JP6771699B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、観測対象との相対速度を算出するレーダ装置に関するものである。

ＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）方式のレーダ装置は、時間の経過に伴って周波数が変化する送信チャープ信号を観測対象に向けて繰り返し送信する。
ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、観測対象に反射された送信チャープ信号の反射波を受信チャープ信号として繰り返し受信し、それぞれの送信チャープ信号と、それぞれの受信チャープ信号との周波数を混合することで、ビート信号をそれぞれ生成する。
ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、それぞれのビート信号を距離方向にフーリエ変換することで、観測対象までの距離を算出する。
また、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、複数のビート信号をドップラー方向にフーリエ変換することで、観測対象との相対速度を算出する。

ただし、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、他のレーダ装置から送信チャープ信号と同様のチャープ信号が送信されている場合、他のレーダ装置からのチャープ信号を干渉信号として受信してしまうことがある。
ＦＭＣＷ方式のレーダ装置は、干渉信号を受信すると、送信チャープ信号と干渉信号との周波数を混合してビート信号を生成し、ビート信号から他のレーダ装置との相対速度を算出する。
したがって、観測対象との相対速度として、他のレーダ装置との相対速度を誤検出してしまうことがある。
以下の特許文献１には、誤検出を防止しているレーダシステムが開示されている。

特許文献１に開示されているレーダシステムは、複数のレーダセンサを備えている。
複数のレーダセンサは、互いに異なるコードシーケンスが設定されている。
以下、複数のレーダセンサのうち、いずれか１つのレーダセンサに着目して、レーダセンサの動作を説明する。
レーダセンサは、自レーダセンサに設定されたコードシーケンスに従って、繰り返し送信するそれぞれの送信チャープ信号の位相を変調し、位相変調後のそれぞれの送信チャープ信号を空間に放射する。
レーダセンサは、観測対象に反射された送信チャープ信号の反射波を受信チャープ信号として繰り返し受信する。
レーダセンサは、自レーダセンサに設定されたコードシーケンスに従って、繰り返し受信したそれぞれの受信チャープ信号を復調する。

レーダセンサは、位相変調を実施する前のそれぞれの送信チャープ信号と、復調したそれぞれの受信チャープ信号との周波数を混合してビート信号をそれぞれ生成する。
レーダセンサは、複数のビート信号をドップラー方向にフーリエ変換することで周波数スペクトルを算出する。
ここで、レーダセンサが受信チャープ信号の復調に用いるコードシーケンスは、自ら送信した送信チャープ信号の位相変調に用いているコードシーケンスと同じである。
また、レーダセンサが受信チャープ信号の復調に用いるコードシーケンスは、他のレーダセンサが、送信チャープ信号の位相変調に用いているコードシーケンスと異なる。

したがって、レーダセンサは、自ら送信した送信チャープ信号に対応する受信チャープ信号を繰り返し受信することで複数の周波数スペクトルを算出すると、観測対象との相対速度に対応するドップラー周波数にスペクトル値が積算される。
レーダセンサは、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を繰り返し受信することで複数の周波数スペクトルを算出しても、同じ周波数には、スペクトル値が積算されない。
よって、レーダセンサは、他のレーダセンサとの相対速度に対応するドップラー周波数のスペクトル値が、観測対象との相対速度に対応するドップラー周波数のスペクトル値よりも小さくなるため、誤検出を防止することができる。

国際公開第２０１４／１９５０４６号

特許文献１に開示されているレーダシステムでは、自レーダセンサが、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を受信して、複数の周波数スペクトルを算出しても、同じ周波数には、スペクトル値が積算されない。
しかし、自レーダセンサが、自ら送信した送信チャープ信号に対応する受信チャープ信号を受信した場合に得られるビート周波数と、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を受信した場合に得られるビート周波数とが同じ又は近くなる場合がある。例えば、自レーダセンサと他のレーダセンサとにおける送信チャープ信号の送信タイミングが同じであれば、自レーダセンサから観測対象までの距離が、自レーダセンサから他のレーダセンサまでの距離の２分の１である場合に、双方のビート周波数が同じになる。
双方のビート周波数が同じ又は近くなる場合、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を繰り返し受信することで算出した複数の周波数スペクトルのスペクトル値が、観測対象との相対速度に対応するドップラー周波数のスペクトル値に対してフロアノイズとなる。
レーダセンサは、フロアノイズが大きくなる状況下では、周波数スペクトルの中から、観測対象に係るドップラー周波数に対応するスペクトル値の検出が困難になり、観測対象との相対速度を算出できなくなることがあるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、フロアノイズが大きくなる状況を回避して、観測対象との相対速度を算出することができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、時間の経過に伴って周波数が変化するレーダ信号を不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号出力部と、レーダ信号出力部から出力されたそれぞれのレーダ信号を観測対象に向けて送信し、観測対象に反射されたそれぞれのレーダ信号を反射波として受信する送受信部と、レーダ信号出力部から出力されたそれぞれのレーダ信号の周波数と送受信部により受信されたそれぞれの反射波の周波数との差分の周波数を有するビート信号を生成するビート信号生成部と、ビート信号生成部により生成された複数のビート信号からドップラー周波数を算出して、ドップラー周波数から観測対象との相対速度を算出する信号処理部とを備えるようにしたものである。
レーダ信号出力部は、不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号の位相変動量と、レーダ信号の周波数と送受信部により受信された他のレーダ装置からのレーダ信号の周波数との差分の周波数とに基づいて、繰り返し周期の変化範囲を決定し、決定した変化範囲内で、不均一に変化する繰り返し周期でレーダ信号を繰り返し出力する。

この発明によれば、時間の経過に伴って周波数が変化するレーダ信号を不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号出力部を備えるように、レーダ装置を構成した。したがって、この発明に係るレーダ装置は、フロアノイズが大きくなる状況を回避して、観測対象との相対速度を算出することができる。

実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 信号処理部１２の内部を示す構成図である。 信号処理部１２のハードウェアを示すハードウェア構成図である。 信号処理部１２がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 信号処理部１２がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。 特許文献１に開示されているレーダシステムにより算出されるドップラー周波数とビート周波数との２次元スペクトルの一例を示す説明図である。 信号源３から出力される送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の一例を示す説明図である。 送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）及び受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）の一例を示す説明図である。 ビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）の一例を示す説明図である。 信号処理部１２における信号処理の概要を示す説明図である。 第１のスペクトル算出部２１により算出されるドップラー周波数と第２のスペクトル算出部２２により算出されるビート周波数との２次元スペクトルの一例を示す説明図である。 他レーダ装置から送信される送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）の一例を示す説明図である。 自レーダ装置から送信される送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）及び自レーダ装置が他レーダ装置からの送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）を受信した場合の受信信号である受信チャープ信号Ｒｘ_ｅｘｔ（ｎ）の一例を示す説明図である。 送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）と受信チャープ信号Ｒｘ_ｅｘｔ（ｎ）との周波数を混合することで生成されるビート信号Ｓｂ_ｅｘｔ（ｎ）の一例を示す説明図である。 実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。 実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図である。 信号処理部６１の内部を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、レーダ信号出力部１は、タイミング制御部２及び信号源３を備えている。
レーダ信号出力部１は、時間の経過に伴って周波数が変化するレーダ信号（以下、「送信チャープ信号」と称する）を不均一の繰り返し周期で分配部５に繰り返し出力する。
タイミング制御部２は、送信チャープ信号の送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれに出力する。
タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミングの繰り返し周期は、不均一である。
信号源３は、タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミング毎に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）（ｎ＝１，２，・・・，ｋ）を分配部５に出力する。ｋは、送信繰り返し回数である。

送受信部４は、分配部５、送信アンテナ６及び受信アンテナ７を備えている。
送受信部４は、信号源３から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を観測対象に向けて送信し、観測対象に反射された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を反射波として受信する。
分配部５は、信号源３から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を２つに分配し、分配後の一方の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を送信アンテナ６に出力し、分配後の他方の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を周波数混合部９に出力する。
送信アンテナ６は、分配部５から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を電磁波として空間に放射する。
受信アンテナ７は、観測対象に反射された電磁波を反射波として受信し、受信した反射波を受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）として周波数混合部９に出力する。

ビート信号生成部８は、周波数混合部９、フィルタ部１０及びアナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１１を備えている。
ビート信号生成部８は、分配部５から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の周波数と受信アンテナ７から出力された受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）の周波数との差分の周波数を有するビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）を生成する。
ビート信号生成部８は、ビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）のデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を信号処理部１２に出力する。

周波数混合部９は、分配部５から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）と受信アンテナ７から出力された受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）との周波数を混合することで、ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）を生成する。
周波数混合部９は、ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）をフィルタ部１０に出力する。
フィルタ部１０は、周波数混合部９から出力されたビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）に含まれているノイズなどの不要な成分を抑圧し、不要成分抑圧後のビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）をＡＤＣ１１に出力する。
ＡＤＣ１１は、フィルタ部１０から出力されたビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）をデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）に変換し、デジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を信号処理部１２に出力する。

信号処理部１２は、第１のスペクトル算出部２１、第２のスペクトル算出部２２及び距離速度算出処理部２３を備えている。
信号処理部１２は、タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミングに同期して、観測対象までの距離を算出する処理を実施する。
即ち、信号処理部１２は、制御信号が示す送信タイミングに同期して、ＡＤＣ１１から、１周期内の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）に対応するデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を取得する。
信号処理部１２は、取得したデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を距離方向にフーリエ変換することで、第１の周波数スペクトルを算出し、第１の周波数スペクトルから観測対象までの距離を算出する処理を実施する。
また、信号処理部１２は、第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出し、第２の周波数スペクトルから観測対象との相対速度を算出する処理を実施する。
図１に示すレーダ装置は、増幅器を実装していないが、例えば、送信アンテナ６の入力側又は受信アンテナ７の出力側に増幅器を実装するようにしてもよい。

図２は、信号処理部１２の内部を示す構成図である。
図３は、信号処理部１２のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
図２において、第１のスペクトル算出部２１は、例えば、図３に示すスペクトル算出回路３１によって実現される。
第１のスペクトル算出部２１は、タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミングに同期して、ＡＤＣ１１から、１周期内の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）に対応するデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を取得する。
第１のスペクトル算出部２１は、取得したデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を距離方向にフーリエ変換することで、第１の周波数スペクトルを算出し、第１の周波数スペクトルを第２のスペクトル算出部２２に出力する処理を実施する。

第２のスペクトル算出部２２は、例えば、図３に示すスペクトル算出回路３２によって実現される。
第２のスペクトル算出部２２は、第１のスペクトル算出部２１から出力されたｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部２２は、第１の周波数スペクトル及び第２の周波数スペクトルを距離速度算出処理部２３に出力する処理を実施する。
距離速度算出処理部２３は、例えば、図３に示す距離速度算出処理回路３３によって実現される。
距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部２２より出力された第１の周波数スペクトルから観測対象までの距離を算出する処理を実施する。
距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部２２より出力された第２の周波数スペクトルから観測対象との相対速度を算出する処理を実施する。

図２では、信号処理部１２の構成要素である第１のスペクトル算出部２１、第２のスペクトル算出部２２及び距離速度算出処理部２３のそれぞれが、図３に示すような専用のハードウェアで実現されるものを想定している。即ち、信号処理部１２が、スペクトル算出回路３１、スペクトル算出回路３２及び距離速度算出処理回路３３で実現されるものを想定している。
ここで、スペクトル算出回路３１、スペクトル算出回路３２及び距離速度算出処理回路３３のそれぞれは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

信号処理部１２の構成要素は、専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、信号処理部１２がソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、あるいは、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が該当する。

図４は、信号処理部１２がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
信号処理部１２がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合、第１のスペクトル算出部２１、第２のスペクトル算出部２２及び距離速度算出処理部２３の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムがメモリ４１に格納される。そして、コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行する。
図５は、信号処理部１２がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。
また、図３では、信号処理部１２の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアで実現される例を示し、図４では、信号処理部１２がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される例を示しているが、信号処理部１２における一部の構成要素が専用のハードウェアで実現され、残りの構成要素がソフトウェア又はファームウェアなどで実現されるものであってもよい。

次に、図１に示すレーダ装置について説明する。
最初に、図１に示すレーダ装置の作用を明らかにするため、特許文献１に開示されているレーダシステムにより算出されるドップラー周波数とビート周波数との関係を説明する。
図６は、特許文献１に開示されているレーダシステムにより算出されるドップラー周波数とビート周波数との２次元スペクトルの一例を示す説明図である。
図６に示す２次元スペクトルは、レーダセンサから観測対象までの距離が、レーダセンサから他のレーダセンサまでの距離の２分の１である状況下での２次元スペクトルである。
実施の形態１では、説明の便宜上、レーダセンサにおける送信チャープ信号の送信タイミングと、他のレーダセンサにおける送信チャープ信号の送信タイミングとが、同じであることを想定している。

図６において、黒塗りの周波数は、観測対象との相対速度に対応するドップラー周波数である。
斜線が施されている周波数は、レーダセンサが、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を繰り返し受信することで算出した複数の周波数スペクトルに係る周波数である。
複数のレーダセンサには、互いに異なるコードシーケンスが設定されている。したがって、レーダセンサが、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を繰り返し受信することで複数の周波数スペクトルを算出しても、同じ周波数にはスペクトル値が積算されずに拡散されている。
ただし、レーダセンサから観測対象までの距離が、レーダセンサから他のレーダセンサまでの距離の２分の１であるため、観測対象に係るビート周波数と、他のレーダセンサに係るビート周波数とが同じである。
したがって、他のレーダセンサからの送信チャープ信号を繰り返し受信することで算出した複数の周波数スペクトルのスペクトル値は、観測対象との相対速度に対応するドップラー周波数のスペクトル値に対してフロアノイズとなっている。

タイミング制御部２は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）（ｎ＝１，２，・・・，ｋ）の送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれに出力する。ｋは、送信繰り返し回数である。
タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミングの繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）は、不均一である。
信号源３は、タイミング制御部２から制御信号を受けると、制御信号が示す送信タイミング毎に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を分配部５に出力する。

図７は、信号源３から出力される送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の一例を示す説明図である。
図７において、Ｔは、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の掃引時間であり、掃引時間Ｔは、均一である。
ＢＷは、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の周波数偏移幅である。
遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）は、信号源３が送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を出力してから、次の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ＋１）を出力するまでの遅延時間であり、遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）は、不均一である。
繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）は、掃引時間Ｔと遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）との和の時間であり、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）は、不均一である。

分配部５は、信号源３から送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を受ける毎に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を２つに分配する。
分配部５は、分配後の一方の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を送信アンテナ６に出力し、分配後の他方の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を周波数混合部９に出力する。
送信アンテナ６は、分配部５から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を電磁波として空間に放射する。
送信アンテナ６から放射された電磁波は、観測対象に反射される。
受信アンテナ７は、観測対象に反射された電磁波を反射波として受信し、受信した反射波を受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）として周波数混合部９に出力する。

図８は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）及び受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）の一例を示す説明図である。
受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）に対して、以下の式（１）で表される時間τ_ｒｅｆ（ｎ）だけ遅れが生じている。時間τ_ｒｅｆ（ｎ）は、レーダ装置から観測対象までの距離と正比例している。

式（１）において、Ｒ_ｒｅｆは観測対象までの距離の初期値、ｖ_ｒｅｆは観測対象との相対速度、ｃは電波速度、ｔは時刻を表している。

周波数混合部９は、分配部５から出力された送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）と受信アンテナ７から出力された受信チャープ信号Ｒｘ_ｏｗｎ（ｎ）との周波数を混合することで、ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）を生成する。
ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）の周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｏｗｎ}（ｎ）は、以下の式（２）で表される。

ここで、信号源３が、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の掃引時間Ｔを短くすることで、時刻ｔが小さくなる。時刻ｔは、例えば、ｕｓオーダの時刻である。
式（１）における「ｖ_ｒｅｆ・ｔ」は、時刻ｔが小さくなると、「Ｒ_ｒｅｆ」よりも十分小さくなるため、無視することができる。
したがって、式（２）は、以下の式（３）のように近似することができ、ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）の周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｏｗｎ}（ｎ）は、一定になる。

周波数混合部９は、ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）をフィルタ部１０に出力する。

フィルタ部１０は、周波数混合部９からビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）を受けると、ビート信号Ｓ’ｂ_ｏｗｎ（ｎ）に含まれているノイズなどの不要な成分を抑圧する。
フィルタ部１０は、図９に示すように、不要成分抑圧後のビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）をＡＤＣ１１に出力する。
図９は、ビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）の一例を示す説明図である。
ＡＤＣ１１は、フィルタ部１０からビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）を受けると、ビート信号Ｓｂ_ｏｗｎ（ｎ）をデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）に変換し、デジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を信号処理部１２に出力する。

信号処理部１２は、ＡＤＣ１１からデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を受けると、タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミングに同期して、デジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）から観測対象までの距離を算出する。
また、信号処理部１２は、デジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）から観測対象との相対速度を算出する。
図１０は、信号処理部１２における信号処理の概要を示す説明図である。
図１１は、第１のスペクトル算出部２１により算出されるビート周波数と第２のスペクトル算出部２２により算出されるドップラー周波数との２次元スペクトルの一例を示す説明図である。
以下、図１０及び図１１を参照しながら、信号処理部１２の信号処理を具体的に説明する。

第１のスペクトル算出部２１は、タイミング制御部２から出力された制御信号が示す送信タイミング毎に、ＡＤＣ１１から、１周期内の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）に対応するデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を取得する。
制御信号が示す送信タイミングは、第１のスペクトル算出部２１の信号処理タイミングに対応する。
そして、第１のスペクトル算出部２１は、図１０に示すように、１周期内の送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）に対応するデジタルデータＤＳｂ_ｏｗｎ（ｎ）を距離方向にフーリエ変換することで、第１の周波数スペクトルを算出する（図５のステップＳＴ１）。図１０において、ＦＦＴは、フーリエ変換を表している。
ｋ回の信号処理タイミングにおいて、観測対象までの距離に変化がなければ、図１１に示すように、第１の周波数スペクトルについての周波数の観測範囲の中で、観測対象までの距離に対応する周波数にスペクトル値が積算される。
第１のスペクトル算出部２１は、第１の周波数スペクトルを第２のスペクトル算出部２２に出力する。

第２のスペクトル算出部２２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルを受ける毎に、図１０に示すように、ｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出する（図５のステップＳＴ２）。
第２のスペクトル算出部２２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルをｍ回受ければ、ｍ個の第２の周波数スペクトルを算出する。ｍは１以上の整数である。
（ｋ×ｍ）回の信号処理タイミングにおいて、観測対象との相対速度に変化がなければ、図１１に示すように、第２の周波数スペクトルについての周波数の観測範囲の中で、観測対象との相対速度に対応する周波数にスペクトル値が積算される。
第２のスペクトル算出部２２は、第１の周波数スペクトル及び第２の周波数スペクトルを距離速度算出処理部２３に出力する。

距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部２２から第１の周波数スペクトルを受けると、第１の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
距離速度算出処理部２３は、ピーク値に対応する周波数をビート周波数とし、ビート周波数から観測対象までの距離を算出する（図５のステップＳＴ３）。
ビート周波数は、式（３）が示す周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｏｗｎ}（ｎ）に相当する。ビート周波数から観測対象までの距離を算出する処理自体は、公知の技術であるため、詳細な説明を省略する。

距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部２２から第２の周波数スペクトルを受けると、第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
距離速度算出処理部２３は、ピーク値に対応する周波数をドップラー周波数Ｆ_{ｖ＿ｏｗｎ}とし、ドップラー周波数Ｆ_{ｖ＿ｏｗｎ}から観測対象との相対速度を算出する（図５のステップＳＴ３）。
ドップラー周波数Ｆ_{ｖ＿ｏｗｎ}は、以下の式（４）で表される。

式（４）において、ｆ_ｏｗｎは、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の中心周波数である。
ドップラー周波数Ｆ_{ｖ＿ｏｗｎ}から観測対象との相対速度を算出する処理自体は、公知の技術であるため、詳細な説明を省略する。

ここで、図１に示すレーダ装置と別のレーダ装置が、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）と類似している送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）を干渉波として送信している場合の動作を説明する。
以下、図１に示すレーダ装置を自レーダ装置と称し、図１に示すレーダ装置と別のレーダ装置を他レーダ装置と称する。

図１２は、他レーダ装置から送信される送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）の一例を示す説明図である。
図１２において、送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）の掃引時間Ｔは、自レーダ装置における送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の掃引時間Ｔと同じである。
送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）の周波数偏移幅ＢＷは、自レーダ装置における送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の周波数偏移幅ＢＷと同じである。
遅延量τｄ_ｅｘｔ（ｎ）は、他レーダ装置が送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）を送信してから、次の送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ＋１）を送信するまでの遅延時間であり、遅延量τｄ_ｅｘｔ（ｎ）は、不均一である。
遅延量τｄ_ｅｘｔ（ｎ）は、自レーダ装置における遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）と異なっている。
繰り返し周期Ｔｒ_ｅｘｔ（ｎ）は、掃引時間Ｔと遅延量τｄ_ｅｘｔ（ｎ）との和の時間であり、繰り返し周期Ｔｒ_ｅｘｔ（ｎ）は、不均一である。
繰り返し周期Ｔｒ_ｅｘｔ（ｎ）は、自レーダ装置における繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）と異なっている。

図１３は、自レーダ装置から送信される送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）及び自レーダ装置が他レーダ装置からの送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）を受信した場合の受信信号である受信チャープ信号Ｒｘ_ｅｘｔ（ｎ）の一例を示す説明図である。
受信チャープ信号Ｒｘ_ｅｘｔ（ｎ）は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）に対して、以下の式（５）で表される時間τ_ｅｘｔ（ｎ）だけ遅れが生じている。

式（５）において、Ｒ_ｅｘｔは、自レーダ装置から他レーダ装置までの距離の初期値、ｖ_ｅｘｔは、自レーダ装置と他レーダ装置との相対速度を表している。

図１４は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）と受信チャープ信号Ｒｘ_ｅｘｔ（ｎ）との周波数を混合することで生成されるビート信号Ｓｂ_ｅｘｔ（ｎ）の一例を示す説明図である。
ビート信号Ｓｂ_ｅｘｔ（ｎ）の周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）は、以下の式（６）で表される。

他レーダ装置から送信される送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）の掃引時間Ｔが小さくなると、時刻ｔが小さくなる。
式（５）における「ｖ_ｅｘｔ・ｔ」は、時刻ｔが小さくなると、「Ｒ_ｅｘｔ」よりも十分小さくなるため、無視することができる。
したがって、式（６）は、以下の式（７）のように近似することができる。

自レーダ装置における繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）と、他レーダ装置における繰り返し周期Ｔｒ_ｅｘｔ（ｎ）とが異なっているため、ビート信号Ｓｂ_ｅｘｔ（ｎ）の周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）は、繰り返し周期毎に異なる。
したがって、第１のスペクトル算出部２１が、ｋ回の信号処理タイミングで第１の周波数スペクトルを算出しても、他レーダ装置までの距離に対応する周波数にスペクトル値が積算されない。
また、第２のスペクトル算出部２２が、ｍ個の第２の周波数スペクトルを算出しても、他レーダ装置との相対速度に対応する周波数にスペクトル値が積算されない。
したがって、観測対象までの距離が、他のレーダ装置までの距離の２分の１であっても、第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値は、観測対象との相対速度に対応するドップラー周波数のスペクトル値に対して、大きなフロアノイズにならない。

以上の実施の形態１は、時間の経過に伴って周波数が変化するレーダ信号を不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号出力部１を備えるように、レーダ装置を構成した。したがって、レーダ装置は、フロアノイズが大きくなる状況を回避して、観測対象との相対速度を算出することができる。

実施の形態２．
実施の形態１のレーダ装置では、レーダ信号出力部１が、レーダ信号である送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を不均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で送受信部４に繰り返し出力している。
実施の形態２では、レーダ信号出力部１が、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲を決定し、決定した変化範囲内で、不均一に変化する繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を送受信部４に繰り返し出力するレーダ装置について説明する。
実施の形態２のレーダ装置の構成図は、実施の形態１のレーダ装置と同様に、図１である。

第２のスペクトル算出部２２がｍ個の第２の周波数スペクトルを算出する際の位相雑音の影響は、レーダ信号出力部１から繰り返し出力される送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}が、例えば０．１（ｒａｄＲＭＳ）以下であれば、無視できる。
送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}が、例えば０．１（ｒａｄＲＭＳ）以下であれば、ｍ個の第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値が同じ周波数に積算されるため、位相雑音の影響を無視できる。位相雑音の影響が小さければ、位相雑音に伴う損失は、低減される。
位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}は、以下の式（８）で表すことができる。

式（８）において、τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}は、遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）の二乗平均平方根である。

レーダ信号出力部１のタイミング制御部２は、位相雑音の影響を無視できるようにするため、式（８）を用いて、位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}が例えば０．１（ｒａｄＲＭＳ）以下になる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）の二乗平均平方根τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}を算出する。
そして、タイミング制御部２は、二乗平均平方根τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}から遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）を算出し、遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）と掃引時間Ｔとを加算することで、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を算出する。
タイミング制御部２は、算出した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲の上限値Ｔｒ_ｍａｘに決定する。
ここでは、タイミング制御部２が、位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}が０．１（ｒａｄＲＭＳ）以下になる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）の二乗平均平方根τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}を算出している。位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}は、概ね位相雑音の影響を無視できる位相変動量であればよい。したがって、タイミング制御部２は、位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}が、例えば、０．１２（ｒａｄＲＭＳ）になる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）の二乗平均平方根τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}を算出するようにしてもよい。

自レーダ装置は、他レーダ装置から送信された送信チャープ信号Ｔｘ_ｅｘｔ（ｎ）を受信チャープ信号Ｒｘ_ｅｘｔ（ｎ）として受信して、ビート信号Ｓｂ_ｅｘｔ（ｎ）を生成する。このとき、ビート信号Ｓｂ_ｅｘｔ（ｎ）の周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）の最大値が、例えば、サンプリング周波数以上であれば、第２の周波数スペクトルを算出したときにスペクトル値が積算される周波数は、第２の周波数スペクトルについての周波数の観測範囲の全体に拡散される。
スペクトル値が積算される周波数が、周波数の観測範囲の全体に拡散されることで、観測対象に係るドップラー周波数以外の周波数のスペクトル値が小さくなるため、観測対象に係るドップラー周波数に対応するピーク値の検出精度が向上する。したがって、実施の形態１のレーダ装置よりも、観測対象との相対速度の算出精度が向上する。

タイミング制御部２は、スペクトル値が積算される周波数が、周波数の観測範囲の全体に拡散されるようにするため、周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）の最大値が、例えば、サンプリング周波数以上となる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）を算出する。
即ち、タイミング制御部２は、式（７）に示す周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）の最大値がサンプリング周波数以上となる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）を探索する。
そして、タイミング制御部２は、算出した遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）と掃引時間Ｔとを加算することで、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を算出する。
タイミング制御部２は、算出した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲の下限値Ｔｒ_ｍｉｎに決定する。
ここでは、タイミング制御部２が、周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）の最大値がサンプリング周波数以上となる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）を算出している。スペクトル値が積算される周波数は、概ね周波数の観測範囲の全体に拡散されればよい。したがって、タイミング制御部２は、周波数Ｆ_{ｓｂ＿ｅｘｔ}（ｎ）の最大値がサンプリング周波数よりも数パーセント小さい周波数以上となる遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）を算出するようにしてもよい。

タイミング制御部２は、下限値Ｔｒ_ｍｉｎから上限値Ｔｒ_ｍａｘの範囲を、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲に決定する。
タイミング制御部２は、決定した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲内で変化する送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれに出力する。

以上の実施の形態２は、レーダ信号出力部１が、不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号の位相変動量と、レーダ信号の周波数と送受信部４により受信された他のレーダ装置からのレーダ信号の周波数との差分の周波数とに基づいて、繰り返し周期の変化範囲を決定する。そして、レーダ信号出力部１が、決定した変化範囲内で、不均一に変化する繰り返し周期でレーダ信号を繰り返し出力するように、レーダ装置を構成した。したがって、レーダ装置は、実施の形態１のレーダ装置よりも、位相雑音の影響を低減することができるとともに、観測対象との相対速度の算出精度が向上する。

実施の形態３．
実施の形態３では、レーダ信号出力部１が、不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号の位相変動量と、レーダ信号を均一の繰り返し周期で繰り返し出力したときに得られる観測対象との相対速度とに基づいて、繰り返し周期の変化範囲を決定するレーダ装置について説明する。

図１５は、実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。
図１５において、図１と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
レーダ信号出力部５１は、タイミング制御部５２及び信号源３を備えている。
レーダ信号出力部５１は、図１に示すレーダ信号出力部１と同様に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を不均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で分配部５に繰り返し出力する。
レーダ信号出力部５１は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}と、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を均一の繰り返し周期で繰り返し出力したときに得られる観測対象との相対速度とに基づいて、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲を決定する。

タイミング制御部５２は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を均一の繰り返し周期で信号源３に繰り返し出力したとき、距離速度算出処理部２３により算出された観測対象との相対速度を取得する。
タイミング制御部５２は、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）の位相変動量Ｐ_{ｖ＿ｏｗｎ}と、取得した相対速度とに基づいて、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲を決定する。
タイミング制御部５２は、決定した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲内で変化する送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれに出力する。

次に、図１５に示すレーダ装置の動作について説明する。
図１５に示すレーダ装置は、図１に示すレーダ装置と同様の動作を開始する前に、レーダ信号出力部５１がレーダ信号を均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で送受信部４に繰り返し出力することで、観測対象との相対速度が得られるようにする。
即ち、タイミング制御部５２は、均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を設定し、均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で、送信チャープ信号の送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれに出力する。
信号源３は、タイミング制御部５２から制御信号を受けると、制御信号が示す送信タイミング毎に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を分配部５に出力する。

送受信部４及びビート信号生成部８の動作は、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）が均一である場合と、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）が不均一である場合とで変わらないため、詳細な説明を省略する。

第２のスペクトル算出部２２は、実施の形態１と同様に、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルを受ける毎に、ｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部２２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルをｍ回受ければ、ｍ個の第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部２２は、第１の周波数スペクトル及び第２の周波数スペクトルを距離速度算出処理部２３に出力する。

距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部２２から第２の周波数スペクトルを受けると、実施の形態１と同様に、第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
距離速度算出処理部２３は、ピーク値に対応する周波数をドップラー周波数とし、ドップラー周波数から観測対象との相対速度を算出し、相対速度をタイミング制御部５２に出力する。

タイミング制御部５２は、距離速度算出処理部２３から観測対象との相対速度を受けると、相対速度を式（８）に示す「（ｆ_ｏｗｎ・ｖ_ｒｅｆ）／ｃ」に設定する。
そして、タイミング制御部５２は、位相雑音の影響を無視できるようにするため、実施の形態２のタイミング制御部２と同様に、式（８）を用いて、遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）の二乗平均平方根τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}を算出する。
そして、タイミング制御部５２は、二乗平均平方根τｄ_{ｏｗｎ＿ｒｍｓ}から遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）を算出し、遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）と掃引時間Ｔとを加算することで、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を算出する。
タイミング制御部５２は、算出した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲の上限値Ｔｒ_ｍａｘに決定する。

また、タイミング制御部５２は、実施の形態２のタイミング制御部２と同様の方法で、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲の下限値Ｔｒ_ｍｉｎを決定する。
タイミング制御部５２は、実施の形態２のタイミング制御部２と同様に、下限値Ｔｒ_ｍｉｎから上限値Ｔｒ_ｍａｘの範囲を、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲に決定する。
タイミング制御部５２は、決定した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲内で変化する送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれに出力する。
以降のレーダ装置の動作は、図１に示すレーダ装置の動作と同様であるため説明を省略する。

以上の実施の形態３は、レーダ信号出力部５１が、不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号の位相変動量と、レーダ信号を均一の繰り返し周期で繰り返し出力したときに得られる観測対象との相対速度とに基づいて、繰り返し周期の変化範囲を決定する。そして、レーダ信号出力部５１が、決定した変化範囲内で、不均一に変化する繰り返し周期でレーダ信号を繰り返し出力するように、レーダ装置を構成した。したがって、レーダ装置は、実施の形態１のレーダ装置よりも、位相雑音の影響を低減することができるとともに、観測対象との相対速度の算出精度が向上する。

実施の形態４．
実施の形態４では、第２のスペクトル算出部６２が、第１のスペクトル算出部２１から出力されたｋ個の第１の周波数スペクトルの位相変動を補償し、変動補償後のｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換するレーダ装置について説明する。

図１６は、実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図である。
図１６において、図１及び図１５と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
信号処理部６１は、第１のスペクトル算出部２１、第２のスペクトル算出部６２及び距離速度算出処理部２３を備えている。
信号処理部６１は、図１及び図１５に示す信号処理部１２と同様に、タイミング制御部５２から出力された制御信号が示す送信タイミングに同期して、観測対象までの距離を算出する処理を実施する。
信号処理部６１は、第１のスペクトル算出部２１から出力されたｋ個の第１の周波数スペクトルの位相変動を補償する。
信号処理部６１は、変動補償後のｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出し、第２の周波数スペクトルから観測対象との相対速度を算出する処理を実施する。

図１７は、信号処理部６１の内部を示す構成図である。
図１７において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
第２のスペクトル算出部６２は、例えば、図３に示すスペクトル算出回路３２によって実現される。
第２のスペクトル算出部６２は、レーダ信号出力部５１から送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）が均一の繰り返し周期で繰り返し出力されたときに、距離速度算出処理部２３により算出された相対速度を取得する。
第２のスペクトル算出部６２は、取得した相対速度に基づいて、第１のスペクトル算出部２１から出力されたｋ個の第１の周波数スペクトルの位相変動を補償する。
第２のスペクトル算出部６２は、変動補償後のｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出し、第２の周波数スペクトルを距離速度算出処理部２３に出力する処理を実施する。

次に、図１６に示すレーダ装置について説明する。
図１６に示すレーダ装置は、図１に示すレーダ装置と同様の動作を開始する前に、レーダ信号出力部５１がレーダ信号を均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で送受信部４に繰り返し出力することで、観測対象との相対速度が得られるようにする。
即ち、タイミング制御部５２は、均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）を設定し、均一の繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）で、送信チャープ信号の送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部６１のそれぞれに出力する。
信号源３は、タイミング制御部５２から制御信号を受けると、制御信号が示す送信タイミング毎に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を分配部５に出力する。

送受信部４及びビート信号生成部８の動作は、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）が均一である場合と、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）が不均一である場合とで変わらないため、詳細な説明を省略する。

第２のスペクトル算出部６２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルを受ける毎に、ｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部６２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルをｍ回受ければ、ｍ個の第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部６２は、ｍ個の第２の周波数スペクトルを距離速度算出処理部２３に出力する。

距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部６２から第２の周波数スペクトルを受けると、実施の形態１と同様に、第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
距離速度算出処理部２３は、ピーク値に対応する周波数をドップラー周波数とし、ドップラー周波数から観測対象との相対速度を算出し、相対速度をタイミング制御部５２及び第２のスペクトル算出部６２のそれぞれに出力する。

タイミング制御部５２は、距離速度算出処理部２３から観測対象との相対速度を受けると、実施の形態３と同様に、繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲を決定する。
タイミング制御部５２は、決定した繰り返し周期Ｔｒ_ｏｗｎ（ｎ）の変化範囲内で変化する送信タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部６１のそれぞれに出力する。
信号源３は、タイミング制御部５２から制御信号を受けると、制御信号が示す送信タイミング毎に、送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）を分配部５に出力する。
以降、送受信部４、ビート信号生成部８、第１のスペクトル算出部２１及び距離速度算出処理部２３の動作は、実施の形態１と同様であるため詳細な説明を省略する。

第２のスペクトル算出部６２は、レーダ信号出力部５１から送信チャープ信号Ｔｘ_ｏｗｎ（ｎ）が均一の繰り返し周期で繰り返し出力されたときに、距離速度算出処理部２３により算出された相対速度を取得する。
第２のスペクトル算出部６２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルを受ける毎に、取得した相対速度に基づいて、第１のスペクトル算出部２１から出力されたｋ個の第１の周波数スペクトルの位相変動を補償する。
以下、第２のスペクトル算出部６２における位相変動の補償処理を具体的に説明する。

第２のスペクトル算出部６２は、取得した相対速度に基づいて、第１のスペクトル算出部２１から第１の周波数スペクトルが出力されている時間Ｔ_Ｄ（ｎ）を算出する。
そして、第２のスペクトル算出部６２は、第１の周波数スペクトルが出力されている時間Ｔ_Ｄ（ｎ）と遅延量τｄ_ｏｗｎ（ｎ）とを加算することで、第１の周波数スペクトルの先頭のタイミングを検出する。
第２のスペクトル算出部６２は、第１のスペクトル算出部２１から出力された第１の周波数スペクトルの先頭が、検出した先頭のタイミングと一致するように、第１の周波数スペクトルの位相変動を補償する。

第２のスペクトル算出部６２は、変動補償後のｋ個の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部６２は、第１のスペクトル算出部２１からｋ個の第１の周波数スペクトルをｍ回受ければ、ｍ個の第２の周波数スペクトルを算出する。
第２のスペクトル算出部６２は、第２の周波数スペクトルを距離速度算出処理部２３に出力する。

距離速度算出処理部２３は、第２のスペクトル算出部６２から第２の周波数スペクトルを受けると、実施の形態１と同様に、第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
距離速度算出処理部２３は、ピーク値に対応する周波数をドップラー周波数とし、ドップラー周波数から観測対象との相対速度を算出する

以上の実施の形態４は、第２のスペクトル算出部６２が、レーダ信号出力部５１からレーダ信号が均一の繰り返し周期で繰り返し出力されたときに得られる相対速度に基づいて、第１のスペクトル算出部２１により算出された第１の周波数スペクトルの位相変動を補償する。そして、第２のスペクトル算出部６２が、変動補償後の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出するように、レーダ装置を構成した。したがって、レーダ装置は、第１のスペクトル算出部２１により算出された第１の周波数スペクトルの位相変動に伴う第２の周波数スペクトルの積算誤差を低減することができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明は、観測対象との相対速度を算出するレーダ装置に適している。

１ レーダ信号出力部、２ タイミング制御部、３ 信号源、４ 送受信部、５ 分配部、６ 送信アンテナ、７ 受信アンテナ、８ ビート信号生成部、９ 周波数混合部、１０ フィルタ部、１１ ＡＤＣ、１２ 信号処理部、２１ 第１のスペクトル算出部、２２ 第２のスペクトル算出部、２３ 距離速度算出処理部、３１ スペクトル算出回路、３２ スペクトル算出回路、３３ 距離速度算出処理回路、４１ メモリ、４２ プロセッサ、５１ レーダ信号出力部、５２ タイミング制御部、６１ 信号処理部、６２ 第２のスペクトル算出部。

Claims (5)

1. 時間の経過に伴って周波数が変化するレーダ信号を不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号出力部と、
   前記レーダ信号出力部から出力されたそれぞれのレーダ信号を観測対象に向けて送信し、前記観測対象に反射されたそれぞれのレーダ信号を反射波として受信する送受信部と、
   前記レーダ信号出力部から出力されたそれぞれのレーダ信号の周波数と前記送受信部により受信されたそれぞれの反射波の周波数との差分の周波数を有するビート信号を生成するビート信号生成部と、
   前記ビート信号生成部により生成された複数のビート信号からドップラー周波数を算出して、前記ドップラー周波数から前記観測対象との相対速度を算出する信号処理部と
   を備え、
   前記レーダ信号出力部は、不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号の位相変動量と、前記レーダ信号の周波数と前記送受信部により受信された他のレーダ装置からのレーダ信号の周波数との差分の周波数とに基づいて、前記繰り返し周期の変化範囲を決定し、決定した変化範囲内で、不均一に変化する繰り返し周期でレーダ信号を繰り返し出力することを特徴とするレーダ装置。
2. 時間の経過に伴って周波数が変化するレーダ信号を不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号出力部と、
   前記レーダ信号出力部から出力されたそれぞれのレーダ信号を観測対象に向けて送信し、前記観測対象に反射されたそれぞれのレーダ信号を反射波として受信する送受信部と、
   前記レーダ信号出力部から出力されたそれぞれのレーダ信号の周波数と前記送受信部により受信されたそれぞれの反射波の周波数との差分の周波数を有するビート信号を生成するビート信号生成部と、
   前記ビート信号生成部により生成された複数のビート信号からドップラー周波数を算出して、前記ドップラー周波数から前記観測対象との相対速度を算出する信号処理部と
   を備え、
   前記レーダ信号出力部は、不均一の繰り返し周期で繰り返し出力するレーダ信号の位相変動量と、レーダ信号を均一の繰り返し周期で繰り返し出力したときに得られる観測対象との相対速度とに基づいて、前記繰り返し周期の変化範囲を決定し、決定した変化範囲内で、不均一に変化する繰り返し周期でレーダ信号を繰り返し出力することを特徴とするレーダ装置。
3. 前記信号処理部は、
   前記ビート信号生成部により生成されたそれぞれのビート信号の周波数を算出し、前記ビート信号の周波数から前記観測対象までの距離を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーダ装置。
4. 前記信号処理部は、
   前記ビート信号生成部により生成されたそれぞれのビート信号を距離方向にフーリエ変換することで、第１の周波数スペクトルを算出する第１のスペクトル算出部と、
   前記第１のスペクトル算出部により算出された第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出する第２のスペクトル算出部と、
   前記第１のスペクトル算出部により算出された第１の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値に対応する周波数から前記観測対象までの距離を算出し、前記第２のスペクトル算出部により算出された第２の周波数スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値に対応する周波数から前記観測対象との相対速度を算出する距離速度算出処理部と
   を備えていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
5. 前記第２のスペクトル算出部は、前記レーダ信号出力部からレーダ信号が均一の繰り返し周期で繰り返し出力されたときに得られる観測対象との相対速度に基づいて、前記第１のスペクトル算出部により算出された第１の周波数スペクトルの位相変動を補償し、変動補償後の第１の周波数スペクトルをドップラー方向にフーリエ変換することで、第２の周波数スペクトルを算出することを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。

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