制御を実施し、
    前記比例積分制御の制御ゲインを、前記相アームを流れる電流に従って変更すること、
    を特徴とする請求項１２記載の電力変換装置。
14. 前記制御ゲインは、並列接続されずに単独となっている相アームを流れる電流の絶対値の逆数であることを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。
15. 前記制御部は、
    各種電流を三相の各相アームの電流値に基づき算出すること、
    を特徴とする請求項１乃至１４の何れかに記載の電力変換装置。

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