JP6735582B2 - 撮像素子およびその駆動方法、および撮像装置 - Google Patents

Description

本発明は、撮像素子およびその駆動方法、および撮像装置に関し、特に共通の読み出し回路を介して複数のフォトダイオード（ＰＤ）の信号を読み出す撮像素子およびその駆動方法、および撮像装置に関する。

撮像素子の分野では、高解像度化かつ高感度化への要望から、１画素を縮小しつつ、フォトダイオード（ＰＤ）などの光電変換素子への光入射効率を向上するべく、種々の技術が提案されている。ＣＭＯＳ型撮像素子においては、１画素につき１つの読み出し回路が対応する構成に代わり、複数の画素で１つの読み出し回路を共有し、当該読み出し回路を順次使用する構成を採用することが多くなっている（特許文献１参照）。ここで言う読み出し回路とは、例えば、転送した各画素の電荷を一時蓄積するフローティングディフュージョン（ＦＤ）部やその電位をゲートに入力して所定の負荷電流でソースフォロワ回路として動作する増幅用トランジスタなどの構成要素が含まれる。Ｎ画素で１つの読み出し回路を共有すれば、こうした構成要素に必要な面積が１／Ｎに減少し、その分をＰＤに充てることができるので、光入射効率を向上することができる。

また、近年では高機能化に向けての進歩も著しく、像面位相差方式のオートフォーカス（ＡＦ）で用いる情報を取得するために、１画素に複数のＰＤを設けた撮像素子も提案されている。１つのマイクロレンズに対応する１画素を水平方向について２分割したＰＤで構成すれば、各ＰＤで、撮影光学系の異なる瞳領域を通過した光を受光することができる。このように撮像画像の画素数の２倍のＰＤの信号を読み出すにあたっても、共通の読み出し回路構成が好適である。

特許文献２には、位相差検出に用いる２つのフォトダイオードＰＤ１とＰＤ２に蓄積された電荷を、共通の読み出し回路に、光信号Ｓ１と光信号Ｓ２として順次読み出す撮像素子が開示されている。ここで光信号Ｓ１はＰＤ１の信号に対応し、光信号Ｓ２はＰＤ１とＰＤ２の信号の和に対応する。すなわち光信号Ｓ２は、撮影光学系の全瞳領域を通過した光に対応する撮像用画像信号である。そのため、必要に応じて、位相差検出可能な画素構成でありながら、光信号Ｓ２により、回路を付加すること無く、容易に撮像画像を生成することが可能となっている。また、ＰＤ１とＰＤ２の信号電荷を独立に読み出してこれらを合成することにより撮像画像を生成する場合はランダムノイズの増加が考えられるが、このような懸念も生じない。

特開２０００−０７８４７４号公報 特開２０１４−０３０１４８号公報

しかしながら、光信号Ｓ２は、ＦＤ部をリセットした後、リセットレベル読み出し期間と光信号Ｓ１の読み出し期間を挟んで、読み出される。そのため、光信号Ｓ２の読み出し期間と、相関二重サンプリング（ＣＤＳ）の対象となるリセットレベル読み出し期間との時間差が大きくなり、時間相関性が低下する。また、ＦＤ部はＰＤと異なり深い埋め込み構造となっていないため、リセット解除からの時間に比例して暗電荷が多く発生する。この暗電荷発生量にＦＤ部毎のばらつきがあると、撮像画像上に白点となって現れる。

本発明は上記問題点を鑑みてなされたものであり、共通の読み出し回路を介して複数の光電変換素子の信号を読み出す撮像素子において、フローティングディフュージョン部の暗電荷に起因するノイズを適切に補正することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の撮像素子は、複数の光電変換部と、前記複数の光電変換部により共有されるフローティングディフュージョン部とを各々が備えた複数の単位画素が行列状に配列された画素部と、予め決められた傾きで時間に対して変化する参照信号と、アナログ信号とを比較し、比較開始から比較の結果の変換点までを、第１の方向にまたは前記第１の方向と異なる第２の方向にカウントしてデジタル信号に変換するアナログデジタル変換手段と、前記アナログデジタル変換手段を制御する制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記フローティングディフュージョン部のリセットレベルを前記第１の方向または前記第２の方向にカウントすることにより変換して、第１のノイズ信号を取得し、前記複数の光電変換部のうち、少なくとも第１の光電変換部を含む一部の光電変換部で蓄積された第１の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより第１の光信号を取得し、前記第１の光信号を取得した後の前記フローティングディフュージョン部の電位を前記第２の方向にカウントすることにより第２のノイズ信号を取得し、前記複数の光電変換部のうち、少なくとも、前記一部の光電変換部に含まれない第２の光電変換部で蓄積された第２の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより第２の光信号を取得する、第１のモードで前記アナログデジタル変換手段を制御する。

本発明によれば、共通の読み出し回路を介して複数の光電変換素子の信号を読み出す撮像素子において、フローティングディフュージョン部の暗電荷に起因するノイズを適切に補正することができる。

本発明の第１の実施形態に係る撮像素子の構成例を示すブロック図。 第１の実施形態に係る撮像素子の駆動方法を示すタイミングチャート。 第２および第３の実施形態に係る処理回路の構成例を示すブロック図。 第２の実施形態に係るノイズレベルの補正処理を表すフローチャート。 第３の実施形態に係る撮像素子のノイズ処理を表すフローチャート。 第４の実施形態に係る撮像素子の構成を表すブロック図。 第４の実施形態に係る撮像素子の駆動方法を表すタイミングチャート。 第５の実施形態における第１の読み出しモードと第２の読み出しモードとで読み出しする撮像素子の領域の一例を示す図。 第５の実施形態に係る第２の読み出しモードによる撮像素子の駆動方法を示すタイミングチャート。 第５の実施形態に係る第１の読み出しモードによる撮像素子の駆動方法を示すタイミングチャート。

以下、添付図面を参照して本発明を実施するための形態を詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
まず、本発明の第１の実施形態に係る撮像素子の構成について説明する。図１は、第１の実施形態に係る固体撮像素子の構成例を示すブロック図である。

図１において、ＭＬはマイクロレンズの外径を表す。このマイクロレンズに対応する２つのフォトダイオードＰＤ１およびＰＤ２が位相差検出のために分割された光電変換部であり、これらにより得られる電荷（光電荷）の和によって、撮像信号の１単位画素が構成される。図１では、固体撮像素子の画素部を構成する単位画素のうち、単位画素を行列状に２行２列に配列した４つの単位画素分を示しているが、実用上は数千万画素に及ぶものが多くなっている。また、制御信号に関しては、水平方向に共通の信号として与えられ、１行単位で信号を読み出して行く。したがって、後述する比較器やカウンタ等の構成要素は列数分だけ配列され、読み出す行を垂直方向にシフトすることで、１行分の画素信号が入力される。このような読み出し行のシフトは、一般的に、不図示の垂直シフトレジスタ等と呼ばれる走査回路によって実現される。

２つのフォトダイオードＰＤ１およびＰＤ２に蓄積された光電荷は、転送信号ＴＸ１およびＴＸ２がＨｉｇｈの時に、それぞれ転送トランジスタ１１および１２により共通のフローティングディフュージョン部（ＦＤ）に転送される。また、ＦＤがゲートに接続された増幅トランジスタ１４は、選択信号ＰＳＥＬがＨｉｇｈの時に、選択トランジスタ１５を介して垂直信号線ＶＬに接続された電流源Ｉと共にソースフォロワ回路を構成し、ＦＤの電位を垂直信号線ＶＬに伝達することができる。一方、リセット信号ＰＲＳがＨｉｇｈの時に、ＦＤはリセットトランジスタ１３を介して電源電位ＶＤＤにリセットされる。

比較器ＣＯＭＰは、アナログ信号である垂直信号線ＶＬの電位（以下、「ＶＬ電位」と呼ぶ。）と、時間に対して一定の傾きを伴って電位が変化するＲＡＭＰ信号（参照信号）とを比較する。そして、その大小関係に応じてＲＡＭＰ信号＞ＶＬ電位の時にＨｉｇｈ、ＲＡＭＰ信号≦ＶＬ電位の時にＬｏｗを出力する。カウンタＣＮＴは、比較器ＣＯＭＰの出力をＥｎａｂｌｅ信号として動作する。カウンタＣＮＴはカウンタリセット信号ＣＲＳによって初期化することができる。したがって、例えばカウンタＥｎａｂｌｅ信号がＨｉｇｈのときにカウンタＣＮＴをリセットした上で、ＲＡＭＰ信号の発生と同時にカウンタリセットを解除すれば、その時からカウントが開始される（比較開始）。そして、比較の結果、ＲＡＭＰ信号がＶＬ電位を上回った時にＥｎａｂｌｅ信号がＬｏｗに変わるので（変換点）、カウントが停止する。すなわちカウントが停止したカウンタＣＮＴの値はＶＬ電位に比例するので、デジタル信号にアナログデジタル変換（ＡＤ変換）することができる。なお、このカウンタリセット信号ＣＲＳは、その反転信号がＲＡＭＰ信号のＥｎａｂｌｅ信号としても用いられる。また、このカウンタＣＮＴはＵｐ／Ｄｏｗｎカウント制御信号により必要に応じてアップカウントとダウンカウントを切り換えることができる。

ＳＴＲＳ、ＳＴＲＮ、ＳＴＲＸはそれぞれ停止したカウンタＣＮＴの値を一時記憶するためのラッチ回路である。ＳＴＲＳは光信号用、ＳＴＲＮはリセットレベル用、ＳＴＲＸはキズもしくはノイズ信号用である。それぞれのラッチ回路ＳＴＲＳ、ＳＴＲＮ、ＳＴＲＸへの転送は、制御信号ＬＡＴＳ、ＬＡＴＮ、ＬＡＴＸによって制御する。比較器ＣＯＭＰ、カウンタＣＮＴ、ラッチ回路ＳＴＲＳ、ＳＴＲＮ、ＳＴＲＸは、列毎にそれぞれ構成される。

そして、水平走査信号ＨＳＲによってラッチ回路ＳＴＲＳ、ＳＴＲＮおよびＳＴＲＸを列順次に選択する。これにより、Ｓ−Ｎ−Ｘの撮像信号、もしくはＳ−Ｎに基づく位相差検出用信号をLow Voltage Differential Signal（ＬＶＤＳ）などの高速シリアル信号フォーマットで出力する。

第１の実施形態では、図１に示す構成を有する撮像素子の具体的な駆動方法について説明すると共に、本発明の目的であるＦＤに起因する白点の検出および補正の方法に関して詳細に説明する。

図２は、図１に記載した撮像素子の駆動方法の一例を示すタイミングチャートである。図２において、横軸は時刻ｔ０を１水平同期期間の開始点、時刻ｔ１６までを１水平同期期間の周期とした時刻を表す。

まず、時刻ｔ０において、選択トランジスタ１５への選択信号ＰＳＥＬと、リセットトランジスタ１３へのリセット信号ＰＲＳが立ち上がり、行の選択とＦＤのリセットを開始する。時刻ｔ１においてリセット信号ＰＲＳを立ち下げ、ＦＤのリセットを解除する。ＦＤのリセットを解除すると垂直信号線ＶＬの電位が下がるので、例えばＲＡＭＰ信号の原点の設定によってはＲＡＭＰ信号＞ＶＬ電位の関係が成立し、比較器ＣＯＭＰからの出力（以下、「ＣＯＭＰ出力」と呼ぶ。）は時刻ｔ１からＨｉｇｈとなる。

時刻ｔ２において、カウンタリセット信号ＣＲＳが立ち下がり、ＲＡＭＰ信号をＥｎａｂｌｅ状態にすると共に、カウンタＣＮＴがカウントを開始する。時刻ｔ３においてＲＡＭＰ信号≦ＶＬ電位となり、ＣＯＭＰ出力がＬｏｗに反転する。これを以ってカウンタＣＮＴはカウントＥｎａｂｌｅ状態が終わるので反転時のカウント値Ｎが記憶される。これはＦＤのリセットレベル（リセット後の電位）に基づく第１のノイズ信号のＡＤ変換が行われたことに相当する。なお、時刻ｔ４から時刻ｔ５において制御信号ＬＡＴＮをＨｉｇｈとして、カウント値Ｎをラッチ回路ＳＴＲＮに転送しておき、光信号Ｓ１のＡＤ変換に備える。

時刻ｔ４において、カウンタリセット信号ＣＲＳを立ち上げ、再びカウンタＣＮＴのリセットを開始する。また並行して、ＰＤ１の信号電荷（光電荷）をＦＤに転送すべく、転送トランジスタ１１の転送信号ＰＴＸ１を立ち上げる。時刻ｔ５において転送信号ＰＴＸ１を立ち下げてＰＤ１の信号電荷の転送を終了する。続いて時刻ｔ６においてカウンタリセット信号ＣＲＳを立ち下げることにより、第１の光信号Ｓ１のＡＤ変換を開始する。時刻ｔ７においてＲＡＭＰ信号≦ＶＬ電位となり、ＣＯＭＰ出力が反転して、第１の光信号Ｓ１のＡＤ変換を終了する。なお、時刻ｔ８から時刻ｔ９において制御信号ＬＡＴＳをＨｉｇｈとして、カウント値Ｓ１をラッチ回路ＳＴＲＳに転送しておき、光信号Ｓ２のＡＤ変換に備える。

次に、時刻ｔ８において、不図示のＲＡＭＰリセット制御線によりＲＡＭＰ信号をリセットすると、ＣＯＭＰ出力が再びＨｉｇｈに戻る。更に、カウンタリセット信号ＣＲＳをＬｏｗのままとしてカウンタＣＮＴをリセットせず、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウント制御信号を立ち下げる。続いて時刻ｔ９においてＲＡＭＰ信号のリセットを解除し、ダウンカウントを行う。これにより、初期値をＳ１としてＲＡＭＰ信号が光信号Ｓ１以下となるまでカウントダウンするので、ＦＤに生じる白点が全くなければ、時刻ｔ１０においてＣＯＭＰ出力が反転し差し引き０に戻される。一方、ＦＤに白点が生じていれば、ダウンカウント期間がその分長くなるので、０を超えてマイナスのカウント値Ｘ（第２のノイズ信号）を得ることとなる。なお時刻ｔ１１から時刻ｔ１２において制御信号ＬＡＴＸをＨｉｇｈとして、カウント値Ｘをラッチ回路ＳＴＲＸに転送しておく。

時刻ｔ１１において、Ｕｐ／Ｄｏｗｎカウント制御信号を戻すと共にＲＡＭＰ信号をリセットし、カウンタリセット信号ＣＲＳを立ち上げてカウンタＣＮＴのリセットを開始する。また転送トランジスタ１１および１２の転送信号ＰＴＸ１およびＰＴＸ２を立ち上げて、ＰＤ１およびＰＤ２から共通のＦＤに信号電荷（光電荷）の転送を開始する。既にＰＤ１の大部分の信号電荷が転送されている共通のＦＤをリセットせずに転送を行うことで、ＰＤ１とＰＤ２の信号電荷が加算されるため、これを撮像画像生成用の第２の光信号Ｓ２として取り扱うことができる。時刻ｔ１２において転送信号ＰＴＸ１およびＰＴＸ２を立ち下げて信号電荷の転送を終了する。

次に、時刻ｔ１３において、カウンタリセット信号ＣＲＳを立ち下げてカウンタＣＮＴのリセットを解除すると、第２の光信号Ｓ２のＡＤ変換が開始される。時刻ｔ１４においてＲＡＭＰ信号≦ＶＬ電位となり、ＣＯＭＰ出力がＬｏｗに反転する。これを以ってカウンタＣＮＴはカウントＥｎａｂｌｅ状態が終わるので、反転時のカウント値Ｓ２が得られる。なお時刻ｔ１５から時刻ｔ１６において制御信号ＬＡＴＳをＨｉｇｈとしてカウント値Ｓ２をラッチ回路ＳＴＲＳに転送しておき、次の選択行のＡＤ変換に備える。またこのとき、選択信号ＰＳＥＬをＬｏｗとして時刻ｔ１６に行われる次の行選択に備える。

一方、水平走査信号ＨＳＲを時刻ｔ１２から時刻ｔ１５の間に発生し、ラッチ回路ＳＴＲＳとラッチ回路ＳＴＲＮを列順次に選択する。出力部ＯＵＴにおいてその差分信号をＬＶＤＳなどのフォーマットで出力すると、Ｓ１−Ｎの位相差検出用信号を得ることができる。

時刻ｔ１６より再び水平走査信号ＨＳＲを発生し、ラッチ回路ＳＴＲＳとラッチ回路ＳＴＲＮおよびラッチ回路ＳＴＲＸを列順次に選択することで、出力部ＯＵＴにおいて差分信号Ｓ２−Ｎ−Ｘをノイズ補正済み撮像画像として得ることができる。なお、時刻ｔ０からｔ７においても水平走査信号ＨＳＲを発生し、差分信号Ｓ２−Ｎ−Ｘを出力しているが、これは前行の撮像画像である。

このようにして得られた撮像画像Ｓ２−Ｎ−Ｘと、先に得られた位相差検出用信号Ｓ１−Ｎとの差分像を演算するとＰＤ２の信号電荷に応答する像も得られるので、これらを用いてＡＦに必要な位相差検出を行うことができる。

なお、ＰＤ１とＰＤ２とが画素をおおよそ２分割していれば、ＰＤ１で発生する信号電荷はＰＤ１とＰＤ２の信号電荷のおよそ半分となる。したがって、本実施形態では、時刻ｔ５から時刻ｔ８で設定した光信号Ｓ１のＡＤ変換期間を、光信号Ｓ２のＡＤ変換期間（時刻ｔ１２から時刻ｔ１５）の半分の長さとした。そして残る半分の期間（時刻ｔ８から時刻ｔ１１）を利用して、ノイズレベルＸの検出に充てることとした。このように、光信号Ｓ１が光信号Ｓ２の半分を超える可能性が低いことを利用することで、従来と比較して１水平同期期間の長さを変えることなく、ノイズレベルＸの検出を可能としている。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、ノイズレベルＸの値に応じて、検出したノイズレベルＸに処理を加えた値を、Ｓ２−Ｎから差し引くか否かを制御する。図３（ａ）は、この制御を行うための構成を示す一例であり、各ラッチ回路ＳＴＲＸに対応して演算器ＣＡＬＣが備えられている。演算器ＣＡＬＣはラッチ回路ＳＴＲＸにラッチされたノイズレベルＸを読み出して、後述する閾値型処理（第１の処理）または係数型処理（第２の処理）を選択的に行った後、ラッチ回路ＳＴＲＸに演算済のデータを改めてノイズレベルＸとして置き換える。演算器ＣＡＬＣは、必要な処理回路のみ備えていてもよいし、処理制御信号によって必要な処理回路のみ動作させるように構成しても構わない。

上記以外の第２の実施形態の撮像素子は、図１に示す構成と同様であるため、ここでは説明を省略する。また、撮像素子の信号読み出しタイミングも第１の実施形態で図２を参照して説明したものと同様であるので、説明を省略する。

次に、第２の実施形態における検出したノイズレベルＸの補正処理の一例について説明する。図４は、ノイズレベルＸの補正処理を示すフローチャートである。なお、図４に示す処理は、図２のｔ１２でノイズレベルＸをラッチ回路ＳＴＲＸに転送した後、時刻ｔ１２からｔ１５の間に行われる。

処理を開始すると、Ｓ１１において、処理制御信号が、以下に説明する演算処理を実施することを示しているか否かを判断する。実施しない場合にはそのまま処理を終了し、実施する場合には、Ｓ１２に進んで、演算器ＣＡＬＣをＯＮにする。

次に、Ｓ１３において処理制御信号が示す処理モードが、閾値型か否かを判定する。閾値型の場合、Ｓ１４において閾値設定の読み込みを行い、Ｓ１５において、カウント値Ｘの絶対値と、予め設定された閾値とを比較する。カウント値Ｘの絶対値が閾値よりも低い場合（Ｓ１５でＹＥＳ）はＸを０に置き換え（Ｓ１６）、カウント値Ｘの絶対値が閾値以上の場合（Ｓ１５でＮＯ）は置き換え処理を行わない（Ｓ１７）。上記閾値型の処理により、あまりに低いレベルの白点を無視する一方、画質に影響の大きいレベルの高い白点を補正することができる。

一方、Ｓ１３において閾値型ではないと判定された場合、Ｓ１８に進み、処理モードが係数型か否かを判断する。係数型でも無い場合、処理モードが不明であるので、そのまま処理を終了する。

係数型の場合、Ｓ１９において係数を設定し、Ｓ２０において、ノイズレベルＸを、Ｘに係数をかけた値に置き換える。ここで、ＦＤの白点はリセット解除からの時間に比例することを考慮する。すると、ノイズレベルＸの検出時間（＝Ｓ１のＡＤ変換期間）＝ｔ１１−ｔ８と、リセットレベルＮのＡＤ変換終了からＳ２のＡＤ変換開始までの時間＝ｔ１３−ｔ４との比率を係数として、正確なノイズ補正を行うことができる。すなわち係数として、
（ｔ１３−ｔ４）／（ｔ１１−ｔ８） …（１）
とする。

あるいはリセットレベルＮのＡＤ変換終了後、光信号Ｓ２のＡＤ変換期間開始が光信号Ｓ１のＡＤ変換期間分だけ長いことを考慮する。すると、ｔ１１−ｔ８と、リセットレベルＮのＡＤ変換期間終了からノイズレベルＸのＡＤ変換期間終了までの時間＝ｔ１１−ｔ４との比率を係数として、光信号Ｓ１と同等のノイズ補正ができる。すなわち係数として
（ｔ１１−ｔ４）／（ｔ１１−ｔ８） …（２）
としても良い。

以上により、式（１）と式（２）のいずれであっても、検出したノイズレベルＸに係数を施して、撮像画像からより適切に白点を補正することができる。

Ｓ１６、Ｓ１７、Ｓ２０のいずれかの処理が終了すると、ノイズレベルＸの置き換え処理を終了する。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態では、光信号Ｓ１の値に応じて、検出したノイズレベルＸに処理を加えた値を、Ｓ２−Ｎから差し引くか否かを制御する。図３（ｂ）は、この制御を行うための構成を示す一例であり、各ラッチ回路ＳＴＲＸに対応して演算器ＣＡＬＣが備えられると共に、光信号Ｓ１を参照するために、ラッチ回路ＳＴＲＳに接続されている。演算器ＣＡＬＣはラッチ回路ＳＴＲＸにラッチされたノイズレベルＸを読み出して、後述するＳ１参照型処理を行った後、ラッチ回路ＳＴＲＸに演算済のデータを改めてノイズレベルＸとして置き換えて書き戻す。なお、演算器ＣＡＬＣは、必要な処理回路のみ備えていてもよいし、処理制御信号によって必要な処理回路のみ動作させるように構成しても構わない。

なお、上記以外の第３の実施形態の撮像素子は、図１に示す構成と同様であるため、ここでは説明を省略する。また、撮像素子の信号読み出しタイミングも第１の実施形態で図２を参照して説明したものと同様であるので、説明を省略する。

次に、第３の実施形態における検出したノイズレベルＸの補正処理の一例について説明する。図５は、ノイズレベルＸの補正処理を示すフローチャートである。なお、図５に示す処理は、図２のｔ１２でノイズレベルＸをラッチ回路ＳＴＲＸに転送した後、時刻ｔ１２からｔ１５の間に行われる。

処理を開始すると、Ｓ３１において、処理制御信号が、以下に説明する演算処理を実施することを示しているか否かを判断する。実施しない場合にはそのまま処理を終了し、実施する場合には、Ｓ３２に進んで、演算器ＣＡＬＣをＯＮにする。第３の実施形態ではＳ１参照型の処理を行う。

Ｓ３３では、第１〜第３の３つの係数とそれらを光信号Ｓ１のレベルに応じて設定するための参照値Ｓ１＿１およびＳ１＿２の読み込みを行う。Ｓ３４においてラッチ回路ＳＴＲＳに保持されている光信号Ｓ１を読み込み、参照値Ｓ１＿１と比較する。光信号Ｓ１が参照値Ｓ１＿１よりも小さい場合は、ノイズレベルＸに第１の係数をかけて置き換える（Ｓ３５）。光信号Ｓ１が参照値Ｓ１＿１以上の場合（Ｓ３４でＮＯ）は、さらに参照値Ｓ１＿２と比較し（Ｓ３６）、小さい場合は、ノイズレベルＸに第２の係数をかけて置き換える（Ｓ３７）。光信号Ｓ１が参照値Ｓ１＿２以上の場合は、ノイズレベルＸに第３の係数をかけて置き換える（Ｓ３８）。Ｓ３５、Ｓ３７、Ｓ３８のいずれかの処理を終えると、ノイズレベルＸの補正処理を終了する。

本発明で行うノイズ補正は、検出した白点の大きさに応じた減算補正なので、過補正してしまうと黒点になってしまう。黒点は高輝度で大変目立つので、これを回避する必要がある。一方、ノイズレベルＸの検出期間が補正したい撮像画像を生成する光信号Ｓ２のＡＤ変換開始までの期間よりも短いため、１以上の係数を施さないと補正不足が生じる。他方、補正不足が生じて白点が残った場合に目立つのは中低輝度である。これらの解決策を両立するためには、中低輝度に施す第１の係数および第２の係数を第２の実施形態で示した式（１）か式（２）近い値としつつ、高輝度に施す第３の係数を１に近付けるように設定すればよい。

このように、検出したノイズレベルＸを輝度値に応じて異なる係数をかけた値で置き換えることにより、輝度値に適したノイズ補正が可能となる。

なお、第２または第３の実施形態で説明したフローチャートに基づく処理は、撮像素子に積層して一体化した信号処理チップで行ってもよい。また、図３（ｂ）に示す構成を用いて、第２の実施形態の処理と組み合わせて制御してもよい。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態では、より簡易な構成で第１の実施形態と同等の効果が得られる撮像素子を示す。

図６は、第４の実施形態における撮像素子の構成を表すブロック図、図７は、第４の実施形態における撮像素子の駆動方法を表すタイミングチャートである。

図６に示す撮像素子と図１に示す撮像素子との違いは、検出したノイズレベルＸの一時記憶用のラッチ回路ＳＴＲＸを省いた点、およびそれに伴ってラッチ転送制御線ＬＡＴＸを省いた点である。

また、図７に示すタイミングチャートと図２に示すタイミングチャートとの違いは、ラッチ転送制御線ＬＡＴＸを省いたことに加えて、時刻ｔ１１から時刻ｔ１３に行っていたカウンタリセット制御線ＣＲＳのＨｉｇｈ期間を全てＬｏｗ固定とした点である。後者により、光信号Ｓ２のＡＤ変換開始前に行っていたカウンタＣＮＴのリセットを行わないものとした。

従って、ノイズレベルＸのＡＤ変換終了時ｔ９でのカウント値Ｘを保持したまま、光信号Ｓ２のＡＤ変換を開始する。すなわち、初期値をＸとしてＳ２のカウントを行うので、時刻ｔ１５からｔ１６において、Ｓ２−Ｘがラッチ回路ＳＴＲＳに一時記憶される。水平走査信号ＨＳＲ発生期間においてリセットレベルＮとの差分信号を出力すれば、ノイズ補正済みの撮像画像Ｓ２−Ｎ−Ｘを得ることができる。

このように本第４の実施形態によれば、ほぼ駆動方法の工夫のみで上述した第１の実施形態と同等の効果を得ることができ、ラッチ回路の増設も必要なく、簡易に撮像素子を構成することができる。

＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。上述した第１〜第４の実施形態では、全ての行において位相差検出信号と撮像画像とを出力する場合について説明した。一方、従来より、位相差検出信号と撮像画像とを両方出力する行（第１の行）と、撮像画像のみを出力する行（第２の行）とを混在した状態で駆動することが提案されている。一例として、選択したオートフォーカス領域に合わせて第１の行を密に割り当て、第２の行はそれ以外の領域に割り当てる撮像素子の駆動方法が考えられている。これにより、撮像画像のみを出力する行の高速性と、位相差検出を両立することができる。この技術では、第１の行のノイズ補正を適正に行うことで、第２の行とのノイズ差を減らすことが課題となるが、本発明はこのような撮像素子の駆動方法においても好適に用いることができる。

第５の実施形態では、位相差検出信号と撮像画像とを両方出力する第１の行の読み出すときのモードを第１の読み出しモード、撮像画像のみを出力する行を読み出すときのモードを第２の読み出しモードと呼ぶ。図８は、第１の読み出しモードと第２の読み出しモードとで読み出しする撮像素子の領域の一例を示す図である。以下に、本第５の実施形態における駆動方法について説明する。

図９は、時刻ｔ９０からｔ９９までを１水平同期期間とする第２の読み出しモードを表すタイミングチャートの一例である。時刻ｔ９０から時刻ｔ９８は選択信号ＰＳＥＬがＨｉｇｈとなった行の選択期間である。時刻ｔ９０から時刻ｔ９４までに行われるＦＤリセットレベルのＡＤ変換動作は図２の時刻ｔ０から時刻ｔ４までに行われる動作と同様であるため、説明を省略する。

時刻ｔ９４から時刻ｔ９５において、転送トランジスタ１１および１２の制御信号ＰＴＸ１およびＰＴＸ２を同時にＨｉｇｈとして、ＰＤ１とＰＤ２の信号電荷をＦＤに転送する。時刻ｔ９６においてカウンタリセット制御線ＣＲＳをＬｏｗに極性変化し、光信号Ｓ２のＡＤ変換を開始する。時刻ｔ９７においてＲＡＭＰ信号≦ＶＬとなり、このときのカウント値Ｓ２を、時刻ｔ９８から時刻ｔ９９でＨｉｇｈとなったラッチ転送制御信号ＬＡＴＳに従って、ラッチ回路ＳＴＲＳに転送する。時刻ｔ９９より水平走査信号ＨＳＲを発生し、光信号Ｓ２とリセットレベルＮの差分信号をＬＶＤＳフォーマットで出力する。なお、時刻ｔ９０から時刻ｔ９６付近に発生している水平走査信号ＨＳＲとＬＶＤＳ出力Ｓ２−Ｎは前行の信号である。

以上説明したように、第２の読み出しモードでは位相差検出用の光信号Ｓ１の転送やＡＤ変換が必要無いので、１水平同期期間が短縮される。また、そのためにＦＤリセット解除から光信号Ｓ２のＡＤ変換までの時間も短く、ＦＤに生じる白点も平均して少ない状況となっている。すなわち撮像画像として高Ｓ／Ｎである。

次に、第５の実施形態における第１の読み出しモードについて説明する。図１０は、時刻ｔ５０から時刻ｔ６６までを２水平同期期間とする第１の読み出しモードを表すタイミングチャートの一例である。この２水平同期期間のうち、時刻ｔ５９までが第２の読み出しモードにおける１水平同期期間の長さと等しい。そして、この時刻ｔ５９から時刻ｔ６１で立ち上がる転送信号ＰＴＸ１およびＰＴＸ２までの期間と、時刻ｔ５０から時刻ｔ５４で立ち上がる転送信号ＰＴＸ１までの期間とを等しくする。これにより、簡易な回路構成で第１の読み出しモードと第２の読み出しモードとを混在させた状態で駆動することが可能となる。

そのため、第１〜第４の実施形態で説明に使用したタイミングチャートよりも１行の読み出し時間は長くなる。これにより、時間にほぼ比例するＦＤの白点についての課題が大きくなるが、そうしたノイズレベル検出のための期間を十分に取ることができる。

時刻ｔ５０から時刻ｔ６６における駆動信号の極性変化点は、図７に示すものと同様であるため、詳細説明は省略する。ただし、このように設定された場合の第２の読み出しモードにおけるノイズレベルＸの検出期間は、できるだけ光信号Ｓ２のＡＤ変換期間に近く、且つ、ＰＤ２の信号電荷転送前に設けるとよい。このことにより、ＦＤのリセット解除から光信号Ｓ２のＡＤ変換開始までの時間が長期化しても、正確にノイズレベルＸの検出が行えると共に、検出までの時間と光信号Ｓ２のＡＤ変換開始までの時間が異なることにより生じる差を小さくすることができる。

この思想に基づけば、第２の実施形態等で説明したノイズレベルＸの処理および置き換え等の構成がなくとも、図６に示すような簡易な撮像素子の構成で、撮像画像に対するノイズ補正を行うことができる。なお、それでも第３の実施形態のような係数によるノイズレベルＸの処理および置き換えを行う際は、第２の読み出しモードにおける撮像画像の程度までノイズ補正することが目的であるから、式（２）に準じた係数を設定するとよい。

なお、上述した実施形態では、撮影光学系の瞳を２分割して受光するＰＤを備えた撮像素子を例にとって説明してきたが、３分割以上にＮ分割して受光するＮ個のＰＤを備えた撮像素子についても同様に適用することができる。

また、本発明を、各画素が１つの光電変換素子を有する複数の画素で１つのＦＤを共有する構成を有する撮像素子に適用することも可能である。その場合、複数の画素の内、一部の画素の電荷をＦＤに転送してＡＤ変換した後、それ以外の画素を含む少なくとも一部の画素の電荷をＦＤに転送してＡＤ変換するように制御する。

また、上述した撮像素子は、例えば、デジタルスチルカメラ、デジタルカメラのような撮像装置はもとより、カメラ機能付き携帯電話、カメラ付きコンピュータなど、カメラ機能を備える任意の電子機器に搭載して用いることが可能である。

ＰＤ１，ＰＤ２：フォトダイオード、ＦＤ：フローティングディフュージョン部、ＣＯＭＰ：比較器、ＣＮＴ：カウンタ、ＳＴＲ：ラッチ回路、ＯＵＴ：出力部、ＣＡＬＣ：演算器

Claims (14)

1. 複数の光電変換部と、前記複数の光電変換部により共有されるフローティングディフュージョン部とを各々が備えた複数の単位画素が行列状に配列された画素部と、
   予め決められた傾きで時間に対して変化する参照信号と、アナログ信号とを比較し、比較開始から比較の結果の変換点までを、第１の方向または前記第１の方向と異なる第２の方向にカウントしてデジタル信号に変換するアナログデジタル変換手段と、
   前記アナログデジタル変換手段を制御する制御手段と、を有し、
   前記制御手段は、
   前記フローティングディフュージョン部のリセットレベルを前記第１の方向または前記第２の方向にカウントすることにより変換して、第１のノイズ信号を取得し、
   前記複数の光電変換部のうち、少なくとも第１の光電変換部を含む一部の光電変換部で蓄積された第１の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより第１の光信号を取得し、
   前記第１の光信号を取得した後の前記フローティングディフュージョン部の電位を前記第２の方向にカウントすることにより第２のノイズ信号を取得し、
   前記複数の光電変換部のうち、少なくとも、前記一部の光電変換部に含まれない第２の光電変換部で蓄積された第２の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより第２の光信号を取得する、
   第１のモードで前記アナログデジタル変換手段を制御することを特徴とする撮像素子。
2. 前記アナログデジタル変換手段により変換されたデジタル信号を保持する保持手段と、
   前記第２のノイズ信号が予め決められた閾値よりも小さい場合に前記保持手段に保持された前記第２のノイズ信号を予め決められた値に置き換える第１の処理と、前記保持手段に保持された前記第２のノイズ信号に予め決められた係数を乗じて置き換える第２の処理とを選択的に行う処理手段と、
   を更に有することを特徴とする請求項１に記載の撮像素子。
3. 前記予め決められた値は０であることを特徴とする請求項２に記載の撮像素子。
4. 前記係数は、前記第２のノイズ信号の取得にかかる時間と、前記第１のノイズ信号に変換した後から、前記第２の光信号の変換を開始するまでの時間、または、前記第２の光電変換部で蓄積された前記第２の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送するまでの時間との比率であることを特徴とする請求項２に記載の撮像素子。
5. 前記アナログデジタル変換手段により変換されたデジタル信号を保持する保持手段と、
   前記保持手段に保持された前記第２のノイズ信号に、前記第１の光信号の大きさに応じて設定された係数を乗じて置き換える処理を行う処理手段と、
   を更に有することを特徴とする請求項１に記載の撮像素子。
6. 前記アナログデジタル変換手段により変換されたデジタル信号を出力する出力手段を更に有し、
   前記出力手段は、前記第１の光信号から前記第１のノイズ信号を差分した信号と、前記第２の光信号から、前記第１のノイズ信号および前記第２のノイズ信号を差分した信号と、を出力することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の撮像素子。
7. 前記アナログデジタル変換手段により変換されたデジタル信号を出力する出力手段を更に有し、
   前記制御手段は、前記第２の方向にカウントして得られた前記第２のノイズ信号のカウントを初期値として、前記第１の方向にカウントすることにより前記第２の光信号を取得するように制御し、
   前記出力手段は、前記第１の光信号から前記第１のノイズ信号を差分した信号と、前記第２の光信号から、前記第１のノイズ信号を差分した信号とを出力することを特徴とする請求項１に記載の撮像素子。
8. 複数のマイクロレンズを更に有し、
   前記複数の光電変換部は、各マイクロレンズに対応していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の撮像素子。
9. 前記制御手段は、更に、
   前記フローティングディフュージョン部のリセットレベルを前記第１の方向にカウントすることにより変換して、前記第１のノイズ信号を取得し、
   前記複数の光電変換部で蓄積された電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより変換して、第３の信号を取得する、
   第２のモードで前記アナログデジタル変換手段を制御し、
   前記行列状に配列された単位画素の予め決められた領域の読み出しを前記第１のモードで制御し、それ以外の領域を前記第２のモードで制御することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の撮像素子。
10. 前記第１のモードにおける１行分の前記単位画素の読み出し周期は、前記第２のモードにおける１行分の前記単位画素の読み出し周期の２倍であることを特徴とする請求項９に記載の撮像素子。
11. 請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の撮像素子を搭載したことを特徴とする撮像装置。
12. 複数の光電変換部と、前記複数の光電変換部により共有されるフローティングディフュージョン部とを各々が備えた複数の単位画素が行列状に配列された画素部と、
    前記画素部を制御する制御手段と、を有し、
    前記制御手段は、
    前記フローティングディフュージョン部をリセットし、リセット後の電位に基づいて第１のノイズ信号を取得し、
    前記複数の光電変換部のうち、少なくとも第１の光電変換部を含む一部の光電変換部で蓄積された第１の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送し、前記第１の光電荷が転送された前記フローティングディフュージョン部の電位に基づいて第１の光信号を取得し、
    前記第１の光信号を取得した後の前記フローティングディフュージョン部の電位に基づく信号と前記第１の光信号との差をとることにより第２のノイズ信号を取得し、
    前記複数の光電変換部のうち、少なくとも、前記一部の光電変換部に含まれない第２の光電変換部で蓄積された第２の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送し、前記第２の光電荷が転送された前記フローティングディフュージョン部の電位に基づいて第２の光信号を取得するように制御することを特徴とする撮像素子。
13. 複数の光電変換部と、前記複数の光電変換部により共有されるフローティングディフュージョン部とを各々が備えた複数の単位画素が行列状に配列された画素部と、予め決められた傾きで時間に対して変化する参照信号と、アナログ信号とを比較し、比較開始から比較の結果の変換点までを、第１の方向または第２の方向にカウントしてデジタル信号に変換するアナログデジタル変換手段とを有する撮像素子の制御方法であって、
    前記アナログデジタル変換手段が、前記フローティングディフュージョン部のリセットレベルを前記第１の方向にカウントすることにより変換して、第１のノイズ信号を取得する工程と、
    前記アナログデジタル変換手段が、前記複数の光電変換部のうち、少なくとも第１の光電変換部を含む一部の光電変換部で蓄積された第１の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより第１の光信号を取得する工程と、
    前記アナログデジタル変換手段が、前記第１の光信号を取得した後の前記フローティングディフュージョン部の電位を前記第２の方向にカウントすることにより第２のノイズ信号を取得する工程と、
    前記アナログデジタル変換手段が、前記複数の光電変換部のうち、少なくとも、前記一部の光電変換部に含まれない第２の光電変換部で蓄積された第２の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送して得られたアナログ信号を前記第１の方向にカウントすることにより第２の光信号を取得する工程と、
    を有することを特徴とする撮像素子の制御方法。
14. 複数の光電変換部と、前記複数の光電変換部により共有されるフローティングディフュージョン部とを各々が備えた複数の単位画素が行列状に配列された画素部とを有する撮像素子の制御方法であって、
    制御手段が、前記フローティングディフュージョン部をリセットし、リセット後の電位に基づいて第１のノイズ信号を取得する工程と、
    前記制御手段が、前記複数の光電変換部のうち、少なくとも第１の光電変換部を含む一部の光電変換部で蓄積された第１の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送し、前記第１の光電荷が転送された前記フローティングディフュージョン部の電位に基づいて第１の光信号を取得する工程と、
    前記制御手段が、前記第１の光信号を取得した後の前記フローティングディフュージョン部の電位に基づく信号と前記第１の光信号との差をとることにより第２のノイズ信号を取得する工程と、
    前記制御手段が、前記複数の光電変換部のうち、少なくとも、前記一部の光電変換部に含まれない第２の光電変換部で蓄積された第２の光電荷を前記フローティングディフュージョン部に転送し、前記第２の光電荷が転送された前記フローティングディフュージョン部の電位に基づいて第２の光信号を取得する工程と、
    を有することを特徴とする撮像素子の制御方法。

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