JP6809311B2

JP6809311B2 - Control device

Info

Publication number: JP6809311B2
Application number: JP2017048489A
Authority: JP
Inventors: 雄介中川
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2017-03-14
Filing date: 2017-03-14
Publication date: 2021-01-06
Anticipated expiration: 2037-03-14
Also published as: JP2018150891A

Description

内燃機関に燃料を噴射する噴射弁のソレノイドへの通電を制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls energization of an injection valve that injects fuel into an internal combustion engine to a solenoid.

内燃機関の機関室に燃料を直接噴射する直噴インジェクタの噴射弁（電磁弁）の駆動を制御する噴射制御装置には、電磁弁のソレノイドへの通電を制御する制御装置が設けられている。このような噴射制御装置では、上記制御装置が、同じく噴射制御装置に設けられたマイコンからの駆動指令に基づいてソレノイドへの通電電流を制御することにより、電磁弁の開弁期間や開閉タイミングなどが制御される（例えば特許文献１参照）。また、噴射制御装置には、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路と、その昇圧回路の出力電圧により充電されるコンデンサとからなる負荷電源が設けられている。 The injection control device that controls the drive of the injection valve (solenoid valve) of the direct injection injector that directly injects fuel into the engine room of the internal combustion engine is provided with a control device that controls the energization of the solenoid valve to the solenoid. In such an injection control device, the control device controls the energizing current to the solenoid based on a drive command from a microcomputer also provided in the injection control device, so that the solenoid valve opening period, opening / closing timing, etc. Is controlled (see, for example, Patent Document 1). Further, the injection control device is provided with a load power supply including a booster circuit for boosting the battery voltage and a capacitor charged by the output voltage of the booster circuit.

上記制御装置は、例えば、設定された駆動期間の開始時、コンデンサに充電された電圧をソレノイドに印加して大電流、つまりピーク電流を流すことにより、電磁弁を速やかに開弁させる。なお、以下、このような制御のことをピーク電流制御と呼ぶ。ピーク電流制御は、ソレノイドに流れる電流がピーク電流の目標値に到達するまで行われる。 For example, at the start of a set drive period, the control device applies a voltage charged in a capacitor to a solenoid to cause a large current, that is, a peak current to flow, thereby promptly opening the solenoid valve. Hereinafter, such control will be referred to as peak current control. The peak current control is performed until the current flowing through the solenoid reaches the target value of the peak current.

その後、制御装置は、駆動期間が終了するまで定電流制御を行う。定電流制御では、制御装置は、ソレノイドに対して比較的高い一定のピックアップ電流を供給することにより弁体を所定の開弁位置まで移動させ、その後、ソレノイドに対して比較的低い一定のホールド電流を供給することにより電磁弁の開弁状態を保持する。なお、このような通電制御は、電流の検出値と所定の閾値とを比較することにより実施される。 After that, the control device performs constant current control until the end of the drive period. In constant current control, the controller moves the valve body to a predetermined valve opening position by supplying a relatively high constant pickup current to the solenoid, and then a relatively low constant hold current to the solenoid. The valve open state of the solenoid valve is maintained by supplying. It should be noted that such energization control is carried out by comparing the detected value of the current with a predetermined threshold value.

上記構成においては、ソレノイドへの通電が行われると、それに伴いコンデンサの充電電圧が低下するため、ソレノイドに印加する電源電圧が変動し易くなっている。ソレノイドに印加する電源電圧が変動すると、次のような問題が生じる。すなわち、電磁弁は、負荷電源からソレノイドに供給されるエネルギー（以下、投入エネルギーと呼ぶ）が所定の開弁必要値に達することにより開弁する。また、上記ピーク電流の傾きは、コンデンサの充電電圧、つまりソレノイドに印加する電源電圧に応じて変動する。 In the above configuration, when the solenoid is energized, the charging voltage of the capacitor drops accordingly, so that the power supply voltage applied to the solenoid tends to fluctuate. When the power supply voltage applied to the solenoid fluctuates, the following problems occur. That is, the solenoid valve opens when the energy supplied from the load power supply to the solenoid (hereinafter referred to as input energy) reaches a predetermined valve opening required value. Further, the slope of the peak current fluctuates according to the charging voltage of the capacitor, that is, the power supply voltage applied to the solenoid.

具体的には、ピーク電流の傾きは、電源電圧が高いほど急峻になり、逆に電源電圧が低いほど緩やかになる。そのため、駆動期間の開始時からソレノイドに流れる電流の検出値がピーク電流の目標値に対応した閾値に到達するまでに要する時間（以下、ピーク電流制御期間と呼ぶ）は、電源電圧が高いほど短くなり、逆に電源電圧が低いほど長くなる。 Specifically, the slope of the peak current becomes steeper as the power supply voltage is higher, and conversely becomes gentler as the power supply voltage is lower. Therefore, the time required for the detected value of the current flowing through the solenoid to reach the threshold value corresponding to the target value of the peak current (hereinafter referred to as the peak current control period) from the start of the drive period is shorter as the power supply voltage is higher. On the contrary, the lower the power supply voltage, the longer it becomes.

このようなことから、ピーク電流制御期間が短いほど投入エネルギー小さくなり、逆にピーク電流制御期間が長いほど投入エネルギーが大きくなる。したがって、ピーク電流制御期間の長さに応じて、投入エネルギーが開弁必要値に達するまでの時間、つまり電磁弁の開弁タイミングが変化する。電磁弁の開弁タイミングがばらつくと、燃料噴射量が変動するため、燃費やエミッションの悪化を招くおそれがある。 For this reason, the shorter the peak current control period, the smaller the input energy, and conversely, the longer the peak current control period, the larger the input energy. Therefore, the time until the input energy reaches the required valve opening value, that is, the valve opening timing of the solenoid valve changes according to the length of the peak current control period. If the opening timing of the solenoid valve varies, the fuel injection amount fluctuates, which may lead to deterioration of fuel efficiency and emissions.

そこで、特許文献１記載の従来技術では、駆動期間の開始時に、コンデンサの充電電圧を検出するとともに、その電圧検出値が所定の電圧閾値より高いか否かを判定し、その判定結果に応じてピックアップ電流の設定値を変更するようになっている。これにより、上記従来技術では、投入エネルギーが開弁必要値に達するまでに要する時間、つまり開弁タイミングを一定に保つことを可能としている。 Therefore, in the prior art described in Patent Document 1, at the start of the drive period, the charging voltage of the capacitor is detected, and it is determined whether or not the voltage detection value is higher than a predetermined voltage threshold value, and the determination result is determined. The set value of the pickup current is changed. As a result, in the above-mentioned prior art, it is possible to keep the time required for the input energy to reach the required value for valve opening, that is, the valve opening timing to be constant.

特開２０１６−１５３６１５号公報JP-A-2016-153615

しかし、上記従来技術には、次のような課題がある。すなわち、上記従来技術は、そもそもピックアップ電流を流す期間が存在しない電流プロファイルには適用することができない。また、上記従来技術は、判定および設定値の変更などを行うための構成が必要となるため、制御装置がＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などにより構成される場合、その回路面積が大きくなるという問題がある。 However, the above-mentioned prior art has the following problems. That is, the above-mentioned prior art cannot be applied to a current profile in which a period for passing a pickup current does not exist in the first place. Further, since the above-mentioned conventional technique requires a configuration for performing determination and changing a set value, there is a problem that the circuit area becomes large when the control device is configured by an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or the like. There is.

また、ピーク電流に対してピックアップ電流は小さい電流であるため、ピーク電流の傾きが大きく変動する場合には、開弁タイミングを一定に保てない可能性がある。さらに、上記従来技術は、ピックアップ電流の設定値の変更により投入エネルギーを揃えるものであるため、ピックアップ電流を供給するための電源電圧が、例えば上述した負荷電源により生成される電圧など、変動し易い電圧である場合には、開弁タイミングを一定に保てない可能性がある。 Further, since the pickup current is a small current with respect to the peak current, the valve opening timing may not be kept constant when the slope of the peak current fluctuates greatly. Further, in the above-mentioned prior art, since the input energy is made uniform by changing the set value of the pickup current, the power supply voltage for supplying the pickup current is liable to fluctuate, for example, the voltage generated by the load power supply described above. In the case of voltage, the valve opening timing may not be kept constant.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ソレノイドに印加される電源電圧の変動に起因する噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減することができる制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a control device capable of reducing variations in valve opening timing of an injection valve due to fluctuations in the power supply voltage applied to a solenoid. It is in.

請求項１に記載の制御装置（３、２２、３２、４２、５２、６２、７２）は、内燃機関に燃料を噴射する噴射弁（２）のソレノイド（２ａ）への通電を制御するものであって、電流検出部（８）、閾値生成部（９）、駆動制御部（１１、２３）、電圧変化部（１０、３３、４３、６３、７３）および動作停止部（５６）を備えている。電流検出部は、ソレノイドに流れる電流に対応した検出電圧を出力する。閾値生成部は、ソレノイドに流れる電流の目標値に対応した閾値電圧を生成する。駆動制御部は、検出電圧および閾値電圧を比較し、その比較結果に基づいて駆動回路の動作を制御する。動作停止部は、電源電圧が所定の下限電圧まで低下すると、電圧変化部の動作を停止させる。駆動回路（５）は、負荷電源（４）から与えられる電源電圧をソレノイドに印加することによりソレノイドへの通電を行うものである。 The control device (3, 22, 32, 42, 52, 62, 72) according to claim 1 controls energization of an injection valve (2) for injecting fuel into an internal combustion engine to a solenoid (2a). It is provided with a current detection unit (8), a threshold generation unit (9), a drive control unit (11 , 23) , a voltage change unit (10 , 33 , 43 , 63 , 73) and an operation stop unit (56). There is. The current detection unit outputs a detection voltage corresponding to the current flowing through the solenoid. The threshold generation unit generates a threshold voltage corresponding to a target value of the current flowing through the solenoid. The drive control unit compares the detected voltage and the threshold voltage, and controls the operation of the drive circuit based on the comparison result. The operation stop unit stops the operation of the voltage change unit when the power supply voltage drops to a predetermined lower limit voltage. The drive circuit (5) energizes the solenoid by applying a power supply voltage given from the load power supply (4) to the solenoid.

このような構成において、電圧変化部は、電源電圧の変動に応じて検出電圧および閾値電圧のうち少なくとも一方を変化させる。このようにすれば、ソレノイドに印加する電源電圧が変動すると、その変動が、駆動制御部による検出電圧および閾値電圧の比較結果に反映される。そこで、電源電圧の変動にかかわらず一定の比較結果が得られるように電圧変化部による電圧の変化幅を設定しておけば、ソレノイドへの通電制御についても、電源電圧の変動の影響を受けることなく、一定の制御を実施することが可能となる。その結果、電源電圧が変動した場合におけるソレノイドへの投入エネルギーの変動が抑制される。したがって、上記構成によれば、ソレノイドに印加される電源電圧の変動に起因する噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減することができるという優れた効果が得られる。 In such a configuration, the voltage change unit changes at least one of the detection voltage and the threshold voltage according to the fluctuation of the power supply voltage. In this way, when the power supply voltage applied to the solenoid fluctuates, the fluctuation is reflected in the comparison result of the detection voltage and the threshold voltage by the drive control unit. Therefore, if the voltage change width by the voltage change part is set so that a constant comparison result can be obtained regardless of the fluctuation of the power supply voltage, the energization control to the solenoid is also affected by the fluctuation of the power supply voltage. It is possible to carry out a certain control. As a result, fluctuations in the energy input to the solenoid when the power supply voltage fluctuates are suppressed. Therefore, according to the above configuration, it is possible to obtain an excellent effect that the variation in the valve opening timing of the injection valve due to the fluctuation of the power supply voltage applied to the solenoid can be reduced.

請求項２に記載の閾値生成部は、設定された駆動期間の開始時に噴射弁を速やかに開弁させるためにソレノイドに供給されるピーク電流の目標値に対応する閾値電圧を生成する。つまり、この場合、駆動制御部は、ピーク電流制御を行うものであり、電圧変化部は、そのピーク電流制御の際に用いられる検出電圧および閾値電圧の一方を電源電圧の変動に応じて変化させる。上記構成では、電源電圧の変動に応じて、ピーク電流制御期間が変動する。そこで、電源電圧が高いほどピーク電流制御期間が長くなり、電源電圧が低いほどピーク電流制御期間が短くなるように、電圧変化部による電圧の変化幅を設定すれば、電源電圧が変動した場合においても、ピーク電流制御におけるソレノイドへの投入エネルギーが一定に保たれる。このような構成によれば、ピーク電流の傾きが大きく変動する場合であっても、噴射弁の開弁タイミングのばらつきを低減することができる。 The threshold generation unit according to claim 2 generates a threshold voltage corresponding to a target value of a peak current supplied to a solenoid in order to promptly open the injection valve at the start of a set drive period. That is, in this case, the drive control unit controls the peak current, and the voltage change unit changes one of the detection voltage and the threshold voltage used in the peak current control according to the fluctuation of the power supply voltage. .. In the above configuration, the peak current control period fluctuates according to the fluctuation of the power supply voltage. Therefore, if the voltage change width by the voltage change part is set so that the higher the power supply voltage is, the longer the peak current control period is, and the lower the power supply voltage is, the shorter the peak current control period is, when the power supply voltage fluctuates. However, the energy input to the solenoid in peak current control is kept constant. According to such a configuration, it is possible to reduce the variation in the valve opening timing of the injection valve even when the slope of the peak current fluctuates greatly.

第１実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 1st Embodiment 従来技術および第１実施形態に係る電磁弁の開弁時におけるインジェクタ電流の波形を模式的に示す図The figure which shows typically the waveform of the injector current at the time of opening the solenoid valve which concerns on the prior art and 1st Embodiment. 第２実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 2nd Embodiment 第３実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 3rd Embodiment 第４実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 4th Embodiment. 第５実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 5th Embodiment 第６実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 6th Embodiment 第７実施形態に係る噴射制御装置の構成を模式的に示す図The figure which shows typically the structure of the injection control apparatus which concerns on 7th Embodiment

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１および図２を参照して説明する。 Hereinafter, a plurality of embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In each embodiment, substantially the same configuration is designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
(First Embodiment)
Hereinafter, the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2.

図１に示す噴射制御装置１は、車両に搭載される複数の電子制御装置（以下、ＥＣＵと呼ぶ）のうちの１つであるエンジンＥＣＵに設けられている。エンジンＥＣＵは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現するものである。 The injection control device 1 shown in FIG. 1 is provided in an engine ECU which is one of a plurality of electronic control devices (hereinafter referred to as ECUs) mounted on a vehicle. The engine ECU integrally controls various actuators based on various sensor signals in various driving states of the vehicle, and realizes operation in the optimum engine state.

噴射制御装置１は、例えば車両に搭載された内燃機関に相当するエンジンの気筒内に高圧に圧縮された燃料を噴射供給するインジェクタの駆動を制御する。噴射制御装置１は、上記インジェクタが備える噴射弁に相当する電磁弁２のソレノイド２ａへの通電電流を制御して電磁弁を開閉駆動する。なお、図１では１つの電磁弁２だけを図示しているが、実際には、エンジンの気筒数に応じた数の電磁弁が存在しており、噴射制御装置１には、それら複数の電磁弁を駆動するための構成が設けられている。 The injection control device 1 controls the drive of an injector that injects and supplies fuel compressed to a high pressure into the cylinder of an engine corresponding to an internal combustion engine mounted on a vehicle, for example. The injection control device 1 controls the energizing current of the solenoid valve 2 corresponding to the solenoid valve provided in the injector to the solenoid 2a to open and close the solenoid valve. Although only one solenoid valve 2 is shown in FIG. 1, in reality, there are a number of solenoid valves corresponding to the number of cylinders of the engine, and the injection control device 1 has a plurality of these solenoid valves. A configuration for driving the valve is provided.

この場合、噴射制御装置１は、設定された駆動期間の開始時、ソレノイド２ａに対してピーク電流を供給するピーク電流制御を行い、電磁弁２を速やかに開弁させる。その後、噴射制御装置１は、駆動期間が終了するまで定電流制御を行い、電磁弁２の開弁状態を保持する。電磁弁２は、ソレノイド２ａに通電されると、弁体が開弁位置からリターンスプリングの付勢力に抗して開弁位置に変位して燃料噴射が行われる。また、ソレノイド２ａが断電されると、リターンスプリングの付勢力により弁体が閉弁位置に復帰して燃料噴射が停止する。 In this case, the injection control device 1 performs peak current control for supplying a peak current to the solenoid 2a at the start of the set drive period, and promptly opens the solenoid valve 2. After that, the injection control device 1 performs constant current control until the end of the drive period, and maintains the valve open state of the solenoid valve 2. When the solenoid 2a of the solenoid valve 2 is energized, the valve body is displaced from the valve opening position to the valve opening position against the urging force of the return spring, and fuel injection is performed. Further, when the solenoid 2a is disconnected, the valve body returns to the valve closing position due to the urging force of the return spring, and the fuel injection is stopped.

噴射制御装置１は、制御装置３、負荷電源４、駆動回路５などを備えている。制御装置３は、例えばＡＳＩＣにより構成されている。制御装置３は、インジェクタの駆動要求時、装置の動作全般を制御するマイコン（図示略）から、電磁弁２について開弁および閉弁を指令するための駆動要求信号、電磁弁２のソレノイド２ａに流す電流値を指令するための要求電流値などの各種の指令信号を受信する。制御装置３は、駆動要求のあるインジェクタに対応した電磁弁２のソレノイド２ａに要求電流値に基づいた電流を供給する。 The injection control device 1 includes a control device 3, a load power supply 4, a drive circuit 5, and the like. The control device 3 is composed of, for example, an ASIC. When a drive request for an injector is made, the control device 3 sends a drive request signal for instructing valve opening and closing of the solenoid valve 2 to a solenoid 2a of the solenoid valve 2 from a microcomputer (not shown) that controls the overall operation of the device. It receives various command signals such as the required current value for commanding the current value to be passed. The control device 3 supplies a current based on the required current value to the solenoid 2a of the solenoid valve 2 corresponding to the injector having a drive request.

噴射制御装置１には、図示しない車載バッテリから出力されるバッテリ電圧ＢＡＴＴが直流電源線Ｌｄを通じて供給されている。なお、上記車載バッテリは、直流電源に相当し、バッテリ電圧ＢＡＴＴは直流電圧に相当する。 A battery voltage BATT output from an in-vehicle battery (not shown) is supplied to the injection control device 1 through a DC power supply line Ld. The in-vehicle battery corresponds to a DC power source, and the battery voltage BATT corresponds to a DC voltage.

駆動開始直後に電磁弁２を高速に開弁させるため、負荷電源４は、電磁弁２にピーク電流を流すための昇圧電圧Ｖboostを生成する。なお、昇圧電圧Ｖboostは、電源電圧に相当する。負荷電源４は、昇圧回路６およびコンデンサ７を備えている。昇圧回路６は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータを備えており、直流電源線Ｌｄを通じて供給されるバッテリ電圧ＢＡＴＴを昇圧して出力する。コンデンサ７は、昇圧回路６の出力端子と、回路の基準電位（０Ｖ）が与えられるグランド線Ｌｇとの間に接続されており、昇圧回路６の出力電圧により充電される。 In order to open the solenoid valve 2 at high speed immediately after the start of driving, the load power supply 4 generates a boosted voltage V boost for passing a peak current through the solenoid valve 2. The boost voltage Vboost corresponds to the power supply voltage. The load power supply 4 includes a booster circuit 6 and a capacitor 7. The booster circuit 6 includes, for example, a DC / DC converter, and boosts and outputs the battery voltage BATT supplied through the DC power supply line Ld. The capacitor 7 is connected between the output terminal of the booster circuit 6 and the ground wire Lg to which the reference potential (0V) of the circuit is given, and is charged by the output voltage of the booster circuit 6.

上記構成において、コンデンサ７の端子電圧が昇圧電圧Ｖboostとなり、昇圧電源線Ｌｂを通じて出力される。なお、昇圧回路６の動作は、図示しない昇圧制御部により制御される。昇圧制御部は、昇圧電源線Ｌｂの電圧を検出し、その検出値が昇圧電圧Ｖboostの目標値に一致するように昇圧回路６が備えるスイッチング素子の駆動を制御する。 In the above configuration, the terminal voltage of the capacitor 7 becomes the boost voltage Vboost and is output through the boost power line Lb. The operation of the booster circuit 6 is controlled by a booster control unit (not shown). The boost control unit detects the voltage of the boost power line Lb and controls the drive of the switching element included in the boost circuit 6 so that the detected value matches the target value of the boost voltage Vboost.

駆動回路５は、昇圧電圧Ｖboostまたはバッテリ電圧ＢＡＴＴをソレノイド２ａに印加することによりソレノイド２ａへの通電を行うものであり、トランジスタＱ１〜Ｑ３、ダイオードＤ１およびシャント抵抗Ｒｓ１を備えている。トランジスタＱ１〜Ｑ３は、いずれもＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである。トランジスタＱ１のドレインは昇圧電源線Ｌｂに接続され、そのソースはソレノイド２ａの上流側端子である端子ＰＨに接続されている。 The drive circuit 5 energizes the solenoid 2a by applying a boost voltage Vboost or a battery voltage BATT to the solenoid 2a, and includes transistors Q1 to Q3, a diode D1, and a shunt resistor Rs1. The transistors Q1 to Q3 are all N-channel type MOS transistors. The drain of the transistor Q1 is connected to the boost power line Lb, and its source is connected to the terminal PH which is the upstream terminal of the solenoid 2a.

トランジスタＱ２のドレインは直流電源線Ｌｄに接続され、そのソースは、逆流防止用のダイオードＤ１を順方向に介して端子ＰＨに接続されている。トランジスタＱ３のドレインはソレノイド２ａの下流側端子である端子ＰＬに接続され、そのソースはシャント抵抗Ｒｓ１を介してグランド線Ｌｇに接続されている。 The drain of the transistor Q2 is connected to the DC power supply line Ld, and its source is connected to the terminal PH via the backflow prevention diode D1 in the forward direction. The drain of the transistor Q3 is connected to the terminal PL which is the downstream terminal of the solenoid 2a, and its source is connected to the ground wire Lg via the shunt resistor Rs1.

シャント抵抗Ｒｓ１は、ソレノイド２ａに流れる電流（以下、インジェクタ電流とも呼ぶ）を検出するためのものであり、その端子電圧は制御装置３に与えられている。トランジスタＱ１〜Ｑ３の各ゲートには、制御装置３から出力されるゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ３がそれぞれ与えられている。これにより、トランジスタＱ１〜Ｑ３の駆動は、制御装置３により制御される。 The shunt resistor Rs1 is for detecting the current flowing through the solenoid 2a (hereinafter, also referred to as an injector current), and the terminal voltage thereof is given to the control device 3. Gate signals Sg1 to Sg3 output from the control device 3 are given to the gates of the transistors Q1 to Q3, respectively. As a result, the driving of the transistors Q1 to Q3 is controlled by the control device 3.

制御装置３は、ソレノイド２ａへの通電を制御するものであり、電流検出部８、Ｄ／Ａコンバータ９（以下、ＤＡＣ９と称す）、リファレンス電源１０および駆動制御部１１を備えている。電流検出部８は、インジェクタ電流を検出するものであり、インジェクタ電流に対応した検出電圧Ｖｄを出力する。この場合、電流検出部８は、インジェクタ電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗Ｒｓ１の端子電圧を増幅した電圧を、検出電圧Ｖｄとして出力する。 The control device 3 controls energization of the solenoid 2a, and includes a current detection unit 8, a D / A converter 9 (hereinafter referred to as DAC 9), a reference power supply 10, and a drive control unit 11. The current detection unit 8 detects the injector current and outputs a detection voltage Vd corresponding to the injector current. In this case, the current detection unit 8 outputs a voltage obtained by amplifying the terminal voltage of the shunt resistor Rs1 provided in series with the path through which the injector current flows as the detection voltage Vd.

ＤＡＣ９は、インジェクタ電流の目標値に対応した閾値電圧Ｖthを生成するもので、閾値生成部に相当する。なお、閾値電圧Ｖthは、ピーク電流制御が行われる期間にはピーク電流の目標値Ｉth_peakに対応した電圧となり、定電流制御が行われる期間にはピックアップ電流またはホールド電流の目標値に対応した電圧となる。なお、ピックアップ電流の目標値としては、上限閾値Ｉth_pickhおよび下限閾値Ｉth_picklの２つの値がある。また、ホールド電流の目標値としては、上限閾値Ｉth_holdhおよび下限閾値Ｉth_holdlの２つの値がある。 The DAC 9 generates a threshold voltage Vth corresponding to a target value of the injector current, and corresponds to a threshold generation unit. The threshold voltage Vth is a voltage corresponding to the target value Ith_peak of the peak current during the period when the peak current control is performed, and is a voltage corresponding to the target value of the pickup current or the hold current during the period when the constant current control is performed. Become. There are two target values of the pickup current, the upper limit threshold value Ith_pickh and the lower limit threshold value Ith_pickl. Further, as the target value of the hold current, there are two values, the upper limit threshold value Is_holdh and the lower limit threshold value Ith_holdl.

ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒが与えられている。ＤＡＣ９の入力端子には、駆動制御部１１のロジック回路１２から出力されるデジタル信号Ｓｄが入力されている。ロジック回路１２は、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthが、各制御期間に対応した電流の目標値を表す電圧となるように、出力するデジタル信号Ｓｄを切り替える。 As the reference of the DAC 9, the reference voltage Vr generated by the reference power supply 10 is given. A digital signal Sd output from the logic circuit 12 of the drive control unit 11 is input to the input terminal of the DAC 9. The logic circuit 12 switches the output digital signal Sd so that the threshold voltage Vth output from the DAC 9 becomes a voltage representing a target value of the current corresponding to each control period.

リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostを用いてリファレンス電圧Ｖｒを生成するもので、抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧回路１３およびアンプ１４を備えている。分圧回路１３は、昇圧電圧Ｖboostを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。アンプ１４は、ボルテージフォロアの接続形態となっており、分圧回路１３から出力される分圧電圧を入力してリファレンス電圧Ｖｒを出力する。 The reference power supply 10 generates a reference voltage Vr by using a boosted voltage Vboost, and includes a voltage dividing circuit 13 including resistors R1 and R2 and an amplifier 14. The voltage dividing circuit 13 outputs a voltage dividing voltage obtained by dividing the boosted voltage Vboost by a predetermined voltage dividing ratio. The amplifier 14 has a voltage follower connection form, and inputs the voltage dividing voltage output from the voltage dividing circuit 13 to output the reference voltage Vr.

このような構成により、リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動をアナログ的に反映できる電源となっている。そのため、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒ、ひいてはＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてアナログ的（連続的）に変化する電圧となる。このように、リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて閾値電圧Ｖthを変化させるものであり、電圧変化部に相当する。 With such a configuration, the reference power supply 10 is a power supply that can reflect the fluctuation of the boosted voltage Vboost in an analog manner. Therefore, the reference voltage Vr generated by the reference power supply 10 and the threshold voltage Vth output from the DAC 9 become a voltage that changes analogically (continuously) according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost. As described above, the reference power supply 10 changes the threshold voltage Vth according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost, and corresponds to the voltage changing unit.

リファレンス電源１０による閾値電圧Ｖthの変化幅は、分圧回路１３の分圧比により任意の値に設定することができる。本実施形態では、この分圧比は、後述する本実施形態による効果、つまり昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず電磁弁２の開弁タイミングのばらつきを低減する効果が十分に得られるような値に設定されている。 The change width of the threshold voltage Vth by the reference power supply 10 can be set to an arbitrary value by the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit 13. In the present embodiment, this voltage division ratio is set to a value that sufficiently obtains the effect of the present embodiment described later, that is, the effect of reducing the variation in the valve opening timing of the solenoid valve 2 regardless of the fluctuation of the boosted voltage Vboost. Has been done.

駆動制御部１１は、マイコンから送信される指令信号、電流検出部８から与えられる検出電圧ＶｄおよびＤＡＣ９から与えられる閾値電圧Ｖthなどに基づいて、駆動回路５の動作を制御する。この場合、駆動制御部１１は、検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthを比較し、その比較結果に基づいて、インジェクタ電流が目標値に一致するように駆動回路５の動作を制御する。 The drive control unit 11 controls the operation of the drive circuit 5 based on a command signal transmitted from the microcomputer, a detection voltage Vd given by the current detection unit 8, a threshold voltage Vth given by the DAC 9, and the like. In this case, the drive control unit 11 compares the detected voltage Vd and the threshold voltage Vth, and controls the operation of the drive circuit 5 so that the injector current matches the target value based on the comparison result.

駆動制御部１１は、前述したロジック回路１２、コンパレータ１５およびドライバ１６〜１８を備えている。コンパレータ１５は、検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthを比較し、その比較結果を表す信号を出力する。ロジック回路１２は、マイコンから送信される指令信号およびコンパレータ１５の出力信号に基づいて、駆動回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ３を駆動するための駆動信号を生成する。ドライバ１６〜１８は、ロジック回路１２から与えられる駆動信号をそれぞれ入力し、それら駆動信号に対応したゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ３を出力する。 The drive control unit 11 includes the logic circuit 12, the comparator 15, and the drivers 16 to 18 described above. The comparator 15 compares the detection voltage Vd and the threshold voltage Vth, and outputs a signal representing the comparison result. The logic circuit 12 generates a drive signal for driving the transistors Q1 to Q3 of the drive circuit 5 based on the command signal transmitted from the microcomputer and the output signal of the comparator 15. The drivers 16 to 18 input drive signals given from the logic circuit 12, respectively, and output gate signals Sg1 to Sg3 corresponding to the drive signals.

なお、上記構成では、制御装置３側のグランド（ＩＣ側のグランド）と、制御装置３の負荷となるソレノイド２ａ側のグランド（負荷側のグランド）とが同一のグランド線Ｌｇが供給される構成、つまりグランドが共通の構成となっているが、これらのグランドが異なる構成であってもよい。ＩＣ側のグランドと負荷側のグランドが異なる構成の場合、電流検出の構成について、シングルエンドの構成ではなく、差動の構成を採用するとよい。 In the above configuration, the same ground wire Lg is supplied to the ground on the control device 3 side (ground on the IC side) and the ground on the solenoid 2a side (ground on the load side) which is the load of the control device 3. That is, the grounds have a common configuration, but these grounds may have different configurations. When the ground on the IC side and the ground on the load side are different, it is preferable to adopt a differential configuration instead of a single-ended configuration for the current detection configuration.

次に、上記構成の作用について図２を参照して説明する。
［１］電磁弁２の開弁時における噴射制御装置１の基本動作
上記構成において、設定された駆動期間の開始時、駆動制御部１１がトランジスタＱ１およびＱ３をオン駆動するとともにトランジスタＱ２をオフ駆動することにより、ピーク電流制御が実行される。駆動制御部１１は、コンパレータ１５の出力信号に基づいて、インジェクタ電流がピーク電流の目標値Ｉth_peakに達するとトランジスタＱ１をオフ駆動し、これによりピーク電流制御が終了となる。 Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
[1] Basic operation of the injection control device 1 when the solenoid valve 2 is opened In the above configuration, the drive control unit 11 drives the transistors Q1 and Q3 on and drives the transistor Q2 off at the start of the set drive period. By doing so, peak current control is executed. Based on the output signal of the comparator 15, the drive control unit 11 turns off the transistor Q1 when the injector current reaches the target value Ith_peak of the peak current, whereby the peak current control ends.

その後、駆動制御部１１は、駆動期間が終了するまで定電流制御を行う。駆動制御部１１は、定電流制御の際、トランジスタＱ１をオフ駆動するとともにトランジスタＱ３をオン駆動したうえで、トランジスタＱ２をオンオフ駆動する。そして、定電流制御の前半では、駆動制御部１１は、コンパレータ１５の出力信号に基づいて、インジェクタ電流が比較的高いピックアップ電流の上限閾値Ｉth_pickhおよび下限閾値Ｉth_picklで挟まれた整定範囲内となるように、トランジスタＱ２をオンオフ駆動する。 After that, the drive control unit 11 performs constant current control until the end of the drive period. During constant current control, the drive control unit 11 drives the transistor Q1 off, drives the transistor Q3 on, and then drives the transistor Q2 on and off. Then, in the first half of the constant current control, the drive control unit 11 makes the injector current within the settling range sandwiched between the upper limit threshold value Ith_pickh and the lower limit threshold value Ith_pickl of the pickup current having a relatively high injector current based on the output signal of the comparator 15. In addition, the transistor Q2 is driven on and off.

また、定電流制御の後半では、駆動制御部１１は、コンパレータ１５の出力信号に基づいて、インジェクタ電流が比較的低いホールド電流の上限閾値Ｉth_holdhおよび下限閾値Ｉth_holdlで挟まれた整定範囲内となるようにトランジスタＱ２をオンオフ駆動する。 Further, in the latter half of the constant current control, the drive control unit 11 sets the injector current within the settling range sandwiched between the upper limit threshold value Ith_holdh and the lower limit threshold value Ith_holdl of the hold current, which is relatively low, based on the output signal of the comparator 15. The transistor Q2 is driven on and off.

［２］一般的な噴射制御装置における開弁タイミング
従来の噴射制御装置では、ソレノイドに流れる電流の目標値に対応した閾値電圧は、一定の電圧値に設定されることが一般的である。このような構成では、従来技術の説明にて既述したように、開弁タイミングがばらつく問題が生じるおそれがある。なお、ここでは、例えば図２（ａ）に示すように、昇圧電圧Ｖboostが変動することなく、その目標値Ｖth_boostで一定となる理想状態を想定して各閾値が設定されていることとする。 [2] Valve opening timing in a general injection control device In a conventional injection control device, the threshold voltage corresponding to the target value of the current flowing through the solenoid is generally set to a constant voltage value. In such a configuration, as described above in the description of the prior art, there is a possibility that the valve opening timing may vary. Here, for example, as shown in FIG. 2A, it is assumed that each threshold value is set assuming an ideal state in which the boosted voltage Vboost does not fluctuate and is constant at the target value Vth_boost.

昇圧電圧Ｖboostは、昇圧回路６の出力電圧をコンデンサ７に充電することにより生成しているため、変動し易くなっている。そのため、図２（ｂ）に示すように、実際の状態では、ソレノイド２ａへのピーク電流の供給が開始されると、それに伴い、昇圧電圧Ｖboostが目標値Ｖth_boostから低下する。 Since the boost voltage Vboost is generated by charging the output voltage of the boost circuit 6 to the capacitor 7, it is easy to fluctuate. Therefore, as shown in FIG. 2B, in the actual state, when the supply of the peak current to the solenoid 2a is started, the boost voltage Vboost drops from the target value Vth_boost accordingly.

そうすると、図２（ｂ）に示す実際の状態では、図２（ａ）に示す理想状態に比べ、ピーク電流の傾きが緩やかになり、駆動期間の開始時からインジェクタ電流がピーク電流の目標値Ｉth_peakに到達するまでに要する時間であるピーク電流制御期間が長くなる。その結果、図２（ｂ）に示す実際の状態では、図２（ａ）に示す理想状態に比べ、ソレノイド２ａに供給されるエネルギーである投入エネルギーが大きくなり、想定した開弁タイミングｔａよりも早い開弁タイミングｔｂで電磁弁２が開弁してしまう。 Then, in the actual state shown in FIG. 2 (b), the slope of the peak current becomes gentler than in the ideal state shown in FIG. 2 (a), and the injector current becomes the target value Ith_peak of the peak current from the start of the drive period. The peak current control period, which is the time required to reach, becomes longer. As a result, in the actual state shown in FIG. 2B, the input energy, which is the energy supplied to the solenoid 2a, is larger than that in the ideal state shown in FIG. 2A, which is larger than the assumed valve opening timing ta. The solenoid valve 2 opens at an early valve opening timing tb.

［３］本実施形態の噴射制御装置１における開弁タイミング
これに対し、本実施形態の噴射制御装置１では、閾値電圧Ｖthは、一定の電圧値ではなく、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するようになっている。そのため、図２（ｃ）に示すように、ピーク電流の供給に伴い昇圧電圧Ｖboostが低下すると、それに伴い、ピーク電流の目標値が低下する。なお、図２（ｃ）では、昇圧電圧Ｖboostの低下に伴って変化した後の各閾値は、それぞれの末尾に「’」を付して示している。 [3] Valve opening timing in the injection control device 1 of the present embodiment On the other hand, in the injection control device 1 of the present embodiment, the threshold voltage Vth is not a constant voltage value but changes according to the fluctuation of the boost voltage V boost. It is designed to do. Therefore, as shown in FIG. 2C, when the boost voltage Vboost decreases with the supply of the peak current, the target value of the peak current decreases accordingly. In addition, in FIG. 2C, each threshold value after changing with the decrease of the boost voltage Vboost is indicated by adding "'" at the end of each.

この場合も、ピーク電流の傾きが緩やかになるものの、ピーク電流の目標値が低下したことにより、インジェクタ電流が、その目標値Ｉth_peak'に到達するまでに要する時間が短くなる。そのため、本実施形態では、従来構成に比べ、早いタイミングでピーク電流制御が終了して定電流制御へと切り替わる。その結果、本実施形態では、従来構成に比べ、投入エネルギーが大きくなり難く、想定した開弁タイミングｔａと同程度のタイミングで電磁弁２が開弁する。 In this case as well, although the slope of the peak current becomes gentle, the time required for the injector current to reach the target value Ith_peak'is shortened because the target value of the peak current is lowered. Therefore, in the present embodiment, the peak current control is completed at an earlier timing than the conventional configuration, and the control is switched to the constant current control. As a result, in the present embodiment, the input energy is less likely to increase as compared with the conventional configuration, and the solenoid valve 2 opens at a timing similar to the assumed valve opening timing ta.

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
上記構成において、リファレンス電源１０は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するリファレンス電圧Ｖｒを生成する。そして、そのリファレンス電圧Ｖｒが、インジェクタ電流の目標値に対応した閾値電圧Ｖthを生成するＤＡＣ９のリファレンスとして与えられている。そのため、上記構成では、閾値電圧Ｖth、つまりインジェクタ電流の各目標値は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するようになっている。 According to the present embodiment described above, the following effects can be obtained.
In the above configuration, the reference power supply 10 generates a reference voltage Vr that changes according to fluctuations in the boost voltage Vboost. Then, the reference voltage Vr is given as a reference of the DAC 9 that generates the threshold voltage Vth corresponding to the target value of the injector current. Therefore, in the above configuration, the threshold voltage Vth, that is, each target value of the injector current is changed according to the fluctuation of the boosted voltage V boost.

このようにすれば、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が、駆動制御部１１による検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthの比較結果に反映される。したがって、昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず一定の比較結果が得られるようにリファレンス電源１０による閾値電圧Ｖthの変化幅を設定しておけば、ソレノイド２ａへの通電制御についても、昇圧電圧Ｖboostの変動の影響を受けることなく、一定の制御を実施することが可能となる。 In this way, when the boost voltage Vboost fluctuates, the fluctuation is reflected in the comparison result of the detection voltage Vd and the threshold voltage Vth by the drive control unit 11. Therefore, if the change width of the threshold voltage Vth by the reference power supply 10 is set so that a constant comparison result can be obtained regardless of the fluctuation of the boosted voltage Vboost, the fluctuation of the boosted voltage Vboost is also performed for the energization control to the solenoid 2a. It is possible to carry out a certain control without being affected by.

その結果、昇圧電圧Ｖboostが変動した場合におけるソレノイド２ａへの投入エネルギーの変動が抑制される。したがって、本実施形態によれば、昇圧電圧Ｖboostの変動に起因する電磁弁２の開弁タイミングのばらつき、つまり燃料噴射量の変動が抑制される。そのため、本実施形態によれば、エミッションの低減、燃費の向上などの優れた効果が得られる。 As a result, the fluctuation of the input energy to the solenoid 2a when the boost voltage Vboost fluctuates is suppressed. Therefore, according to the present embodiment, the variation in the valve opening timing of the solenoid valve 2 due to the variation in the boosted voltage Vboost, that is, the variation in the fuel injection amount is suppressed. Therefore, according to the present embodiment, excellent effects such as reduction of emissions and improvement of fuel consumption can be obtained.

この場合、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化する閾値電圧Ｖthは、ピーク電流制御の際にはピーク電流の目標値に対応した電圧となり、定電流制御の際にはピックアップ電流またはホールド電流の目標値に対応した電圧となる。つまり、この場合、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて、ピーク電流、ピックアップ電流およびホールド電流の各目標値が、いずれも変化するようになっている。 In this case, the threshold voltage Vth, which changes according to the fluctuation of the boost voltage Vboost, becomes the voltage corresponding to the target value of the peak current during peak current control, and the target of the pickup current or hold current during constant current control. The voltage corresponds to the value. That is, in this case, the target values of the peak current, the pickup current, and the hold current all change according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost.

したがって、昇圧電圧Ｖboostが高いほどピーク電流制御期間が長くなり、昇圧電圧Ｖboostが低いほどピーク電流制御期間が短くなるようにリファレンス電源１０による閾値電圧Ｖthの変化幅を設定しておけば、ピーク電流制御における投入エネルギーが大きく変動することがなくなる。このような構成によれば、ピーク電流の傾きが大きく変動するような場合であっても、電磁弁２の開弁タイミングのばらつきを低減することができる。また、上記構成は、前述したように全電流フェーズを対象に昇圧電圧Ｖboostの変動を反映させることができるため、ピーク電流またはピックアップ電流を流す期間が存在しない電流プロファイルであっても適用することが可能となる。 Therefore, if the change width of the threshold voltage Vth by the reference power supply 10 is set so that the higher the boost voltage Vboost is, the longer the peak current control period is, and the lower the boost voltage Vboost is, the shorter the peak current control period is, the peak current is set. The input energy in control does not fluctuate significantly. According to such a configuration, it is possible to reduce the variation in the valve opening timing of the solenoid valve 2 even when the slope of the peak current fluctuates greatly. Further, since the above configuration can reflect the fluctuation of the boosted voltage Vboost for all current phases as described above, it can be applied even to a current profile in which there is no period for flowing the peak current or the pickup current. It will be possible.

噴射制御装置１では、昇圧電圧Ｖboostを用いてピックアップ電流も供給する、といった構成も考えられる。本実施形態によれば、このような構成に変更した場合でも、上述したように昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてピックアップ電流の目標値が変化するため、電磁弁２の開弁タイミングを一定に保つことができる。 In the injection control device 1, a configuration in which a pickup current is also supplied by using a boost voltage Vboost can be considered. According to the present embodiment, even when the configuration is changed to such a configuration, the target value of the pickup current changes according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost as described above, so that the valve opening timing of the solenoid valve 2 is kept constant. be able to.

さらに、上記構成では、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が閾値電圧Ｖthの電圧値、ひいては駆動制御部１１によるソレノイド２ａの通電制御に直ちに反映されるようになっている。したがって、本実施形態の制御装置３は、従来技術のように、判定および設定値の変更などを行うための構成を必要とすることなく、開弁タイミングのばらつきを低減することができるため、その回路面積（ＡＳＩＣの専有面積）を小さく抑えることができる。 Further, in the above configuration, when the boost voltage Vboost fluctuates, the fluctuation is immediately reflected in the voltage value of the threshold voltage Vth, and by extension, the energization control of the solenoid 2a by the drive control unit 11. Therefore, the control device 3 of the present embodiment can reduce the variation in the valve opening timing without requiring a configuration for performing determination and changing the set value as in the prior art. The circuit area (the area occupied by the ASIC) can be kept small.

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図３を参照して説明する。
図３に示すように、本実施形態の噴射制御装置２１が備える制御装置２２は、第１実施形態の制御装置３に対し、駆動制御部１１に代えて駆動制御部２３を備えている点、スイッチＳ２１、Ｓ２２および反転バッファ２４が追加されている点などが異なる。 (Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 3, the control device 22 included in the injection control device 21 of the present embodiment includes a drive control unit 23 instead of the drive control unit 11 with respect to the control device 3 of the first embodiment. The difference is that switches S21 and S22 and an inverting buffer 24 are added.

ＤＡＣ９のリファレンス入力端子は、スイッチＳ２１を介してアンプ１４の出力端子に接続されるとともに、スイッチＳ２２を介してリファレンス電圧Ｖrefが供給されるリファレンス電源線Ｌｒに接続されている。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。 The reference input terminal of the DAC 9 is connected to the output terminal of the amplifier 14 via the switch S21, and is also connected to the reference power line Lr to which the reference voltage Vref is supplied via the switch S22. The reference voltage Vref is a regulated voltage generated by a regulated power supply (not shown).

スイッチＳ２２のオンオフは、駆動制御部２３のロジック回路２５から出力される切替信号Ｓａにより制御される。スイッチＳ２１のオンオフは、切替信号Ｓａを入力する反転バッファ２４の出力信号により制御される。つまり、スイッチＳ２１、Ｓ２２は、相補的にオンオフされる。このような構成により、本実施形態では、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒまたはリファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。 The on / off of the switch S22 is controlled by the switching signal Sa output from the logic circuit 25 of the drive control unit 23. The on / off of the switch S21 is controlled by the output signal of the inverting buffer 24 that inputs the switching signal Sa. That is, the switches S21 and S22 are complementarily turned on and off. With such a configuration, in the present embodiment, the reference voltage Vr generated by the reference power supply 10 or the reference voltage Vref supplied through the reference power supply line Lr is given as the reference of the DAC 9.

ロジック回路２５は、ピーク電流制御の際にスイッチＳ２１がオンするとともに、定電流制御の際にスイッチＳ２２がオンするように、出力する切替信号Ｓａのレベルを変化させる。そのため、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、ピーク電流制御の期間には昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するものの、定電流制御の期間には昇圧電圧Ｖboostの変動には関係なく一定の電圧値となる。 The logic circuit 25 changes the level of the output switching signal Sa so that the switch S21 is turned on during peak current control and the switch S22 is turned on during constant current control. Therefore, the threshold voltage Vth output from the DAC 9 changes according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost during the peak current control period, but is a constant voltage during the constant current control period regardless of the fluctuation of the boosted voltage Vboost. It becomes a value.

上記構成の噴射制御装置２１では、第１実施形態の噴射制御装置１と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、それに伴ってピーク電流の目標値が変化する。そのため、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動したとしも、ピーク電流制御における投入エネルギーが大きく変動することがなくなる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。 In the injection control device 21 having the above configuration, as in the injection control device 1 of the first embodiment, when the boost voltage Vboost fluctuates, the target value of the peak current changes accordingly. Therefore, also in this embodiment, as in the first embodiment, even if the boosted voltage Vboost fluctuates, the input energy in the peak current control does not fluctuate significantly. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by this embodiment as well.

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図４を参照して説明する。
図４に示すように、本実施形態の噴射制御装置３１が備える制御装置３２は、第１実施形態の制御装置３に対し、リファレンス電源１０に代えて電圧変化部３３を備えている点などが異なる。 (Third Embodiment)
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 4, the control device 32 included in the injection control device 31 of the present embodiment includes a voltage changing unit 33 instead of the reference power supply 10 with respect to the control device 3 of the first embodiment. different.

電圧変化部３３は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて検出電圧Ｖｄを変化させるものであり、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２からなる分圧回路３４、アンプ３５およびレベルシフト部３６を備えている。分圧回路３４は、昇圧電圧Ｖboostを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。アンプ３５は、ボルテージフォロアの接続形態となっており、その入力端子には、分圧回路３４から出力される分圧電圧が入力されている。 The voltage change unit 33 changes the detection voltage Vd according to the fluctuation of the boost voltage V boost, and includes a voltage dividing circuit 34 composed of resistors R31 and R32, an amplifier 35, and a level shift unit 36. The voltage dividing circuit 34 outputs a voltage dividing voltage obtained by dividing the boosted voltage Vboost by a predetermined voltage dividing ratio. The amplifier 35 has a voltage follower connection form, and the voltage dividing voltage output from the voltage dividing circuit 34 is input to the input terminal thereof.

アンプ３５の出力電圧は、レベルシフト部３６に与えられている。レベルシフト部３６は、入力される検出電圧Ｖｄをレベルシフトし、そのレベルシフト後の検出電圧Ｖdsを出力する。レベルシフト部３６でのレベルシフトの量は、アンプ３５の出力電圧に応じてリニアに変化するようになっている。このような機能を有するレベルシフト部３６は、例えば、抵抗および定電流源により構成することができる。 The output voltage of the amplifier 35 is given to the level shift unit 36. The level shift unit 36 level-shifts the input detection voltage Vd and outputs the detection voltage Vds after the level shift. The amount of level shift in the level shift unit 36 changes linearly according to the output voltage of the amplifier 35. The level shift unit 36 having such a function can be configured by, for example, a resistor and a constant current source.

なお、電圧変化部３３による検出電圧Ｖｄの変化幅は、分圧回路３４の分圧比の設定により任意の値に設定することができる。本実施形態では、この分圧比は、後述する本実施系形態による効果が十分に得られるような値に設定されている。 The range of change of the detected voltage Vd by the voltage changing unit 33 can be set to an arbitrary value by setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit 34. In the present embodiment, this voltage division ratio is set to a value such that the effect of the present embodiment described later can be sufficiently obtained.

この場合、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。したがって、本実施形態では、コンパレータ１５の一方の入力端子に入力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず、一定の電圧となる。ただし、本実施形態では、コンパレータ１５の他方の入力端子に入力される検出電圧Ｖdsは、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてアナログ的に変化する電圧となる。 In this case, the reference voltage Vref supplied through the reference power line Lr is given as the reference of the DAC 9. The reference voltage Vref is a regulated voltage generated by a regulated power supply (not shown). Therefore, in the present embodiment, the threshold voltage Vth input to one input terminal of the comparator 15 is a constant voltage regardless of the fluctuation of the boost voltage Vboost. However, in the present embodiment, the detection voltage Vds input to the other input terminal of the comparator 15 is a voltage that changes in an analog manner according to the fluctuation of the boost voltage Vboost.

上記構成によっても、第１実施形態の構成と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が、駆動制御部１１による検出電圧Ｖdsおよび閾値電圧Ｖthの比較結果に反映される。したがって、本実施形態によっても、昇圧電圧Ｖboostの変動の影響を受けることなく一定の通電制御を実施することが可能となるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。 Even with the above configuration, when the boost voltage Vboost fluctuates, as in the configuration of the first embodiment, the fluctuation is reflected in the comparison result of the detection voltage Vds and the threshold voltage Vth by the drive control unit 11. Therefore, also in this embodiment, it is possible to carry out constant energization control without being affected by fluctuations in the boosted voltage Vboost, so that the same effect as in the first embodiment can be obtained.

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図５を参照して説明する。
図５に示すように、本実施形態の噴射制御装置４１が備える制御装置４２は、第１実施形態の制御装置３に対し、リファレンス電源１０に代えて電圧変化部４３を備えている点などが異なる。 (Fourth Embodiment)
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 5, the control device 42 included in the injection control device 41 of the present embodiment includes a voltage changing unit 43 instead of the reference power supply 10 with respect to the control device 3 of the first embodiment. different.

この場合、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。したがって、本実施形態では、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostの変動にかかわらず、一定の電圧となる。 In this case, the reference voltage Vref supplied through the reference power line Lr is given as the reference of the DAC 9. The reference voltage Vref is a regulated voltage generated by a regulated power supply (not shown). Therefore, in the present embodiment, the threshold voltage Vth output from the DAC 9 becomes a constant voltage regardless of the fluctuation of the boost voltage V boost.

電圧変化部４３は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて閾値電圧Ｖthを変化させるものであり、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２からなる分圧回路４４、アンプ４５およびレベルシフト部４６を備えている。分圧回路４４は、昇圧電圧Ｖboostを所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。アンプ４５は、ボルテージフォロアの接続形態となっており、その入力端子には、分圧回路４４から出力される分圧電圧が入力されている。 The voltage changing unit 43 changes the threshold voltage Vth according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost, and includes a voltage dividing circuit 44 composed of resistors R41 and R42, an amplifier 45, and a level shift unit 46. The voltage dividing circuit 44 outputs a voltage dividing voltage obtained by dividing the boosted voltage Vboost by a predetermined voltage dividing ratio. The amplifier 45 has a voltage follower connection form, and a voltage dividing voltage output from the voltage dividing circuit 44 is input to the input terminal thereof.

アンプ４５の出力電圧は、レベルシフト部４６に与えられている。レベルシフト部４６は、入力される閾値電圧Ｖthをレベルシフトし、そのレベルシフト後の閾値電圧Ｖthsを出力する。レベルシフト部４６でのレベルシフトの量は、アンプ４５の出力電圧に応じてリニアに変化するようになっている。このような機能を有するレベルシフト部４６は、例えば、抵抗および定電流源により構成することができる。 The output voltage of the amplifier 45 is given to the level shift unit 46. The level shift unit 46 level-shifts the input threshold voltage Vth and outputs the threshold voltage Vths after the level shift. The amount of level shift in the level shift unit 46 changes linearly according to the output voltage of the amplifier 45. The level shift unit 46 having such a function can be configured by, for example, a resistor and a constant current source.

なお、電圧変化部４３による閾値電圧Ｖthの変化幅は、分圧回路４４の分圧比の設定により任意の値に設定することができる。本実施形態では、この分圧比は、後述する本実施系形態による効果が十分に得られるような値に設定されている。上記構成により、本実施形態では、コンパレータ１５の一方の入力端子に入力される閾値電圧Ｖthsは、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じてアナログ的に変化する電圧となる。 The range of change of the threshold voltage Vth by the voltage changing unit 43 can be set to an arbitrary value by setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit 44. In the present embodiment, this voltage division ratio is set to a value such that the effect of the present embodiment described later can be sufficiently obtained. With the above configuration, in the present embodiment, the threshold voltage Vths input to one input terminal of the comparator 15 is a voltage that changes in an analog manner according to the fluctuation of the boost voltage Vboost.

上記構成によっても、第１実施形態の構成と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、その変動が、駆動制御部１１による検出電圧Ｖｄおよび閾値電圧Ｖthsの比較結果に反映される。したがって、本実施形態によっても、昇圧電圧Ｖboostの変動の影響を受けることなく一定の通電制御を実施することが可能となるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。 Even with the above configuration, when the boost voltage Vboost fluctuates, as in the configuration of the first embodiment, the fluctuation is reflected in the comparison result of the detection voltage Vd and the threshold voltage Vths by the drive control unit 11. Therefore, also in this embodiment, it is possible to carry out constant energization control without being affected by fluctuations in the boosted voltage Vboost, so that the same effect as in the first embodiment can be obtained.

（第５実施形態）
以下、第５実施形態について図６を参照して説明する。
図６に示すように、本実施形態の噴射制御装置５１が備える制御装置５２は、第１実施形態の制御装置３に対し、コンパレータ５３、電圧源５４、スイッチＳ５１、Ｓ５２および反転バッファ５５が追加されている点などが異なる。コンパレータ５３は、反転入力端子に与えられる昇圧電圧Ｖboostと、非反転入力端子に与えられる電圧源５４により生成される判定電圧ＶＬとを比較し、その比較結果を表す信号を出力する。判定電圧ＶＬは、昇圧電圧Ｖboostの下限電圧に対応した電圧である。 (Fifth Embodiment)
Hereinafter, the fifth embodiment will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 6, the control device 52 included in the injection control device 51 of the present embodiment has a comparator 53, a voltage source 54, switches S51, S52, and an inverting buffer 55 added to the control device 3 of the first embodiment. The points that are done are different. The comparator 53 compares the boosted voltage Vboost given to the inverting input terminal with the determination voltage VL generated by the voltage source 54 given to the non-inverting input terminal, and outputs a signal representing the comparison result. The determination voltage VL is a voltage corresponding to the lower limit voltage of the boost voltage Vboost.

ＤＡＣ９のリファレンス入力端子は、スイッチＳ５１を介してアンプ１４の出力端子に接続されるとともに、スイッチＳ５２を介してリファレンス電圧Ｖrefが供給されるリファレンス電源線Ｌｒに接続されている。リファレンス電圧Ｖrefは、図示しない安定化電源により生成される安定化された電圧である。 The reference input terminal of the DAC 9 is connected to the output terminal of the amplifier 14 via the switch S51, and is also connected to the reference power line Lr to which the reference voltage Vref is supplied via the switch S52. The reference voltage Vref is a regulated voltage generated by a regulated power supply (not shown).

スイッチＳ５１、Ｓ５２は、切替制御端子に入力される信号がハイレベルのときにオンし、ロウレベルのときにオフする構成となっている。スイッチＳ５２の切替制御端子には、コンパレータ５３の出力信号が入力されている。スイッチＳ５１の切替制御端子には、コンパレータ５３の出力信号を反転バッファ５５により反転した信号が入力されている。 The switches S51 and S52 are configured to be turned on when the signal input to the switching control terminal is at a high level and turned off when the signal is at a low level. The output signal of the comparator 53 is input to the switching control terminal of the switch S52. A signal obtained by inverting the output signal of the comparator 53 by the inverting buffer 55 is input to the switching control terminal of the switch S51.

したがって、コンパレータ５３の出力信号がハイレベルのときにはスイッチＳ５１がオフするとともにスイッチＳ５２がオンする。また、コンパレータ５３の出力信号がロウレベルのときにはスイッチＳ５１がオンするとともにスイッチＳ５２がオフする。このように、スイッチＳ５１、Ｓ５２は、相補的にオンオフされる。 Therefore, when the output signal of the comparator 53 is at a high level, the switch S51 is turned off and the switch S52 is turned on. Further, when the output signal of the comparator 53 is low level, the switch S51 is turned on and the switch S52 is turned off. In this way, the switches S51 and S52 are complementarily turned on and off.

このような構成により、本実施形態では、ＤＡＣ９のリファレンスとしては、リファレンス電源１０により生成されるリファレンス電圧Ｖｒまたはリファレンス電源線Ｌｒを通じて供給されるリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。具体的には、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬを超える電圧値である期間、スイッチＳ５１オンすることにより、ＤＡＣ９のリファレンスとしてリファレンス電圧Ｖｒが与えられる。また、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬ以下の電圧値である期間、スイッチＳ５２がオンすることにより、ＤＡＣ９のリファレンスとしてリファレンス電圧Ｖrefが与えられる。 With such a configuration, in the present embodiment, the reference voltage Vr generated by the reference power supply 10 or the reference voltage Vref supplied through the reference power supply line Lr is given as the reference of the DAC 9. Specifically, the reference voltage Vr is given as a reference of the DAC 9 by turning on the switch S51 during the period when the boost voltage V boost is a voltage value exceeding the determination voltage VL. Further, the reference voltage Vref is given as a reference of the DAC 9 by turning on the switch S52 during the period when the boost voltage V boost is a voltage value equal to or lower than the determination voltage VL.

したがって、上記構成では、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬを超える電圧値である期間には昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化するものの、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬ以下の電圧値である期間には昇圧電圧Ｖboostの変動には関係なく一定の電圧値となる。なお、本実施形態では、コンパレータ５３、電圧源５４、反転バッファ５５およびスイッチＳ５１、Ｓ５２により、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬまで低下すると電圧変化部の動作を停止させる動作停止部５６が構成されている。 Therefore, in the above configuration, the threshold voltage Vth output from the DAC 9 changes according to the fluctuation of the boost voltage Vboost during the period when the boost voltage Vboost exceeds the determination voltage VL, but the boost voltage Vboost is the determination voltage. During the period when the voltage value is VL or less, the voltage value becomes constant regardless of the fluctuation of the boost voltage V boost. In the present embodiment, the comparator 53, the voltage source 54, the inverting buffer 55, and the switches S51 and S52 constitute an operation stop unit 56 that stops the operation of the voltage change unit when the boost voltage Vboost drops to the determination voltage VL. There is.

上記構成の噴射制御装置５１の動作は、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬを超える電圧値である期間、第１実施形態の噴射制御装置１と同様の動作となる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。さらに、本実施形態では、昇圧電圧Ｖboostが判定電圧ＶＬ以下に低下すると、ＤＡＣ９のリファレンスが安定化されたリファレンス電圧Ｖrefに切り替えられる構成となっている。このような構成を採用したのは、フェールセーフの考えに基づいたものであり、具体的には次の通りである。 The operation of the injection control device 51 having the above configuration is the same as that of the injection control device 1 of the first embodiment during the period when the boost voltage Vboost is a voltage value exceeding the determination voltage VL. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by this embodiment as well. Further, in the present embodiment, when the boost voltage Vboost drops below the determination voltage VL, the reference of the DAC 9 is switched to the stabilized reference voltage Vref. The adoption of such a configuration is based on the idea of fail-safe, and specifically, it is as follows.

すなわち、ピーク電流制御の際、ソレノイド２ａに印加する昇圧電圧Vboostが大幅に低下すると、それに伴いピーク電流の目標値も大幅に低下する。その結果、ピーク電流制御期間が非常に短くなって投入エネルギーが小さくなり過ぎてしまい、電磁弁２が開弁できなくなるおそれがある。電磁弁２を開弁できない場合、必要以上のリーンになる、あるいは燃料不足で失火となる、といった問題が生じる可能性がある。 That is, when the boost voltage Vboost applied to the solenoid 2a is significantly reduced during peak current control, the target value of the peak current is also significantly reduced accordingly. As a result, the peak current control period becomes very short, the input energy becomes too small, and the solenoid valve 2 may not be able to open. If the solenoid valve 2 cannot be opened, problems such as leaning more than necessary or misfire due to lack of fuel may occur.

このような事態を避けるため、本実施形態では、昇圧電圧Vboostが低下し過ぎる前に、ＤＡＣ９のリファレンスを安定化されたリファレンス電圧Ｖrefに切り替え、ピーク電流の目標値を昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化しない比較的高い一定の値とする。このようにすれば、ピーク電流制御期間が非常に短くなることが抑制され、投入エネルギーが開弁必要値に満たなくなる事態の発生を防止することができる。 In order to avoid such a situation, in the present embodiment, the reference of the DAC9 is switched to the stabilized reference voltage Vref before the boosted voltage Vboost drops too much, and the target value of the peak current is set according to the fluctuation of the boosted voltage Vboost. It is a relatively high constant value that does not change. By doing so, it is possible to prevent the peak current control period from becoming extremely short, and to prevent the occurrence of a situation in which the input energy does not reach the valve opening required value.

（第６実施形態）
以下、第６実施形態について図７を参照して説明する。
図７に示すように、本実施形態の噴射制御装置６１が備える制御装置６２は、第１実施形態の制御装置３に対し、リファレンス電源１０に代えてリファレンス電源６３を備えている点などが異なる。 (Sixth Embodiment)
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to FIG. 7.
As shown in FIG. 7, the control device 62 included in the injection control device 61 of the present embodiment is different from the control device 3 of the first embodiment in that the reference power supply 63 is provided instead of the reference power supply 10. ..

リファレンス電源６３は、電圧変化部に相当するものであり、リファレンス電源１０に対し、分圧回路１３に代えて分圧回路６４を備えている。分圧回路６４は、２つの抵抗Ｒ６１、Ｒ６２のうち少なくとも一方が可変抵抗により構成されている。本実施形態では、抵抗Ｒ６２が、例えばトリミング抵抗などの可変抵抗となっている。つまり、分圧回路６４は、その分圧比が可変となっている。 The reference power supply 63 corresponds to a voltage changing unit, and is provided with a voltage dividing circuit 64 instead of the voltage dividing circuit 13 for the reference power supply 10. In the voltage dividing circuit 64, at least one of the two resistors R61 and R62 is composed of a variable resistor. In this embodiment, the resistor R62 is a variable resistor such as a trimming resistor. That is, the voltage dividing circuit 64 has a variable voltage dividing ratio.

このような構成によれば、例えば製造工程において、分圧回路６４の分圧比を調整することが可能となる。そのため、本実施形態によれば、使用する電磁弁２の仕様、駆動回路５を構成する回路素子の仕様などに応じて、閾値電圧Ｖthの変化幅を最適な値に設定することができ、ひいては、昇圧電圧Ｖboostの変動に起因する開弁タイミングのばらつきを一層低減することができる。 According to such a configuration, it is possible to adjust the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit 64, for example, in the manufacturing process. Therefore, according to the present embodiment, the change width of the threshold voltage Vth can be set to an optimum value according to the specifications of the solenoid valve 2 to be used, the specifications of the circuit elements constituting the drive circuit 5, and the like. , The variation in valve opening timing due to the fluctuation of the boosted voltage V boost can be further reduced.

（第７実施形態）
以下、第７実施形態について図８を参照して説明する。
図８に示すように、本実施形態の噴射制御装置７１は、図３に示した噴射制御装置２１に対し、制御装置２２に代えて制御装置７２を備えている点などが異なる。制御装置７２は、制御装置２２に対し、リファレンス電源１０に代えてリファレンス電源７３を備えている。 (7th Embodiment)
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 8, the injection control device 71 of the present embodiment is different from the injection control device 21 shown in FIG. 3 in that the control device 72 is provided in place of the control device 22. The control device 72 includes a reference power supply 73 in place of the reference power supply 10 with respect to the control device 22.

リファレンス電源７３は、電圧変化部に相当するものであり、リファレンス電源１０と同様の構成を備えている。ただし、リファレンス電源７３は、ソレノイド２ａの上流側端子である端子ＰＨの電圧を用いてリファレンス電圧Ｖｒを生成する構成となっている。すなわち、この場合、分圧回路１３は、端子ＰＨの電圧を所定の分圧比で分圧した分圧電圧を出力する。 The reference power supply 73 corresponds to a voltage changing unit, and has the same configuration as the reference power supply 10. However, the reference power supply 73 is configured to generate the reference voltage Vr by using the voltage of the terminal PH which is the upstream terminal of the solenoid 2a. That is, in this case, the voltage dividing circuit 13 outputs a voltage dividing voltage obtained by dividing the voltage of the terminal PH by a predetermined voltage dividing ratio.

この場合、スイッチＳ２２のオンオフは、ロジック回路２５から出力される切替信号Ｓｂにより制御される。また、スイッチＳ２１のオンオフは、切替信号Ｓｂを入力する反転バッファ２４の出力信号により制御される。そして、この場合、ロジック回路２５は、トランジスタＱ１がオンされている期間にスイッチＳ２１がオンするとともに、トランジスタＱ１がオフされている期間にスイッチＳ２２がオンするように、出力する切替信号Ｓｂのレベルを変化させる。 In this case, the on / off of the switch S22 is controlled by the switching signal Sb output from the logic circuit 25. Further, the on / off of the switch S21 is controlled by the output signal of the inverting buffer 24 for inputting the switching signal Sb. Then, in this case, the logic circuit 25 outputs the level of the switching signal Sb so that the switch S21 is turned on while the transistor Q1 is turned on and the switch S22 is turned on while the transistor Q1 is turned off. To change.

上記構成において、端子ＰＨの電圧は、トランジスタＱ１がオンの期間には、昇圧電圧Ｖboostとほぼ同じ電圧であり、昇圧電圧Ｖboostと同様に変化する。したがって、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、トランジスタＱ１がオンされる期間、つまりピーク電流制御の期間には、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化する。また、ＤＡＣ９から出力される閾値電圧Ｖthは、トランジスタＱ１がオフされる期間、つまり定電流制御の期間には、昇圧電圧Ｖboostの変動には関係なく一定の電圧値となる。 In the above configuration, the voltage of the terminal PH is substantially the same as the boosted voltage Vboost during the period when the transistor Q1 is on, and changes in the same manner as the boosted voltage Vboost. Therefore, the threshold voltage Vth output from the DAC 9 changes according to the fluctuation of the boosted voltage V boost during the period when the transistor Q1 is turned on, that is, during the peak current control period. Further, the threshold voltage Vth output from the DAC 9 becomes a constant voltage value during the period when the transistor Q1 is turned off, that is, during the period of constant current control, regardless of the fluctuation of the boosted voltage V boost.

したがって、本実施形態の噴射制御装置７１では、第１実施形態の噴射制御装置１と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動すると、それに伴ってピーク電流の目標値が変化する。そのため、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、昇圧電圧Ｖboostが変動したとしも、ピーク電流制御における投入エネルギーが大きく変動することがなくなる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。 Therefore, in the injection control device 71 of the present embodiment, as in the injection control device 1 of the first embodiment, when the boost voltage Vboost fluctuates, the target value of the peak current changes accordingly. Therefore, also in this embodiment, as in the first embodiment, even if the boosted voltage Vboost fluctuates, the input energy in the peak current control does not fluctuate significantly. Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by this embodiment as well.

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
第３〜第７実施形態についても、第２実施形態のように、ピーク電流の目標値だけを昇圧電圧Ｖboostに応じて変化させることも可能である。
ホールド電流の目標値は、昇圧電圧Ｖboostの変動に応じて変化させず、一定の値としてもよい。 (Other embodiments)
It should be noted that the present invention is not limited to each of the above-described embodiments and described in the drawings, and can be arbitrarily modified, combined, or extended without departing from the gist thereof.
Also in the third to seventh embodiments, as in the second embodiment, it is possible to change only the target value of the peak current according to the boost voltage V boost.
The target value of the hold current may be a constant value without changing according to the fluctuation of the boost voltage Vboost.

電流検出部８は、シャント抵抗Ｒｓ１の端子電圧を増幅した電圧を検出電圧Ｖｄとして出力するようになっていたが、シャント抵抗Ｒｓ１の端子電圧が後段の回路（コンパレータ１５など）で判別可能な十分な電圧値を有する場合には、上記端子電圧を増幅することなく、そのまま検出電圧Ｖｄとして出力してもよい。 The current detection unit 8 was designed to output a voltage obtained by amplifying the terminal voltage of the shunt resistor Rs1 as a detection voltage Vd, but the terminal voltage of the shunt resistor Rs1 can be sufficiently discriminated by a subsequent circuit (comparator 15 or the like). When the voltage value is high, the terminal voltage may be output as it is as the detection voltage Vd without being amplified.

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described in accordance with the examples, it is understood that the present disclosure is not limited to the examples and structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within an equal range. In addition, various combinations and forms, as well as other combinations and forms that include only one element, more, or less, are also within the scope of the present disclosure.

２…電磁弁、２ａ…ソレノイド、３、２２、３２、４２、５２、６２、７２…制御装置、４…負荷電源、５…駆動回路、６…昇圧回路、７…コンデンサ、８…電流検出部、９…ＤＡＣ、１０、６３、７３…リファレンス電源、１１、２３…駆動制御部、３３、４３…電圧変化部、５６…動作停止部。 2 ... Solenoid valve, 2a ... Solenoid, 3, 22, 32, 42, 52, 62, 72 ... Control device, 4 ... Load power supply, 5 ... Drive circuit, 6 ... Boost circuit, 7 ... Capacitor, 8 ... Current detector , 9 ... DAC, 10, 63, 73 ... Reference power supply, 11, 23 ... Drive control unit, 33, 43 ... Voltage change unit, 56 ... Operation stop unit.

Claims

A control device (3, 22, 32, 42, 52, 62, 72) that controls energization of the solenoid (2a) of the injection valve (2) that injects fuel into the internal combustion engine.
A current detection unit (8) that outputs a detection voltage corresponding to the current flowing through the solenoid, and
A threshold generation unit (9) that generates a threshold voltage corresponding to a target value of the current flowing through the solenoid, and
Drive control units (11, 23) that control the operation of the drive circuit (5) that energizes the solenoid by applying the power supply voltage given from the load power supply (4) to the solenoid.
A voltage change unit (10, 33, 43, 63, 73) that changes at least one of the detection voltage and the threshold voltage according to the fluctuation of the power supply voltage.
When the power supply voltage drops to a predetermined lower limit voltage, the operation stop unit (56) that stops the operation of the voltage change unit and
With
The drive control unit is a control device that compares the detection voltage and the threshold voltage and controls the operation of the drive circuit based on the comparison result.

The first aspect of the present invention, wherein the threshold generation unit generates the threshold voltage corresponding to a target value of a peak current supplied to the solenoid in order to promptly open the injection valve at the start of a set drive period. Control device.

The control device according to claim 1 or 2, wherein the threshold generation unit generates the threshold voltage corresponding to a target value of a pickup current supplied to the solenoid in order to complete the opening of the injection valve.

The load power supply includes any one of claims 1 to 3 including a booster circuit (6) for boosting a DC voltage given from the DC power supply and a capacitor (7) charged by the output voltage of the booster circuit. The control device described in.

The control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the voltage changing unit changes at least one of the detected voltage and the threshold voltage in an analog manner according to a fluctuation of the power supply voltage.

The control device according to claim 5, wherein the voltage changing unit generates the threshold voltage by using the power supply voltage or a voltage that changes in the same manner as the power supply voltage.