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JP6594566B2 - 電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置 - Google Patents
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電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置 Download PDF

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Description

この発明は、直流電源からの電力を交流に変換してモータジェネレータなどの電動機に電力供給を行う電力変換装置及びこの電力変換装置を用いた電動機駆動装置に関するものである。
ハイブリッド自動車などに用いられるモータジェネレータを駆動する電動機駆動装置は、直流電源からの電力を交流に変換して電動機に電力供給を行う。この電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｉｌｉｃｏｎ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子を用いることで、高速化への対応を可能にしている。半導体スイッチング素子を用いた場合、高速化によるスイッチング周波数の増加に伴ってスイッチング損失が増大し、電力変換装置の効率を低下させてしまう。
この問題を解決するため、直流電源とインバータ回路との間に追加回路を設け、インバータ主回路素子がターンオンする時のスイッチング損失を抑制するソフトスイッチング機能を有する電動機駆動装置が提案されている（例えば、特許文献１）。
特開２０００−２６２０６６号公報（段落［０００７］、［０００８］、［００１４］および図７）
しかし、特許文献１開示発明では、ソフトスイッチング動作期間中はインバータ回路が直流電源から切断されるため、モータ電流相当の大電流をＬＣ共振回路に流す必要があり、追加するＬＣ共振回路の大型化や損失増加による電力変換装置の効率低下の問題がある。
この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現した電力変換装置及びこれを用いた電動機駆動装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。
この発明に係る電動機駆動装置は、直流電源と、直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備える電力変換装置とを有し、インバータ回路は電動機に接続された電動機駆動装置において、電力変換装置の制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。
この発明に係る電力変換装置は、制御部において、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。このため、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現することができる。
この発明に係る電動機駆動装置は、制御部において、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。このため、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現することができる。
この発明の実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用タイムチャートである。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用タイムチャートの一部拡大図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るソフトスイッチング動作説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るソフトスイッチング動作説明用模式図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る比較例の動作説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るソフトスイッチング動作説明用タイムチャートである。 この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態３の電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態５の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。
実施の形態１．
実施の形態１は、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを直列接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設ける電力変換装置、およびこの電力変換装置を用いた電動機駆動装置に関するものである。
以下、本願発明の実施の形態１に係る電力変換装置および電動機駆動装置の構成および動作について、電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である図１、電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である図２、動作説明用タイムチャートである図３、動作説明用タイムチャートの一部拡大図である図４、ソフトスイッチング動作説明図である図５、ソフトスイッチング動作説明用模式図である図６、比較例の動作説明図である図７、およびインバータ１相分のソフトスイッチング動作説明用タイムチャートである図８に基づいて説明する。
まず、実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置の全体構成を図１に基づいて説明する。
電動機駆動装置システムは、電動機駆動装置１０００と電動機１３０から構成される。電動機駆動装置１０００は、電力変換装置１００と、直流電源である蓄電デバイス１２０とから構成される。そして、電力変換装置１００は、ソフトスイッチング回路１０と、インバータ回路２０と、制御部３０とを備える。
なお、図１では、電動機１３０は、電動機駆動装置１０００の一部としていないが、電動機駆動装置の動作上密接に関連している。このため、特に区別せずに、電動機１３０を電動機駆動装置の一部として説明する。
次に、電動機駆動装置１０００および電力変換装置１００の全体的機能について、図１に基づいて説明する。
本実施の形態の電動機駆動装置１０００は、電動機１３０を制御するものである。電動機１３０が負荷を駆動するモータとして動作する場合は、電動機駆動装置１０００は、直流電源であるリチウムイオンバッテリやニッケル水素バッテリあるいはコンデンサなどの蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置１００で交流に変換し、変換された電力でモータである電動機１３０を駆動する。
電力変換装置１００は、負荷となるモータである電動機１３０に電力を供給するインバータ回路２０と、インバータ回路２０と蓄電デバイス１２０の間に接続されたソフトスイッチング回路１０と、ソフトスイッチング回路１０およびインバータ回路２０を制御する制御部３０を備えている。インバータ回路２０の主回路正電位部１７は、ソフトスイッチング回路１０を介して蓄電デバイス１２０のプラス端子に接続され、主回路基準電位部１８は、ソフトスイッチング回路１０を介して蓄電デバイス１２０のマイナス端子に接続されている。
一方、実施の形態１の電動機駆動装置１０００は、電動機１３０が発電機として動作する場合にも適用することができる。この場合は、発電機として動作する電動機１３０は動力を交流電力に変換し、電力変換装置１００はこの交流電力を直流電力に変換して蓄電デバイス１２０に電力を供給する。
すなわち、実施の形態１の電動機駆動装置１０００は、電力変換装置１００が伝送する電力の方向に関わらず、小型で低損失な電動機駆動装置を実現することができる。
次に、電力変換装置１００の各部の回路構成について、図１、図２に基づいて説明する。まず、ソフトスイッチング回路１０について説明する。
ソフトスイッチング回路１０は、第１スイッチング部１１と共振回路１２とから構成される。共振回路１２は、コンデンサ１３と、リアクトル１４と、第２スイッチング部１５とから成る直列回路である。
ソフトスイッチング回路１０は、蓄電デバイス１２０の正極端子に第１スイッチング部１１が接続されている。本実施の形態１ではスイッチング素子１１ａのドレイン端子および逆並列ダイオード１１ｂのカソード端子を接続する例を示している。
第１スイッチング部１１の他端（スイッチング素子１１ａのソース端子および逆並列ダイオード１１ｂのアノード端子）は、主回路正電位部１７に接続されている。主回路正電位部１７とコンデンサ１３の一端が接続されている。コンデンサ１３の他端はリアクトル１４の一端と接続されている。リアクトル１４の他端には、第２スイッチング部１５を構成するスイッチング素子１５ａのドレイン端子および逆並列ダイオード１５ｂのカソード端子が接続されている。
一方、スイッチング素子１５ａのソース端子および逆並列ダイオード１５ｂのアノード端子は、主回路基準電位部１８に接続されている。
すなわち、インバータ回路１０の入力端子間である主回路正電位部１７と主回路基準電位部１８との間に、コンデンサ１３、リアクトル１４、第２スイッチング部１５の直列回路である共振回路１２が接続されている。
なお、本実施の形態１では、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを使用することを想定している。本実施の形態１では、第１スイッチング部および第２スイッチング部がスイッチング素子と逆並列ダイオードで構成される例を示したが、逆並列ダイオードはスイッチング素子の寄生ダイオードで代用することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やその他のスイッチング素子を適用してもよい。また、そのスイッチング素子は、シリコン単元素半導体に限られるものではなく、シリコンカーバイドや窒化ガリウム等を適用した化合物半導体も適用できる。
次に、インバータ回路２０について説明する。
インバータ回路２０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が適用された３相インバータであり、２つのスイッチング素子を直列に接続してアームを構成し、各アームを３並列に接続したものである。
図１において、インバータスイッチング部２１、２２、２３、２４、２５、および２６が各アームを構成し、各インバータスイッチング部は、スイッチング素子と逆並列ダイオードとから成る。例えば、インバータスイッチング部２１は、スイッチング素子２１ａと逆並列ダイオード２１ｂとから成る。
スイッチング素子２１ａのドレイン端子は主回路正電位部１７に接続され、スイッチング素子２１ａのソース端子はスイッチング素子２２ａのドレイン端子と直列に接続されている。スイッチング素子２２ａのソース端子は主回路基準電位部１８に接続されている。同様に、スイッチング素子２３ａおよびスイッチング素子２５ａのドレイン端子は、主回路正電位部１７に接続され、ソース端子はそれぞれスイッチング素子２４ａおよびスイッチング素子２６ａのドレイン端子と直列に接続されている。スイッチング素子２４ａおよびスイッチング素子２６ａのソース端子は主回路基準電位部１８に接続されている。
本実施の形態１では、スイッチング素子２１ａとスイッチング素子２２ａとから成るアームをＵ相、スイッチング素子２３ａとスイッチング素子２４ａとから成るアームをＶ相、スイッチング素子２５ａとスイッチング素子２６ａとから成るアームをＷ相と記載する。
スイッチング素子２１ａとスイッチング素子２２ａとの接続点は、電動機１３０のＵ相端子１３０ａに接続されている。スイッチング素子２３ａとスイッチング素子２４ａとの接続点は、電動機１３０のＶ相端子１３０ｂに接続されている。スイッチング素子２５ａとスイッチング素子２６ａの接続点は、電動機１３０のＷ相端子１３０ｃに接続されている。
次に、制御部３０について説明する。
制御部３０は、基準信号生成回路４０と、鋸波キャリア生成回路５０と、制御信号生成回路６０とゲート駆動回路部７０とを備える。
基準信号生成回路４０は、正弦波信号発生源４１と位相シフタ４２ａ、４２ｂとを備える。制御信号生成回路６０は、比較器６１ａ〜６１ｅと、反転回路６２ａ〜６２ｄと、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃと、加算回路６４と、デッドタイム生成回路６５とを備える。ゲート駆動回路部７０は、ゲート駆動回路７０ａ〜７０ｈを備える。
ここで、制御部３０と、ソフトスイッチング回路１０、インバータ回路２０、および電動機１３０との信号のインターフェイスを説明する。
制御部３０のゲート制御信号３０ａは、スイッチング素子１１ａのゲート端子に接続されている。ゲート制御信号３０ｂはスイッチング素子１５ａのゲート端子に接続されている。また、ゲート制御信号３０ｃ〜３０ｈは、スイッチング素子２１ａ〜２６ａのそれぞれのゲート端子に接続されている。
ここで、スイッチング素子のゲート端子に与える制御信号は、各ソース端子を基準として与えるものであり、実際には各ソース端子との接続配線が存在するが、簡略化のために図１では図示を省略している。
電動機１３０としては、モータジェネレータをはじめとして、交流電動機全般に適用できる。また、インバータ回路２０は、３相インバータに限られるものではなく、単相インバータや２相インバータ、また４相以上の多相インバータであってもよい。
次に、制御部３０の制御および回路動作について説明する。図２は制御部３０の内部ブロック図であり、スイッチング素子２１ａ〜２６ａの各ゲート制御信号３０ｃ〜３０ｈの生成方法を説明するものである。
一般に、インバータのＰＷＭ制御は、キャリア信号と基準信号を用いて実現されることが知られている。本実施の形態１のキャリア信号は、鋸波キャリア生成回路５０によって鋸波キャリア信号５０ａが生成される例を示している。
一方、基準信号は、基準信号生成回路４０内の正弦波信号発生源４１で正弦波が生成される。この基準信号に基づいて、位相シフタ４２ａ、４２ｂにより＋２／３πおよび＋４／３π位相をシフトした信号が生成される。本実施の形態１では、正弦波基準信号４０ａ、４０ｂ、４０ｃはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
鋸波キャリア信号５０ａと正弦波基準信号４０ａ〜４０ｃは、比較器６１ａ〜６１ｃでそれぞれ比較判定され、各相の上、下アームの制御信号が生成される。例えば、Ｕ相の上アームスイッチング素子２１ａのゲート制御信号３０ｃは、比較器６１ａの出力をゲート駆動回路７０ｃで増幅して生成される。
一方、Ｕ相の下アームスイッチング素子２２ａのゲート制御信号３０ｄは、比較器６１ａの出力を反転回路６２ａで論理反転され、この信号に固定遅延回路６３ａで所定時間の遅延を付加し、ゲート駆動回路７０ｄで増幅して生成される。
その結果、後で説明する図３のゲート制御信号３０ｃ〜３０ｈが生成される。
なお、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃで遅延させる所定時間は、コンデンサ１３とリアクトル１４の時定数から決定する。
一方、ソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１１ａおよび１５ａのゲート制御信号３０ａおよび３０ｂは、それぞれ基準信号Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と鋸波キャリア信号５０ａを比較器６１ｄおよび６１ｅとの比較判定結果に基づいて生成する。
具体的には、比較器６１ｄは、鋸波キャリア信号５０ａが正の基準信号Ｖｒｅｆ１より大きい状態を判定する。一方、比較器６１ｅは鋸波キャリア信号５０ａが負の基準信号Ｖｒｅｆ２より小さい状態を判定する。比較器６１ｄおよび比較器６１ｅの出力は加算回路６４で加算される。この結果、鋸波キャリア信号５０ａの値がリセットする点（微分値が不連続になる点）の前後の期間で加算回路６４の出力はＨ状態になる。加算回路６４の出力をゲート駆動回路７０ａで増幅してゲート制御信号３０ａが生成される。
また、加算回路６４の出力を反転回路６２ｄで論理反転し、デッドタイム生成回路６５でスイッチング素子１１ａと１５ａが同時にオンしないようにデッドタイムを付加する。 このデッドタイム生成回路６５の出力信号を、ゲート駆動回路７０ｂで増幅してゲート制御信号３０ｂを生成する。
本実施の形態１では、ソフトスイッチング回路１０のリアクトル１４に流す電流を最小にして余剰な損失を抑制するためにデッドタイム生成回路６５を設けている。しかし、スイッチング素子１１ａと１５ａの間にあるリアクトル１４が急激な電流増加を抑制するため、デッドタイム生成回路６５を省略する構成も可能である。
なお、ゲート駆動回路部７０のゲート駆動回路７０ａ〜７０ｈは、それぞれが駆動するスイッチング素子のソース電位が異なるため、絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を備えている。
次に、本実施の形態１の電力変換装置１００の特徴であるソフトスイッチング回路の動作を図３に基づいて説明する。
図３は、本実施の形態１におけるソフトスイッチング回路の動作説明用のタイムチャートであり、信号波形を模式的に示している。
なお、図３において、４０ａ〜４０ｂはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する正弦波基準信号である。３０ａ、３０ｂは、スイッチング素子１１ａおよび１５ａのゲート制御信号である。３０ｃ〜３０ｈは、上、下アームのスイッチング素子２１ａ〜２６ａのゲート制御信号である。Ｉｒはリアクトル１４を流れる電流、Ｖｂｕｓは主回路正電位部１７の電圧である。Ｒはリセットを表す。
図３に示す通り、鋸波キャリア信号５０ａの立ち上がり期間におけるスイッチング素子２１ａ〜２６ａのスイッチングに対しては、ソフトスイッチング回路のスイッチング素子１１ａはオン状態、スイッチング素子１５ａはオフ状態を保持している。従って、この時は、ソフトスイッチング動作はしない。
また、上、下アームスイッチング素子（例えば２１ａと２２ａ）の短絡を防止するために、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃで所定期間のデッドタイム（以下、正デッドタイム）が確保される。この鋸波キャリア信号５０ａの立ち上がり期間の回路動作は、従来の一般的な３相インバータ制御と同じである。
一方、鋸波キャリア信号５０ａを採用したことにより、鋸波のリセット時にスイッチング素子２１ａ〜２６ａの全てがスイッチング動作するが、その前後の期間（図３中の共振回路動作期間Ｐｒ）にソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１１ａをオフかつスイッチング素子１５ａをオンにする。
上記に説明した通り、この共振回路動作期間Ｐｒは、鋸波キャリア信号５０ａが正の基準信号Ｖｒｅｆ１より大きい期間と負の基準信号Ｖｒｅｆ２より小さい期間を加算回路６４で加算することで生成している。
この共振回路動作期間Ｐｒに、リアクトル１４に共振電流Ｉｒが流れ、コンデンサ１３とリアクトル１４が共振動作することで主回路正電位部１７の電圧Ｖｂｕｓが零電圧に低下する期間が現れる。この期間にインバータ回路１０のスイッチング素子２１ａ〜２６ａをスイッチングすることで、３相一括の零電圧スイッチングを実現できる。
次に、本実施の形態１のソフトスイッチング回路１０の特徴とその効果を図４〜図８に基づいて説明する。
図４は、図３に図示した共振回路動作期間Ｐｒを中心に、一点斜線で示した範囲Ａを分かり易く拡大したものである。また、図４に図示した共振回路動作期間Ｐｒの前および後の期間におけるインバータ回路２０の電流経路を図５（ａ）および図５（ｂ）にそれぞれ示している。
本実施の形態１の鋸波のようなリセット形状（信号の符号が即座に反転する形状）を有するキャリア信号を採用することにより、キャリア信号がリセットする際に下アーム還流モード（図５（ａ））から上アーム還流モード（図５（ｂ））に遷移するように制御することができる。
さらに、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃにより、共振回路動作期間Ｐｒにおいてインバータ回路１０の上、下アームスイッチング素子（例えば２１ａと２２ａ）が同時オンする期間（以下、負デッドタイム）を設ける。この負デッドタイムを設けることで、ソフトスイッチング動作を実現するとき、共振用リアクトル１４に流れる電流を大幅に削減できる。
図５（ａ）から図５（ｂ）への環流電流の遷移を、ソフトスイッチング動作説明用模式図である図６で説明する。図６は、ソフトスイッチング動作を分かり易く説明する模式図であり、符番号は省略している。
図６（ａ）は、図５（ａ）に対応し、図６（ｄ）は、図５（ｂ）に対応する。
図６（ａ）は一括スイッチング前の状態、すなわち下アーム還流モードの状態であり、下アームスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａがオン状態（上アームスイッチング素子２１ａ、２３ａ、２５ａがオフ状態）である。さらに、第１スイッチング部１１のスイッチング素子１１ａがオン状態である。この下アーム還流の電流の流れを実線で示している。
図６（ｂ）は、共振動作開始時の状態を表している。下アームスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａがオン状態である。第１スイッチング部１１のスイッチング素子１１ａはオフ状態となり、第２スイッチング部１５のスイッチング素子１５ａはオン状態となっている。そして、このとき、共振回路１２を流れる電流は、反時計回りで流れている。共振回路１２を流れる反時計回りの電流の流れを、点線で示している。
次に、図６（ｃ）は、共振動作動作（負デッドタイム）期間中の状態を表している。上アームスイッチング素子２１ａ、２３ａ、２５ａがオン状態となり、上、下アームのスイッチング素子のすべてオン状態となっている。第２スイッチング部１５のスイッチング素子１５ａはオン状態である。そして、このとき、共振回路１２を流れる電流は、時計回りで流れている。この共振回路１２を流れる時計回りの電流の流れを、点線で示している。
次に、図６（ｄ）は、一括スイッチング後の状態、すなわち上アーム還流モードの状態であり、上アームスイッチング素子２１ａ、２３ａ、２５ａがオン状態（下アームスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａはオフ状態）である。さらに、第１スイッチング部１１のスイッチング素子１１ａがオン状態である。この上アーム還流の電流の流れを実線で示している。
ここで、ソフトスイッチング動作を実現するとき、負デッドタイムを設けることで、共振用リアクトル１４に流れる電流を大幅に削減できる理由を比較例である図７を用いて説明する。
図７は、図５（ａ）から図５（ｂ）に遷移する際に、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合のインバータ回路の電流経路を示す図である。
この場合は、共振電流Ｉｒが負荷電流に満たなければ、正デッドタイム期間中に蓄電デバイス１２０へ回生電流が流入する。従って、ソフトスイッチング回路１０の逆並列ダイオード１１ｂがオンするため、主回路正電位部１７の電圧Ｖｂｕｓが入力電圧Ｖｉｎ以上に上昇し、インバータ回路１０のスイッチング素子のソフトスイッチング動作が実現しない。
このため、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合には、ソフトスイッチング動作を実現するために、共振回路を負荷電流相当の電流容量（例えば数１００Ａ）を有する構成にする必要がある。このため、コンデンサ１３、リアクトル１４、およびスイッチング素子１５ａの大型化が避けられない。
一方、本実施の形態１の特徴である負デッドタイムを適用した場合は、下アームを還流していた電流が上アームに滑らかに遷移することができるため、共振電流Ｉｒを大幅に低減することができる。
具体的には、共振電流Ｉｒは、インバータ回路２０のインバータスイッチング部２１〜２６の寄生容量およびソフトスイッチング回路１０の第１スイッチング部１１の寄生容量を充放電するための電流（例えば数Ａ）に過ぎず、本実施の形態１によってソフトスイッチング回路１０の大幅な小型化が実現できる。
さらに、本実施の形態１の特徴であるソフトスイッチング回路１０の動作を図８に基づいて、図１も参照して説明する。
図８はＵ相を例として、図４の共振回路動作期間Ｐｒにおけるソフトスイッチング波形を模式的に示した図である。
図８において、３０ｃ、３０ｄは、Ｕ相の上、下アームのスイッチング素子２１ａ、２２ａのゲート制御信号である。３０ａ、３０ｂは、スイッチング素子１１ａおよび１５ａのゲート制御信号である。Ｉｒはリアクトル１４を流れる電流、Ｖｂｕｓは主回路正電位部１７の電圧である。
Ｉａ（破線）は、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂを流れる電流であり、Ｖｋａ（実線）は、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂの端子間電圧である。Ｉｄ（破線）は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａを流れる電流であり、Ｖｄｓ（実線）は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのソースードレイン間の電圧である。
また、「ＨＳ」はハードスイッチングを示し、「ＳＳ」はソフトスイッチングを示す。
この共振回路動作期間Ｐｒにおいて、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａはオンからオフに遷移する。これに伴い、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂはオフからオンに遷移し、電流Ｉａはすべて逆並列ダイオード２１ｂに流れるようになる。
図８において、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのオン→オフの遷移は、３０ｄ（Ｕ相下アームスイッチング素子２２ａのゲート制御信号）のオン→オフの変化に対応する。
このソフトスイッチングは、主回路正電位部１７の電圧Ｖｂｕｓが零電圧の状態のスイッチングであるため、スイッチング損失が発生しない零電圧スイッチングを実現できる。
なお、ハードスイッチング（ＨＳ）は、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合のスイッチングであり、具体的には、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのオフ→オンへのスイッチングである。ここで、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂを流れる電流（Ｉａ）およびＵ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂの端子間電圧（Ｖｋａ）の変化は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａがオフからオンに遷移することに伴い、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂがオンからオフに遷移することを表している。
さらに、負デッドタイムを設けたことにより、下アーム還流から上アーム還流に滑らかに遷移することができるため、共振回路１２に流れる電流のピーク値は、インバータ回路２０の上アームまたは下アームに電流を環流する還流モードでの電流値よりも小さくなる。さらに、ソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１１ａは、零電流スイッチングするため、スイッチング損失は発生しない。
また、ソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１５ａに流れる電流は小さく、そのスイッチング損失はインバータ回路２０の損失に比べて無視できる。
このように、本実施の形態１は、鋸波キャリア信号のリセット時のインバータ動作をソフトスイッチング化し、ソフトスイッチング回路１０で発生するスイッチング損失を抑制することができる。鋸波キャリア信号のリセット時に発生するインバータのスイッチングは総回数の１／２である。従って、本実施の形態１ではインバータ回路２０のスイッチング損失を１／２に低減できる。
一方で、ソフトスイッチング回路１０で発生する損失は主としてスイッチング素子１１ａの導通損失であるが、この導通損失はスイッチング素子１１ａを並列化することでさらに低減できる。
以上のように、本実施の形態１では、リセット形状を有するキャリア信号を採用することでインバータを上アーム還流モードから下アーム還流モードに遷移する動作モードを設け、このタイミングでソフトスイッチング回路のスイッチング素子１１ａをオフかつスイッチング素子１５ａをオンさせる。さらに、インバータの上、下アームの制御に負デッドタイム期間を設けることで蓄電デバイス１２０へ回生動作を防止し、小さな共振電流でソフトスイッチングを実現するものである。
従って、本実施の形態１で適用するキャリア信号は鋸波形状に限られるものではなく、上アーム還流から下アーム還流に遷移する動作モードを提供するキャリア信号全般に適用できる。
また、本実施の形態１では、鋸波キャリア信号が立ち上がる期間中のスイッチングに対して正デッドタイムを与え、かつ鋸波キャリア信号のリセット時のスイッチングに対して負デッドタイムを与える手段として、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃを用いた構成を例示した。しかし、これに限られるものではない。さらに、本実施の形態１では、上アーム還流から下アーム還流に遷移する場合を例示したが、比較器６１ａ〜６１ｃの＋入力と−入力を入れ替えることで下アーム還流から上アーム還流に遷移させてもよい。
なお、本実施の形態１では、直流電源として、蓄電デバイスを想定して説明した。しかし、交流電力をインバータで直流に変換した直流電源であってもよい。また、太陽光発電装置、燃料電池、直流出力可能な発電機であってもよい。
また、本実施の形態１では、電力変換装置１００のソフトスイッチング（負デッドタイム）の適用を、蓄電デバイス１２０から電動機１３０に電流が流れる方向の例で説明した。しかし、電力変換装置１００のソフトスイッチング（負デッドタイム）は、発電機としての電動機１３０から蓄電デバイス１２０に電流が流れる方向の場合でも、同様に適用できる。
すなわち、電力変換装置１００を流れる電流の方向に関わらずに、ソフトスイッチング（負デッドタイム）を適用することで、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現した電力変換装置及びこれを用いた電動機駆動装置を構成できる。
なお、実施の形態１では、共振回路１２をコンデンサ１３とリアクトル１４と第２スイッチング部とを直列接続して構成したが、この構成に限定されない。
以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを直列接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものであり、また電動機駆動装置はこの電力変換装置を用いたものである。したがって、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。
実施の形態２．
実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置において、インバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間を各相の動作状況に応じて変更する構成としたものである。
以下、実施の形態２の電力変換装置について、制御部の内部ブロック図である図９に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図９において、実施の形態１の図２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態と区別するため、電力変換装置２００、制御部２３０、および制御信号生成回路２６０としている。
まず、電力変換装置１００の制御部２３０の構成を図９に基づいて説明する。
実施の形態２の制御部２３０と実施の形態１の制御部３０との構成の違いは、制御信号生成回路２６０である。制御信号生成回路２６０において、実施の形態１の制御信号生成回路２６０の固定遅延回路６３ａ〜６３ｃを可変遅延回路２６３ａ〜２６３ｃとし、さらにＵ相素子電流検出回路２６６ａ、Ｖ相素子電流検出回路２６６ｂ、Ｗ相素子電流検出回路２６６ｃを追加している。
図２に示した実施の形態１における制御信号の生成方法と比べて、図９では可変遅延回路２６３ａ〜２６３ｃが各相の素子電流検出回路２６６ａ〜２６６ｃの出力に応じて遅延時間を可変させる。これにより、実施の形態１では予め定めた所定の遅延時間を与えるに対して、本実施の形態２では各相の動作状態に応じて遅延時間を最適化することができる。
その結果、デッドタイムを最小化することができるため、デッドタイム追加による電力変換効率の低下を抑制できる効果がある。
なお、各相の素子電流検出回路２６６ａ〜２６６ｃの入力信号としては、各相の上アームまたは下アームのスイッチング素子を流れる電流、あるいは電動機１３０を駆動する各相の電流の測定値を用いることができる。
本実施の形態２では、各相の動作状態を検出する方法として各相素子電流検出回路２６６ａ〜２６６ｃを用いる構成を例示したが、各相の素子電圧を検出する方法であってもよい。この場合、各相の素子電圧検出回路の入力信号としては、各相の上アームまたは下アームのスイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧の測定値を用いることができる。
本実施の形態２において、制御信号生成回路２６０以外の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明は省略する。
以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間を各相の動作状況に応じて変更する構成としたものである。したがって、実施の形態２の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、デッドタイム追加による電力変換効率の低下を抑制できる効果がある。
実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置のソフトスイッチング回路の第１スイッチング部を蓄電デバイスの基準電位側、すなわちグランド側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態３の電力変換装置および電動機駆動装置について、電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である図１０に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１０において、実施の形態１の図２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態と区別するため、電動機駆動装置３０００、電力変換装置３００、ソフトスイッチング回路３１０、および第１スイッチング部３１１としている。
まず、電力変換装置３００のソフトスイッチング回路３１０の構成を図１０に基づいて説明する。
実施の形態３の電力変換装置３００では、ソフトスイッチング回路３１０と実施の形態１のソフトスイッチング回路１０との構成の違いは、第１スイッチング部の位置である。
実施の形態３のソフトスイッチング回路３１０においては、第１スイッチング部３１１を蓄電デバイス１２０の基準電位側、すなわちグランド側に接続し、第１スイッチング部１１のスイッチング素子３１１ａのソース端子を主回路基準電位部１８に接続している。
第１スイッチング部３１１を蓄電デバイス１２０の基準電位側に接続したため、第１スイッチング部のスイッチング素子１１ａのソース端子が主回路基準電位部１８と同電位になる。このため、第１スイッチング部のスイッチング素子１１ａのゲート駆動回路の絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を省略でき、装置全体の小型化を図ることができる。
本実施の形態３において、ソフトスイッチング回路３１０の第１スイッチング部３１１の位置以外の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明は省略する。
以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置のソフトスイッチング回路の第１スイッチング部を蓄電デバイスの基準電位側、すなわちグランド側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態３の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、第１スイッチング部のスイッチング素子のゲート駆動回路の絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を省略でき、装置全体の小型化を図ることができる効果がある。
実施の形態４．
実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置のインバータ回路および電動機をＸ群とＹ群の２群構成としたものである。
以下、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置について、電力変換装置および電動機駆動装置の構成を示すブロック図である図１１、および電力変換装置の制御部の内部ブロック図である図１２に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１１、１２において、実施の形態１の図１、２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１と区別するため、電動機駆動装置４０００、電力変換装置４００、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙ、制御部４３０、基準信号生成回路４４０、および制御信号生成回路４６０としている。
なお、図１２において、図面を簡素化するため、ゲート駆動回路部を省略している。
まず、実施の形態４の電動機駆動装置４０００および電力変換装置４００の全体構成を図１１に基づいて説明する。
電動機駆動装置４０００は、蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置４００で交流に変換し、変換された電力でモータである２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙを駆動する。
電力変換装置４００は、負荷である２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙにそれぞれ電力を供給するインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙと、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙと蓄電デバイス１２０の間に接続されたソフトスイッチング回路１０と、ソフトスイッチング回路１０およびインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙを制御する制御部４３０を備えている。以下、適宜、２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙおよび２台のインバータ回路４２０Ｘ、４２０ＹをＸ群、Ｙ群と記載する。
ソフトスイッチング回路１０とインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙのそれぞれ構成、動作は、実施の形態１と同じであるため、説明は省略する。
次に制御部４３０について説明する。
制御部４３０は、基準信号生成回路４４０と、鋸波キャリア生成回路５０と、制御信号生成回路４６０とゲート駆動回路部（図示なし）とを備える。
基準信号生成回路４４０では、実施の形態１の基準信号生成回路４０に対して、インバータ回路４２０Ｙ用に位相シフタ４４３ａ〜４４３ｃが追加されている。
インバータ回路４２０Ｙ用の正弦波基準信号４０ａＹ、４０ｂＹ、４０ｃＹはそれぞれインバータ回路４２０Ｙ（すなわち、電動機１３０Ｙ）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。 正弦波信号発生源４１で生成する基準信号に対して、位相シフタ４４３ａで位相をθシフトしている。このため、この正弦波基準信号４０ａＹ、４０ｂＹ、４０ｃＹは、インバータ回路４２０Ｘ（すなわち、電動機１３０Ｘ）用の正弦波基準信号４０ａＸ、４０ｂＸ、４０ｃＸに対して、位相がθシフトしている。
制御信号生成回路４６０では、実施の形態１の制御信号生成回路６０に対して、２台のインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙに対応する構成となっている。それぞれの構成、動作は、実施の形態１と同じである。
すなわち、制御信号生成回路４６０では、インバータ回路４２０Ｘに対応する、比較器６１ａＸ〜６１ｃＸと、反転回路６２ａＸ〜６２ｃＸと、固定遅延回路６３ａＸ〜６３ｃＸとを備える。
また、制御信号生成回路４６０では、インバータ回路４２０Ｙに対応する、比較器６１ａＹ〜６１ｃＹと、反転回路６２ａＹ〜６２ｃＹと、固定遅延回路６３ａＹ〜６３ｃＹとを備える。
２群の電動機（１３０Ｘ、１３０Ｙ）を２群のインバータ回路（４２０Ｘ、４２０Ｙ）で駆動する場合、２群のインバータ回路の各相の正弦波基準信号を異なる位相で与えることで、蓄電デバイス１２０に発生するリップル電流を分散化することが一般的である。本実施の形態４では、その位相差をθとしている。
一方で、鋸波キャリア信号５０ａは、Ｘ群とＹ群で同一の信号を用いている。同一のキャリア信号を用いることで、鋸波キャリア信号のリセット時にＸ群とＹ群が同時にスイッチングするため、ソフトスイッチング回路のゲート制御信号は図２と同様に生成することができる。
すなわち、ソフトスイッチング回路の動作周波数の増加を抑制し、制御負荷の増加を抑制することができる。
実施の形態４では、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙおよび電動機１３０Ｘ、１３０Ｙが、２群構成になっているため、電動機の総出力トルクを向上できる。また、一方の電動機は駆動を主体とし、他方の電動機は発電を主体とするように設計することで、駆動と発電の両機能をそれぞれ最適に実現することができる。
本実施の形態４では、インバータ回路および電動機が２群構成の例を示したが、３群構成あるいはそれ以上の多群構成に対しても、同様に適用することができる。
以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置のインバータ回路および電動機をＸ群とＹ群の２群構成としたものである。したがって、実施の形態４の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、電動機の総出力トルクの向上、および駆動と発電の両機能の最適化を実現することができる。
実施の形態５．
実施の形態５の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置に対して、２群のインバータ回路の鋸波キャリア信号に位相差φを設ける構成としたものである。
以下、実施の形態５の電力変換装置および電動機駆動装置について、電力変換装置の内部ブロック図である図１３に基づいて、実施の形態４との差異を中心に説明する。図１３において、実施の形態４の図１２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態４と区別するため、電力変換装置５００、制御部５３０、および制御信号生成回路５６０としている。
なお、図１３において、図面を簡素化するため、ゲート駆動回路部を省略している。
まず、実施の形態５の電動機駆動装置および電力変換装置５００の全体構成は、実施の形態４の電動機駆動装置４０００および電力変換装置４００と同じである。
すなわち、電動機駆動装置は、蓄電デバイスから供給される電力を、電力変換装置５００で交流に変換し、変換された電力でモータである２台の電動機を駆動する。
次に制御部５３０について説明する。
実施の形態４の制御部４３０との違いは、制御信号生成回路５６０である。まず、構成の違いを説明する。
制御信号生成回路５６０では、実施の形態４の制御信号生成回路４６０に対して、位相シフタ５６５と加算回路５６６が追加されている。
位相シフタ５６５によって、鋸波キャリア生成回路５０が生成する鋸波キャリア信号５０ａに対して、位相φシフトさせて、Ｘ群用のキャリア信号（５０ａＸ）として用いている。
また、加算回路５６６では、鋸波キャリア信号５０ａ（５０ａＹ）と位相φシフトさせたＸ群用のキャリア信号（５０ａＸ）を加算し、その出力を比較器６１ｄ、６１ｅに入力している。
なお、図１３では、鋸波キャリア信号５０ａと同じ信号であるが、５０ａＸとの対応を明確にするため、５０ａＹと記載している。
次に、電力変換装置５００の動作について、実施の形態４の電力変換装置４００との差異を中心に説明する。
位相差φは、蓄電デバイス１２０に発生するリップル電流、およびノイズを分散化する目的で与えられる。この場合、インバータ回路Ｘ群とＹ群のキャリア信号５０ａＸおよび５０ａＹのリセットタイミングがずれるため、両方のリセットタイミングでソフトスイッチング回路を動作させる必要がある。
そこで、本実施の形態５では、キャリア信号５０ａＸと５０ａＹを加算回路５６６で加算し、比較器６１ｄおよび６１ｅに入力する構成としている。このため、ソフトスイッチング回路の動作周波数は実施の形態４の２倍となり、ソフトスイッチング回路の損失も２倍になる。
従来方式では、ソフトスイッチング回路の損失が問題となり、例えばインバータ回路Ｘ群とＹ群でそれぞれ個別にソフトスイッチング回路を設けるなどの対策が必要と考えられる。
一方、本実施の形態５の電動機駆動装置では、ソフトスイッチング回路の共振電流を低減したことにより、異なるタイミングでスイッチングするインバータ回路Ｘ群とＹ群に同一のソフトスイッチング回路を適用することができる。
本実施の形態５の制御部５３０の制御信号生成回路５６０以外の構成および動作は、実施の形態４と同様であるため、その説明は省略する。
本実施の形態５では、インバータ回路および電動機が２群構成の例を示したが、３群構成あるいはそれ以上の多群構成に対しても、各群の正弦波基準信号および鋸波キャリア信号に位相差を与えることで、容易に適用することができる。
以上説明したように、実施の形態５の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置に対して、２群のインバータ回路の鋸波キャリア信号に位相差φを設ける構成としたものである。したがって、実施の形態５の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、電動機の総出力トルクの向上、および駆動と発電の両機能の最適化を実現することができるとともに、蓄電デバイスに発生するリップル電流およびノイズを分散できる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
この発明は、ソフトスイッチング動作に必要なＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できるため、直流電源からの電力を交流に変換して電動機に電力供給を行う電力変換装置及びこれを用いた電動機駆動装置に広く適用できる。

Claims (15)

  1. 直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、
    前記直流電源と前記インバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、
    前記インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、
    前記インバータ回路と、前記第１スイッチング部と、前記第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、
    前記制御部は、前記第１スイッチング部をオフに制御すると共に前記第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、前記インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するように前記インバータ回路を制御し、かつ前記インバータ回路のすべての相の前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を設ける電力変換装置。
  2. 前記共振回路に流れる電流のピーク値は、前記インバータ回路が前記上アームまたは前記下アームに電流を環流する還流モードでの電流値よりも小さい請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、鋸波キャリア信号を用いたＰＷＭ制御によって、前記インバータ回路を制御する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間があらかじめ決められた所定の時間になるように制御する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の電流値または電圧値に基づいて、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を制御する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１スイッチング部は、前記直流電源の基準電位側に接続されている請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 直流電源と、
    前記直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、前記インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、前記インバータ回路と、前記第１スイッチング部と、前記第２スイッチング部とを制御する制御部とを備える電力変換装置とを有し、
    前記インバータ回路は電動機に接続された電動機駆動装置において、
    前記電力変換装置の前記制御部は、前記第１スイッチング部をオフに制御すると共に前記第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、前記インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するように前記インバータ回路を制御し、かつ前記インバータ回路のすべての相の前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を設ける電動機駆動装置。
  8. 前記共振回路に流れる電流のピーク値は、前記インバータ回路が前記上アームまたは前記下アームに電流を環流する還流モードでの電流値よりも小さい請求項７に記載の電動機駆動装置。
  9. 前記制御部は、鋸波キャリア信号を用いたＰＷＭ制御によって、前記インバータ回路を制御する請求項７または請求項８に記載の電動機駆動装置。
  10. 前記制御部は、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間があらかじめ決められた所定の時間になるように制御する請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  11. 前記制御部は、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の電流値または電圧値に基づいて、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を制御する請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  12. 前記第１スイッチング部は、前記直流電源の基準電位側に接続されている請求項７から請求項１１のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  13. 前記電動機は、電力を発電し、前記電力変換装置はこの発電した電力を前記直流電源に回生する請求項７から請求項１２のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  14. 前記電動機および前記インバータ回路が複数対で構成され、前記制御部は複数の前記インバータ回路を同一位相のキャリア信号で制御する請求項７から請求項１３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  15. 前記電動機および前記インバータ回路が複数対で構成され、前記制御部は複数の前記インバータ回路を異なる位相のキャリア信号で制御する請求項７から請求項１３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
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