JP6682845B2 - 発振器、電子機器、及び、移動体 - Google Patents

Description

本発明は、可変容量素子を用いて発振周波数が温度補償される発振器に関する。さらに、本発明は、そのような発振器を用いた電子機器及び移動体等に関する。

例えば、温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）においては、発振周波数を温度補償するために可変容量素子が用いられている。従来のＴＣＸＯは、発振信号の振幅を一定に保つために、発振段回路のゲインが温度によらずに一定となるような回路構成をとっていた。しかしながら、発振段回路のゲインを理論的に一定にしても、水晶振動体のインピーダンスが温度依存性を有する場合には、発振信号の振幅が一定とならない。発振信号の振幅が変動すると、可変容量素子の感度の絶対値及びリニアリティも変化してしまう。

また、可変容量素子の感度も温度依存性を有しており、可変容量素子の感度の絶対値及びリニアリティが、温度によって変化してしまう。以上のことから、温度が変化すると、水晶振動体のインピーダンス又は可変容量素子の感度が変化して、ＴＣＸＯの発振周波数が変化してしまう。一方、近年においては高精度化の要求が高まり、温度が変化しても発振周波数を一定に保つことがＴＣＸＯに求められるようになっている。

関連する技術として、特許文献１の図１には、温度特性のサンプル毎の違いが大きい場合においても発振周波数精度が高い発振回路が開示されている。この発振回路は、基準電流を発生する基準抵抗ＲＥ１と、基準抵抗と別個に設けられ、基準抵抗に電流を供給するオペアンプＡＭＰ１、基準抵抗に印加する基準電圧を決定する基準電圧発生回路２４、及び、定電圧を発生する定電圧回路２１を有し、基準電流と定電圧とに基づいて発振周波数を定める集積回路２と、基準抵抗の温度依存性と同じ温度依存性となるように、基準電圧発生回路が出力する基準電圧の温度依存性を設定するレジスター２５とを含んでいる。

特許文献１の発振回路によれば、集積回路の外部に基準抵抗を設けることで、集積回路の内部に基準抵抗を設ける場合と比べて温度依存性の小さい抵抗素子を使用することが可能になる。また、基準電圧の温度依存性を設定するレジスターに基準抵抗毎に値を設定することにより、サンプル毎に基準抵抗の温度依存性が異なる場合でも、それに合わせて基準電圧の温度依存性を設定することができる。それにより、抵抗素子の温度特性のサンプル毎の違いが大きい場合でも、温度に依存しない一定電流を発生することができる。

特許第４９８５０３５号公報（段落００１４−００１８、図１）

しかしながら、サンプル毎に基準電圧の温度依存性をレジスターに設定するのは煩雑である。また、温度に依存しない一定電流をＴＣＸＯの発振段回路に供給しても、水晶振動体のインピーダンス又は可変容量素子の感度が温度依存性を有しているので、ＴＣＸＯの発振周波数を一定に保つことはできない。

そこで、上記の点に鑑み、本発明の第１の目的は、振動体のインピーダンスの温度依存性が発振周波数に及ぼす影響を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することである。また、本発明の第２の目的は、可変容量素子の感度の温度依存性が発振周波数に及ぼす影響を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することである。さらに、本発明の第３の目的は、そのような発振器を用いた電子機器及び移動体等を提供することである。

以上の課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の第１の観点に係る発振器は、振動体の第１の電極と第２の電極との間に接続されて発振動作を行う発振段回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する可変容量素子と、温度に応じて大きさが変化する電流が流れる電流経路に挿入された抵抗を用いて、温度に応じて大きさが変化する参照電圧を生成するバンドギャップリファレンス回路と、参照電圧に基づいて発振段回路のバイアス電流を生成することにより、振動体のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減するバイアス電流生成回路とを備える。

本発明の第１の観点によれば、参照電圧の温度特性を利用して発振信号の振幅の温度特性を適切に設定することにより、振動体のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することができる。

ここで、バンドギャップリファレンス回路が、第１の抵抗、第２の抵抗、及び、第１のトランジスター又は第１のダイオードが直列接続された第１の電流経路と、第３の抵抗、並列接続された複数の第２のトランジスター又は複数の第２のダイオード、及び、第４の抵抗が直列接続された第２の電流経路とを有し、第１の抵抗と第２の抵抗との接続点において参照電圧を生成するようにしても良い。それにより、半導体装置において一般的に設けられる低ノイズ設計のバンドギャップリファレンス回路を利用して、所望の温度特性を有する参照電圧を生成することができる。

また、バイアス電流生成回路が、バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の温度係数と異なる温度係数を有する電流調整抵抗を含み、参照電圧及び電流調整抵抗の抵抗値に基づいて発振段回路のバイアス電流を生成するようにしても良い。このように、各種の抵抗の内から所望の温度係数を有する抵抗を選択して使用することにより、バイアス電流の温度特性の設定における自由度を拡大することができる。

本発明の第２の観点に係る発振器は、振動体の第１の電極と第２の電極との間に接続されて発振動作を行う発振段回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する可変容量素子と、参照電圧を生成するバンドギャップリファレンス回路と、バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の温度係数と異なる温度係数を有する電流調整抵抗を含み、参照電圧及び電流調整抵抗の抵抗値に基づいて発振段回路のバイアス電流を生成することにより、振動体のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減するバイアス電流生成回路とを備える。

本発明の第２の観点によれば、発振段回路におけるバイアス電流の温度特性に影響を与える電流調整抵抗として、各種の抵抗の内から適切な温度係数を有する抵抗を選択して使用することにより、振動体のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することができる。

以上において、電流調整抵抗が、バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の温度係数よりも大きい温度係数を有しても良い。それにより、温度による振動体のインピーダンスの変化又は可変容量素子の感度の変化に対するバイアス電流の補正量を大きくすることができる。

また、バイアス電流生成回路が、バンドギャップリファレンス回路の電流経路に流れる電流の温度依存性よりも小さい温度依存性を有するバイアス電流を供給するようにしても良い。それにより、バンドギャップリファレンス回路の電流に比例するバイアス電流が増幅段回路に供給される従来の発振器と比較して、振動体のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子の感度の温度依存性が発振周波数に与える影響を低減することができる。

本発明の第３の観点に係る発振器は、振動体の第１の電極と第２の電極との間に接続されて発振動作を行う発振段回路と、振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する可変容量素子と、参照電圧を生成するバンドギャップリファレンス回路と、参照電圧及び電流調整抵抗の抵抗値に基づいて発振段回路のバイアス電流を生成するバイアス電流生成回路と、格納部に格納されているデータに従って、バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の値を設定し、又は、複数の抵抗の内から電流調整抵抗を選択するための選択信号を生成する設定回路とを備える。

本発明の第３の観点によれば、複数の種類の振動体の内から所望の種類の振動体が選択されて用いられるような場合に、振動体のインピーダンス等の温度依存性に応じてバイアス電流の温度特性を変更することができるので、振動体のインピーダンス等の温度依存性による発振周波数の変動を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することができる。

本発明の第４の観点に係る電子機器は、上記いずれかの発振器を備える。また、本発明の第５の観点に係る移動体は、上記いずれかの発振器を備える。本発明の第４又は第５の観点によれば、振動体のインピーダンス等の温度依存性による発振周波数の変動が低減されて高精度な周波数温度特性を有する発振器によって生成される正確なクロック信号で動作する電子機器又は移動体を提供することができる。

本発明の第１の実施形態に係る発振器の構成例を示す回路図。 図１に示す可変容量素子の例を示す図。 図１に示す温度補償電圧生成回路の構成例を示すブロック図。 温度による参照電圧の変化を示す図。 図１に示す水晶振動体の等価回路を示す図。 図１に示す発振回路における温度補償動作を説明するための図。 図１に示す可変容量素子の特性を示す図。 バイアス電流の温度特性と可変容量素子の感度との関係を示す図。 半導体装置において使用可能な各種抵抗の温度特性を示す図。 本発明の第３の実施形態に係る発振器の構成例を示す回路図。 本発明の一実施形態に係る電子機器の第１の構成例を示すブロック図。 本発明の一実施形態に係る電子機器の第２の構成例を示すブロック図。 本発明の一実施形態に係る移動体の構成例を示すブロック図。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、重複する説明を省略する。以下の実施形態においては、発振器の一例として、水晶振動体を用いた温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）について説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る発振器の構成例を示す回路図である。図１に示すように、この発振器は、発振回路１０と、温度補償電圧生成回路２０と、バンドギャップリファレンス回路３０と、バイアス電流生成回路４０とを含んでも良い。あるいは、発振回路１０〜バイアス電流生成回路４０の一部が、半導体装置（ＩＣ）に内蔵されて発振器を構成しても良い。

発振回路１０は、水晶振動体１１と、ＮＰＮバイポーラトランジスターＱＢ０と、抵抗Ｒ０及びＲ６と、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２と、キャパシターＣ０と、出力バッファー回路１２とを含んでも良い。あるいは、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の内の一方を省略しても良い。ここで、トランジスターＱＢ０及び抵抗Ｒ０は、水晶振動体１１の第１の電極と第２の電極との間に接続されて発振動作を行う発振段回路を構成する。

トランジスターＱＢ０は、水晶振動体１１の第１の電極に接続されたベースと、水晶振動体１１の第２の電極に接続されたコレクターと、基準電圧ＶＳＳの配線に接続されたエミッターとを有している。抵抗Ｒ０は、トランジスターＱＢ０のコレクターとベースとの間に接続されている。

可変容量素子ＣＶ１は、水晶振動体１１の第１の電極に接続された第１の端子を有し、発振回路１０の発振周波数を調節する。可変容量素子ＣＶ２は、水晶振動体１１の第２の電極に接続された第１の端子を有し、発振回路１０の発振周波数を調節する。キャパシターＣ０は、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の第２の端子と基準電圧ＶＳＳの配線との間に接続されている。可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の各々は、例えば、ＭＯＳ構造を有するキャパシター、又は、可変容量ダイオード（バラクタダイオード）で構成され、第１の端子と第２の端子との間に印加される電圧に従って容量値が変化する。

トランジスターＱＢ０は反転増幅動作を行い、コレクターに生成される発振信号が、水晶振動体１１等を介してベースにフィードバックされる。その際に、水晶振動体１１は、トランジスターＱＢ０によって印加される交流電圧によって振動する。その振動は固有の共振周波数において大きく励起されて、水晶振動体１１が負性抵抗として動作する。

その結果、発振回路１０は、主に水晶振動体１１の共振周波数によって決定される発振周波数で発振する。ただし、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の容量値を変更することにより、発振回路１０の発振周波数を微調整することができる。発振回路１０によって生成される発振信号は、出力バッファー回路１２を介して出力端子ＯＵＴに供給される。

図２は、図１に示す可変容量素子の例としてＭＯＳ構造を有するキャパシターを示す図である。図２に示すキャパシターは、ＰチャネルＭＯＳトランジスターで構成され、第１の端子１３に接続されたゲート（Ｇ）と、基準電位ＶＳＳの配線に接続されたソース（Ｓ）及びドレイン（Ｄ）と、第２の端子１４に接続されたバックゲート（Ｎウエル）とを有している。キャパシターの容量値は、ＭＯＳトランジスターのゲート長、ゲート幅、及び、ゲート絶縁膜の厚み等に依存する。

キャパシターの第１の端子１３と第２の端子１４との間の電圧を上昇させてゆくと、バックゲートに形成される空乏層が次第に拡大して、キャパシターの容量値が次第に大きくなる。そして、電圧がある程度上昇すると、バックゲートに帯電する電荷の量が飽和して、キャパシターの容量値が飽和する。

図３は、図１に示す温度補償電圧生成回路の構成例を示すブロック図である。温度補償電圧生成回路２０は、温度センサーから出力される検出信号に従って、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の容量値を制御する温度補償電圧Ｖｃｏｍｐを生成する。温度補償電圧Ｖｃｏｍｐは、抵抗Ｒ６を介して可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の第２の端子に供給される。

図３に示すように、温度補償電圧生成回路２０は、温度センサー２１と、ＡＤコンバーター２２と、１次電圧生成回路２３と、３次電圧生成回路２４と、加算回路２５とを含んでも良い。

温度センサー２１は、例えば、ＰＮ接合ダイオード、トランジスター、又は、サーミスターと、増幅回路とを含み、発振器周辺の温度を検出して検出信号を出力する。ＡＤコンバーター２２は、温度センサー２１から出力されるアナログの検出信号をデジタルの温度データに変換する。

１次電圧生成回路２３及び３次電圧生成回路２４は、例えば、水晶振動体１１の共振周波数の温度依存性を相殺する温度特性を有する１次電圧及び３次電圧を表す電圧データを温度データに対応してそれぞれ格納する格納部と、ＤＡコンバーターとを有している。１次電圧生成回路２３及び３次電圧生成回路２４は、ＡＤコンバーター２２から出力される温度データに対応する電圧データを格納部から読み出し、電圧データを１次電圧及び３次電圧にそれぞれ変換して出力する。

加算回路２５は、１次電圧生成回路２３から出力される１次電圧と３次電圧生成回路２４から出力される３次電圧とを加算して、温度補償電圧Ｖｃｏｍｐを生成する。温度補償電圧Ｖｃｏｍｐは、発振回路１０が基準温度（例えば、２５℃）において基準周波数ｆ_０で発振する場合に、所定の値に設定される。

温度補償電圧Ｖｃｏｍｐが所定の値よりも低くなると、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の容量値が増大して発振周波数が低下する。一方、温度補償電圧Ｖｃｏｍｐが所定の値よりも高くなると、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の容量値が低下して発振周波数が上昇する。

あるいは、ＡＤコンバーター２２を用いずに、アナログ回路のみで温度補償電圧生成回路２０を構成しても良い。その場合に、１次電圧生成回路２３及び３次電圧生成回路２４は、温度センサー２１から出力されるアナログの検出信号に基づいて、水晶振動体１１の共振周波数の温度依存性を相殺する温度特性を有する１次電圧及び３次電圧をそれぞれ生成する。

再び図１を参照すると、バンドギャップリファレンス回路３０は、第１の電流経路３１と、第２の電流経路３２とを有している。バンドギャップリファレンス回路３０は、電源電圧（ＶＤＤ−ＶＳＳ）が供給されて動作し、例えば、温度に応じて大きさが変化する電流が流れる第１の電流経路３１に挿入された抵抗Ｒ１を用いて、温度に応じて大きさが変化する参照電圧Ｖｒｅｆを生成する。

第１の電流経路３１においては、第１の抵抗Ｒ１と、第２の抵抗Ｒ２と、ＮＰＮバイポーラトランジスターＱＢ１とが、直列接続されている。第２の電流経路３２においては、第３の抵抗Ｒ３ａ及びＲ３ｂと、並列接続された複数のトランジスターで構成されるＮＰＮバイポーラトランジスターＱＢ２と、第４の抵抗Ｒ４とが、直列接続されている。

図１に示す例においては、第３の抵抗が２つの抵抗Ｒ３ａ及びＲ３ｂの直列接続で構成されているが、第１の電流経路３１及び第２の電流経路３２に電流を供給する回路構成を変更すれば、第３の抵抗を１つの抵抗で構成することもできる。また、トランジスターＱＢ１の替りに１つのダイオードを用い、トランジスターＱＢ２の替りに複数のダイオードを用いても良い。その場合には、抵抗とダイオードとの接続順序を変更しても良い。

トランジスターＱＢ１は、抵抗Ｒ２の一端に接続されたコレクター及びベースと、基準電位ＶＳＳの配線に接続されたエミッターとを有している。トランジスターＱＢ２は、抵抗Ｒ３ｂの一端に接続されたコレクターと、抵抗Ｒ４の一端に接続されたエミッターと、トランジスターＱＢ１のベースに接続されたベースとを有している。トランジスターＱＢ２は、トランジスターＱＢ１と同じサイズのトランジスターをＭ個並列に接続して構成されている。

さらに、バンドギャップリファレンス回路３０は、ＮチャネルＭＯＳトランジスターＱＮ１と、オペアンプ３３とを有している。トランジスターＱＮ１は、電源電位ＶＤＤの配線に接続されたドレインと、抵抗Ｒ１の一端及び抵抗Ｒ３ａの一端に接続されたソースとを有している。オペアンプ３３は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続された非反転入力端子と、抵抗Ｒ３ａと抵抗Ｒ３ｂとの接続点に接続された反転入力端子と、トランジスターＱＮ１のゲートに接続された出力端子とを有している。

ここで、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ３ａの抵抗値とは、互いに等しくなるように設定されている。従って、オペアンプ３３は、第１の電流経路３１に流れる電流と第２の電流経路３２に流れる電流とが互いに等しくなるように、トランジスターＱＮ１のゲート電位を制御する。それにより、第１の電流経路３１及び第２の電流経路３２の各々に、基準電流Ｉが流れる。

例えば、抵抗Ｒ１〜Ｒ３ｂの抵抗値は、次式（１）で表されるように設定されている。
Ｒ１＋Ｒ２＝Ｒ３ａ＋Ｒ３ｂ＝Ｒｃ ・・・（１）
また、トランジスターＱＢ１のベース・エミッター間電圧は、トランジスターＱＢ２のベース・エミッター間電圧と抵抗Ｒ４の両端間の電圧との和に等しくなる。

従って、基準電流Ｉは、熱電圧Ｖｔ（＝ｋＴ／ｑ）を用いて、次式（２）で表される。
Ｉ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｍ）／Ｒ４
＝（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｍ）／Ｒ４ ・・・（２）
ここで、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは電子の電荷である。基準電流Ｉは、正の温度特性（温度変化に対する電流変化率の割合）を有しており、温度の上昇に伴って電流値が増大する。

トランジスターＱＢ１のベース・エミッター間の順方向電圧をＶｆとすると、バンドギャップリファレンス電圧Ｖｂｇｒは、次式（３）で表される。
Ｖｂｇｒ＝Ｒｃ×Ｉ＋Ｖｆ
＝Ｒｃ×Ｖｔ×ｌｎ（Ｍ）／Ｒ４＋Ｖｆ
＝Ｒｃ×（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｍ）／Ｒ４＋Ｖｆ ・・・（３）
式（３）において、熱電圧Ｖｔは正の温度特性を有しており、トランジスターＱＢ１のベース・エミッター間の順方向電圧Ｖｆは負の温度特性を有している。

従って、抵抗比Ｒｃ／Ｒ４、又は、トランジスターＱＢ２を構成するトランジスターの並列個数Ｍを適切に設定することにより、バンドギャップリファレンス電圧Ｖｂｇｒが温度に依存しないようになる。このようにして生成されたバンドギャップリファレンス電圧Ｖｂｇｒは、定電圧を必要とする他の回路に供給される。

また、バンドギャップリファレンス回路３０は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点において、次式（４）で表される参照電圧Ｖｒｅｆを生成する。
Ｖｒｅｆ＝Ｖｂｇｒ−Ｉ×Ｒ１
＝Ｖｂｇｒ−Ｖｔ×ｌｎ（Ｍ）×Ｒ１／Ｒ４
＝Ｖｂｇｒ−（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｍ）×Ｒ１／Ｒ４ ・・・（４）

式（４）において、熱電圧Ｖｔは正の温度特性を有しているので、参照電圧Ｖｒｅｆは負の温度特性（温度変化に対する電圧変化率の割合）を有しており、温度の上昇に伴って電圧値が低下する。上記の構成によれば、半導体装置において一般的に設けられる低ノイズ設計のバンドギャップリファレンス回路を利用して、所望の温度特性を有する参照電圧Ｖｒｅｆを生成することができる。

図４は、温度による参照電圧の変化を示す図である。図４において、横軸は温度を表しており、縦軸は電圧を表している。図４に示すように、バンドギャップリファレンス電圧Ｖｂｇｒは、所定の温度範囲において一定であるが、参照電圧Ｖｒｅｆは、温度の上昇に伴って低下する。

参照電圧Ｖｒｅｆの温度特性（図４に示す傾斜角度）は、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値によって設定することができる。即ち、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値との和が一定値Ｒｃである場合に、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくして抵抗Ｒ２の抵抗値を小さくすれば、参照電圧Ｖｒｅｆの傾斜角度を大きくすることができる。逆に、Ｒ１＝０、Ｒ２＝Ｒｃとした場合には、参照電圧Ｖｒｅｆがバンドギャップリファレンス電圧Ｖｂｇｒと等しくなる。

再び図１を参照すると、バンドギャップリファレンス回路３０は、参照電圧Ｖｒｅｆをバイアス電流生成回路４０に出力する。バイアス電流生成回路４０は、参照電圧Ｖｒｅｆに基づいて発振段回路のバイアス電流を生成することにより、水晶振動体１１のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度（電圧変化に対する容量変化率の割合）の温度依存性による発振周波数の変動を低減する。

バイアス電流生成回路４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスターＱＰ１及びＱＰ２と、ＮＰＮバイポーラトランジスターＱＢ３と、電流調整抵抗Ｒ５とを含んでいる。トランジスターＱＰ１は、電源電位ＶＤＤの配線に接続されたソースと、参照電圧Ｖｒｅｆの配線に接続されたドレイン及びゲートとを有している。トランジスターＱＰ２は、電源電位ＶＤＤの配線に接続されたソースと、発振段回路に接続されたドレインと、トランジスターＱＰ１のゲートに接続されたゲートとを有している。例えば、トランジスターＱＰ１は、並列接続されたＮ１個のトランジスターで構成され、トランジスターＱＰ２は、並列接続されたＮ２個のトランジスターで構成される。ここで、Ｎ１及びＮ２は自然数である。

トランジスターＱＢ３は、参照電圧Ｖｒｅｆの配線に接続されたコレクター及びベースを有している。電流調整抵抗Ｒ５は、トランジスターＱＢ３のエミッターと基準電位ＶＳＳの配線との間に接続されている。トランジスターＱＢ３には、トランジスターＱＢ３のベース・エミッター間の順方向電圧をＶｆとして、次式（５）で表される参照電流Ｉｒｅｆが流れる。
Ｉｒｅｆ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｆ）／Ｒ５ ・・・（５）

参照電流Ｉｒｅｆは、トランジスターＱＰ１にも流れる。トランジスターＱＰ１及びＱＰ２は、カレントミラー回路を構成しており、トランジスターＱＰ１のドレイン電流の（Ｎ２／Ｎ１）倍のドレイン電流が、トランジスターＱＰ２に流れる。従って、発振段回路に供給されるバイアス電流Ｉｏｓｃは、比例定数をαとして、次式（６）で表される。
Ｉｏｓｃ＝α×（Ｖｒｅｆ−Ｖｆ）／Ｒ５ ・・・（６）

発振段回路のゲイン（電圧増幅率）Ｇは、発振段回路の負荷のインピーダンスをＺ_Ｌとして、次式（７）で表される。
Ｇ＝Ｚ_Ｌ／ｒ_ｅ
＝Ｚ_Ｌ／｛（ｋＴ／ｑ）／Ｉｏｓｃ｝
＝Ｚ_Ｌ×Ｉｏｓｃ／（ｋＴ／ｑ） ・・・（７）

従来は、発振段回路に供給されるバイアス電流Ｉｏｓｃとして、（２）式で表される基準電流Ｉに比例する電流が用いられていた。その場合に、発振段回路のゲインＧ１は、次式（８）で表される。
Ｇ１＝α×Ｚ_Ｌ×ｌｎ（Ｍ）／Ｒ４ ・・・（８）
式（８）において、負荷のインピーダンスＺ_Ｌ及び抵抗Ｒ４の抵抗値が温度依存性を有さなければ、発振段回路のゲインＧ１が温度によらずに一定となる。

しかしながら、図１に示すように、発振段回路の負荷として水晶振動体１１が接続される場合に、少なくとも水晶振動体１１のインピーダンスが温度依存性を有する場合には、発振段回路のゲインＧ１が一定とならないので、発振信号の振幅が変動する。発振信号の振幅が変動すると、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の絶対値及びリニアリティが変化して、温度によって発振回路１０の発振周波数が変化してしまう。

図５は、図１に示す水晶振動体の等価回路を示す図である。図５に示すように、水晶振動体１１の等価回路は、インダクターＬｘとキャパシターＣｘと抵抗Ｒｘとの直列回路に、キャパシターＣ０が並列接続されたものである。それらの中でも、特に、抵抗Ｒｘは、スプリアス等の影響によって正又は負の温度特性を有することが多く、その温度特性が発振信号の振幅に影響する。

図６は、図１に示す発振回路における温度補償動作を説明するための図である。図６において、横軸は温度補償電圧Ｖｃｏｍｐを表しており、縦軸は可変容量素子ＣＶ１又はＣＶ２の容量値Ｃｐを表している。

図６（ａ）は、微小信号時の容量カーブに発振回路１０の発振波形を重ね合わせて示している。即ち、可変容量素子ＣＶ１又はＣＶ２の一方の端子には発振信号が印加され、他方の端子には温度補償電圧Ｖｃｏｍｐが印加されるので、可変容量素子ＣＶ１又はＣＶ２の２つの端子間には、発振信号と温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとの差分が印加されることになる。

その結果、図６（ｂ）に示すように、発振信号の振幅が大きいほど、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の容量値Ｃｐの変化の傾きが緩やかになる。従って、温度によって発振信号の振幅が変動すると、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の絶対値及びリニアリティが劣化する。

本実施形態においては、式（６）で表されるバイアス電流Ｉｏｓｃが発振段回路に供給される。その場合に、発振段回路のゲインＧ２は、次式（９）で表される。
Ｇ２＝α×Ｚ_Ｌ×（Ｖｒｅｆ−Ｖｆ）／Ｒ５／（ｋＴ／ｑ） ・・・（９）
従って、水晶振動体１１のインピーダンスが温度依存性を有していても、参照電圧Ｖｒｅｆの温度特性を利用して発振信号の振幅の温度特性（温度変化に対する振幅変化率の割合）を適切に設定することにより、水晶振動体１１のインピーダンスの温度依存性による発振周波数の変動を低減することができる。

また、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度は温度依存性を有するが、以下に説明するように、参照電圧Ｖｒｅｆの温度特性を利用して発振信号の振幅の温度特性を適切に設定することにより、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減することができる。

図７は、図１に示す可変容量素子の特性を示す図である。図７（ａ）〜図７（ｄ）において、横軸は温度補償電圧Ｖｃｏｍｐを表している。また、図７（ａ）及び図７（ｂ）において、縦軸は可変容量素子ＣＶ１又はＣＶ２の容量値Ｃｐを表しており、図７（ｃ）及び図７（ｄ）において、縦軸は可変容量素子ＣＶ１又はＣＶ２の感度（ｐｐｍ／Ｖ）を表している。

図７（ａ）は、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２のそれぞれの容量値Ｃｐの温度補償電圧Ｖｃｏｍｐによる変化のカーブを示している。図７（ａ）に示すように、それぞれの容量値Ｃｐの変化カーブは、温度によって変化する。図７（ｂ）は、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の合成された容量値Ｃｐの温度補償電圧Ｖｃｏｍｐによる変化のカーブを示している。図７（ｂ）に示すように、合成された容量値Ｃｐの変化カーブも、温度によって変化する。

図７（ｃ）は、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２のそれぞれの感度の温度補償電圧Ｖｃｏｍｐによる変化のカーブを示している。図７（ｃ）に示すように、それぞれの感度の変化カーブは、温度によって変化する。図７（ｄ）は、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の合成された感度の温度補償電圧Ｖｃｏｍｐによる変化のカーブを示している。図７（ｄ）に示すように、合成された感度の変化カーブも、温度によって変化する。このように、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の温度依存性によっても、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の絶対値及びリニアリティが劣化する。

図８は、バイアス電流の温度特性と可変容量素子の感度との関係を示す図である。図８（ａ）において、横軸は温度（℃）を表しており、縦軸は電流変化率ΔＩ／Ｉ（ｐｐｍ）を表している。図８（ｂ）及び図８（ｃ）において、横軸は温度補償電圧Ｖｃｏｍｐを表しており、縦軸は可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度（ｐｐｍ／Ｖ）を表している。

図８（ａ）の実線は、図１に示すバンドギャップリファレンス回路３０の電流経路３１又は３２に流れる基準電流Ｉに比例するバイアス電流Ｉ（ＢＧＲ）を示している。バイアス電流Ｉ（ＢＧＲ）は、式（２）に示すように、温度の上昇に伴って増大する正の温度特性を有している。そのようなバイアス電流Ｉ（ＢＧＲ）を発振段回路に供給すると、図８（ｂ）に示すように、低温（−４０℃）において、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の合成された感度に２つのピークが発生して、うねりが生じてしまう。

一方、図８（ａ）の破線は、図１に示すバイアス電流生成回路４０によって生成されるバイアス電流Ｉｏｓｃを示している。例えば、水晶振動体１１のインピーダンスが正の温度特性を有する場合に、バイアス電流生成回路４０は、バンドギャップリファレンス回路３０の電流経路３１又は３２に流れる基準電流Ｉの温度依存性よりも小さい温度依存性を有するバイアス電流Ｉｏｓｃを供給するようにしても良い。

その場合には、バイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性の傾斜が、バイアス電流Ｉ（ＢＧＲ）の温度特性の傾斜よりも小さくなって、負側に回転される。さらに、バイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性の傾斜を負の値にしても良い。そのようなバイアス電流Ｉｏｓｃを発振段回路に供給すると、低温（−４０℃）における発振信号の振幅が増大して、図６に示すように、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の容量値Ｃｐの変化の傾きが緩やかになる。

その結果、図８（ｃ）に示すように、可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の合成された感度における２つのピークが抑圧されて、うねりが低減される。残った１次の温度特性は、温度補償電圧生成回路２０によって補正することができる。それにより、バンドギャップリファレンス回路３０の電流に比例するバイアス電流が増幅段回路に供給される従来の発振器と比較して、水晶振動体１１のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の温度依存性が発振周波数に与える影響を低減することができる。

このように、本実施形態によれば、参照電圧Ｖｒｅｆの温度特性を利用して発振信号の振幅の温度特性を適切に設定することにより、水晶振動体１１のインピーダンスの温度依存性又は可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することができる。

＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態においては、図１に示す発振器において、バイアス電流生成回路４０が、バンドギャップリファレンス回路３０に含まれている抵抗Ｒ１〜Ｒ４の温度係数と異なる温度係数を有する電流調整抵抗Ｒ５を含み、参照電圧Ｖｒｅｆ及び電流調整抵抗Ｒ５の抵抗値に基づいて発振段回路のバイアス電流Ｉｏｓｃを生成する。その他の点に関しては、第２の実施形態は、第１の実施形態と同様でも良い。

図９は、半導体装置において使用可能な各種抵抗の温度係数を示す図である。図９において、横軸は温度（℃）を表しており、縦軸は抵抗値変化率ΔＲ／Ｒ（ｐｐｍ）を表している。抵抗ＲＡは、例えば、Ｎ型の拡散抵抗であり、抵抗ＲＢは、例えば、Ｐ型の拡散抵抗であり、抵抗ＲＣは、例えば、Ｎ型のポリシリコン抵抗であり、抵抗ＲＤは、例えば、Ｐ型のポリシリコン抵抗である。

例えば、拡散抵抗は、半導体基板に形成されたＮ型又はＰ型の不純物拡散領域で構成され、ポリシリコン抵抗は、半導体基板上に絶縁膜を介して形成されたＮ型又はＰ型の不純物を含むポリシリコンで構成される。図９に示すように、抵抗ＲＡ及びＲＢは正の温度係数を有しており、抵抗ＲＣ及びＲＤは負の温度係数を有している。

従って、式（６）に示すように、バイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性に影響を与える電流調整抵抗Ｒ５として、所望の温度係数を有する抵抗を使用することができる。バイアス電流生成回路４０は、バンドギャップリファレンス回路３０に含まれている抵抗Ｒ１〜Ｒ４の温度係数と異なる温度係数を有する電流調整抵抗Ｒ５を含み、参照電圧Ｖｒｅｆ及び電流調整抵抗Ｒ５の抵抗値に基づいて、発振段回路のバイアス電流Ｉｏｓｃを生成しても良い。このように、各種の抵抗の内から所望の温度係数を有する抵抗を選択して使用することにより、バイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性の設定における自由度を拡大することができる。

例えば、図１に示すバンドギャップリファレンス回路３０に含まれている抵抗Ｒ１〜Ｒ４として、抵抗ＲＣ又はＲＤが用いられ、バイアス電流生成回路４０に含まれている電流調整抵抗Ｒ５として、抵抗ＲＡ又はＲＢが用いられる。その場合には、電流調整抵抗Ｒ５が、バンドギャップリファレンス回路３０に含まれている抵抗Ｒ１〜Ｒ４の温度係数よりも大きい温度係数を有する。それにより、式（６）で表されるバイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性の傾斜を負側に回転して、温度による水晶振動体１１のインピーダンスの変化又は可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の変化に対するバイアス電流Ｉｏｓｃの補正量を大きくすることができる。

このように、第２の実施形態においては、電流調整抵抗Ｒ５として用いられる抵抗の種類によってバイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性を調整することができるので、参照電圧Ｖｒｅｆは、温度に応じて大きさが変化しなくても良い。例えば、図１に示す発振器において抵抗Ｒ１を省略することにより、図４に示すように、Ｒ１＝０、Ｒ２＝Ｒｃとして、参照電圧Ｖｒｅｆをバンドギャップリファレンス電圧Ｖｂｇｒと等しくしても良い。

第２の実施形態によれば、発振段回路におけるバイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性に影響を与える電流調整抵抗Ｒ５として、各種の抵抗の内から適切な温度係数を有する抵抗を選択して使用することにより、水晶振動体１１のインピーダンス又は可変容量素子ＣＶ１及びＣＶ２の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することができる。

＜第３の実施形態＞
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る発振器の構成例を示す回路図である。第３の実施形態においては、バンドギャップリファレンス回路３０において抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値が可変とされ、又は、バイアス電流生成回路４０において電流調整抵抗が選択可能とされており、それらを設定する設定回路５０が設けられている。設定回路５０は、半導体装置（ＩＣ）に内蔵されて発振器の一部を構成しても良い。その他の点に関しては、第３の実施形態は、第１の実施形態と同じでも良い。

バンドギャップリファレンス回路３０は、抵抗値が可変な抵抗Ｒ１及びＲ２を含んでいる。抵抗Ｒ１及びＲ２の各々は、例えば、互いに異なる抵抗値を有する複数の抵抗と、それらの抵抗にそれぞれ接続された複数のトランスミッションゲートとを含んでいる。設定回路５０は、例えば、メモリー等で構成される格納部を含んでおり、外部から供給されるデータが格納部に格納される。

設定回路５０の格納部には、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値の設定に用いられる設定データが格納されている。設定回路５０は、格納部に格納されている設定データに従って、複数のトランスミッションゲートをそれぞれオン又はオフさせる複数の制御信号を生成して抵抗Ｒ１及びＲ２に供給することにより、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を設定する。

あるいは、バイアス電流生成回路４０は、温度係数が異なる複数の抵抗Ｒ５ａ及びＲ５ｂと、複数の抵抗Ｒ５ａ及びＲ５ｂの内の１つを選択するセレクター４１とを含んでいる。例えば、抵抗Ｒ５ａは、Ｎ型又はＰ型の拡散抵抗であり、抵抗Ｒ５ｂは、Ｎ型又はＰ型のポリシリコン抵抗である。セレクター４１は、例えば、マルチプレクサー等で構成される。

設定回路５０の格納部には、電流調整抵抗の選択に用いられる選択データが格納されている。設定回路５０は、格納部に格納されている選択データに従って、複数の抵抗Ｒ５ａ及びＲ５ｂの内から電流調整抵抗を選択するための選択信号を生成してセレクター４１に供給する。それにより、セレクター４１が、電流調整抵抗を選択する。

第３の実施形態によれば、図１０に示す水晶振動体１１として、複数の種類の水晶振動体の内から所望の種類の水晶振動体が選択されて用いられるような場合に、水晶振動体１１のインピーダンス等の温度依存性に応じてバイアス電流Ｉｏｓｃの温度特性を変更することができるので、水晶振動体１１のインピーダンス等の温度依存性による発振周波数の変動を低減して、高精度な周波数温度特性を有する発振器を提供することができる。

＜電子機器＞
次に、本発明のいずれかの実施形態に係る発振器を用いた電子機器について説明する。
図１１は、本発明の一実施形態に係る電子機器の第１の構成例を示すブロック図である。この電子機器は、本発明のいずれかの実施形態に係る発振器１１０と、ＣＰＵ１２０と、操作部１３０と、ＲＯＭ（リードオンリー・メモリー）１４０と、ＲＡＭ（ランダムアクセス・メモリー）１５０と、通信部１６０と、表示部１７０と、音声出力部１８０とを含んでいる。なお、図１１に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図１１に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。

発振器１１０は、温度補償された発振周波数で発振動作を行うことにより、クロック信号を生成する。発振器１１０によって生成されるクロック信号は、ＣＰＵ１２０等を介して、電子機器の各部に供給される。

ＣＰＵ１２０は、発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ＲＯＭ１４０等に記憶されているプログラムに従って、各種の信号処理や制御処理を行う。例えば、ＣＰＵ１２０は、操作部１３０から供給される操作信号に応じて各種の信号処理を行ったり、外部との間でデータ通信を行うために通信部１６０を制御する。あるいは、ＣＰＵ１２０は、表示部１７０に各種の画像を表示させるための画像信号を生成したり、音声出力部１８０に各種の音声を出力させるための音声信号を生成する。

操作部１３０は、例えば、操作キーやボタンスイッチ等を含む入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号をＣＰＵ１２０に出力する。ＲＯＭ１４０は、ＣＰＵ１２０が各種の信号処理や制御処理を行うためのプログラムやデータ等を記憶している。また、ＲＡＭ１５０は、ＣＰＵ１２０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ１４０から読み出されたプログラムやデータ、操作部１３０を用いて入力されたデータ、又は、ＣＰＵ１２０がプログラムに従って実行した演算結果等を一時的に記憶する。

通信部１６０は、例えば、アナログ回路及びデジタル回路で構成され、ＣＰＵ１２０と外部装置との間のデータ通信を行う。表示部１７０は、例えば、ＬＣＤ（液晶表示装置）等を含み、ＣＰＵ１２０から供給される画像信号に基づいて各種の情報を表示する。また、音声出力部１８０は、例えば、スピーカー等を含み、ＣＰＵ１２０から供給される音声信号に基づいて音声を出力する。

上記の電子機器としては、例えば、携帯電話機等の移動端末、スマートカード、電卓、電子辞書、電子ゲーム機器、デジタルスチルカメラ、デジタルムービー、テレビ、テレビ電話、防犯用テレビモニター、ヘッドマウント・ディスプレイ、パーソナルコンピューター、プリンター、ネットワーク機器、カーナビゲーション装置、測定機器、及び、医療機器（例えば、電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、及び、電子内視鏡）等が該当する。

図１２は、本発明の一実施形態に係る電子機器の第２の構成例を示すブロック図である。この例においては、時計及びタイマーについて説明する。本発明の一実施形態に係る時計は、本発明のいずれかの実施形態に係る発振器１１０と、分周器１１１と、操作部１３０と、表示部１７０と、音声出力部１８０と、計時部１９０とを含んでいる。また、本発明の一実施形態に係るタイマーは、音声出力部１８０の替りに制御部２００を含んでいる。なお、図１２に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図１２に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。

分周器１１１は、例えば、複数のフリップフロップ等で構成され、発振器１１０から供給されるクロック信号を分周して、計時用の分周クロック信号を生成する。計時部１９０は、例えば、カウンター等で構成され、分周器１１１から供給される分周クロック信号に基づいて計時動作を行って、現在時刻やアラーム時刻を表す表示信号や、アラーム音を発生するためのアラーム信号を生成する。

操作部１３０は、計時部１９０に現在時刻やアラーム時刻を設定するために用いられる。表示部１７０は、計時部１９０から供給される表示信号に従って、現在時刻やアラーム時刻を表示する。音声出力部１８０は、計時部１９０から供給されるアラーム信号に従って、アラーム音を発生する。

タイマーの場合には、アラーム機能の替りにタイマー機能が設けられる。即ち、計時部１９０は、現在時刻が設定時刻に一致したことを表すタイマー信号を生成する。制御部２００は、計時部１９０から供給されるタイマー信号に従って、タイマーに接続されている機器をオン又はオフさせる。

本実施形態によれば、水晶振動体のインピーダンス等の温度依存性による発振周波数の変動が低減されて高精度な周波数温度特性を有する発振器１１０によって生成される正確なクロック信号で動作する電子機器を提供することができる。

＜移動体＞
次に、本発明のいずれかの実施形態に係る発振器を用いた移動体について説明する。移動体としては、例えば、自動車、自走式ロボット、自走式搬送機器、列車、船舶、飛行機、又は、人工衛星等が該当する。

図１３は、本発明の一実施形態に係る移動体の構成例を示すブロック図である。図１３に示すように、この移動体は、本発明のいずれかの実施形態に係る発振器１１０を含み、さらに、電子制御式燃料噴射装置２１０、電子制御式ＡＢＳ装置２２０、又は、電子制御式一定速度走行装置２３０等の各種の電子制御式装置を搭載している。なお、図１３に示す構成要素の一部を省略又は変更しても良いし、あるいは、図１３に示す構成要素に他の構成要素を付加しても良い。

発振器１１０は、温度補償された発振周波数で発振動作を行うことにより、クロック信号を生成する。発振器１１０によって生成されるクロック信号は、電子制御式燃料噴射装置２１０、電子制御式ＡＢＳ装置２２０、又は、電子制御式一定速度走行装置２３０等に供給される。

電子制御式燃料噴射装置２１０は、発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ガソリンエンジン等の予混合燃焼機関において、所定のタイミングで液体の燃料を吸入空気に霧状に噴射する。電子制御式ＡＢＳ（アンチロック・ブレーキ・システム）装置２２０は、発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、ブレーキをかけるように操作が行われた際に、ブレーキを徐々に強力に駆動して、移動体が滑り始めたらブレーキを一旦緩めてから再び駆動することを繰り返す。電子制御式一定速度走行装置２３０は、発振器１１０から供給されるクロック信号に同期して動作し、移動体の速度を監視しながら、移動体の速度が一定となるようにアクセル又はブレーキ等を制御する。

本実施形態によれば、水晶振動体のインピーダンス等の温度依存性による発振周波数の変動が低減されて高精度な周波数温度特性を有する発振器１１０によって生成される正確なクロック信号で動作する移動体を提供することができる。

上記の実施形態においては、水晶振動体を用いた発振器について説明したが、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、水晶以外の圧電体等を用いた発振器にも適用することができる。このように、当該技術分野において通常の知識を有する者によって、本発明の技術的思想内で多くの変形が可能である。

１０…発振回路、１１…水晶振動体、１２…出力バッファー回路、２０…温度補償電圧生成回路、２１…温度センサー、２２…ＡＤコンバーター、２３…１次電圧生成回路、２４…３次電圧生成回路、２５…加算回路、３０…バンドギャップリファレンス回路、３３…オペアンプ、４０…バイアス電流生成回路、４１…セレクター、５０…設定回路、１１０…発振器、１１１…分周器、１２０…ＣＰＵ、１３０…操作部、１４０…ＲＯＭ、１５０…ＲＡＭ、１６０…通信部、１７０…表示部、１８０…音声出力部、１９０…計時部、２００…制御部、２１０…電子制御式燃料噴射装置、２２０…電子制御式ＡＢＳ装置、２３０…電子制御式一定速度走行装置、ＱＢ０〜ＱＢ３…ＮＰＮバイポーラトランジスター、ＱＮ１…ＮチャネルＭＯＳトランジスター、ＱＰ１、ＱＰ２…ＰチャネルＭＯＳトランジスター、ＣＶ１、ＣＶ２…可変容量素子、Ｃ０…キャパシター、Ｒ０〜Ｒ６…抵抗

Claims (8)

1. 振動体の第１の電極と第２の電極との間に接続されて発振動作を行う発振段回路と、
   前記振動体の第１又は第２の電極に接続されて発振周波数を調節する可変容量素子と、
   温度に応じて大きさが変化する電流が流れる電流経路に挿入された抵抗を用いて、温度に応じて大きさが変化する参照電圧を生成するバンドギャップリファレンス回路と、
   前記参照電圧に基づいて前記発振段回路のバイアス電流を生成することにより、前記振動体のインピーダンスの温度依存性又は前記可変容量素子の感度の温度依存性による発振周波数の変動を低減するバイアス電流生成回路と、
   を備える発振器。
2. 前記バンドギャップリファレンス回路が、第１の抵抗、第２の抵抗、及び、第１のトランジスター又は第１のダイオードが直列接続された第１の電流経路と、第３の抵抗、並列接続された複数の第２のトランジスター又は複数の第２のダイオード、及び、第４の抵抗が直列接続された第２の電流経路とを有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点において前記参照電圧を生成する、請求項１記載の発振器。
3. 前記バイアス電流生成回路が、前記バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の温度係数と異なる温度係数を有する電流調整抵抗を含み、前記参照電圧及び前記電流調整抵抗の抵抗値に基づいて前記発振段回路のバイアス電流を生成する、請求項１又は２記載の発振器。
4. 前記電流調整抵抗が、前記バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の温度係数よりも大きい温度係数を有する、請求項３記載の発振器。
5. 前記バイアス電流生成回路が、前記バンドギャップリファレンス回路の電流経路に流れる電流の温度依存性よりも小さい温度依存性を有するバイアス電流を供給する、請求項１〜４のいずれか１項記載の発振器。
6. 格納部に格納されているデータに従って、前記バンドギャップリファレンス回路に含まれている抵抗の値を設定し、又は、複数の抵抗の内から前記電流調整抵抗を選択するための選択信号を生成する設定回路をさらに備える、請求項３記載の発振器。
7. 請求項１〜６のいずれか１項記載の発振器を備える電子機器。
8. 請求項１〜６のいずれか１項記載の発振器を備える移動体。

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