JP6612052B2 - 高調波ミキサ及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、高周波数信号をデジタル化するデジタイザにおいて、周波数変換に利用される高調波ミキサ及びその信号処理方法に関する。

デジタル・オシロスコープのような試験測定装置で利用可能な帯域幅は、入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）によって制限される傾向にある。ＡＤＣの利用可能な帯域幅は、アナログ帯域幅未満か、又は、最大サンプル・レートの半分未満に制限される。既存のＡＤＣを用いて、より高い帯域幅の信号をデジタル化する種々の技術が開発されてきている。

効率良く、より高いサンプル・レートを実現するためには、例えば、同期時間インタリーブを用いることができる。時間的なずれ（オフセット）をもって１つのサンプル期間中に１つの入力信号を複数のＡＤＣでサンプルするものである。デジタル化された複数の出力は、１つに合成されて、サンプル・レートは事実上掛け算されたものとなる。しかし、ＡＤＣのアナログ帯域幅が制限要因となれば、より高い帯域幅を実現するために、複数経路のインタリーブ・トラック・ホールド増幅回路のような高帯域幅フロント・エンドが必要となる。

従来のトラック・ホールド増幅回路ベースのインタリーブ・システムでは、トラック・ホールド増幅回路をＡＤＣチャンネル帯域幅と同様か又はもっと遅いサンプル・レートでクロックすることとなるので、ＡＤＣには、ホールドされた値に安定するのに十分な時間がある。ＡＤＣは、各ホールド値をデジタル的に捕捉するために、トラック・ホールド増幅回路と同期してクロックされる。トラック・ホールド増幅回路におけるこうした制限は、回りまわって、ＡＤＣサンプル・レートを制限する。更には、ナイキスト・サンプリング定理を満たすため、ＡＤＣサンプル・レートは、ＡＤＣチャンネルの帯域幅の２倍よりも小さくされる。結果として、所望の性能を実現するには、多数の時間インタリーブＡＤＣチャンネルが必要となる。

特開２０１２−２４７４２３号公報

ＡＤＣチャンネルの個数が増加すると、全体的なコストと、システムの複雑さも増加する。例えば、フロント・エンド・チップは、望ましい値に達する正味の総合サンプル・レートを得るためには、今では、付加的なＡＤＣ回路、クロック回路などを含んだより多数のＡＤＣチャンネルを駆動しなければならない。チップのサイズ及び複雑さは、通信パスがより長くなるという結果を生じ、それ故、寄生容量、電磁気的ノイズ、設計の困難さなどが増加する結果となる。

他の技術では、入力信号の複数のサブ帯域（sub-bands）を、より低いサンプル・レートのＡＤＣを通過できる周波数範囲へとダウンコンバートさせるというものもある。言い換えると、広い入力帯域幅を、複数の低い帯域幅のＡＤＣチャンネルに分割させるというものである。デジタル化した後、これらサブ帯域は、それぞれの元の周波数範囲にデジタル的にアップコンバートされ、そして、入力信号を表すものに結合される。この技術の重大な欠点は、任意の入力信号の周波数の内容を１つだけのＡＤＣチャンネルに送って、その入力信号をデジタル化するときに、先天的にノイズというペナルティがあることである。再結合された出力は、信号エネルギーは１つのＡＤＣからだけのものを含むが、ノイズ・エネルギーの方は複数全てのＡＤＣからのものを含み、このために、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が悪化する。

そこで、本願出願人は、特許文献１において、非同期時間インタリーブ（ＡＴＩ：asynchronous time-interleaved）アキテクチャを用いた複数のＡＤＣチャンネルの全てによって、任意の周波数の入力信号をデジタル化する装置及び方法を開示した。このとき、重要なのは、デジタイザに供給されるダウン・コンバートされた信号を生成する高調波ミキサであり、これを市販されているデバイスを用いて低コストで実現可能としつつ、市販デバイスを単純に使用したのでは実現できない高周波数帯域まで、ダウン・コンバートを可能にすることが望まれている。

本発明をいくつかの観点から見ていくと、本発明の概念１は、高調波ミキサであって、
入力信号を第１パスへの第１信号と第２パスへの第２信号に分配するよう構成された入力信号スプリッタと、
上記第１信号を高調波信号と混合し、上記第１パスにおいて混合信号を生成するミキサと、
上記第２パスからの上記第２信号と、上記第１パスからの上記混合信号を結合し、出力信号を生成するよう構成された結合器と
を具えている。

本発明の概念２は、上記概念１の高調波ミキサであって、このとき、上記混合信号は、第１混合信号であり、上記高調波信号は、第１高調波信号であって、
上記入力信号スプリッタは、上記入力信号を上記第１信号、上記第２信号及び第３パスへの第３信号に分配するよう更に構成され、
上記高調波ミキサは、上記第１高調波信号と異なる第２高調波信号と上記第３信号とを混合し、第２混合信号を上記第３パスにおいて生成するよう構成された第２ミキサを更に具え、
上記結合器は、上記第２信号、上記第１混合信号及び上記第２混合信号を結合するよう更に構成されている。

本発明の概念３は、上記概念１の高調波ミキサであって、このとき、上記高調波信号は、第１高調波信号であって、上記ミキサが、上記第１信号と、上記第１高調波信号と、該第１高調波信号と異なる第２高調波信号とを混合することを特徴としている。

本発明の概念４は、上記概念１の高調波ミキサであって、入力信号スプリッタが上記入力信号を対称的には分配しないことを特徴としている。

本発明の概念５は、上記概念１の高調波ミキサであって、このとき、上記第１パスが、
上記第１信号を受ける第１アッテネータと、
該第１アッテネータからの第１信号を受けるハイパス・フィルタと、
該ハイパス・フィルタからの信号をうける第１増幅器と、
上記ミキサからの上記混合信号を受ける第２アッテネータと、
上記混合信号を上記結合器に出力するローパス・フィルタと
を有している。

本発明の概念６は、上記概念５の高調波ミキサであって、このとき、上記第２パスが、
第３アッテネータと、
剛性同軸遅延回路とを有し、
上記第２信号が、上記結合器で結合される前に上記第３アッテネータ及び上記剛性同軸遅延回路を通過することを特徴としている。

本発明の概念７は、上記概念５の高調波ミキサであって、このとき、上記第１パスが、上記ローパス・フィルタ及び上記結合器の間に第２増幅器を更に有している。

本発明の概念８は、上記概念５の高調波ミキサであって、このとき、上記第２パスが、
第３増幅器と、
剛性同軸遅延回路とを有し、
上記第２信号が、上記結合器で結合される前に上記第３増幅器及び上記剛性同軸遅延回路を通過することを特徴としている。

本発明の概念９は、上記概念６の高調波ミキサであって、このとき、上記第２パスが、
上記剛性同軸遅延回路及び上記結合器の間に第４増幅器を更に有している。

本発明の概念１０は、上記概念１の高調波ミキサであって、このとき、上記高調波信号は、上記第１信号と混合される前に、バンドパス・フィルタ及びアッテネータを通過することを特徴としている。

本発明の概念１１は、上記概念２の高調波ミキサであって、このとき、上記第３パスが、
上記第３信号を受ける第１アッテネータと、
該第１アッテネータからの第３信号を受けるハイパス・フィルタと、
該ハイパス・フィルタからの信号をうける第１増幅器と、
上記ミキサからの上記第２混合信号を受ける第２アッテネータと、
該第２アッテネータからの上記第２混合信号を受けるローパス・フィルタと、
該ローパス・フィルタからの上記第２混合信号を受けて、該第２混合信号を上記結合器に出力する増幅器と
を有している。

本発明の概念１２は、上記概念１１の高調波ミキサであって、このとき、上記第２高調波信号は、上記第３信号と混合される前に、バンドパス・フィルタ及びアッテネータを通過することを特徴としている。

本発明の概念１３は、信号処理方法であって、
入力信号を第１パスへの第１信号と第２パスへの第２信号に分配する処理と、
上記第１信号を高調波信号と混合し、上記第１パスにおいて混合信号を生成する処理と、
上記第２パスからの上記第２信号と、上記第１パスからの上記混合信号を結合し、出力信号を生成する処理と
を具えている。

本発明の概念１４は、上記概念１３の方法であって、このとき、上記混合信号は、第１混合信号であり、上記高調波信号は、第１高調波信号であって、
上記方法は、更に、
上記入力信号を上記第１信号、上記第２信号及び第３パスへの第３信号に分配する処理と、
上記第１高調波信号と異なる第２高調波信号と上記第３信号とを混合し、第２混合信号を上記第３パスにおいて生成する処理と、
上記第２信号、上記第１混合信号及び上記第２混合信号を結合する処理と
を具えている。

本発明の概念１５は、上記概念１３の方法であって、このとき、上記高調波信号は、第１高調波信号であって、上記方法が、上記第１パスにおいて、上記第１信号と、上記第１高調波信号と、該第１高調波信号と異なる第２高調波信号とを混合する処理を更に具えている。

図１は、本発明の実施に適した高調波混合処理を用いた試験測定装置用ＡＤＣシステムのブロック図である。 図２は、再混合信号２２のスペクトラム成分の例を表す。 図３は、再混合信号２８のスペクトラム成分の例を表す。 図４は、フィルタ処理混合信号３８のスペクトラム成分の例を表す。 図５は、フィルタ処理混合信号４４のスペクトラム成分の例を表す。 図６は、再混合信号５０のスペクトラム成分の例を表す。 図７は、再混合信号５６のスペクトラム成分の例を表す。 図８は、再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。 図９Ａは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図９Ｂは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１０は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１１は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１３は、図１１の高調波ミキサの実施形態の例のブロック図である。 図１４は、図１１の高調波ミキサの別の実施形態の例のブロック図である。 図１５は、図１１の高調波ミキサの更に別の実施形態の例のブロック図である。 図１６は、高調波ミキサの別の例のブロック図である。

本発明は、高調波混合処理（ミキシング）を用いた試験測定装置用のアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）システムにおける利用に適した高調波ミキサの技術に関する。こうした本発明による高調波ミキサの好ましい実施形態は、特に図１３〜図１６に開示している。本願では、最初に、本発明による高調波ミキサの実施に適したＡＤＣシステムについて説明する。

図１は、本発明の実施に適した高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。この実施形態では、装置には、スプリッタ１０があり、これは、特定の周波数を有する入力信号１２を複数の分配（スプリット）信号１４及び１６に分配するよう構成され、分配信号の夫々は、入力信号１２のほぼ全スペクトラムを含んでいる。スプリッタ１０としては、入力信号１２を複数の信号に分配できるのであれば、種々の回路があり得る。例えば、スプリッタ１０は、抵抗分割回路としても良い。このように、入力信号１２のほぼ全周波数成分が、分配信号１４及び１６の夫々に存在することができる。しかし、パスの個数、使用される高調波信号などによって、スプリッタ１０の種々の分配信号の周波数応答は、異なることがある。

分配信号１４及び１６は、高調波ミキサ１８及び２４に夫々入力される。高調波ミキサ１８は、分配信号１４を高調波信号２０と混合（ミックス）し、混合信号２２を生成するよう構成される。同様に、高調波ミキサ２４は、分配信号１６を高調波信号２６と混合し、混合信号２８を生成するよう構成される。

本願では、高調波ミキサは、信号を複数の高調波と混合するように構成されるデバイスである。詳しくは後述するように、乗算又は混合処理は、高調波混合処理と関連して説明されるが、信号を複数の高調波と乗算する効果を持つデバイスは、高調波ミキサとして利用可能である。

いくつかの実施形態では、複数の高調波は、０次の高調波、つまり、ＤＣ（直流）成分を含んでも良い。例えば、いくつかの実施形態では、高調波信号２０は、数式１で表される信号としても良い。

ここで、Ｆ_１は、１次高調波を表し、ｔは時間を表す。このように、数式１の形式を有する信号は、ＤＣと周波数Ｆ_１において高調波を有する。

高調波信号２６は、数式２で表される信号としても良い。

高調波信号２０と同様に、高調波信号２６は、ＤＣと周波数Ｆ_１において高調波を有する。しかし、周波数Ｆ_１における１次高調波は、高調波信号２０中の同様の１次高調波に比較して、１８０度位相がずれている。

デジタイザ３０は、混合信号２２をデジタル化するよう構成される。同様に、デジタイザ３２は、混合信号２８をデジタル化するよう構成される。デジタイザ３０及び３２としては、種々のデジタイザがあり得る。図示せずも、デジタイザ３０及び３２の夫々は、必要に応じて、増幅回路、フィルタ、減衰回路などのアナログ回路を設けても良い。そのため、デジタイザ３０に入力された混合信号２２は、デジタル化される前に、増幅や減衰されたり、また、フィルタ処理されることがある。

デジタイザ３０及び３２は、有効サンプル・レートで動作するよう構成される。いくつかの実施形態では、デジタイザ３０は、１つのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を含むとしても良い。しかし、別の実施形態では、デジタイザ３０は、より低いサンプル・レートで動作するインタリーブされた複数のＡＤＣを含むとし、より高い有効サンプル・レートを実現するようにしても良い。

高調波信号２０及び２６の少なくとも一方の１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも一方の有効サンプル・レートとは異なっている。例えば、高調波信号２０の１次高調波Ｆ_１は、３４ＧＨｚということがあり得る。デジタイザ３０のサンプル・レートは、５０ＧＳ／ｓということがあり得る。このように、１次高調波Ｆ_１は、有効サンプル・レートとは異なる。

いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数である必要はない。言い換えると、いくつかの実施形態では、高調波ミキサに関連する高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではない。

いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの半分の間としても良い。具体的には、詳しくは後述するように、こうした周波数であれば、１次高調波の前後の高い周波数成分を、デジタイザ３０のサンプル・レートの半分より低い周波数に混合処理により低下させることができる。そのため、こうした周波数成分であれば、デジタイザ３０によって効果的にデジタル化できる。

当然のことながら、入力信号１２の全ての帯域が全てのパスを通過する。言い換えると、１つの入力信号１２を処理するのに、２つ以上のチャンネルが組み合わせられた場合、各チャンネル又はパスは、入力信号１２の全帯域幅を受ける。入力信号１２は、全てのデジタイザを通って伝送されるので、信号対ノイズ比は、大幅に改善される。

フィルタ３６は、デジタイザ３０からのデジタル化混合信号３４をフィルタ処理するように構成しても良い。同様に、フィルタ４２は、デジタイザ３２からのデジタル化混合信号４０をフィルタ処理するように構成しても良い。高調波ミキサ４６及び５２は、フィルタ処理混合信号３８及び４４を高調波信号４８及び５４と夫々混合（ミックス）するように構成される。いくつかの実施形態では、高調波信号４８及び５４は、対応する高調波信号２０及び２６と、周波数及び位相に関して、実質的に同様としても良い。高調波信号２０及び２６がアナログ信号である一方、高調波信号４８及び５４はデジタル信号であるが、これら高調波信号についての拡大縮小率（scaling factor）は、互いに同じか又は同様としても良い。出力信号５０及び５６は、再混合信号５０及び５６と呼ばれる。結合器（combiner）５８は、再混合信号５０及び５６を結合し、再構成入力信号６０にする。いくつかの実施形態では、結合器５８は、単なる信号の加算以上のことを実施しても良い。例えば、平均化処理、フィルタ処理、拡大縮小処理などを、結合器５８で実施しても良い。

フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、高調波信号４８及び５４、結合器５８、その他の関連する要素は、デジタル的に実現しても良い。例えば、好ましい適切な周辺デバイスと共に、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを、デジタル化信号の処理機能を実現するために利用しても良い。こうした機能を実現するのに、完全に集積されたものから、完全なディスクリート部品までの間の種々なものが利用できる。

何らかの形で、高調波信号２０、２６、４８及び５４の同期処理が用いられる。例えば、高調波信号２０及び２６の高調波は、デジタイザ３０及び３２に関するクロックにロックしてもよい。他の例では、高調波信号をデジタル化しても良い。そして、１次高調波を高調波信号４８及び５４を同期するのに利用できる。他の例では、混合信号２２及び２８の１つ以上に帯域外のトーン（tones）を加えても良い。３４ＧＨｚの１次高調波を用いて、１９.１２５ＧＨｚ及び２１.２５ＧＨｚのトーン、つまり、３４ＧＨｚの９／１６及び１０／１６を混合信号２２に加えても良い。これらトーンは、フィルタ３６で結果的にもたらされるフィルタ処理の帯域幅、つまり、遷移帯域によって決まる約１８ＧＨｚの外であるから、これらトーンは、再構築信号６０に対する影響は無視できる。しかし、これらトーンは、ナイキスト周波数よりも小さい、つまり、５０ＧＳ／ｓのサンプル・レートについての２５ＧＨｚよりも小さいので、これらトーンは、フィルタ処理される前のデジタル化混合信号３４を用いて取込むことができる。この技術を用いるかに関係なく、高調波信号２０及び２６並びにデジタル高調波信号４８及び５４間の位相及び周波数の関係は維持できる。

図２〜図８は、図１の試験測定装置用のＡＤＣシステム中の種々の信号のスペクトラム成分の例を示している。図１及び図２を参照すると、スペクトラム１００は、入力信号１２の、よって、分配信号１４のスペクトラムとしてあり得るものである。上述の数式１で定義される高調波信号の例を用いると、分配信号１４のＤＣ成分は、スペクトラム１００で表されるように通過する。しかし、入力信号１２中のスペクトラム１００は、周波数Ｆ_１で１次高調波とも混合される。結果として得られるスペクトラム１０２は、こうした混合処理の生成物である。こうして、混合信号２２は、スペクトラム１００及びスペクトラム１０２の成分を含む。ここにおいて、そして他の図において、スペクトラム成分は、分離し、重複するよう描かれているが、実際のスペクトラムは、スペクトラム１００及び１０２を組み合わせたものである。

図１及び図３を参照すると、スペクトラム１１２は、同様にして、入力信号１２を高調波信号２６のＤＣ高調波と混合処理したことによる混合信号２８の成分を表す。しかし、図２と対比して、スペクトラム１１２は、図２のスペクトラム１０２に比較して１８０度の位相差がある。上述のように、高調波信号２６の１次高調波は、高調波信号２０の１次高調波から１８０度位相がシフトしている。高調波信号２６中の１８０度の位相シフトは、スペクトラム１１２における１８０度の位相シフトを誘発する。１８０度の位相差は、点線として示されている。

図４及び図５は、フィルタ処理混合信号３８及び４４のスペクトラムを表す。いくつかの実施形態では、フィルタ処理は、対応するデジタイザ３０及び３２が固有に備えるフィルタ処理機能としても良く、フィルタ３６及び４２、その他の機能としても良い。図１では、フィルタ処理は、デジタイザ３６及び４２の後で行われるとして描かれているが、フィルタ処理は、他の位置で実行されても良い。例えば、フィルタ処理は、デジタル化する前に行っても良い。混合信号２２及び２８は、デジタイザ３０及び３２の有効サンプル・レートの半分に近いカットオフ周波数を有するローパス・フィルタで、フィルタ処理されるとしても良い。フィルタ３６及び４２のフィルタ処理を、こうした固有又は誘発されるフィルタ処理に加えても良い。

いくつかの実施形態では、混合信号２２及び２８の正味のフィルタ処理は、高調波信号２０及び２６の１次高調波の周波数の約半分に関して、ほぼ相補的な周波数応答という結果が得られるようにしても良い。つまり、周波数Ｆ_１／２よりあるオフセットだけ高い位置での周波数応答と、周波数Ｆ_１／２よりあるオフセットだけ低い位置での周波数応答が加えられる。１つを例として用いたが、信号の拡大縮小処理などの要求に応じて、他の値を用いても良い。更には、上述の例は、理想的な場合として記述されている。つまり、実現されるフィルタ処理は、理想的でない成分、校正処理などを考慮して、異なる応答を持つようにしても良い。

上述した３４ＧＨｚのＦ_１を用いた周波数応答の具体例では、周波数Ｆ_１／２は１７ＧＨｚとなる。ＤＣから１６ＧＨｚまでは、周波数応答は１となる。１６から１８ＧＨｚまでは、周波数応答は１からゼロまで線形に変化し、１７ＧＨｚで１／２を通過する。

図４に示す結果として得られるスペクトラム成分は、フィルタ処理混合信号３８を表し、スペクトラム１２０で表されるスペクトラム１００の低周波数部分と、スペクトラム１２２で表されるスペクトラム１０２の低周波数部分とを含む。混合処理によって、スペクトラム１２２は、周波数に関して反転しているが、スペクトラム１００の高い方のサブ帯域の周波数成分を含むことに注意されたい。同様に、図５のスペクトラム成分１３０及び１３２は、図３のスペクトラム１１０及び１１２の低周波数成分に対応する。スペクトラム１１２の１８０度の位相関係は、スペクトラム１３２でも保持されている。

従って、高調波混合処理を通して、入力信号の２つのサブ帯域は、サブ帯域のスパンがデジタイザ３０及び３２に関するナイキスト帯域を超えていたとしても、デジタル化される。この実施形態では、混合信号の夫々は、アナログ、デジタル、フィルタ処理されているのいずれであっても、入力信号１２のサブ帯域夫々の成分を含んでいる。つまり、この例では、混合信号２２及び２８からフィルタ処理デジタル化混合信号３８及び４４までの信号の夫々が、スペクトラム１００の低周波数サブ帯域及び高周波数サブ帯域の両方を含んでいる。

具体的には、入力信号１２の複数のサブ帯域は、ベ―スバンド・サブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされている。いくつかの実施形態では、入力信号１２のサブ帯域の夫々は、１つのサブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされても良い。しかし、サブ帯域及び高調波信号の数によっては、各サブ帯域が各混合信号中に存在しないかもしれない。

図６及び図７は、再混合信号５０及び５６のスペクトラムを表す。図１及び図６を参照すると、スペクトラムは、再混合信号５０を表す。上述のように、フィルタ処理デジタル化混合信号３８は、高調波ミキサ４６において、高調波信号２０と周波数及び位相に関して実質的に同様な高調波信号４８と混合される。従って、図４のスペクトラムは、ＤＣ成分及び１次高調波と混合される。

スペクトラム１４０及び１４２は、図４のスペクトラム１２０及び１２２をＤＣ成分と混合することから生じるスペクトラムを表す。スペクトラム１４４は、スペクトラム１２０を１次高調波と混合した結果を表す。スペクトラム１４６及び１４８は、図４のスペクトラム１２２と１次高調波の混合処理を表す。

同様に、図７は、再混合信号５６のスペクトラムを表す。スペクトラム１５０及び１５２は、ＤＣ成分と図５のスペクトラムの混合処理を表す。スペクトラム１５４は、高調波信号５４の１次高調波と図５のスペクトラム１３０の混合処理を表す。具体的には、高調波信号５４の１次高調波は、相対的な１８０度位相シフトがあるので、得られるスペクトラム１５４も、点線で表される１８０度位相シフトがある。

図５のスペクトラム１３２も高調波信号５４の１次高調波と混合されるが、スペクトラム１３２には、１８０度の誘発された位相シフトが既にある。そのため、追加の１８０度位相シフトは、スペクトラム１５６及び１５８の実線で表される、事実上の０度の位相シフトという結果になる。

図８は、図８の再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。スペクトラム１６２及び１６４は、スペクトラム１６０を形成するサブ帯域の成分を表す。スペクトラム１６６は、図６及び図７に関して記述された混合処理から生じる付随の側波帯（サイドバンド）を表す。この実施形態では、スペクトラム１６６をフィルタ処理で除いても良いが、他の実施形態では、サブ帯域が１次高調波周波数Ｆ_１を超えて広がっていることがある。そうした実施形態では、低周波数サブ帯域から生成されるスペクトラム１６６を、相殺する組合せを用いて除去するようにしても良い。

再混合信号５０及び５６の成分の相対的な位相合わせによって、元々の周波数範囲にあるサブ帯域は、建設的に結合する一方、元々の周波数範囲にないサブ帯域は、相殺的に結合するように位相が合わせられる。図６〜図８を参照すると、結合した場合に、スペクトラム１４０及び１５０は建設的に結合し、スペクトラム１６２が得られる。スペクトラム１４２及び１５２は、スペクトラムが１８０度位相がずれているので、相殺的に結合する。こうして、ベースバンド・サブ帯域内のスペクトラムから残るサブ帯域は、元々のサブ帯域である。

同様に、約Ｆ_１／２からＦ_１までのサブ帯域については、スペクトラム１４６及び１５６は建設的に結合してスペクトラム１６４となる一方、スペクトラム１４４及び１５４は相殺的に結合する。スペクトラム１４８及び１５８は建設的に結合してスペクトラム１６６となるが、これは、この場合では、おおよそ周波数Ｆ_１より下の期待される入力信号周波数範囲を超えているので、フィルタ処理で除いても良い。

スペクトラム１６２及び１６４で示されるように、周波数Ｆ_１／２のあたりで遷移が生じる。この遷移は、図４及び図５を参照して上述したフィルタ処理の結果である。具体的には、スペクトラム１６２及びスペクトラム１６４の傾斜は、相補的である。そのため、スペクトラム１６２及び１６４の周波数成分が結合されると、スペクトラム１６０の中の得られる部分は、元の周波数スペクトラムとほぼ一致する。

従って、入力信号１２を種々の高調波信号と混合処理することによって、入力信号１２のサブ帯域は、デジタイザのより低い帯域幅を通過できる。混合信号は、重複するサブ帯域を含んでいたとしても、複数の高調波信号の位相合わせ処理のために、これらサブ帯域は建設的及び相殺的に結合し、結合されたときに、上述のように、入力信号１２をほぼ正確に表すものを生成する。

図９〜図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。いくつかの実施形態では、ミキサは、分配信号１４及び１６を、夫々と対応する高調波信号２０及び２６と混合するために利用できる。全てポートにおいてＤＣ及びベースバンド信号が通過できるミキサが、高調波ミキサとして利用できる。

図９Ａ及び図９Ｂは、高調波ミキサの例を示し、これらは、上述した高調波ミキサ１８、２４、４６及び５２の任意の１つ以上のものを表すとして良い。図９Ａは、２出力時間インタリーブ・スイッチを示す。図９Ｂは、Ｎ出力時間インタリーブ・スイッチを示す。

これら実施形態では、スイッチ１８０及び１８１は、入力信号１８２を受けるように構成される。２出力スイッチ１８０を使う場合、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して出力端子１８４及び１８６へとスイッチされる。Ｎ出力スイッチ１８１を使う場合では、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して、出力１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７までへとスイッチされる。例えば、スイッチ１８１は、Ｎ投（N-throw）スイッチまでの３投スイッチ、４投スイッチなどでも良く、これは、入力信号１８２がその時間のＮ分の１を各ポイント、つまり、出力端子において過ごす。更なるパス及びサブ帯域が追加されたら、高調波信号の高調波が適切に位相整合されるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。

クロック・サイクル全体に比較してパルスが短くなれば、高調波の含有がもっと豊富になる。例えば、２出力又は３出力スイッチについては、０次高調波（ＤＣ）及び１次高調波が使用される。４出力又は５出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波及び２次高調波を使用できる。６出力又は７出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波、２次高調波及び３次高調波を使用できる。Ｎが増加するほどパルスが狭くなり、それによって、高調波の含有がもっと豊富なものを生成する。制御信号１８８は、１次高調波の基本周波数か、上述した他の適切な高調波周波数を有する信号としても良い。

入力信号１８２の全帯域は、全パスを通過する、つまり、出力パスの夫々に行く（例えば、１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７まで）

例えば、スイッチ１８０を参照すると、制御信号１８８は、３４ＧＨｚの基本周波数を有する矩形波としても良い。スイッチングの結果として、出力１８４は、制御信号の周期の半分の間は入力信号１８２を受け、周期の反対の半分の間は約ゼロである。事実上、出力１８４は、入力信号１８４に矩形波を乗算したものであり、３４ＧＨｚでゼロと１の間を変動する。こうした矩形波は、数式３で表すことができる。

数式３は、このような矩形波のテイラー級数展開である。ＤＣと最初の２つの高調波を載せている。ここで、Ｆ_１は、３４ＧＨｚである。成分の振幅は異なるものの、数式１及び３は、類似する高調波を含んでいる。

出力１８６は、出力１８４と同様であるが、入力信号１８２が出力１８６に送られる時間周期は、出力１８４に比較して反転している。その効果は、再度、入力信号１８２に、数式４で定義される矩形波を乗算したものと同様となる。

数式３と同様に、数式４は、数式２に記載された高調波信号と類似する。このように、スイッチ１８０のスイッチングの乗算効果は、上述の分配信号を高調波信号に混合処理するのとほぼ同様である。加えて、この例では、スイッチは、スプリッタ１０並びに高調波ミキサ１８及び２４の両方の役割もする。しかし、他の実施形態では、スイッチ１８０は、単極単投スイッチとして、１つの高調波ミキサとして作用するとしても良い。

ＤＣ成分及び１次高調波の相対的な振幅は異なるが、こうしたバランスの悪さは、適切なパス中の補償フィルタを通すことで補正できる。例えば、上述した周波数Ｆ_１／２及び周波数Ｆ_１間のサブ帯域は、ベースバンド・サブ帯域に比べて、結合器５８における再結合の間、異なる利得が適用されるようにしても良い。

加えて、上記数式３及び４は、３次高調波も記載している。いくつかの実施形態では、３次高調波が望ましいことがある。しかし、もしなければ、こうした高調波の効果は、適切なフィルタ処理で補償できる。例えば、入力信号１２は、周波数Ｆ_１より上の周波数成分を除去するためにフィルタ処理されても良い。このため、３＊Ｆ_１の周波数で混合するような、こうした周波数成分は存在しないようになる。更には、デジタイザの前のフィルタ処理によって、エイリアシングによってデジタル化信号に影響を与えかねない任意の高次周波数成分を除去できる。

アナログ不整合（ミスマッチ）が原因のインタリーブ・エラーの場合には、混合処理クロックの振幅及び位相についてハードウェアを調整しても良い。次に、その調整では、インタリーブ不整合（ミスマッチ）による疑似信号を最小化するよう校正しても良い。これに代えて、又は、上記やり方に加えて、ハードウェア不整合の特性を調べ、線形時間可変補正フィルタを用いて、インタリーブ疑似信号をキャンセルするようにしても良い。更に、場合によっては、スイッチが完璧には動作しないかもしれない。例えば、正常状態からずれたスイッチでは、１方向において他方向でよりも多くの時間を費やし、これによって、デューティー・サイクルにスキューを起こすことがある。デジタル高調波ミキサ４６及び５２は、アナログ高調波信号２０又は２６中に存在することがある位相及び振幅エラーを、デジタル高調波信号４８又は５４の振幅又は位相を微調整することによって、補償する構成しても良い。

図１０は、他の高調波ミキサの例である。スイッチング回路２００は、２つの入力信号２０２及び２０４を、制御信号２０６に応答して、出力２０８及び２１０に交互にスイッチするように構成される。制御信号２０６は、スイッチング回路２００の中のスイッチがスイッチ動作可能となるように、再度、矩形波又は他の同様な信号としても良い。制御信号２０６の半サイクルの間、入力信号２０２が出力２０８にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２１０にスイッチされる。残りの半サイクルの間は、入力信号２０２が出力２１０にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２０８にスイッチされる。

いくつかの実施形態では、入力信号２０４は、入力信号２０２を反転及び拡大／縮小したものとしても良い。こうした上述の入力及びスイッチングの結果として、図９Ａのスイッチ１８０に関して上述したレベルから、ＤＣと他の高調波がバランスを取り戻す。例えば、入力信号２０４は、入力信号２０２の分数で且つ反転したものとしても良い。図９Ａのスイッチ１８０を用いた１及び０の間のスイッチングに代えて、出力端子２０８及び２１０の有効出力は、例えば、１と（２−π）／（２＋π）の間でスイッチングするとしても良い。このように、複数の高調波間で所望のバランスとなるように、振幅及びＤＣレベルを希望に応じて調整しても良い。

図１１は、高調波ミキサの別の例を示す。高調波ミキサ１７０は、スプリッタ１７２、ミキサ１７５及び結合器１７７を含む。スプリッタ１７２は、入力信号１７１を信号１７３及び１７４として分配するよう構成される。信号１７４は、結合器１７７に入力される。信号１７４は他の信号と混合されないので、信号１７４は、上述の高調波ミキサのＤＣ成分としての役割を果たす。

信号１７３は、ミキサ１７５に入力される。信号１７６が、信号１７３と混合される。いくつかの実施形態では、信号１７６は、上述の周波数Ｆ_１のような単一の高調波としても良い。もし追加の高調波を希望するなら追加のミキサを用意すれば良く、夫々の出力は結合器１７７で結合される。

別の実施形態では、信号１７６が複数の高調波を含んでも良い。ミキサ１７５のポートの帯域幅が所望の周波数範囲を収容できる限り、１つのミキサ１７５を利用できる。しかし、上述の高調波信号のＤＣ成分は、異なるパスによって結合器１７７に渡されるので、信号１７３及び１７６を受けるミキサのポートは、ＤＣに至るまで動作する必要はない。従って、広く多種のミキサを用いることができる。信号１７９及び１７４が結合器１７７で結合された時点で、出力信号１７８は上述の混合信号とほぼ同様となり得る。

いくつかの実施形態では、スプリッタ１７２は、入力信号１７１を対称に分配できるが、対称に分配する必要はない。スプリッタの信号１７４を出力する側は、上述のフィルタ処理カットオフ周波数以上の帯域幅を持つようにしても良い。スプリッタ１７２の信号１７３を出力する側は、信号１７６の高調波が中心に来る周波数範囲であって、上述のフィルタ処理カットオフ周波数の２倍以上の帯域幅を持つ周波数範囲を持つようにしても良い。言い換えると、スプリッタ１７２の周波数応答は、各パスについて等しい必要はなく、希望に応じて設定しても良い。

図１２は、図９Ａの一般的な形態の高調波ミキサの別の例である。この実施形態では、高調波信号２２４は、トランス２２５を通して、ミキサと同様なダイオード・リング２２０に入力できる。入力信号２２２は、トランス２２５のタップに入力できる。従って、高調波信号２２４に応じて、入力信号２２２は、出力端子２２６及び２２８の間でスイッチされる。例えば、高調波信号２２４は、トランスの下部がプラスで上部がマイナスのときに左ダイオード２２７をオンにし、トランスの極性が反対のときに右ダイオード２２９をオンにする。このようにして、入力信号２２２は、出力端子２２８及び出力端子２２６に交互に送られる。いくつかの実施形態では、追加のダイオード・リングを用いて出力端子を終端したり、入力信号２２２のサブ帯域の反転部分を入れて、より高い利得を実現したり、図１０の形態のように、複数の高調波のバランスの悪さを補償したりといったことなどを行うようにしても良い。

いくつかの実施形態では、２つのパス及び重複する２つのサブ帯域が実現される。しかし、上述のように、任意の数のパス及びサブ帯域を用いても良い。このような実施形態では、使用する高調波の数は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものにでき、このとき、ＤＣは、０次高調波として含まれる。例えば、３つのサブ帯域については、２つの高調波だけが利用できる。上記周波数範囲を例として用いると、１次高調波は、周波数Ｆ_１よりも高い周波数をベースバンド・サブ帯域まで周波数シフトできる。高調波信号の複数の１次高調波は、１２０度の複数の相対位相シフトに位相を合わせるようにしても良い。

従って、結合器５８における結合処理中に、サブ帯域が適切な周波数範囲にあるときは、サブ帯域のスペクトラムは、０度の相対位相シフトのような同じ位相シフトを持つことになる。対照的に、適切でない周波数範囲にある１つのサブ帯域の３つの成分は、位相に関して互いに１２０度だけずれる。結果として得られるスペクトラムは、適切でないサブ帯域を除去するように相殺的に結合する。更にパスとサブ帯域が追加されたら、複数の高調波信号の高調波の位相を適切に合わせるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。

上述してきた実施形態では、デジタル化信号は、ほぼ直ぐに処理されるものとしたが、こうしたデジタル化後の処理は、希望があれば、遅らせることができる。例えば、デジタイザ３０及び３２からのデジタル化データは、後で処理するために、メモリに蓄積することができる。

本発明によれば、図１１の高調波ミキサ１７０は、入手の容易な市販部品を用いたハードウェア構成で実現可能となり、これは、直流から非常に広い帯域幅まで動作可能である。

図１３は、市販部品を用いた図１１の高調波ミキサの一例を示している。図１３に示す高調波ミキサ１３００は、直流（ＤＣ）から高帯域幅まで対応した高調波ミキサである。高調波ミキサ１３００は、入力信号１３０２を受ける。入力信号１３０２は、パワー分配器（スプリッタ）１３０４で、第１パス１３０６への第１信号と、第２パス１３０８への第２信号と分配される。第１及び第２パス１３０６及び１３０８のそれぞれの第１及び第２信号は、直流（ＤＣ）成分も含め、入力信号１３０２に存在した全ての周波数成分を含んでいる。後述のように、パワー分配器１３０４が、入力信号１３０２を３つ以上のパスへと分配するようにしても良い。

第１パス１３０６は、周波数変換パスとも呼ばれ、複数の市販部品から構成される。例えば、図１３に示すように、第１パス１３０６上の第１信号は、ミキサ１３１６で混合される前に、アッテネータ１３１０、ハイパス・フィルタ１３１２及び増幅器１３１４を通過する。アッテネータ１３１０は、例えば、−３ｄＢアッテネータとしても良い。アッテネータ１３１０は、入力アイソレーションを行うと共に、ハイパス・フィルタ１３１２に入力される低帯域についてインピーダンス・マッチングするようにする。ハイパス・フィルタ１３１２は、低帯域にダウン・コンバートされる高帯域が、逆方向に通過し、ミキサ１３１６の入力端子に現れるのを防止する。増幅器１３１４は、ミキサ１３１６に入力される前の第１信号の振幅を増加させる。増幅器１３１４は、局部発振器（ＬＯ）の最小周波数の１／２（つまり、直流を含まない）から、設計上、通過させたい最大周波数までのレンジに渡ってだけ動作すれば良い。

ミキサ１３１６は、ＬＯ（図示せず）からの高調波信号１３１８も受ける。この高調波信号は、周波数乗算回路などから余計な高調波がミキサ１３１６に入り込むのを防止するために、バンドパス・フィルタ１３２０を通過する。バンドパス・フィルタ１３２０は、マルチバンドパス・フィルタとしても良く、これによって、複数の所望高調波だけをそれぞれ通過させるようにしても良い。この高調波信号１３１８は、−３ｄＢアッテネータ１３２２も通過し、これによって、アイソレーションすると共に、第１パス１３０６のミキサ１３１６のＬＯ入力端子に印加されるＬＯ高調波をインピーダンス・マッチングさせるようにする。

アッテネータ１３２２からの高調波信号１３１８は、第１パス１３０６の第１信号とミキサ１３１６で混合（ミックス）される。ミキサ１３１６は、混合信号１３２４を出力し、これは、別の−３ｄＢアッテネータ１３２６とローパス・フィルタ１３２８を通した後、結合器１３３０に入力される。ローパス・フィルタ１３２８は、使用される最小ＬＯ周波数の１／２以上の帯域幅を有している。ローパス・フィルタ１３２８は、ミキサ１３１６に供給されるＬＯ高調波が、高調波ミキサ１３００全体の最終出力信号１３３２に現れるのを防止する。

第２パス１３０８（１.０スルー・パスとも呼ぶ）では、第２信号が、−６ｄＢアッテネータ１３３４と剛性同軸遅延回路１３３６を通過する。アッテネータ１３３４は、第２パス１３０８と第１パス１３０６間で、アッテネーション（減衰量）が調和（一致）し続けるように調整する。第２パス１３０８上の第２信号は、剛性同軸遅延回路１３３６を通過してパワー結合器１３３０へ供給される。剛性同軸遅延回路１３３６は、第２パス１３０８上の第２信号が第１パス１３０６の第１信号と同じ時点でパワー結合器１３３０に到着するように、第２信号の遅延量を調整する。

この実施形態におけるパワー結合器１３３０は、２入力（2-way）パワー結合器である。パワー結合器１３３０は、第２パス１３０８の剛性同軸遅延回路１３３６からの出力信号と、第１パス１３０６のローパス・フィルタ１３２８からの出力信号を結合し、出力信号１３３２を出力する。パワー結合器１３３０は、直流からデジタイザのサンプリング・レートの１／２までの帯域幅に対応する。後述のように、パワー結合器は、Ｍ入力（M-way）パワー結合器としても良く、このとき、Ｍは、高調波ミキサ内で使用されるパスの個数である。

図１４は、高調波ミキサの別の実施形態を示す。図１４に示す実施形態は、図１３に示すものと同様であるが、この高調波ミキサ１４００には、第１パス１３０６の第１信号と、第２パス１３０８の第２信号とをそれぞれバッファする２つの増幅器１４０２及び１４０４を含む点が異なる。第１パス１３０６及び第２パス１３０８上にそれぞれ配置された増幅器１４０２及び１４０４は、例えば、０ｄＢmの入力信号から０ｄＢmに近い出力信号が得られるというように、このシステム全体としての利得が０となるように、利得を増加させる。増幅器１４０２及び１４０４は、パワー結合器１３３０を通って逆方向に通過しようとする信号を緩和（防止）する機能も果たす。

図１５は、高調波ミキサの更に別の実施形態を示す。この構成では、図１４の実施形態に比較して、増幅器１４０４が、アッテネータ１３３４の位置に移動して、入れ替わっている点で異なる。

図１６は、３入力パワー結合器１６００を用いた実施形態を示している。この実施形態では、パワー分配器１６０２が、入力信号１３０２を、第１パス１３０６への第１信号、第２パス１３０８への第２信号、第３パス１６０４への第３信号という、３つの信号に分配する。第１及び第２パス１３０６及び１３０８は、図１４に示したものと同一である。そこで、図１６では、これらパスに関する説明は省略する。

第３パス１６０４の構成は、第１パス１３０６の構成と同一であり、よって、第２周波数変換パスと呼ぶこともできる。しかし、高調波信号１６１８は、高調波信号１３１８とは異なっている。もし必要があれば、更なる周波数変換パスを高調波ミキサ１３００に追加しても良い。

第３パス１６０４には、第１パス１３０６の全ての構成要素がある。即ち、第３パス１６０４には、アッテネータ１６１０、ハイパス・フィルタ１６１２、増幅器１６１４、ミキサ１６１６、バンドパス・フィルタ１６２０、第２のアッテネータ１６２２、第３アッテネータ１６２６、ローパス・フィルタ１６２８及び第２増幅器１６０６がある。ミキサ１６１６は、ＬＯ（図示せず）からの高調波信号１６１８と第３信号とを受けて混合し、混合信号１６２４を出力する。

図１３〜１６における各構成要素の出力信号は、次の式を用いて計算できる。ミキサの出力信号ＩＦ（中間周波数信号）は、数式５に示すように、局部発振器（ＬＯ）からの高調波信号ＬＯと、入力信号ＲＦの掛け算で示される。

ＩＦ＝ＲＦ・ＬＯ （５）

数式５は、高調波信号ＬＯの複数の周波数成分を用いて、数式６に示すように書き直すことができる。

ＩＦ＝ＲＦ・（１.０＋Ｈ_１＋Ｈ_２＋…Ｈ_Ｍ） （６）

数式６におけるＭは、マルチパス（multi-way）インターリーブ構成で必要となる高調波の最高次数である。

Ｈ_１、Ｈ_２及びＨ_Ｍは、第１次高調波周波数Ｆ_１を用いて、次の数式７、８及び９のように表すことができる。

Ｈ_１＝２ｃｏｓ（２・π・Ｆ_１・ｔ） （７）

Ｈ_２＝２ｃｏｓ（４・π・Ｆ_１・ｔ） （８）

Ｈ_Ｍ＝２ｃｏｓ（２Ｍ・π・Ｆ_１・ｔ） （９）

図１３〜１６の実施形態は、標準的なトリプル・バランス・ミキサ（triple balanced mixer）を利用しており、これは、直流までは動作しない。しかし、複数の高調波を含むＬＯ入力高調波信号の中の１.０項（数式６参照）は、入力信号と乗算されても入力信号を周波数変換せず、よって入力信号はミキサをそのまま通過する。よって、１.０項は、入力部では、パワー分配器（スプリッタ）１３０２を用いて実現され、出力部ではパワー結合器１３３０を用いて実現される。従って、入力部は、物理的には存在しないが、この項は、入力部において適用される。入力信号は、高調波ミキサをそのまま通過する。

Ｈ_１、Ｈ_２及び更に高次の高調波は、高調波信号１３１８及び１６１８として供給される。これらの項は、周波数変換を実行し、これで生じるエイリアスは、複数の帯域をベースバンドへと落としたものになる。よって、これら帯域は、互いに重なると共に、直流から、高調波ミキサが出力信号を供給するデジタイザのサンプリング・レートの１／２程度までの範囲をカバーする。

高調波ミキサへ入力されるＬＯ入力高調波及び入力信号は、直流まで動作範囲である必要はない一方で、３パス（３-way）、４パス（４-way）、更には、もっと多数のパスというインターリーブ係数において、高調波ミキサの出力信号は、直流まで動作範囲である必要がある。しかし、この出力信号は、２パス・インターリーブ構造では、直流まで動作範囲である必要はない。図１３〜１６の高調波ミキサは、直流から、その入力信号において望ましい最高周波数まで動作する。暗に１.０項（implied 1.0 term）を含んでいるＬＯ入力高調波信号は、基本的には、同じ範囲について動作しなければならない。出力信号は、直流から、高調波ミキサが出力信号を供給するデジタイザのサンプリング・レートの１／２程度まで動作しなければならない。

上述のように、図１６と同様にして、追加の周波数変換パスを加えても良い。周波数変換パスを追加することによって、複数のミキサを用いて、より広い帯域幅の高調波ミキサを実現できる。各ミキサ、例えば、図１６のミキサ１３１６及び１６１６は、入力信号スペクトラムの異なる部分をそれぞれ扱う。図１６の１つ目のミキサ及び増幅器では、入力信号スペクトラムの２５ＧＨｚから５０ＧＨｚまでの範囲についてだけ動作すれば良い。もう１つのミキサ及び増幅器では、入力信号スペクトラムの５０ＧＨｚから７５ＧＨｚまでの範囲について動作する必要がある。これらミキサは、市場で入手可能なものであるが、単体で２５ＧＨｚから１００ＧＨｚまで動作するミキサは、現時点では市場には存在していない。７５ＧＨｚから１００ＧＨｚまでをカバーするために、第４のパス（つまり、第３の周波数変換パス）を追加することも可能である。この第４のパスは、上述した第１パス１３０５及び第３パス１６０４と同じ構成とすれば良いであろう。

図１３〜１６における高調波ミキサは、上述した非同期時間インターリーブ・システム以外に、高調波時間インターリーブ（ＨＴＩ：Harmonic time interleave）システムでも利用できる。つまり、図１３〜１６の高調波ミキサは、直流から極めて高い周波数帯域まで動作する必要のある任意のシステムで利用できる。

図１３〜１６では、特定の値を用いて説明したきたが、これらの値は、例として示したに過ぎない。特定の利得及び損失は、入手可能な部品、コストとのトレードオフ、などに基いて、調整可能である。同様に、帯域幅の値は、市場ニーズに合わせて柔軟に変更可能である。

更には、デジタル的なフィルタ処理、混合処理及び結合処理は、別々の動作として説明してきたが、こうした動作を組み合わせて、他の機能などに組み入れても良い。加えて、上述の説明は、理想的な成分を仮定していたので、こうした処理に追加の補償を適切に導入し、理想的でない成分を補正するようにしても良い。更には、デジタル化信号を処理するとき、周波数範囲の変更、混合処理などは、そうした変化を表すのに、より高いサンプル・レートが必要ということになる。このとき、デジタル化信号であれば、必要に応じて、アップサンプル、補間などができる。

本発明の他の実施形態としては、コンピュータ読み出し可能な媒体上に記録されたコンピュータ読み出し可能なコードがあり、これは、実行されると、コンピュータに上述した動作のいずれかを実行させる。ここで、コンピュータとは、コードを実行できる任意のデバイスである。マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、マルチプロセッサ・システム、デジタル・シグナル・プロセッサ、パーソナル・コンピュータなどは、全てこうしたコンピュータの例である。コンピュータ読み出し可能な媒体は、有形のコンピュータ読み出し可能な媒体であり、これは、コンピュータ読み出し可能なコードを非一時的なやり方で蓄積するよう構成される。

具体的な実施形態を説明してきたが、本発明の原理は、これら実施形態に限定されるものではないと理解されたい。以下の請求項に記載される本発明の原理から離れることなく、変形及び変更を行うことができるであろう。

１０ スプリッタ
１２ 入力信号
１４ 分配信号
１６ 分配信号
１８ 高調波ミキサ
２０ 高調波信号
２２ 混合信号
２４ 高調波ミキサ
２６ 高調波信号
２８ 混合信号
３０ デジタイザ
３２ デジタイザ
３４ デジタル化混合信号
３６ フィルタ
３８ フィルタ処理デジタル化混合信号
４０ デジタル化混合信号
４２ フィルタ
４４ フィルタ処理デジタル化混合信号
４６ 高調波ミキサ
４８ 高調波信号
５０ 再混合信号
５２ 高調波ミキサ
５４ 高調波信号
５６ 再混合信号
５８ 結合器
６０ 再構成入力信号
１３００ 高調波ミキサ
１３０２ 入力信号
１３０４ パワー分配器（スプリッタ）
１３０６ 第１パス
１３０８ 第２パス
１３１０ アッテネータ
１３１２ ハイパス・フィルタ
１３１４ 増幅器
１３１６ ミキサ
１３１８ 高調波信号
１３２０ バンドパス・フィルタ
１３２２ アッテネータ
１３２４ 混合信号
１３２６ アッテネータ
１３２８ ローパス・フィルタ
１３３０ パワー結合器
１３３２ 出力信号
１３３４ アッテネータ
１３３６ 剛性同軸遅延回路
１４０２ 増幅器
１４０４ 増幅器
１６００ パワー結合器
１６０２ パワー分配器（スプリッタ）
１６０４ 第３パス
１６０６ 増幅器
１６１０ アッテネータ
１６１２ ハイパス・フィルタ
１６１４ 増幅器
１６１６ ミキサ
１６１８ 高調波信号
１６２０ バンドパス・フィルタ
１６２２ アッテネータ
１６２４ 混合信号
１６２６ アッテネータ
１６２８ ローパス・フィルタ

Claims (2)

1. 入力信号を第１パスへの第１信号と第２パスへの第２信号に分配するよう構成された入力信号スプリッタと、
   上記第１信号を高調波信号と混合し、上記第１パスにおいて混合信号を生成するミキサと、
   上記第２パスからの上記第２信号と、上記第１パスからの上記混合信号を結合し、出力信号を生成するよう構成された結合器と
   を具える高調波ミキサであって、
   上記混合信号は、第１混合信号であり、上記高調波信号は、第１高調波信号であって、
   上記入力信号スプリッタは、上記入力信号を上記第１信号、上記第２信号及び第３パスへの第３信号に分配するよう更に構成され、
   上記高調波ミキサは、上記第１高調波信号と異なる第２高調波信号と上記第３信号とを混合し、第２混合信号を上記第３パスにおいて生成するよう構成された第２ミキサを更に具え、
   上記結合器は、上記第２信号、上記第１混合信号及び上記第２混合信号を結合するよう更に構成される上記高調波ミキサ。
2. 入力信号を第１パスへの第１信号と第２パスへの第２信号に分配する処理と、
   上記第１信号を高調波信号と混合し、上記第１パスにおいて混合信号を生成する処理と、
   上記第２パスからの上記第２信号と、上記第１パスからの上記混合信号を結合し、出力信号を生成する処理と
   を具える信号処理方法であって、
   上記混合信号は、第１混合信号であり、上記高調波信号は、第１高調波信号であって、
   上記入力信号を上記第１信号、上記第２信号及び第３パスへの第３信号に分配する処理と、
   上記第１高調波信号と異なる第２高調波信号と上記第３信号とを混合し、第２混合信号を上記第３パスにおいて生成する処理と、
   上記第２信号、上記第１混合信号及び上記第２混合信号を結合する処理と
   を更に具える上記信号処理方法。

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