JP6541675B2

JP6541675B2 - 拡張動作範囲を有する駆動回路

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Publication number: JP6541675B2
Application number: JP2016553462A
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Inventors: ジュンミンジャン; ジエフ; ハラルドジョセフギュンターレイダーマヘー; シュシュウ; アイリョンジュリアデロス
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Description

本発明は、駆動回路の分野に関し、及びより詳細には、発光ダイオード（ＬＥＤ：Light Emitting Diode）光源用の駆動回路に関する。

ＬＥＤ用の小型及びコンパクトな電力管理ユニットに対するソリッドステート照明（ＳＳＬ：solid state lighting）業界の要望が増している。この要望は、電源からのエネルギーが可能な限り効率的に一定電流の形態で伝えられる必要があるパワーＬＥＤの分野において一層強い。

ＳＳＬ光源及びドライバが１つのキャリアボード上で組み合わせられる「ドライバオンボード」技術が知られている。これの例は、（ｉ）プリント回路基板上でドライバの少なくとも一部と組み合わせられた、ＬＥＤであるＳＳＬ光源（直接、近接、遠隔又はその他の蛍光体等の光変換を有する又は有さない）、（ｉｉ）シリコンウエハ、ガラス板、（熱強化）プラスチックキャリア等の別のキャリア上でドライバの少なくとも一部と組み合わせられた、ＬＥＤであるＳＳＬ光源、（ｉｉｉ）ＯＬＥＤのキャリア上でドライバの少なくとも一部と組み合わせられた、ＯＬＥＤであるＳＳＬ光源、（ｉｖ）レーザ及びドライバの組み合わせ、並びに（ｖ）光源及び他の信号又は電力電子機器の組み合わせとなる。

これらの「ドライバオンボード」シナリオでは、設置面積（基板上で占有される駆動回路の「土地」）及び／又は構成要素の高さにおける制限として、サイズが１つの制約である。これらの制限は、光学的制約に由来する場合があり、例えば、高さのある構成要素は光源からの光放射の一部を遮ることができ、又は大きな面の構成要素は光混合室の全反射率に影響を与えることができる。

一方では、駆動回路の小型サイズが目標であるが、小型サイズは、構成要素の低体積を伴う。他方では、高性能が目標であるが、構成要素の低体積は、比較的限られた性能をもたらし、このことが駆動回路設計に困難をもたらう。

マルチモード駆動回路は、一般的に、電力変換器を使用することによって実現される。マルチモードドライバ電力変換器は、入力電圧のばらつきに対処するために、複数の変換率範囲を用いて一定出力電圧を調整することを可能にする。入力供給電圧は、交流（ＡＣ：Alternating Current）入力（送電網から）又は直流（ＤＣ：Direct Current）入力（電池、ＡＣ整流電圧等）からのものでもよい。これらの供給源からの電圧のばらつきは不可避である。例えば、電力がＡＣ送電網から来ている場合、発電機の固有の質及び電線による送電損失は、一般的に、ユーザへのＡＣ供給電圧の供給に１０％の誤差をもたらす。アダプタが、ＡＣ電圧をＤＣ電圧へと整流するために使用され、及び電子回路によって制御される。これらの電子回路の性能（ＤＣ調整能力、プロセス変動等）が、異なるＤＣ電圧をもたらす。リチウム電池によって電力が供給される携帯デバイスの場合、電池からの電圧は、一般的に、４．２Ｖ（完全に充電された状態）〜２．７Ｖ（完全に使用された状態）まで様々である。電力変換率は、基本的に、各動作範囲におけるデューティサイクルに比例し、望ましい変換率は、一般的に、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号のデューティサイクルの調節によって達成することができる。

本発明者らは、マルチモード電力変換器の各動作範囲の境界では、場合によってはゼロにまで効率が急激に低下し、特定の領域で変換器の非常に限られた性能をもたらすことを認識した。このような効率「ギャップ」は、マルチモード変換器の大きな欠点となり、これらの用途を大いに限定する。

本発明は、１つのトポロジーを用いて変換率の必要とされる全範囲を対象にすることにより、そのようなギャップを埋めることを提案する。

本発明の一態様によれば、電圧変換器を含む駆動回路と、パルス幅変調信号のデューティサイクルを変化させることによって、及び前記電圧変換器の動作モードを切り替えることによって、駆動回路に供給される入力電圧と駆動回路から出力されるべき目標出力電圧との比率を制御するように動作可能なコントローラであって、デューティサイクル及び変換器の動作モードの組み合わせによって引き起こされる望ましくない状態で駆動回路が動作していることを決定するように構成されたコントローラと、前記決定に応答して、駆動回路の等価出力抵抗を調節するように構成された抵抗調節回路とを含むシステムが提供される。

実施形態では、駆動回路は、比率に依存した異なる効率で出力電圧を提供することができ、望ましくない状態は、効率と比率との間の関係の領域に対応する。

抵抗調節回路は、電圧変換器のスイッチに出力されるゲート駆動電圧を制御することによって、駆動回路の等価出力抵抗を調節するように構成される。

抵抗調節回路は、電圧変換器のスイッチのスイッチング周波数を制御することによって、駆動回路の等価出力抵抗を調節するように構成される。

抵抗調節回路は、電圧変換器のスイッチに関連する無駄時間を制御することによって、駆動回路の等価出力抵抗を調節するように構成される。

抵抗調節回路は、エラー信号の受信に基づいて、駆動回路の等価出力抵抗を調節するように構成され、前記エラー信号は、基準電圧とセンス電圧との比較に基づいて生成される。

コントローラは、前記比率に基づいて、駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定するように構成される。

コントローラは、パルス幅変調信号のデューティサイクルに基づいて、駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定するように構成される。

コントローラは、駆動回路に供給される入力電圧に基づいて、駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定するように構成される。

コントローラは、駆動回路の効率の決定に基づいて、駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定するように構成される。

コントローラは、制限デューティサイクル範囲内に制限されるようにパルス幅変調信号のデューティサイクルを限定するように構成される。

コントローラは、駆動回路が望ましくない状態で動作しているとの決定に応答して、パルス幅変調信号のデューティサイクルを制限デューティサイクル範囲内の一定値に限定するように構成される。

電圧変換器は、第１のスイッチセット及び第２のスイッチセットを含むスイッチドキャパシタ変換器によって形成される。

電圧変換器は、ディクソンラダートポロジーに基づく。

本発明の別の態様によれば、少なくとも１つの光源及び本明細書に記載されたシステムを含む光モジュールであって、駆動回路は、前記少なくとも１つの光源を駆動する出力電圧を提供する、光モジュールが提供される。

本発明の更に別の態様によれば、電圧変換器を含む駆動回路及び抵抗調節回路を制御するためのコンピュータプログラム製品であって、コンピュータ可読媒体上で具現化されたコードを含み、且つプロセッサ上で実行されると、パルス幅変調信号のデューティサイクルを変化させることによって、及び前記電圧変換器の動作モードを切り替えることによって、駆動回路に供給される入力電圧と駆動回路から出力されるべき目標出力電圧との比率を制御し、デューティサイクル及び変換器の動作モードの組み合わせによって引き起こされる望ましくない状態で駆動回路が動作していることを決定し、及び前記決定に応答して、駆動回路の等価出力抵抗を調節するためにパルス幅変調信号を抵抗調節回路に供給するように構成される、コンピュータプログラム製品が提供される。

これらの及び他の態様は、以下に記載される実施形態から明らかとなるであろう。本開示の範囲は、この概要によって、又は記載された欠点の何れか若しくは全てを必ず解決する実装形態に限定されることを意図されるものではない。

本開示のより良い理解のため、及びどのように実施形態を実施することができるかを示すために、添付図面が参照される。

マルチモード変換器の変換率及びデューティサイクルに対する典型的な効率曲線を示す。本発明の実施形態例による装置の概略ブロック図を示す。本発明の実施形態例によるＬＥＤ駆動回路を示す。電圧変換器の等価回路を示す。図４に示されるＬＥＤ駆動回路の第１の動作モードの充電プロセスを示す。図４に示されるＬＥＤ駆動回路の第２の動作モードの充電プロセスを示す。図４に示されるＬＥＤ駆動回路の第３の動作モードの充電プロセスを示す。図４に示されるＬＥＤ駆動回路の第４の動作モードの充電プロセスを示す。本発明の実施形態例による、駆動回路の動作範囲を拡張するためのプロセスを示す。図９に示されたプロセスを用いることによる効率向上の結果を示す。本発明の実施形態例による図３に示されたＬＥＤ駆動回路からどのように連続した出力電圧が出力されるかを示す。

ドライバオンボード電力変換器の場合、基本要件は、例えば、入力又は出力電圧、変換率、効率等の様々な電気規格を対象にすることができる複数のモードで動作する能力である。

容量エネルギー蓄積を用いたスイッチモード電源（ＳＭＰＳ：switched mode power supply）駆動回路（ＳＭＰＳは、特に、電荷ポンプ（ＣＰ：charge pump）とも呼ばれるスイッチドキャパシタ（ＳＣ：switched capacitor）変換器を含む）は、コンデンサ及び半導体スイッチの使用のみで、高効率ＤＣ−ＤＣ電圧変換を提供することができる。ＳＣＣ変換器は、入力電圧を上げる又は下げることによって、調整出力電圧を生成することができる。

ＳＣ変換器の効率ηは、スイッチ抵抗とは無関係に電圧伝達比の関数として表すことができる。
式中、Ｖ_ｏは、変換器の出力電圧であり、Ｖ_ｉｎは、変換器の入力電圧であり、Ｖ_Ｔは、目標電圧であり、及びＭは、変換率である。

マルチモード電力変換器は、望ましくない動作条件によって分けられる複数の望ましい動作条件を有する。特に、マルチモード電力変換器は、負荷によって必要とされる電圧が、範囲Ｖ_ｏ１内又は範囲Ｖ_ｏ２内にある場合に、変換器の少なくとも１つの出力に結合された少なくとも１つの負荷に対して望ましい方法で電力を供給でき得る。
Ｖ_ａ＞Ｖ_ｏ１＞Ｖ_ｂ
Ｖ_ｃ＞Ｖ_ｏ２＞Ｖ_ｄ
式中、Ｖ_ｃ＞Ｖ_ｂである。

従って、負荷によって必要とされる電圧が、
Ｖ_ｂ＜Ｖ_ｏ３＜Ｖ_ｃ
である範囲Ｖ_ｏ３内にある場合、変換器は全く動作しないか、又は非常に限られた性能のみを有する。

これらの電圧「ギャップ」は、ＳＣ変換器の効率をゼロにまでさえ急激に低下させる。

図１は、４つの変換率範囲を提供することができる４つの動作モードで設計されたステップダウンＳＣ電力変換器の変換率を有する、典型的な効率曲線１０２及びデューティサイクル曲線１０４を示す。これは、電力変換器が広い電圧範囲の適用例に適用されることを可能にする。

機能上、一定出力電圧を調整する際には、入力電圧のばらつきに対処するために、４つの変換率範囲（０．２〜０．４、０．４〜０．６、０．６〜０．８及び０．８〜１）が利用可能である。従って、出力電圧は、以下の範囲から簡単に選択することができる。
０．２Ｖ_ｉｎ＜Ｖ_ｏ１＜０．４Ｖ_ｉｎ
０．４Ｖ_ｉｎ＜Ｖ_ｏ２＜０．６Ｖ_ｉｎ
０．６Ｖ_ｉｎ＜Ｖ_ｏ３＜０．８Ｖ_ｉｎ
０．８Ｖ_ｉｎ＜Ｖ_ｏ４＜Ｖ_ｉｎ

図１に示されるように、変換率は、各動作モードのデューティサイクルに比例する。従って、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いたデューティサイクルの調整は、所望の変換率を達成するための一般的な方法である。

しかしながら、目標変換率が０．２、０．４、０．６及び０．８である各動作モードの境界では、効率がゼロにまでさえ急激に低下することが分かる。従って、電力変換器は、これらの境界では、非常に限られた性能を実現する。デューティサイクルが０に近づく時に、及びデューティサイクルが１に近づく時に、効率が急激に低下することが図１から分かる。

これらの効率「ギャップ」は、本発明の実施形態によって解消される。即ち、本発明の実施形態は、駆動回路の動作範囲を拡張する。

これより、システム２００を示す図２について言及される。システム２００は、駆動回路２０１に入力電圧Ｖ_ｉｎを供給する電源２０を含む。

図２に示される例示的システム２００では、駆動回路２０１は、ＬＥＤ（Ｄ）を駆動するために使用される。但し、実施形態は、ライト負荷の駆動に対処することのみに限定されず、サイズ制約が同様に当てはまる他の適用例（例えば、スリム及びコンパクトな電子設計を必要とするスマートフォン、ラップトップＰＣ及び他の携帯デバイスにおいて）も含む。

例示的駆動回路２０１が図３に示される。図３に示されるように、駆動ユニット２０１は、例えば、例えばラダートポロジー型のＳＣ変換器に基づく電荷ポンプである電圧変換器３００を含む。駆動ユニット２０１は、ＬＥＤドライバの一部でもよい又はＬＥＤドライバにとって外部でもよい電源２０によって供給される入力電圧Ｖ_ｉｎによって供給される。

図３によって示される実施形態例では、駆動ユニット２０１は、電圧変換器３００を形成する所謂ディクソンラダー変換器を含む。例えば標準ラダー、フィボナッチ、又は直並列トポロジー等の他のＳＣＣトポロジーが用いられ得ることが分かる。

この示された実施形態例は、５つのコンデンサＣ１〜Ｃ５及び単極単投型の９つのスイッチＳ１〜Ｓ９に基づいたディクソンラダートポロジーを用いる。より詳細には、駆動ユニット２０１は、２つのフライングラダーを含み、各フライングラダーは、２つのコンデンサを含む（一方の第１のフライングラダーは、第３のコンデンサＣ３と直列の第１のコンデンサＣ１を含み、及び第２のフライングラダーは、第４のコンデンサＣ４と直列の第２のコンデンサＣ２を含む）。

駆動ユニット２０１は、６つの中央ノード３０１１〜３０１６を更に含む。第１のスイッチＳ１は、選択的に第１の中央ノード３０１１を電源２０の正極に接続する。第２のスイッチＳ２は、選択的に第１の中央ノード３０１１を第２の中央ノード３０１２に接続する。第３のスイッチＳ３は、選択的に第２の中央ノード３０１２を第３の中央ノード３０１３に接続する。第４のスイッチＳ４は、選択的に第３の中央ノード３０１３を第４の中央ノード３０１４に接続する。第５のスイッチＳ５は、選択的に第４の中央ノード３０１４を第５の中央ノード３０１５に接続する。第５のコンデンサＣ５は、第５の中央ノード３０１５と第６の中央ノード３０１６との間に配置される。第６の中央ノード３０１６は、電源２０の負極に接続される。

第１及び第３のコンデンサＣ１、Ｃ３を含む第１のフライングラダーは、第１の中央ノード３０１１と第１の二次ノード３０２１との間に配置される。第６のスイッチＳ６は、選択的に第１の二次ノード３０２１を第５の中央ノード３０１５に接続し、第７のスイッチＳ７は、選択的に第１の二次ノード３０２１を第６の中央ノード３０１６に接続する。第１のコンデンサＣ１と第３のコンデンサＣ３との中間のノードは、第３の中央ノード３０１３に接続される。

第２及び第４のコンデンサＣ２、Ｃ４を含む第２のフライングラダーは、第２の中央ノード３０１２と第２の二次ノード３０２２との間に配置される。第８のスイッチＳ８は、選択的に第２の二次ノード３０２２を第５の中央ノード３０１５に接続し、第９のスイッチＳ９は、選択的に第２の二次ノード３０２２を第６の中央ノード３０１６に接続する。第２のコンデンサＣ２と第４のコンデンサＣ４との中間のノードは、第４の中央ノード３０１４に接続される。

２つのフライングラダーは、スイッチＳ１〜Ｓ９の適切な一連の開及び閉動作によって、逆位相にされる。

コントローラ２０２（図２に示される）は、駆動回路２０１のスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を制御する第１のＰＷＭ信号、並びに駆動回路２０１のスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を制御する第２のＰＷＭ信号を生成するように構成される。第１のＰＷＭ信号は、第１の時相φ１の間、所定の状態となるように、例えばオンにされるようにスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を制御するために使用される一方で、第２のＰＷＭ信号は、逆の状態となるように、例えばオフにされるようにスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を制御するために使用される。次の第２の時相φ２の間、全てのスイッチの状態が逆転される。即ち、第１のＰＷＭ信号は、デューティサイクルＤを有し、及び第２のＰＷＭ信号は、１−Ｄのデューティサイクルを有する。コントローラ２０２によって生成された第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号は、駆動回路２０１に供給される（関係２０６ａによって示される）。代替的に、コントローラ２０２によって生成された第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号は、以下により詳細に説明される抵抗調節回路２１０に供給される。

駆動回路２０１は、最初の４つの中央ノード３０１１、３０１２、３０１３、３０１４にそれぞれ接続された４つのマルチプレクサスイッチＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３によって形成されるマルチプレクサ３１０を更に含む。マルチプレクサ３１０は、選択的に電圧変換器３００の内部ノードの１つ、即ち、最初の４つの中央ノード３０１１、３０１２、３０１３、３０１４の１つに、１つずつ接続し、最初の４つの中央ノード３０１１、３０１２、３０１３、３０１４のそれぞれにおいて、それぞれの中間電圧の関数として駆動電圧を出力する。

マルチプレクサ３１０は、コントローラ２０２から受信されたモード選択制御信号２０４に基づいて、マルチプレクサスイッチＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３の１つを選択的に閉じる。従って、マルチプレクサ３１０は、駆動回路２０１の動作モードを制御する。

マルチプレクサ３１０の出力は、ＬＥＤ（Ｄ）と直列に配置されるフィルタインダクタＬ_１に接続される。コンデンサＣ_ｏは、ＬＥＤ（Ｄ）及び負荷レジスタＲ_Ｌと並列に配置される。フィルタインダクタＬ_１、コンデンサＣ_ｏ、及び負荷レジスタＲ_Ｌによって形成される出力フィルタは、ＳＣ変換器の内部脈動電圧をフィルタリングし、一定電流をＬＥＤ（Ｄ）に供給する。

図２に示されるように、センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}は、センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}を基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較して、抵抗調節回路２１０に供給されるエラー信号２０９を生成する比較器２０８に供給される。基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、エンドユーザによって特定の用途のために必要とされる出力電圧に設定される。単なる例として、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、例えば５Ｖ又は３．３Ｖに設定される。他のケースでは、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、例えば１．２Ｖの一定基準電圧に設定され得、及び調節可能レジスタラダーが設けられた場合、その抵抗は、特定の用途のために必要とされる出力電圧に応じて、エンドユーザによって調節することができる。センス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}は、駆動回路２０１の出力電流Ｉ_ｏに比例し、及び従って出力電流Ｉ_ｏの尺度を提供する。エラー信号２０９は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆからセンス電圧Ｖ_{ｓｅｎｓｅ}を減算することによって比較器２０８によって生成される。比較器２０８は、例えば演算増幅器を用いて実現される。比較器２０８は、エラー信号２０９を抵抗調節回路２１０に供給する。

図２に示されるように、コントローラ２０２は、第１の入力信号２１４として入力電圧Ｖ_ｉｎを受信し、第２の入力信号２１６として目標電圧Ｖ_Ｔを受信し、第３の入力信号２１８として出力電圧Ｖ_ｏを受信する。制御モジュールは、入力電圧Ｖ_ｉｎ及び目標電圧Ｖ_Ｔに基づいて、必要とされる変換率Ｍ（Ｍ＝Ｖ_Ｔ／Ｖ_ｉｎ）を動的に決定するように構成される。コントローラ２０２は、必要とされる変換率Ｍ（変換率Ｍは、各動作モードのデューティサイクルに比例する）を提供するために必要とされる動作モード及びデューティサイクルＤを動的に決定するように構成される。コントローラ２０２が、目標電圧Ｖ_Ｔを用いて予め構成されること、及びそのようなシナリオでは、コントローラ２０２は、第２の入力信号２１６を用いて目標電圧Ｖ_Ｔを受信しなくてもよいことが理解されるであろう。

駆動回路２０１の等価回路が図４に示される。図４に示されるように、駆動回路２０１は、スイッチ抵抗及びコンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ：equivalent series resistance）における電力損による駆動回路２０１の内部電力損失を表す等価出力抵抗（Ｒ_ｏｕｔ）と直列に接続された目標電圧Ｖ_Ｔとして定義される等価電圧源としてモデル化される。駆動回路２０１の出力電圧Ｖ_ｏは、
Ｖ_ｏ＝Ｖ_Ｔ−Ｒ_ｏｕｔ*Ｉ_Ｌ
として表すことができる。

図５〜８は、駆動回路２０１の各動作モードの充電プロセスを示す。

具体的には、図５ａ〜ｃは、第１の動作モードで動作する駆動回路２０１を示し、この動作モードでは、マルチプレクサ３１０のＳ１０は閉じられ、及びマルチプレクサ３１０のスイッチＳ１１、Ｓ１２、Ｓ１３は開かれることによって、出力電圧Ｖ_ｏ１を提供する。図５ａでは、スイッチＳ１〜Ｓ９の全てが開かれる。図５ｂは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を閉じ、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を開く第１の時相φ１の間のＶ_ｏ１に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。図５ｃは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を開き、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を閉じる第２の時相φ２の間のＶ_ｏ１に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。

図６ａ〜ｃは、第２の動作モードで動作する駆動回路２０１を示し、この動作モードでは、マルチプレクサ３１０のＳ１１は閉じられ、及びマルチプレクサ３１０のスイッチＳ１０、Ｓ１２、Ｓ１３は開かれることによって、出力電圧Ｖ_ｏ２を提供する。図６ａでは、スイッチＳ１〜Ｓ９の全てが開かれる。図６ｂは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を閉じ、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を開く第１の時相φ１の間のＶ_ｏ２に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。図６ｃは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を開き、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を閉じる第２の時相φ２の間のＶ_ｏ２に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。

図７ａ〜ｃは、第３の動作モードで動作する駆動回路２０１を示し、この動作モードでは、マルチプレクサ３１０のＳ１２は閉じられ、及びマルチプレクサ３１０のスイッチＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１３は開かれることによって、出力電圧Ｖ_ｏ３を提供する。図７ａでは、スイッチＳ１〜Ｓ９の全てが開かれる。図７ｂは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を閉じ、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を開く第１の時相φ１の間のＶ_ｏ３に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。図７ｃは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を開き、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を閉じる第２の時相φ２の間のＶ_ｏ３に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。

図８ａ〜ｃは、第４の動作モードで動作する駆動回路２０１を示し、この動作モードでは、マルチプレクサ３１０のＳ１３は閉じられ、及びマルチプレクサ３１０のスイッチＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１２は開かれることによって、出力電圧Ｖ_ｏ４を提供する。図８ａでは、スイッチＳ１〜Ｓ９の全てが開かれる。図８ｂは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を閉じ、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を開く第１の時相φ１の間のＶ_ｏ４に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。図８ｃは、第１のＰＷＭ信号がスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９を開き、且つ第２のＰＷＭ信号がスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８を閉じる第２の時相φ２の間のＶ_ｏ４に関するコンデンサ及びスイッチの充電寄与を示す。

上述の４つの動作モードの各々における出力電圧は、
Ｖ_ｏ１＝Ｖ_ｉｎ*Ｍ_１−Ｒ_ｏｕｔ１*Ｉ_Ｌ
Ｖ_ｏ２＝Ｖ_ｉｎ*Ｍ_２−Ｒ_ｏｕｔ２*Ｉ_Ｌ
Ｖ_ｏ３＝Ｖ_ｉｎ*Ｍ_３−Ｒ_ｏｕｔ３*Ｉ_Ｌ
Ｖ_ｏ４＝Ｖ_ｉｎ*Ｍ_４−Ｒ_ｏｕｔ４*Ｉ_Ｌ
として表すことができる。

式中、Ｖ_ｏ（ｎ）は、動作モードｎにおける出力電圧であり、Ｍ_（ｎ）は、動作モードｎにおける変換率であり、Ｒ_{ｏｕｔ（ｎ）}は、動作モードｎにおける等価出力抵抗であり、及びＩ_Ｌは、負荷電流である。

上記の式に示されるように、特定の出力電圧は、変換率、負荷電流及び等価出力抵抗に依存する。

キルヒホッフ電荷法則（ＫＱＬ：kirchhoff charge law）を用いることによって、各動作モードの出力電圧は、
と表すこともできる。

式中、Ｖ_ｉｎは、入力電圧であり、Ｄは、デューティサイクルであり、Ｒ_{ｄｓ，ｏｎ}は、電圧変換器３００のスイッチＳ１〜Ｓ９のターンオン抵抗であり、及びｌ_ｏは、出力電流である。係数α（Ｄ）は、
である。

上記の式から、出力電圧及び等価出力抵抗（Ｒ_ｏｕｔ）は共に、デューティサイクルに依存することが分かる。デューティサイクルが、例えば０又は１の境界に近い時、出力電圧がゼロに低下し、及び等価出力抵抗は無限大となり、駆動回路２０１の非常に限られた性能をもたらす。

変換器の知られている制御戦略は、損失を減らすため及び／又は安定した負荷非依存出力信号を提供するために、多くの場合、Ｒ_ｏｕｔを最小限にする。

上記の効率ギャップを解消して駆動回路２０１の動作範囲を拡張する、本発明によって実現されるプロセス９００をこれより説明する。プロセス９００は、ステップ９０２で開始し、デューティサイクルＤ及び電圧変換器３００の動作モードの組み合わせによって引き起こされる望ましくない状態で駆動回路２０１が動作しているか否かをコントローラ２０２が決定するステップＳ９０４に進む。

コントローラ２０２は、駆動回路２０１が望ましい又は望ましくない状態で動作しているかを決定するために様々な態様を用い得る。

コントローラ２０２は、入力電圧Ｖ_ｉｎ（第１の入力信号２１４を介して受信される）及び目標電圧Ｖ_Ｔ（第２の入力信号２１６を介して受信される）に基づいて、必要とされる変換率Ｍを決定するように構成される。一実施形態では、ステップＳ９０４において、コントローラ２０２は、必要とされる変換率Ｍを、望ましい状態及び望ましくない状態で動作する駆動回路２０１に関連する既知の変換率範囲と比較することによって決定を行う。これは、必要とされる変換率Ｍが駆動回路２０１の望ましい又は望ましくない動作状態と関連するかをコントローラ２０２が決定することを可能にする。駆動回路２０１の望ましい及び望ましくない動作状態に関連する既知の変換率範囲に関する情報は、コントローラ２０２に結合されたメモリ（図２では不図示）内に保存される。

コントローラ２０２は、必要とされる変換率Ｍを達成するためのデューティサイクルＤを決定するように構成される。代替実施形態では、コントローラ２０２は、駆動回路２０１が目標電圧Ｖ_Ｔを提供するように構成されていることに基づいて、デューティサイクルＤを、望ましい及び望ましくない状態で動作する駆動回路２０１に関連する既知のデューティサイクル範囲と比較することによって、ステップＳ９０４において決定を行う。これは、デューティサイクルＤが駆動回路２０１の望ましい又は望ましくない動作状態と関連するかをコントローラ２０２が決定することを可能にする。駆動回路２０１の望ましい及び望ましくない動作状態に関連する既知のデューティサイクルＤの範囲に関する情報は、上述のメモリ内に保存される。

更なる実施形態では、コントローラ２０２は、入力電圧Ｖ_ｉｎ（第１の入力信号２１４を介して受信される）を検出し、且つ駆動回路２０１が目標電圧Ｖ_Ｔを提供するように構成されていることに基づいて、入力電圧Ｖ_ｉｎを、望ましい及び望ましくない状態で動作する駆動回路２０１に関連する既知の入力電圧範囲と比較することによって、ステップＳ９０４において決定を行う。駆動回路２０１の望ましい及び望ましくない動作状態に関連する入力電圧範囲に関する情報は、上述のメモリ内に保存される。

また更なる実施形態では、コントローラ２０２は、目標電圧Ｖ_Ｔ（第２の入力信号２１６を介して受信される）及び出力電圧Ｖ_ｏ（第３の入力信号２１８を介して受信される）に基づいて、駆動回路２０１の効率を動的に決定するように構成される。コントローラ２０２は、決定された効率を所定の閾値効率レベルと比較することによってステップＳ９０４において決定を行うように構成され、及び決定された効率が所定の閾値効率レベル以上である場合、コントローラ２０２は、駆動回路２０１が望ましい状態で動作していると決定し、その他の場合、コントローラ２０２は、駆動回路２０１が望ましくない状態で動作していると決定する。

コントローラ２０２が、ステップＳ９０４において駆動回路２０１が望ましい状態で動作している（即ち、望ましくない状態ではない）ことを決定すると、プロセス９００は、ステップＳ９０６に進む。

ステップＳ９０６では、コントローラ２０２は、生成された第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を駆動回路２０１の適切なスイッチに供給する（図２の関係２０６ａによって示されるように）。駆動回路２０１が望ましい状態で動作している間、コントローラは、必要とされる変換率Ｍを達成するようにデューティサイクルＤを調節する。望ましくない領域で動作することを回避するために、コントローラ２０２は、デューティサイクルＤを限られたデューティサイクル範囲内に制限する。制限デューティサイクル範囲の上限は１未満であり、及びデューティサイクル範囲の下限は０より大きい。例えば、制限デューティサイクル範囲は、０．２≦Ｄ≦０．８に制限される。この制限デューティサイクル範囲は、単なる一例であることが理解されるであろう。

ステップＳ９０４に戻って、駆動回路２０１が動作モードの望ましくない領域で動作していることをコントローラ２０２が決定すると、プロセス９００は、ステップＳ９０８に進む。

ステップＳ９０８では、コントローラ２０２は、生成された第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を抵抗調節回路２１０に供給し（図２において関係２０６ｂによって示されるように）、及び抵抗調節回路２１０は、駆動回路２０１の効率を向上させるために、駆動回路２０１の等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔを調節する。

上記の式から、等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔは、デューティサイクル及びスイッチＳ１〜Ｓ９のＲ_{ｄｓ，ｏｎ}の関数であることが分かる。

一実施形態では、抵抗調節回路２１０は、各スイッチにゲート駆動電圧Ｖ_ｇを提供するゲートドライバを含む。スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９に関連するゲートドライバは、入力として、第１のＰＷＭ信号をコントローラ２０２から受信するように構成される一方で、スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８に関連するゲートドライバは、入力として、第２のＰＷＭ信号をコントローラ２０２から受信するように構成される。ゲートドライバは、それらが受信したＰＷＭ信号をその関連スイッチのゲート端子へ出力するように構成される。各ゲートドライバから出力されたＰＷＭ信号は、ゲートドライバの電圧源（Ｖ_ＧＳ）に対応する出力電圧振幅を有する。当業者には理解されるように、ゲートドライバは、様々な形態をとることができ、最も一般的及び費用効率が良いゲートドライバの１つは、バイポーラ非反転トーテムポールドライバである。

スイッチＳ１〜Ｓ９のＲ_{ｄｓ，ｏｎ}は、ＰＷＭ信号をスイッチＳ１〜Ｓ９に提供するために使用されるゲートドライバのＶ_ＧＳの関数である。この実施形態では、抵抗調節回路２１０は、電圧変換器３００及び従って駆動回路２０１の等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔを調節するようにゲートドライバのＶ_ＧＳを制御することによって、電圧変換器３００のスイッチに出力されるゲート駆動電圧を制御する。例えば、抵抗調節回路２１０は、その基準端子においてエラー信号２０９を受信し、及びＶ_ＧＳを調整するように構成されたシャントレギュレータを含む。当業者には知られているように、スイッチに入力されるゲート駆動電圧を上昇させることは、スイッチのＲ_{ｄｓ，ｏｎ}を減少させる。

別の実施形態では、抵抗調節回路２１０は、電圧変換器３００及び従って駆動回路２０１の等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔを調節するようにスイッチＳ１〜Ｓ９のスイッチング周波数を調節する。例えば、抵抗調節回路２１０は、エラー信号２０９を受信するように構成された電圧制御オシレータ（ＶＣＯ：voltage controlled oscillator）を含む。従って、ＶＣＯの振動数は、エラー信号２０９によって制御される。コントローラ２０２から受信された第１のＰＷＭ信号をＶＣＯから受信された電圧制御オシレータ出力信号と結合させることによってスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、及びＳ９用のドライバ信号を提供するために、論理回路が使用される。同様に、この論理回路は、コントローラ２０２から受信された第２のＰＷＭ信号をＶＣＯから受信された電圧制御オシレータ出力信号と結合させることによってスイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８用のドライバ信号を提供するために使用される。スイッチＳ１〜Ｓ９のスイッチング周波数を増加させることによって、抵抗調節回路２１０は、電圧変換器３００の等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔを減少させる。例えばスイッチドキャパシタ変換器によって形成される電圧変換器の動作は、スイッチング周波数限界によって範囲を定められる２つの動作モード：高速スイッチングモード及び低速スイッチングモードを用いてモデル化することができる。スイッチング周波数限界ｆ_ｓは、
ｆ_ｓ＝３．Ｒｏｎ*Ｃ_ｆ
と表すことができ、式中、Ｒｏｎは、スイッチのターンオン抵抗であり、及びＣ_ｆは、フライングコンデンサのキャパシタンスである。

スイッチング周波数がスイッチング周波数限界ｆ_ｓ未満である場合、サイクル毎にフライングコンデンサを完全に充電することができるため、電圧変換器は、所謂低速スイッチングモードで動作する。このモードでは、等価出力抵抗は、スイッチング周波数を増加させることによって大幅に減少させることができる。スイッチング周波数がスイッチング周波数限界ｆ_ｓを超える場合、サイクル毎にフライングコンデンサを完全に充電することができず、及び電圧変換器は、所謂高速スイッチングモードで動作する。このモードでは、等価出力抵抗は、スイッチング周波数を増加させることによって徐々に減少させることができる。

別の実施形態では、抵抗調節回路２１０は、電圧変換器３００及び従って駆動回路２０１の等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔを調節するために、電圧変換器３００に関連する無駄時間を調節する回路を含む。電圧変換器３００の無駄時間は、第１のスイッチセット（Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ９）及び第２のスイッチセット（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ７、及びＳ８）が共に開いているスイッチング遷移中の期間を指す。電圧変換器３００に関連する無駄時間を増加させることによって、抵抗調節回路２１０は、電圧変換器３００の等価出力抵抗Ｒ_ｏｕｔを増加させる。

ステップＳ９０８では、コントローラ２０２は、上述の制限デューティサイクル範囲内にデューティサイクルＤを制限する。具体的には、コントローラ２０２は、デューティサイクルＤを制限デューティサイクル範囲内で一定に維持し得る。例えば、コントローラ２０２は、デューティサイクルＤを、制限デューティサイクル範囲内で可能な限り低いデューティサイクル（上記の例では０．２）に、制限デューティサイクル範囲内で可能な限り高いデューティサイクル（上記の例では０．８）に、又は制限デューティサイクル範囲内の可能な限り低いデューティサイクルと可能な限り高いデューティサイクルとの間の一定デューティサイクルに設定することができ、これは用途に依存する。

図１０は、プロセス９００を用いることによる効率向上の結果を示す。４つの動作モードが７つの状態に分割され、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４は、駆動回路２０１の動作の望ましい状態と見なされ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、駆動回路２０１の動作の望ましくない状態と見なされる。上記の通り、駆動回路２０１が望ましい又は望ましくない動作状態で動作しているかは、効率、変換率、デューティサイクル等の動作条件によって分類される。

図１０を右から左へ見ると、一定出力電圧を調整する時、駆動回路２０１が第４の動作モードの望ましい状態Ｄ４で動作している間、入力電圧が必要とされる出力電圧からかなり上昇するため、必要とされる変換率Ｍは、（上述の）制限デューティサイクル範囲内で第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号のデューティサイクルを縮小することによって減少させられることが分かる。望ましい状態Ｄ４にある間、コントローラ２０２は、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を駆動回路２０１に供給する（関係２０６ａによって示される）ように構成される。

端点１００２ａにおいて、コントローラ２０２は、駆動回路２０１が第４の動作モードの望ましくない状態で動作していることを決定し、且つ第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を抵抗調節回路２１０に供給する（関係２０６ｂによって示される）。駆動回路２０１の等価出力抵抗の調節は、駆動回路２０１が第３の動作モードの望ましい状態Ｄ３で動作していることをコントローラ２０２が決定する端点１００４ａに到達するまで、抵抗調節回路２１０によって実施される。

駆動回路２０１が望ましい状態Ｄ３で動作している間、入力電圧が必要とされる出力電圧からかなり上昇するため、必要とされる変換率Ｍは、（上述の）制限デューティサイクル範囲内で第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号のデューティサイクルを縮小することによってかなり減少させられる。望ましい状態Ｄ３にある間、コントローラ２０２は、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を駆動回路２０１に供給する（関係２０６ａによって示される）ように構成される。

端点１００２ｂにおいて、コントローラ２０２は、駆動回路２０１が第３の動作モードの望ましくない状態で動作していることを決定し、且つ第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を抵抗調節回路２１０に供給する（関係２０６ｂによって示される）。駆動回路２０１の等価出力抵抗の調節は、駆動回路２０１が第２の動作モードの望ましい状態Ｄ２で動作していることをコントローラ２０２が決定する端点１００４ｂに到達するまで、抵抗調節回路２１０によって実施される。

駆動回路２０１が望ましい状態Ｄ２で動作している間、入力電圧が必要とされる出力電圧からかなり上昇するため、必要とされる変換率Ｍは、（上述の）制限デューティサイクル範囲内で第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号のデューティサイクルを縮小することによってかなり減少させられる。望ましい状態Ｄ２にある間、コントローラ２０２は、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を駆動回路２０１に供給する（関係２０６ａによって示される）ように構成される。

端点１００２ｃにおいて、コントローラ２０２は、駆動回路２０１が第２の動作モードの望ましくない状態で動作していることを決定し、且つ第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を抵抗調節回路２１０に供給する（関係２０６ｂによって示される）。駆動回路２０１の等価出力抵抗の調節は、駆動回路２０１が第１の動作モードの望ましい領域Ｄ１で動作していることをコントローラ２０２が決定する端点１００４ｃに到達するまで、抵抗調節回路２１０によって実施される。

図１０に示されるように、抵抗調節回路２１０による等価出力抵抗の調節は、特定の入力電圧が与えられると、望ましい出力電圧が駆動回路２０１から出力されることを可能にし、及び従って大きな効率損失無く、電圧変換器３００によって使用することができる変換率の範囲を拡張する。

図１０を継続して参照して以下に説明される例示的動作モードは、駆動回路２０１が望ましい領域にデューティサイクルを調節するか、又は望ましくない領域において等価出力抵抗を調節することによって出力電圧を達成できる方法に関する更なる理解をもたらす。図２を参照して上記に説明した通り、コントローラ２０２は、第１の入力信号２１４として入力電圧Ｖ_ｉｎを受信し、第２の入力信号２１６として目標電圧Ｖ_Ｔを受信し、及び第３の入力信号２１８として出力電圧Ｖ_ｏを受信する。制御モジュールは、入力電圧Ｖ_ｉｎ及び目標電圧Ｖ_Ｔに基づいて、必要とされる変換率Ｍ（Ｍ＝Ｖ_Ｔ／Ｖ_ｉｎ）を動的に決定するように構成される。コントローラ２０２は、必要とされる変換率Ｍ（変換率Ｍは、各動作モードのデューティサイクルに比例する）を提供するために必要とされる動作モード及びデューティサイクルＤを動的に決定するように構成される。コントローラ２０２が、目標電圧Ｖ_Ｔを用いて予め構成されること、及びそのようなシナリオでは、コントローラ２０２は、第２の入力信号２１６を用いて目標電圧Ｖ_Ｔを受信しなくてもよいことが理解されるであろう。必要とされる変換率Ｍの範囲に応じて、コントローラ２０２は、何れの動作モードで駆動回路２０１が動作すべきかを決定することができる。

図１０によって示される非限定例では、必要とされる変換率Ｍが０．８４〜０．９６である場合、駆動回路２０１は、第４の望ましい領域Ｄ４で動作すべきであり、その結果、デューティサイクルを変化させることによって変換率を調節する。必要とされる変換率Ｍが０．７６〜０．８４である場合、駆動回路２０１は、第３の望ましくないモードＲ３で動作すべきであり、このモードでは、駆動回路２０１のスイッチＳ１〜Ｓ１３は、図２を参照して上記に説明したのと同様の態様で、即ち、第４の望ましい領域Ｄ４の場合と類似した態様において、しかし、抵抗調節回路２１０が、例えばＶ_ＧＳ電圧を低下させることによって、スイッチング周波数を減少させることによって、又は電圧変換器に関連する無駄時間を増加させることによって等価出力抵抗を増大させながら、操作される。必要とされる変換率が０．６４〜０．７６である場合、駆動回路２０１は、第３の望ましい領域Ｄ３で動作すべきであり、その結果、デューティサイクルを変化させることによって変換率を調節する。必要とされる変換率Ｍが０．５６〜０．６４である場合、駆動回路２０１は、第２の望ましくないモードＲ２で動作すべきであり、このモードでは、駆動回路２０１のスイッチＳ１〜Ｓ１３は、図２を参照して上記に説明したのと同様の態様で、即ち、第３の望ましい領域Ｄ３の場合と類似した態様において、しかし、抵抗調節回路２１０が、例えばＶ_ＧＳ電圧を低下させることによって、スイッチング周波数を減少させることによって、又は電圧変換器に関連する無駄時間を増加させることによって等価出力抵抗を増大させながら、操作される。必要とされる変換率が０．４４〜０．５６である場合、駆動回路２０１は、第２の望ましい領域Ｄ２で動作すべきであり、その結果、デューティサイクルを変化させることによって変換率を調節する。必要とされる変換率Ｍが０．３６〜０．４４である場合、駆動回路２０１は、第１の望ましくないモードＲ１で動作すべきであり、このモードでは、駆動回路２０１のスイッチＳ１〜Ｓ１３は、図２を参照して上記に説明したのと同様の態様で、即ち、第２の望ましい領域Ｄ２の場合と類似した態様において、しかし、抵抗調節回路２１０が、例えばＶ_ＧＳ電圧を低下させることによって、スイッチング周波数を減少させることによって、又は電圧変換器に関連する無駄時間を増加させることによって等価出力抵抗を増大させながら、操作される。必要とされる変換率が０．２４〜０．３６である場合、駆動回路２０１は、第１の望ましい領域Ｄ１で動作すべきであり、その結果、デューティサイクルを変化させることによって変換率を調節する。

図１１は、本発明の実施形態による、組み合わせられた等価出力抵抗の調節及びＰＷＭ制御が、どのように連続した出力電圧を達成できるかを示す。即ち、入力電圧（例えば２５Ｖ）が与えられると、変換率が変化するため、連続した出力電圧が駆動回路２０１から出力され、これは、そうでなければ望ましくない領域の間に出力電圧の大幅な低下（及び従って効率の大幅な低下）を経験する。

図１１によって示されるように、最低効率（最も低い交点によって決定される）が０％（図１に示される）から７８％へと向上され、それと同時に、動作範囲は１００％から１２０％へと２０％の拡張を有する。

示された実施形態例において見られるようなスイッチＳ１〜Ｓ１３の全てが双方向性でもよく、及び回路のスイッチング周波数に対応する適切な技術で実現される。例えば、スイッチは、シリコン基板上の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：metal oxide semiconductor field effect transistor）又は窒化ガリウム基板上の高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：high electron mobility transistor）によって形成される。

全てのリアクタンス素子は、例えばパワーシステムオンチップ（ＰＳｏＣ：power system on a chip）又はパワーシステムインパッケージ（ＰＳｉＰ：power system in a package）として集積できる程小さく形成することができる。示された実施形態例では、全コンデンサのキャパシタンスが１００ｎＦに設定され得、キャパシタンス値は、より良い性能を達成するために更に最適化される。フィルタインダクタＬｏのインダクタンス値は、２００ｎＨに設定され得、５×５ｍｍの面を有するＬＥＤサブマウントに印刷されることを可能にする。

上記実施形態の何れかに従ったＬＥＤは、ＬＥＤのセット、例えばＬＥＤのストリングでもよい。

駆動回路例が図３に示されるが、これは単なる一例であり、及び本発明の実施形態は、ＳＣ電力変換器を含む他の駆動回路に適用できる。

コントローラ２０２が第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号（共に関係２０６ａ及び２０６ｂで供給される）を生成するように構成されることを上記に記載したが、これらは、コントローラ２０２からのデューティサイクル制御信号の受信に基づいて、専用パルス幅変調器によって生成される。

ステップダウン電圧変換器を含む駆動回路に関して本発明の実施形態を上記に説明したが、本発明の実施形態は、ステップアップ電圧変換器を含む駆動回路にも適用する。

開示された実施形態に対する他の変形形態は、図面、開示内容、及び添付の特許請求の範囲の研究から、特許請求される本発明の実施において、当業者によって理解され得、且つもたらされる。請求項において、「含む」（comprising）という用語は、他の要素又はステップを排除せず、及び不定冠詞「１つの（a）」又は「１つの（an）」は、複数を排除しない。単一のプロセッサ又は他のユニットが、請求項に記載された幾つかの項目の機能を果たし得る。特定の手段が互いに異なる従属請求項に記載されているという事実のみでは、これらの手段の組み合わせを有利に使用できないことを意味しない。コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に又はその一部として供給される光ストレージ媒体又は固体媒体等の適切な媒体に保存／配布されるが、インターネット又は他の有線若しくは無線通信システムを介して等、他の形態で配布され得る。請求項における何れの参照符号も範囲を限定するものと解釈されるものではない。

Claims

複数の動作モードを有するスイッチドキャパシタ電圧変換器を含む駆動回路と、
パルス幅変調信号のデューティサイクルを変化させることによって、及び前記電圧変換器の動作モードを切り替えることによって、前記駆動回路に供給される入力電圧と前記駆動回路から出力されるべき目標出力電圧との比率を制御するように動作可能なコントローラであって、前記デューティサイクル及び前記電圧変換器の前記動作モードの組み合わせによって引き起こされる望ましくない状態で前記駆動回路が動作していることを決定し、前記望ましくない状態は、閾値効率レベルを下回る効率に対応する、コントローラと、
前記決定に応答して、前記駆動回路の等価出力抵抗を調節する抵抗調節回路とを含む、
システム。
前記駆動回路は、前記比率に依存した異なる効率で出力電圧を提供し、前記望ましくない状態は、前記効率と前記比率との間の関係の領域に対応する、請求項１に記載のシステム。
前記抵抗調節回路は、前記電圧変換器のスイッチに出力されるゲート駆動電圧を制御することによって、前記駆動回路の前記等価出力抵抗を調節する、請求項１又は２に記載のシステム。
前記抵抗調節回路は、前記電圧変換器のスイッチのスイッチング周波数を制御することによって、前記駆動回路の前記等価出力抵抗を調節する、請求項１又は２に記載のシステム。
前記抵抗調節回路は、前記電圧変換器のスイッチに関連する無駄時間を制御することによって、前記駆動回路の前記等価出力抵抗を調節する、請求項１又は２に記載のシステム。
前記抵抗調節回路は、エラー信号の受信に基づいて、前記駆動回路の前記等価出力抵抗を調節し、前記エラー信号は、基準電圧とセンス電圧との比較に基づいて生成される、請求項１乃至５の何れか一項に記載のシステム。
前記コントローラは、前記比率に基づいて、前記駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定する、請求項１乃至６の何れか一項に記載のシステム。
前記コントローラは、前記パルス幅変調信号のデューティサイクルに基づいて、前記駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定する、請求項１乃至７の何れか一項に記載のシステム。
前記コントローラは、前記駆動回路に供給される入力電圧に基づいて、前記駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定する、請求項１乃至７の何れか一項に記載のシステム。
前記コントローラは、前記駆動回路の効率の決定に基づいて、前記駆動回路が望ましくない状態で動作していることを決定する、請求項１乃至７の何れか一項に記載のシステム。
前記コントローラは、制限デューティサイクル範囲内に制限されるように前記パルス幅変調信号の前記デューティサイクルを限定する、請求項１乃至１０の何れか一項に記載のシステム。
前記コントローラは、前記駆動回路が望ましくない状態で動作しているとの決定に応答して、前記パルス幅変調信号の前記デューティサイクルを制限デューティサイクル範囲内の一定値に限定する、請求項１乃至１１の何れか一項に記載のシステム。
前記電圧変換器は、第１のスイッチセット及び第２のスイッチセットを含むディクソンラダートポロジーに基づきスイッチドキャパシタ変換器によって形成される、請求項１乃至１２の何れか一項に記載のシステム。
少なくとも１つの光源と、請求項１乃至１２の何れか一項に記載のシステムとを含む、光モジュールであって、前記駆動回路は、前記少なくとも１つの光源を駆動する出力電圧を提供する、光モジュール。
電圧変換器を含む駆動回路と抵抗調節回路とを制御するためのコンピュータプログラムであって、コンピュータ可読媒体上で具現化されたコードであって、プロセッサ上で実行されると、
パルス幅変調信号のデューティサイクルを変化させることによって、及び前記電圧変換器の動作モードを切り替えることによって、前記駆動回路に供給される入力電圧と前記駆動回路から出力されるべき目標出力電圧との比率を制御し、前記デューティサイクル及び前記電圧変換器の動作モードの組み合わせによって引き起こされる望ましくない状態で前記駆動回路が動作していることを決定し、前記決定に応答して、前記駆動回路の等価出力抵抗を調節するために前記パルス幅変調信号を前記抵抗調節回路に供給するための当該コードを含み、前記望ましくない状態は、閾値効率レベルを下回る効率に対応する、コンピュータプログラム。