JP6603575B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関するものである。

従来より、永久磁石同期モータのティースに巻き付けられたコイルに供給する電流をベクトル制御に基づくｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を用いて制御するモータ制御装置が知られている。たとえば、特許文献１では、ティース表面のうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率に基づいてｄ軸電流指令値を補正することで、ラジアル力の２次成分を抑制している。

特開２０１４−６４４００号公報

しかしながら、上記の特許文献１の技術は、モータの振動の要因となる加振力のうち、電気角２次のラジアル力に対する抑制効果は期待できるが、電気角６次のラジアル力やトルクリプルを抑制できない、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、電気角６次のラジアル力とトルクリプルを同時に抑制できるモータ制御装置を提供することである。

本発明は、モータの回転速度及びモータのトルク指令値に基づいてｄｑ軸電流指令値を演算し、６次ラジアル力を抑制する補正指令値とトルクリプルを抑制する補正指令値をそれぞれ算出し、これら補正指令値をｄｑ軸電流指令値に加えることでｄｑ軸電流指令値を補正することによって上記課題を解決する。

本発明によれば、電気角６次のラジアル力およびトルクリプルと６次高調波電流との間は一定の伝達特性をもっているため、６次高調波電流を用いて電流指令値を補正することで、電気角６次のラジアル力およびトルクリプルを抑制することができる。

図１は、本発明の実施形態に係る駆動システムのブロック図である。 図２は、近似モデルと電磁界解析結果を説明するためのグラフである。 図３は、近似モデルと電磁界解析結果を説明するためのグラフである。 図４は、近似モデルと電磁界解析結果を説明するためのグラフである。 図５は、本発明の実施形態に係る駆動システムの制御フローを示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る駆動システムのブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置は、電気自動車又はハイブリッド車両に設けられるモータを制御するための装置である。なお、モータ制御装置は、車両用の駆動モータに限らず、車両以外の他の装置（エアコンのコンプレッサ、掃除機など）に設けられたモータを制御する装置でもよい。

図１に示すように、駆動システムは、バッテリ１、インバータ２、モータ３、電流センサ４、加速度センサ５、電流指令値演算部６、モータ電流制御部７、補正指令値演算部８、スイッチ制御部９、及び加算器１０を備えている。

バッテリ１は、例えばリチウムイオン電池等の二次電池を接続することで構成されている。インバータ２は、バッテリ１から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。インバータ２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子をブリッジ状で三相になるように接続した変換回路、及び、平滑回路等を有している。インバータ２はバッテリ１とモータ３との間に接続されている。

モータ３は永久磁石同期モータである。本実施形態では、モータとして、埋込磁石同期モータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ：ＩＰＭＳＭ）が用いられる。なお、モータ３は、埋込磁石同期モータに限らず、他のモータでもよい。

モータ３は、ステータとロータ（回転子）を有している。ステータにはティースが設けられており、ティースの側面にはコイルが巻き付けられている。ティースは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を１組として、複数の組となりつつ、ステータの周方向に沿うように並べられている。ロータには複数の永久磁石が埋め込まれている。

モータ３は、インバータ２から出力される電力により駆動する。また、モータ３は発電機としても機能し、発電した電力はインバータ２を介してバッテリ１に供給される。

インバータ２と駆動モータ３との間には、電流センサ４が接続されている。電流センサ４は、モータ３のコイルに流れる電流（モータ電流）を検出する。電流センサ４は、Ｕ相及びＶ相に接続されている。Ｗ相の電流は、Ｕ相及びＶ相の電流に基づき演算される。なお、電流センサ４はＷ相にも設けてよい。電流センサ４は、検出電流をモータ電流制御部７及び補正指令値演算部８に出力する。

加速度センサ５は、モータ３の振動を、加速度として検出するセンサである。加速度センサ５はモータ３に設けられている。加速度センサ５は、検出した加速度を、補正指令値演算部８及びスイッチ制御部９に出力する。

電流指令値演算部６は、モータ３の回転速度及びトルク指令値に基づき、モータ３のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する。モータ３の回転速度は、レゾルバ等の回転数センサにより検出される。なお、回転数センサは、図１では図示されていないが、モータ３に設けられている。トルク指令値は、アクセル開度等に基づき演算される。

電流指令値演算部６には、モータ３の回転速度、トルク指令値、及びｄｑ軸電流指令値との対応関係を示すマップが予め記憶されている。そして、電流指令値演算部６は当該マップを参照することで、ｄｑ軸電流指令値を演算する。ｑ軸電流指令値は、永久磁石を有するロータの回転軸と同軸方向の電流成分（ｑ軸）の指令値である。ｄ軸電流指令値は、ロータの回転軸に対して直交する方向の電流成分（ｄ軸）の指令値である。

モータ電流制御部７は、電流指令値演算部６により演算されたｄｑ軸電流指令値と、電流センサ４の検出電流に基づき、インバータ２を制御するための電圧指令値を演算する。モータ電流制御部７は、ｄｑ軸電流指令値と、ｄｑ軸電流との差分を演算しつつ、当該差分に基づき、ｄｑ軸検出電流がｄｑ軸電流指令値と一致させるようにＰＩ制御により電圧指令値を演算する。ｄｑ軸電流は、電流センサ４により検出されたＵ、Ｖ、Ｗ相の三相の検出電流がｄｑ軸の二相に変換された電流値である。なお、３相２相変換の際には、モータ３の回転速度が用いられる。

また、モータ電流制御部７は、演算した電圧指令値とキャリアとを比較して、いわゆるＰＷＭ制御によって、インバータ２のスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成し、インバータ２に出力する。

これにより、電流指令値演算部６はベクトル制御によりｄｑ軸電流指令値を演算する。また、モータ電流制御部７は、電流センサ４の検出電流をフィードバックさせたフィードバック制御により、ｄｑ軸電流指令値に対してｄｑ軸電流を、定常的な偏差なく所定の応答性で追随させるように、モータ３を制御している。なお、モータ３の制御は、上記の構成に限らず、例えば非干渉制御等を含めてもよい。

補正指令値演算部８は、電流センサ４により検出されたｄｑ軸電流に基づき、６次ラジアル力を抑制するための補正指令値を演算する。補正指令値演算部８は、補正指令値をスイッチ制御部９に出力する。なお、補正指令値演算部８による補正指令値の具体的な演算方法は後述する。

スイッチ制御部９は、加速度センサ５の検出値と振動閾値とを比較する。検出閾値は、モータの振動の大きさを加速度で表した閾値であって、予め設定されている。検出値が検出閾値より大きい場合には、スイッチ制御部９はスイッチをオンにして、補正指令値を加算器１０に出力する。加算器１０は、電流指令値演算部６に演算されたｄｑ軸電流指令値と、補正指令値演算部８により演算された補正指令値を加算する。これにより、モータ３の振動が大きい場合には、補正指令値がｄｑ軸電流指令値に加わり、ｄｑ軸電流指令値が補正される。そして、補正されたｄｑ軸電流指令値が加算器１０からモータ電流制御部７に出力される。一方、検出値が検出閾値以下である場合には、スイッチ制御部９はスイッチをオフにする。

ところで、例えば、本実施形態に係る駆動システムを車両に適用した場合に、モータ３が振動したときには、モータ３の振動が音の発生源となり、車室内の静寂性に影響を与える可能性がある。また車両に限らず、他の装置に駆動システムを適用した場合にも、モータ３の低振動及び静音化が求められている。

モータ３の振動は、モータ３がもつトルクリプルや電磁加振力（Ｒａｄｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｆｏｒｃｅ）により発生する。電磁加振力は、モータ３の永久磁石とステータとの間で発生する力である。モータ３のコイルに交流電流を流すと、永久磁石をステータに引きつける力と、ステータから永久磁石を引き離す力が発生する。これらの力が電磁加振力である。そして、電磁加振力のうち、モータ３の半径方向に働く力をラジアル力と称す。

モータ３では、時間次数として電気角２次と電気角６次のラジアル力およびトルクリプルがモータ３の振動に寄与し、２次ラジアル力及び６次ラジアル力およびトルクリプルがモータ３への加振力となることが知られている。そこで、本実施形態では、モータ３の鎖交磁束に着目して、電気角６次成分のラジアル力およびトルクリプルの近似モデルを導出しつつ、当該近似モデルに基づくｄｑ軸高調波電流を用いて、６次ラジアル力およびトルクリプルを抑制する。

まず電気角６次成分のラジアル力のモデル化にあたって、ｄｑ軸電流、鎖交磁束、及び電磁加振力の関係を説明する。なお、モデル化の前提として、１ティース全体に働くラジアル力の時間高調波成分がステータの振動になることを前提としている。

Ｕ相１ティースを貫く全磁束φ_ｕ（ｔ）はＵ相鎖交磁束ψ_ｕ（ｔ）を用いて式（１）で表される。

ただし、ｔは時間であり、Ｎは１相当たりのコイルの巻き数である。なお全てのコイルは直列に接続されているとする。

時間（ｔ）における磁束密度の周方向成分（以下、周方向磁束分布と称す）をＢ_θ（ｔ）とし、磁束密度の半径方向成分（以下、半径方向磁束分布と称す）をＢ_ｒ（ｔ）とする。そして、周方向磁束分布Ｂ_θ（ｔ）が微小であると仮定すると、ティースに鎖交する全ての磁束が、半径方向磁束分布Ｂ_ｒ（ｔ）となり、Ｕ相鎖交磁束ψ_ｕ（ｔ）は式（２）で表される。

ただし、Ｓは空隙に対向するティース面積である。空隙はティースとロータとの間の隙間である。

Ｕ相１ティースに働くラジアル力ｆ_ｕ（ｔ）はマクスウェル応力の式を用いて式（３）で表される。

ただし、μ_０は真空透磁率である。

そして、ティース面積Ｓ上で磁束分布は一様であると仮定すると、式（２）及び式（３）は、それぞれ式（４）及び（５）となる。

また、モータ３の速度条件として定速とする。そして、ラジアル力を電気角θの関数として表しつつ、式（１）及び式（４）を式（５）に代入することで、式（６）及び式（７）が得られる。

式（６）がラジアル力の近似モデルとなる。

次に、鎖交磁束に関する仮定を説明する。永久磁石によるＵ相鎖交磁束ψ_ｕｍ（θ）と電流によるＵ相鎖交磁束ψ_ｕｉ（θ）は線形独立として扱う。Ｕ相鎖交磁束ψ_ｕ（θ）は、式（８）で表される。

６ラジアル力を考えるために、Ｕ相鎖交磁束ψ_ｕｍ（θ）は式（９）のように７次成分まで考慮する。

５次鎖交磁束ψ_５ｍ及び７次鎖交磁束ψ_７ｍは基本波磁束に対し、位相が反転している際には負の値を取りうる。３相の対称性より、ＵＶＷの各相ティースに働くラジアル力は同振幅かつ同位相であるためＵ相のみを扱う。

次に、電流指令値の定義を説明する。ｄｑ軸電流を下記式（１０）〜（１３）のように定義する。

以下、上記のように定義されたｄｑ軸電流をラジアル力近似式に代入することで、ｄｑ軸高調波電流から６次ラジアル力を導出するまでの導出過程を説明する。

ｄ軸高調波電流と６次ラジアルとの伝達特性は、以下の式（１４）〜（１７）で表される。ｄ軸高調波電流ｉ_ｄ６によって生じるＵ相鎖交磁束ψ_ｕｉｈは式（１４）で表される。

式（９）及び式（１４）を式（８）に代入することで、Ｕ相の全鎖交磁束ψ_ｕは式（１５）で表される。

本実施形態ではｄｑ／ＵＶＷ変換に絶対変換を用いている。式（１５）を式（６）に代入し、ｄ軸高調波電流により生じる６次ラジアル力の項のみ整理すると式（１６）となる。

なお、Ｋ_ｄｒ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）は下記式（１７）で表される。

ｄ軸６次高調波電流ｉ_ｄ６は、位相遅れが生じることなくＫ_ｄｒ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）倍されて６次ラジアル力になることを、式（１６）及び式（１７）により示される。Ｋ_ｄｒ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）は、ｉ_ｄ６＝ｃｏｓ６θとして解析したラジアル周波数解析結果より求まる。周波数解析の際に使用されるモデルとして、モータ３は１２極１８スロットの集中巻ＩＰＭＳＭとする。またロータの永久磁石はＶ字状に配置する。ＩＰＭＳＭのパラメータとして、コイル巻数Ｎは１２０であり、極対数（Ｐ）は６、ティースの対向面の面積は４１３（ｍｍ^２）、基本波鎖交磁束ψ_１ｍは３６．２（ｍＷｂ）、ｄ軸インダクタンス（Ｌ_ｄ）は０．８６６（ｍＨ）、ｑ軸インダクタンス（Ｌ_ｑ）は１．３１（ｍＨ）、空隙は１（ｍｍ）、ステータの外径は１５０（ｍｍ）、ロータの外径は１００（ｍｍ）、積み厚は３０（ｍｍ）である。

上記のモデルを用いて、Ｋ_ｄｒ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）の近似精度を評価した電磁界解析結果を図２及び図３に示す。

図２は、Ｉ_ｑ０＝０とした場合に、Ｉ_ｄ０とＫ_ｄｒとの関係を示したグラフである。図３は、Ｉ_ｄ０＝０とした場合に、Ｉ_ｑ０とＫ_ｄｒとの関係を示したグラフである。なお、図２、３において、実線のグラフは式（１７）で示される近似モデルの値（近似モデル）であり、バツ印で示される値が電磁界解析（周波数解析）の結果を示している。

図２及び図３に示すように、上記の式で示される６次ラジアル力の近似モデルと、電磁界解析結果は精度よく一致している。

次に、ｑ軸高調波電流と６次ラジアルとの伝達特性は、以下の式（１８）〜（２０）で表される。ｑ軸高調波電流ｉ_ｑ６によって生じるＵ鎖交磁束ψ_ｕｉｈは式（１８）で表される。

式（１５）と同様にＵ相の全鎖交磁束ψ_ｕを導出しつつ、Ｕ相の全鎖交磁束ψ_ｕを式（６）に代入する。そして、ｑ軸高調波電流により生じる６次ラジアル力の項のみ整理すると式（１９）となる。

なお、Ｋ_ｑｒ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）は下記式（２０）で表される。

上記のモデルを用いて、Ｋ_ｑｒ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）の近似精度を評価した電磁界解析結果を図４に示す。図４は、Ｉ_ｄ０＝０とした場合に、Ｉ_ｑ０とＫ_ｑｒとの関係を示したグラフである。なお、図４において、実線のグラフは式（２０）で示される近似モデルの値（近似モデル）であり、バツ印で示される値が電磁界解析（周波数解析）の結果を示している。

式（２０）より、ｑ軸高調波電流ｉ_ｑ６により生じる６次ラジアル力はｑ軸基本波電流に比例している。近似モデルは、図４に示すように解析結果とも一致している。

次にトルクリプルをモデル化する。

電気角θの関数であるトルクＴ（θ）は、次式（２１）によって表される。

ただし、Ｐは前述のとおり極対数であり、Ｋ_ｔ（θ）はｑ軸電気子鎖交磁束ψ_ａとＰの積であり、Ｔ_ｃｏｇはコギングトルクである。

ここでＫ_ｔ（θ）を直流成分Ｋ_ｔと交流成分Ｋ_ｔｈ（θ）の和で表すこととし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑがそれぞれ式（１０）、式（１２）で定義されることを踏まえると、式（２１）は以下のように変形することができる。

いま着目しているのが電気角６次成分であること、すなわちＫ_ｔＩ_ｑ０などの直流もしくは基本次数成分や６次よりも高次となるＫ_ｔｈ（θ）ｉ_ｑ６やｉ_ｄ６ｉ_ｑ６を無視できることを踏まえると、Ｔ（θ）の電気角６次成分Ｔ_θ６は式（２３）のように表される。

式（２３）において、係数Ｋ_θｄは式（２４）で表される。

また式（２３）において、係数Ｋ_θｑは式（２５）で表される。

次に６次ラジアル力を抑制するための制御方法について説明する。抑制したい６次ラジアル力をｆ_ｂａｓｅ（Ｉ_ｄ０、Ｉ_ｑ０）とおくと、全６次ラジアル力ｆ_ｒ６（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）は式（２６）及び式（２７）により表される。

式（２６）より、６次ラジアル力は、ｄ軸又はｑ軸の少なくともいずれか一方の高調波電流を用いて抑制できる。電磁界解析により、Ｆ_ｂａｓｅ、θ_ｂａｓｅが既知であるとすると、抑制するためのｄｑ軸高調波電流指令値は、式（２８）、式（２９）で表される。

式（２８）は、ｄ軸高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合のｄ軸６次高調波電流を示している。言い替えると、ｑ軸高調波電流ｉ_ｑ６をゼロにしつつ、式（２１）のゼロとするためのｄ軸６次高調波電流である。また、式（２９）は、ｑ軸高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合のｑ軸６次高調波電流を示している。言い替えると、ｄ軸高調波電流ｉ_ｄ６をゼロにしつつ、式（２６）のゼロとするためのｑ軸６次高調波電流である。

式（２８）又は式（２９）で示されるｄｑ軸６次高調波電流がｄｑ軸電流指令値に加わると、ｄｑ軸電流指令値は、６次ラジアル力を抑制するような指令値に、補正される。そして、モータ３が、補正されたｄｑ軸電流指令値に基づいて駆動することで、６次ラジアル力による振動が抑制される。

本実施形態では、ｄ軸６次高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合には、補正指令値演算部８は、式（２８）で表されるｄ軸６次高調波電流指令値を、補正指令値（ｄ軸）として演算する。また、ｑ軸６次高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合には、補正指令値演算部８は、式（２９）で表されるｑ軸６次高調波電流指令値を、補正指令値（ｑ軸）として演算する。

なお本実施形態において、補正指令値は、ｄ軸６次高調波電流又はｑ軸６次高調波電流のいずれか一方の指令値に限らず、ｄ軸６次高調波電流及びｑ軸６次高調波電流の両方の指令値であってもよい。補正指令値として、ｄ軸電流及びｑ軸電流を用いる場合には、式（２６）の上辺で表される値が、ゼロになるように、ｄ軸６次高調波電流及びｑ軸６次高調波電流が演算される。

式（１７）で示されるように、ｄ軸６次高調波電流により発生する６次ラジアル力は、永久磁石の基本波磁束（基本波成分の磁束）及びｄ軸基本波電流に依存した係数（Ｋ_ｄｒ）で表される。そして、ｄ軸基本波電流が、電流センサ４で検出されたｄ軸電流から演算されれば、式（２８）より、６次ラジアル力を抑制するためのｄ軸６次高調波電流指令値を演算できる。

補正指令値演算部８は、係数（Ｋ_ｄｒ）を含んだ式（２８）の関係を、マップにより予め記録している。補正指令値演算部８は、電流センサ４の検出電流に基づきｄ軸基本波電流を演算し、マップを参照して、ｄ軸基本波電流及び電気角（θ）に対応するｄ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。なお、電気角（θ）は、回転数センサの検出値から演算すればよい。

また、式（２０）で示されるように、ｑ軸高調波電流により発生する６次ラジアル力は、ｑ軸基本波電流に依存した係数（Ｋ_ｑｒ）で表され、永久磁石の基本波磁束及びｄ軸基本波電流とは独立している。そのため、ｄ軸６次高調波電流と同様に、６次ラジアル力を抑制するためのｑ軸６次高調波電流指令値を、マップにより演算できる。

補正指令値演算部８は、係数（Ｋ_ｑｒ）を含んだ式（２９）で示される関係を、マップにより予め記録している。補正指令値演算部８は、電流センサ４の検出電流に基づきｑ軸基本波電流を演算し、マップを参照して、ｑ軸基本波電流及び電気角（θ）に対応するｑ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。

加速度センサ５の検出値が振動閾値より大きい場合には、スイッチ制御部９によりスイッチがオンになり、補正指令値が補正指令値演算部８から加算器１０に出力される。このとき、補正指令値は、ｄ軸６次高調波電流又はｑ軸６次高調波電流のいずれか一方の指令値である。

加算器１０は、電流指令値演算部６により演算されたｄｑ軸電流指令値と補正指令値を加算し、加算されたｄｑ軸電流指令値をモータ電流制御部７に出力する。加算されたｄｑ軸電流指令値が、補正後のｄｑ軸電流指令値となる。これにより、ｄｑ軸電流指令値は、ｄｑ軸電流のうち６次成分の６次高調波電流に基づき補正される。

また本実施形態では、トルクリプルをモデル化した演算式より、６次成分の高調波電流に基づき電流指令値を補正することで、トルクリプルを抑制できる。

電気角６次成分のトルク（Ｔ_θ６）は、係数（Ｋ_θｄ）及び係数（Ｋ_θｑ）を含む演算式で表され、係数（Ｋ_θｄ）は、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存し、係数（Ｋ_θｑ）は、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｄ軸基本波電流に依存する。

すなわち、補正指令値演算部８は、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋ_θｄ）と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋ_θｑ）とを含んだ演算式（２１）により、トルクリプルを抑制するための補正指令値を演算し、スイッチ制御部９を介して、加算器１０に出力する。

これにより、トルクリプルを抑制するための補正指令値がｄｑ軸電流指令値に加算されるため、加算された指令値に基づきインバータが制御されることで、トルクリプルによるモータ３の振動を抑制できる。また、補正指令値は、６次ラジアル力を抑制する指令値でもあるため、本実施形態に係るモータ制御装置は、６次ラジアル力に加えて、トルクリプルも抑制できる。

次に、本実施形態における駆動システムの制御フローを、図５を用いて説明する。図５は、駆動システムの制御フローを示すフローチャートである。なお、図５に示す制御フローは、所定の周期で繰り返し実行される。

ステップＳ１にて、電流指令値演算部６は、トルク指令値及びモータ回転速度を取得する。ステップＳ２にて、電流センサ４はモータ電流を検出し、モータ電流制御部７及び補正指令値演算部８に出力する。

ステップＳ３にて、加速度センサ５は、加速度を検出し、検出した加速度をスイッチ制御部９に出力する。ステップＳ４にて、電流指令値演算部６は、トルク指令値及びモータ回転速度に基づきｄｑ軸電流指令値を演算し、ｄｑ軸電流指令値を加算器１０に出力する。

ステップＳ５にて、補正指令値演算部８は、ｄｑ軸電流に基づき補正指令値を演算し、補正指令値をスイッチ制御部９に出力する。ｄｑ軸電流は、電流センサ４により検出されたＵＶＷ相のモータ電流に対して、３相２相変換された電流である。補正指令値は、６次ラジアル力及びトルクリプルを抑制するための指令値である。補正指令値のうち、６次ラジアル力を抑制するための指令値は、式（２８）で表されるｄ軸６次高調波電流、又は、式（２９）で表されるｑ軸６次高調波電流に相当する。補正指令値のうち、トルクリプルを抑制するための指令値は、式（２１）〜式（２５）の関係式から導出される電流である。

ステップＳ６にて、スイッチ制御部９は、加速度センサ５により検出された加速度と振動閾値とを比較する。加速度が振動閾値より大きい場合には、ステップＳ７にて、スイッチ制御部９はスイッチをオンにし、補正指令値が加算器１０に出力される。ステップＳ８にて、加算器１０は、補正指令値をｄｑ軸電流指令値に加算する。これにより、ｄｑ軸電流指令値が補正される。補正されたｄｑ軸電流指令値はモータ電流制御部７に出力される。そして、ステップＳ１０に進む。

ステップＳ７にて、加速度が振動閾値以下である場合には、ステップＳ９に進む。そして、ステップＳ９にて、スイッチ制御部９はスイッチをオフにする。補正指令値は加算器１０に出力されないため、加算器１０は、電流指令値演算部６により演算されたｄｑ軸電流指令値を、そのままモータ制御部７に出力する。そして、ステップＳ１０に進む。

ステップＳ１０にて、モータ電流制御部７は、加算器１０から出力されたｄｑ軸電流指令値及びｄｑ軸電流に基づくＰＷＭ制御により、ＰＷＭ信号を生成し、インバータ２に出力する。そして、インバータ２は、ＰＷＭ信号に基づきモータ３に対して電流を供給し、モータ３はインバータ２から供給される電流により駆動する。これにより、モータの振動が大きく、６次ラジアル力を抑制する条件を満たす場合（ステップＳ６の「Ｙ」に相当）には、ｄｑ軸電流指令値が６次高調波電流に基づき補正される。そして、補正された指令値に基づいてモータ３が駆動するため、６次ラジアル力及びトルクリプルが抑制される。

以上のとおり、本実施形態によれば、モータの回転速度及びトルク指令値に基づき演算されたｄｑ軸電流指令値を、６次高調波電流に基づき補正する。６次のラジアル力は６次高調波電流との間で一定の伝達特性をもっている。そのため、本実施形態にように、６次高調波電流に基づきｄｑ軸電流指令値を補正することで、６次のラジアル力を抑制することができる。

また、本実施形態によれば、６次のラジアル力を抑制する補正指令値を演算し、当該補正指令値をｄｑ軸電流指令値に加えることで、ｄｑ軸電流指令を補正する。式（２８）又は式（２９）に示すように、６次のラジアル力を抑制する高調波電流指令値は、６次ラジアル力の近似モデルにより演算できる。そのため、式（２８）又は式（２９）に基づき演算される高調波電流指令値を補正指令値とすることで、６次のラジアル力を抑制することができる。

本実施形態によれば、係数（Ｋ_ｄｒ）を含む式（２８）により、６次ラジアル力を抑制するためのｄ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。また本実施形態によれば、係数（Ｋ_ｑｒ）を含む式（２９）により、６次ラジアル力を抑制するためのｑ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。これにより、６次のラジアル力を抑制することができる。

本実施形態によれば、係数（Ｋ_ｄｒ）を含む式（２８）により、６次ラジアル力を抑制するためのｄ軸６次高調波電流指令値を第１補正値として演算し、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋ_θｄ）と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋ_θｑ）とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制するための第２補正値を演算する、そして、第１補正値及び第２補正値を、ｄｑ軸電流指令値に加えることで、ｄｑ軸電流指令値を補正する。これにより、６次のラジアル力及びトルクリプルを抑制することができる。

本実施形態によれば、係数（Ｋ_ｑｒ）を含む式（２９）により、６次ラジアル力を抑制するためのｑ軸６次高調波電流指令値を第３補正値として演算し、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋ_θｄ）と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋ_θｑ）とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制するための第４補正値を演算する、そして、第３補正値及び第４補正値を、ｄｑ軸電流指令値に加えることで、ｄｑ軸電流指令値を補正する。これにより、６次のラジアル力及びトルクリプルを抑制することができる。

なお、図１に示す駆動システムでは、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を両方、補正できるように構成しているが、ｄ軸電流指令値のみ、又は、ｑ軸電流指令値のみ補正できるように構成してもよい。例えば、ｄ軸電流指令値のみ補正する場合には、補正指令値演算部８からスイッチ制御部９を介して加算器１０に出力されるｑ軸の信号線が不要になり、さらに、スイッチ制御部９のｑ軸側スイッチ、及び加算器１０のｑ軸側の加算器は不要になる。

なお本実施形態の変形例では、補正指令値演算部８は、電流センサ４の検出電流に基づき係数（Ｋ_ｄｒ）及び係数（Ｋ_ｑｒ）を演算し、係数（Ｋ_ｄｒ）と係数（Ｋ_ｑｒ）とを比較する。そして、係数（Ｋ_ｄｒ）が係数（Ｋ_ｑｒ）より大きい場合には、係数（Ｋ_ｄｒ）を含む式（２８）により演算されたｄ軸６次高調波電流指令値を、加算器１０に出力する。係数（Ｋ_ｄｒ）が係数（Ｋ_ｑｒ）以下である場合には、係数（Ｋ_ｑｒ）を含む式（２９）により演算されたｑ軸６次高調波電流指令値を、加算器１０に出力する。これにより、係数（Ｋ_ｄｒ）が係数（Ｋ_ｑｒ）より大きい場合には、ｄ軸高調波電流を用いることで、小さい電流振幅で６次ラジアル力を抑制できる。また、係数（Ｋ_ｑｒ）が係数（Ｋ_ｄｒ）より大きい場合には、ｑ軸高調波電流を用いることで、小さい電流振幅で６次ラジアル力を抑制できる。

上記の電流指令値演算部６が本発明の「電流指令値演算手段」に相当し、補正指令値演算部８、スイッチ制御部９及び加算器１０が本発明の「補正手段」に相当する。

１…バッテリ
２…インバータ
３…モータ
４…電流線センサ
５…加速度センサ
６…電流指令値演算部
７…モータ電流制御部
８…補正指令値演算部
９…スイッチ制御部
１０…加算器

Claims (2)

1. 永久磁石同期モータのコイルに流れる電流を制御するモータ制御装置において、
   前記モータの回転速度及び前記モータのトルク指令値に基づいてｄｑ軸電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   モータに流れるｄｑ軸電流のうち６次成分の６次高調波電流に基づき前記ｄｑ軸電流指令値を補正する補正手段とを有し、
   前記補正手段は
   基本波磁束及びｄ軸基本波電流に依存する係数を含んだ演算式により、６次ラジアル力を抑制する第１補正指令値を演算し、
   ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｄ軸基本波電流に依存する係数とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制する第２補正指令値を演算し、前記第１補正指令値及び前記第２補正指令値を前記ｄｑ軸電流指令値に加えることで、前記ｄｑ軸電流指令値を補正し、
   前記基本波磁束は、永久磁石の基本波成分の磁束であり、
   前記ｄ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｄ軸電流の基本波成分の電流であり、
   前記ｑ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｑ軸電流の基本波成分の電流である
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 永久磁石同期モータのコイルに流れる電流を制御するモータ制御装置において、
   モータの回転速度及び前記モータのトルク指令値に基づいてｄｑ軸電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   前記モータに流れるｄｑ軸電流のうち６次成分の６次高調波電流に基づき前記ｄｑ軸電流指令値を補正する補正手段とを有し、
   前記補正手段は
   基本波磁束及びｑ軸基本波電流に依存する係数を含んだ演算式により、６次ラジアル力を抑制する第３補正指令値を演算し、
   ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｄ軸基本波電流に依存する係数とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制する第４補正指令値を演算し、前記第３補正指令値及び前記第４補正指令値を前記ｄｑ軸電流指令値に加えることで、前記ｄｑ軸電流指令値を補正し、
   前記基本波磁束は、永久磁石の基本波成分の磁束であり、
   前記ｄ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｄ軸電流の基本波成分の電流であり、
   前記ｑ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｑ軸電流の基本波成分の電流である
   ことを特徴とするモータ制御装置。

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