JP6821835B2 - 点灯回路およびそれを用いた車両用灯具 - Google Patents

Description

本発明は、自動車などに用いられる車両用灯具に関し、特にその故障検出に関する。

従来、車両用灯具、特に前照灯の光源としては、ハロゲンランプやＨＩＤ（High Intensity Discharge）ランプが主流であったが、近年それらに代えて、ＬＥＤ（発光ダイオード）やレーザダイオードなどの半導体光源を用いた車両用灯具の開発が進められている。

半導体光源を用いた車両用灯具には、半導体光源のオープン破壊、ハーネス外れ、配線の断線などに起因するオープン異常を検出し、車両側に通知する機能が求められる。図１（ａ）、（ｂ）は、オープン異常検出機能を有する点灯回路を備える車両用灯具の回路図である。なおこれらは本発明者が事前に検討した回路であり、公知技術として認定してはならない。図１（ａ）の点灯回路１０ｒは、降圧コンバータ（Buckコンバータ）２０およびオープン検出回路３０ｒを備える。点灯回路１０ｒには、スイッチ６を介してバッテリ４からの電圧Ｖ_ＢＡＴが供給される。降圧コンバータ２０は、電圧Ｖ_ＢＡＴを降圧し、光源２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。降圧コンバータ２０は、図示しないコンバータコントローラにより、光源２に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶが、光源２の目標光量を規定する目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにフィードバック制御される。

図１（ａ）のオープン検出回路３０ｒは、電流検出用のセンス抵抗Ｒ_Ｓと、コンパレータ３２ｒを備える。センス抵抗Ｒ_Ｓは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの経路上に挿入され、その両端間には駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した電圧降下（電流検出信号）Ｖ_ＩＳが発生する。コンパレータ３２ｒは、電流検出信号Ｖ_ＩＳを所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。図１（ａ）の車両用灯具１ｒが正常であるとき、センス抵抗Ｒ_Ｓには正常な駆動電流Ｉ_ＤＲＶが流れ、しきい値電圧Ｖ_ＴＨを超す電圧降下Ｖ_ＩＳが発生する。反対に、オープン異常が発生すると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが流れなくなるため、電圧降下Ｖ_ＩＳが実質的にゼロとなり、しきい値電圧Ｖ_ＴＨより低くなる。したがってコンパレータ３２ｒの出力信号は、Ｖ_ＩＳ＞Ｖ_ＴＨのとき正常を示す第１レベル（たとえばハイレベル）をとり、Ｖ_ＩＳ＜Ｖ_ＴＨのときオープン異常を示す第２レベル（ローレベル）をとる。

図１（ｂ）のオープン検出回路３０ｓは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、コンパレータ３２ｓを備える。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、降圧コンバータ２０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧する。コンパレータ３２ｓは、分圧後の出力電圧（電圧検出信号）Ｖ_ＶＳを、しきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。

図１（ｂ）の車両用灯具１ｓが正常であるとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、光源２に目標電流Ｉ_ＲＥＦが供給されるのに最適な電圧レベルにフィードバック制御される。オープン異常が発生すると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが流れなくなるが、降圧コンバータ２０のコントローラは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを目標値Ｉ_ＲＥＦに近づけるべく、スイッチングのデューティ比を増加させ、これにより出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇する。その結果、電圧検出信号Ｖ_ＶＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨを超える。

したがってコンパレータ３２ｓの出力信号は、Ｖ_ＶＳ＜Ｖ_ＴＨのとき正常を示す第１レベル（たとえばハイレベル）をとり、Ｖ_ＶＳ＞Ｖ_ＴＨのときオープン異常を示す第２レベル（ローレベル）をとる。

特開２００４−１３４１４７号公報

１． 本発明者は、図１（ａ）、（ｂ）の点灯回路１０ｒ，１０ｓについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

レーザダイオードが光源２である車両用灯具では、メンテナンスやテストのために、光源２を低輝度で発光させる低輝度モード（テストモード）が要求されうる。この場合、図１（ａ）の点灯回路１０ｒでは、しきい値電圧Ｖ_ＴＨを低輝度モードにおける電圧検出信号Ｖ_ＩＳよりも低く設定する必要があるが、低輝度モードで光源２に流す駆動電流Ｉ_ＤＲＶは微弱であり電圧検出信号Ｖ_ＩＳはきわめて小さいため、しきい値電圧Ｖ_ＴＨを非常に低く設定しなければならず、誤差の影響を受けやすくなる。

光源２を直列に接続された複数のＬＥＤと、いくつかのＬＥＤと並列に設けられたいくつかのバイパススイッチで構成する場合がある。この光源２を用いると、バイパススイッチのオンオフに応じて、それと並列なＬＥＤの点灯、消灯を制御することが可能となる。ここで降圧コンバータ２０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、点灯しているＬＥＤの個数をＮとするとき、
Ｖ_ＯＵＴ≒Ｖ_Ｆ×Ｎ
で与えられるため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは点灯数Ｎに応じてダイナミックに変動する。図１（ｂ）の点灯回路１０ｓでは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴがダイナミックに変動する場合に、しきい値電圧Ｖ_ＴＨを適切に定めることが難しい。

２． またオープン故障に関連して、本発明者は以下の課題を認識するに至った。
半導体光源は、過電流に弱く、特にレーザダイオードでは、過電流がＣＯＤ（Catastrophic optical damage）の故障を引き起こす可能性があるため、瞬時たりとも絶対最大定格を超える電流が流れるのを防止する必要があり、他の光源よりもシビアな過電流保護が求められる。

点灯回路１０ｒ（あるいは１０ｓ）と光源２のコネクタ接点には、接触（正常状態）、非接触（オープン状態）を反復するチャタリングが生ずる場合がある。オープン状態では、点灯回路１０ｒ（１０ｓ）の電流検出信号Ｖ_ＩＳがゼロとなるため、目標値に近づくようにデューティ比が増加する。その結果、出力キャパシタの電圧が増加する。その後、コネクタ接点が接触状態に復帰すると、出力キャパシタに余剰に蓄えられた電荷が光源２に流れ込み、過電流が発生してしまう。

本発明はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、オープン異常を適切に検出可能な点灯回路の提供にある。また本発明のある態様の例示的な目的のひとつは、過電流を抑制可能な点灯回路の提供にある。

１． 本発明のある態様は点灯回路に関する。点灯回路は、光源に駆動電流を供給し、駆動電流が目標電流に近づくようフィードバック制御される降圧コンバータと、降圧コンバータの入力電圧と出力電圧の電位差を所定のしきい値電圧と比較するオープン検出回路と、を備える。

降圧コンバータの負荷がオープン異常となると駆動電流がゼロとなり、駆動電流を増加させるために出力電圧が上昇する方向にフィードバックがかかり、オープン異常が発生すると、降圧コンバータの入出力間の電位差がゼロに近づく。この態様によれば、降圧コンバータの入出力間の電位差にもとづいてオープン異常を検出できる。

オープン検出回路は、エミッタが降圧コンバータの入力端子と接続され、ベースが降圧コンバータの出力端子と接続されるＰＮＰ型バイポーラトランジスタを含んでもよい。バイポーラトランジスタのオン、オフが、異常検出の結果に対応し、電圧コンパレータが不要となるため、コストを下げることができる。

オープン検出回路は、バイポーラトランジスタのコレクタと接地の間に設けられた第１抵抗をさらに含んでもよい。

オープン検出回路は、ソースが降圧コンバータの入力端子と接続され、ゲートが降圧コンバータの出力端子と接続されるＰチャンネルＦＥＴ（Field Effect Transistor）を含んでもよい。この場合、ＦＥＴのオン、オフが、異常検出の結果に対応し、電圧コンパレータが不要となるため、コストを下げることができる。

オープン検出回路は、ＦＥＴのゲートソース間に設けられたクランプ素子をさらに含んでもよい。これによりゲートソース間電圧を、耐圧より小さく抑えることができる。

オープン検出回路は、ＦＥＴのドレインと接地の間に設けられた第２抵抗をさらに備えてもよい。

２． 本発明の別の態様も、点灯回路に関する。点灯回路は、出力インダクタを有し、出力インダクタを介して光源に駆動電流を供給し、駆動電流が目標電流に近づくようフィードバック制御されるコンバータと、コンバータの出力端子がオープン状態から正常状態に復帰したことを検出すると、停止時間の間、コンバータのスイッチングを停止する保護回路と、を備える。
オープン状態となると、駆動電流の検出値がゼロとなるためコンバータのデューティ比が増加し、出力電圧が上昇する。そして正常状態に復帰すると、出力キャパシタに蓄えられた過剰な電荷は、出力インダクタを介して光源に供給される。出力インダクタは出力キャパシタとともに共振回路を形成しており、制限された共振電流が光源に流れることとなるため、過電流が抑制される。
この共振電流が、フィードバック制御により生成される駆動電流に重畳されると、過電流となりうるところ、オープン状態から正常状態への復帰時に、スイッチングコンバータのスイッチング動作の再開を遅延させることにより、共振回路の電流が小さくなった後に、駆動電流が発生するため、過電流を抑制できる。

保護回路は、コンバータの出力電圧が急激に低下したときに、正常状態への復帰と判定してもよい。「出力電圧が急激に低下したこと」は、出力電圧の傾きが所定のしきい値を超えたこと、所定時間の出力電圧の変化幅が所定のしきい値を超えたこと、出力電圧が所定幅変化するのに要した時間が所定のしきい値より短いこと、などを含む。これにより、オープン状態から正常状態の復帰を検出できる。

保護回路は、停止時間の経過後、コンバータのスイッチングのデューティ比を緩やかに上昇させてもよい。これによりスイッチングの再開後に、駆動電流が緩やかに増加するため、より一層、過電流を抑制できる。

保護回路は、停止時間の間、目標電流をゼロとし、停止時間の経過後、目標電流を緩やかに上昇させてもよい。

保護回路は、コンバータの出力端子がショート状態から正常状態に復帰したことを検出すると、停止時間の間、コンバータのスイッチングを停止してもよい。
これにより、ショート状態から正常状態への復帰時に、スイッチングコンバータのスイッチング動作の再開を遅延させることにより、共振回路の電流が小さくなった後に、駆動電流が発生するため、過電流を抑制できる。

保護回路は、コンバータの出力電圧が急激に上昇したときに、ショート状態から正常状態への復帰と判定してもよい。これにより、ショート状態から正常状態の復帰を検出できる。

保護回路は、出力電圧を受ける微分回路またはハイパスフィルタを含んでもよい。保護回路は、微分回路またはハイパスフィルタの出力信号が所定値を超えると、正常状態への復帰と判定してもよい。

保護回路は、一端が接地されたキャパシタと、キャパシタの他端と接続され、正常状態における前記目標電流を規定する目標電圧を印加する充電抵抗と、キャパシタと並列に設けられた放電スイッチと、を含んでもよい。正常状態への復帰が検出されると、放電スイッチはオンしてもよい。

コンバータは降圧型であってもよい。点灯回路は、コンバータの入力電圧と出力電圧の電位差を所定のしきい値電圧と比較するオープン検出回路をさらに備えてもよい。

本発明の別の態様は車両用灯具に関する。車両用灯具は、光源と、光源を駆動する上述のいずれかの点灯回路と、を備える。

本発明のある態様によれば、オープン異常を適切に検出できる。また本発明のある態様によれば、過電流を抑制できる。

図１（ａ）、（ｂ）は、オープン異常検出機能を有する点灯回路を備える車両用灯具の回路図である。 第１の実施の形態に係る車両用灯具の回路図である。 図２の点灯回路の動作波形図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、車両用灯具の具体的な構成例を示す回路図である。 図５（ａ）、（ｂ）は、車両用灯具の別の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る車両用灯具の回路図である。 図６の点灯回路の動作波形図である。 図６の点灯回路の具体的な回路図である。 図８の点灯回路の動作波形図である。 保護回路の具体的な構成例を示す回路図である。 ショート状態から正常状態への復帰を示す波形図である。 変形例２．２に係る保護回路の回路図である。 実施の形態に係る車両用灯具を備えるランプユニットの斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

また当業者によれば、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の置換、トランジスタのＰチャンネル（ＰＮＰ型）とＮチャンネル（ＮＰＮ型）の入れかえ、電源と接地の天地反転が可能であることが理解される。

（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係る車両用灯具１の回路図である。車両用灯具１は、光源２および点灯回路１０を備える。点灯回路１０は、降圧コンバータ２０、コントローラ２２およびオープン検出回路４０を備える。

点灯回路１０には、スイッチ６を介してバッテリ４からの電圧Ｖ_ＢＡＴが供給される。降圧コンバータ２０は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴに応じた入力電圧Ｖ_ＩＮを降圧し、光源２に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。降圧コンバータ２０は、コンバータコントローラ２２により、光源２に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶが、光源２の目標光量を規定する目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにフィードバック制御される。降圧コンバータ２０は、入力キャパシタＣ１、出力キャパシタＣ２、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１を含む。コントローラ２２は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにデューティ比が変化するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。コントローラ２２の制御方式は特に限定されず、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）であってもよいし、エラーアンプを用いたフィードバック制御であってもよい。

オープン検出回路４０は、降圧コンバータ２０の入力電圧Ｖ_ＩＮと出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電位差ΔＶを所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。そして、ΔＶ＞Ｖ_ＴＨのとき正常と判定し、異常検出信号Ｓ１を第１レベル（たとえばハイレベル）とし、ΔＶ＜Ｖ_ＴＨのときオープン異常と判定し、異常検出信号Ｓ１を第２レベル（たとえばローレベル）とする。

以上が点灯回路１０の基本構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２の点灯回路１０の動作波形図である。時刻ｔ０より前において車両用灯具１は正常であり、駆動電流Ｉ_ＤＲＶは目標量Ｉ_ＲＥＦに安定化されている。このとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはとある電圧レベルに安定化されている。

時刻ｔ０にオープン異常が発生すると駆動電流Ｉ_ＤＲＶが遮断されゼロとなる。コントローラ２２は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを目標値Ｉ_ＲＥＦに近づけるためにパルス信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比を増加させる。これに応答して出力電圧Ｖ_ＯＵＴは上昇し、やがて入力電圧Ｖ_ＩＮに到達する。オープン検出回路４０は、Ｖ_ＩＮとＶ_ＯＵＴとの電位差ΔＶ＝Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴを監視し、時刻ｔ１にΔＶ＜Ｖ_ＴＨとなると、異常検出信号Ｓ１をローレベルとする。

以上が点灯回路１０の動作である。この点灯回路１０によれば、降圧コンバータ２０の入出力間の電位差ΔＶにもとづいてオープン異常を検出できる。

この点灯回路１０を、光源２がレーザダイオードである車両用灯具１に使用した場合に、点灯回路１０を低輝度モードに設定し、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを微小とした場合であっても、オープン異常を適切に検出できる。あるいは点灯回路１０を、光源２が直列接続された複数のＬＥＤを含み、バイパススイッチにより点消灯を制御する車両用灯具に使用した場合にも、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのダイナミックな変動にかかわらず、オープン異常を適切に検出できる。

本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。

図４（ａ）、（ｂ）は、車両用灯具１の具体的な構成例を示す回路図である。図４（ａ）のオープン検出回路４０ａは、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ４２、第１抵抗Ｒ１、ベース抵抗Ｒ３を含む。バイポーラトランジスタ４２のエミッタは降圧コンバータ２０の入力端子と接続され、そのベースは、ベース抵抗Ｒ３を介して降圧コンバータ２０の出力端子と接続される。第１抵抗Ｒ１は、バイポーラトランジスタ４２のコレクタと接地の間に設けられる。なお、第１抵抗Ｒ１を省略し、オープンコレクタの出力としてもよい。またベース抵抗Ｒ３を省略してもよい。

バイポーラトランジスタ４２のベースエミッタ間には、降圧コンバータ２０の入出力間の電位差ΔＶが入力される。正常時には電位差ΔＶは十分に大きいため、バイポーラトランジスタ４２はオン状態となり、異常検出信号Ｓ１は、ハイレベル（Ｖ_ＩＮ）となる。オープン異常が発生し、入出力間の電位差ΔＶが、バイポーラトランジスタ４２のベースエミッタ間のしきい値電圧（０．６〜０．７Ｖ）より小さくなると、バイポーラトランジスタ４２がオフとなり、異常検出信号Ｓ１はローレベルとなる。つまりバイポーラトランジスタ４２のオン、オフが、異常検出の有無に対応する。図４（ａ）の車両用灯具１ａによれば、電圧コンパレータが不要であるため、回路コストを下げることができる。

図４（ｂ）のオープン検出回路４０ｂは、図４（ａ）のバイポーラトランジスタ４２を、ＰチャンネルのＦＥＴ４４に置換した構成と把握される。ＦＥＴ４４のソースは降圧コンバータ２０の入力端子と接続され、そのゲートは、ゲート抵抗Ｒ４を介して降圧コンバータ２０の出力端子と接続される。第２抵抗Ｒ２は、ＦＥＴ４４のドレインと接地の間に設けられる。クランプ素子４６は、ＦＥＴ４４のゲートソース間に設けられ、所定値を超えないようにゲートソース間電圧をクランプする。たとえばクランプ素子４６は、ツェナーダイオード、ショットキーダイオードなどで構成することができる。

ＦＥＴ４４のゲートソース間には、降圧コンバータ２０の入出力間の電位差ΔＶが入力される。正常時には電位差ΔＶは十分に大きいため、ＦＥＴ４４はオン状態となり、異常検出信号Ｓ１は、ハイレベル（Ｖ_ＩＮ）となる。オープン異常が発生し、入出力間の電位差ΔＶが、ＦＥＴのしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}（たとえば１．５Ｖ）より小さくなると、ＦＥＴ４４がオフとなり、異常検出信号Ｓ１はローレベルとなる。つまりＦＥＴ４４のオン、オフが、異常の有無に対応する。図４（ｂ）の車両用灯具１ｂによれば、電圧コンパレータが不要であるため、回路コストを下げることができる。

図５（ａ）、（ｂ）は、別の構成例の車両用灯具１ｃを示す回路図である。図５（ａ）の車両用灯具１ｃにおいて、オープン検出回路４０ｃは、電圧コンパレータ４８を用いて構成される。電圧コンパレータ４８は、入力電圧Ｖ_ＩＮを低電位側にＶ_ＴＨシフトした電圧と、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを比較してもよい。電圧シフトＶ_ＴＨは、レベルシフタ４９により導入される。図５（ｂ）は、レベルシフタ４９の構成例を示す回路図である。たとえばレベルシフタ４９は、抵抗Ｒ５および電流源５０を含む。抵抗Ｒ５の一端は降圧コンバータ２０の入力端子と接続され、その他端に電流源５０が接続される。電流源５０は所定の定電流Ｉ_Ｃを生成する。抵抗Ｒ５と電流源５０の接続点には、Ｖ_ＩＮ−Ｒ５×Ｉ_Ｃの電圧が発生する。つまり、Ｒ５×Ｉ_ＣがＶ_ＴＨとなる。図５（ａ）の車両用灯具１ｃによれば、電圧コンパレータを用いるため、コスト増と引き替えに、正確な電圧比較が可能となる。また複数の電圧コンパレータを含むコンパレータ回路を使用しており、電圧コンパレータが余っている場合には、コスト増加は発生しない。

（第２の実施の形態）
図６は、第２の実施の形態に係る車両用灯具１ｄの回路図である。たとえば光源２と点灯回路１０ｄの間にはコネクタ１２が設けられ、光源２と点灯回路１０ｄは着脱可能に接続される。点灯回路１０ｄは、降圧コンバータ２０ｄ、コントローラ２２および保護回路６０を備える。なお第２の実施の形態で説明する技術は、第１の実施の形態で説明した技術と組み合わせて用いることができ、したがって図６では省略されているが、点灯回路１０ｄは、上述のオープン検出回路４０をさらに備えることができる。

点灯回路１０ｄは、図２の点灯回路１０に加えて、出力インダクタＬ２を備える。出力インダクタＬ２は、出力キャパシタＣ２と光源２の間に挿入される。保護回路６０は、降圧コンバータ２０ｄの出力端子がオープン状態から正常状態に復帰したことを検出すると、停止時間τ１の間、コンバータ２０ｄのスイッチングを停止する。

たとえば保護回路６０は、降圧コンバータ２０ｄの出力電圧Ｖ_ＯＵＴにもとづいて、オープン状態から正常状態への復帰を検出してもよい。保護回路６０は、停止時間τ１の経過後、コンバータ２０ｄのスイッチングのデューティ比をゼロから緩やかに上昇させてもよい（ソフトスタート）。

以上が点灯回路１０ｄの基本構成である。続いてその動作を説明する。図７は、図６の点灯回路１０ｄの動作波形図である。時刻ｔ１より前においてコネクタ１２はオープン状態である。オープン状態では駆動電流Ｉ_ＤＲＶがゼロとなる。コントローラ２２は、フィードバック制御により、ゼロの駆動電流Ｉ_ＤＲＶを目標電流Ｉ_ＲＥＦに近づけるために、大きなデューティ比でスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。その結果、インダクタＬ１の電流が出力キャパシタＣ２に流れ込み、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは正常時よりも高い電圧レベルをとる。

時刻ｔ１に、コネクタ１２の外れが解消され、接触状態（すなわち正常状態）に復帰する。これにより出力キャパシタＣ２に蓄えられた過剰な電荷が、出力インダクタＬ２を介して光源２に供給される。出力インダクタＬ２は出力キャパシタＣ２とともにＬＣ共振回路１４を形成しており、制限された共振電流Ｉ_ＲＥＳが光源２に流れることとなるため、過電流が抑制される。なお、出力インダクタＬ２が存在しない場合には、一点鎖線で示すように光源２に流れるランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰは制限されずに上昇するため、過電流となることに留意されたい。

ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰは、降圧コンバータ２０ｄがフィードバック制御にもとづいて生成する駆動電流Ｉ_ＤＲＶと、共振回路１４に流れる共振電流Ｉ_ＲＥＳの合計である。共振電流Ｉ_ＲＥＳは、出力キャパシタＣ２および出力インダクタＬ２が形成するループに流れ、したがってコントローラ２２への電流検出信号Ｖ_ＩＳには、共振電流Ｉ_ＲＥＳは含まれない。したがってもし仮に、保護回路６０が、オープン状態から正常状態への復帰時に、停止時間τ１を省略してスイッチングコンバータ２０ｄのスイッチング動作を直ちに再開すると、共振電流Ｉ_ＲＥＳが、フィードバック制御により生成される駆動電流Ｉ_ＤＲＶに重畳され、光源２に流れるランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰは過電流となりうる。

これに対して本実施の形態では、保護回路６０は、オープン状態から正常状態への復帰時に、スイッチングコンバータ２０ｄのスイッチング動作を、停止時間τ１の経過後に再開する。停止時間τ１は、共振電流Ｉ_ＲＥＳが十分に小さくなる緩和時間を考慮して定めればよい。これにより、共振回路１４の共振電流Ｉ_ＲＥＳが小さくなった後に、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが発生するため、過電流を抑制できる。

また、停止時間τ１の経過後のスイッチング動作の再開時に、ソフトスタート制御を行わなければ、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ２、出力インダクタＬ２の共振により、過電流が発生するおそれがある。これに対して本実施の形態では、ソフトスタートによってコンバータ２０ｄの出力電流Ｉ_ＤＲＶを緩やかに増加させることで、このような過電流を抑制することができる。

続いて、図６の点灯回路１０ｄの具体的な構成例を説明する。図８は、図６の点灯回路１０ｄの具体的な回路図である。コントローラ２２は、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）のコントローラであり、電流センスアンプ７０、ヒステリシスコンパレータ７２、ドライバ７４を備える。たとえばコンバータ２０ｄが生成する駆動電流Ｉ_ＤＲＶの経路上に、検出抵抗Ｒ_Ｓが挿入される。電流センスアンプ７０は、検出抵抗Ｒ_Ｓに生ずる電圧降下Ｖ_ＩＳを増幅する。ヒステリシスコンパレータ７２は、電圧降下Ｖ_ＩＳを、自身の出力に応じて２値で変化するしきい値電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌと比較し、変調された制御パルスを生成する。しきい値Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの目標値Ｉ_ＲＥＦを指示する基準電圧Ｖ_ＲＥＦにもとづいて規定される。ドライバ７４は、ヒステリシスコンパレータ７２が生成する制御パルスにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。なおコントローラ２２の制御方式は、エラーアンプを用いたフィードバック制御であってもよい。

図７に示したように、時刻ｔ１においてオープン状態から正常状態に復帰すると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが瞬時に低下する。保護回路６０は、この現象を利用して、正常状態の復帰を検出してもよい。すなわち保護回路６０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが急激に低下したときに、オープン状態から正常状態への復帰と判定してもよい。

たとえば保護回路６０は、第１微分回路６２あるいはローパスフィルタを含むことができる。たとえば第１微分回路６２の出力信号Ｖ_Ａは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの下りスロープの傾きが大きくなるほど増加する。その後、出力信号Ｖ_Ａは、第１微分回路６２の内部の時定数ＴＣ１に応じた傾きで０に戻る。この時定数ＴＣ１によって、上述の停止時間τ１が規定される。

目標電流コントローラ６４は、第１微分回路６２の出力Ｖ_Ａに応じて、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの目標値Ｉ_ＲＥＦを規定する基準電圧Ｖ_ＲＥＦを調節する。具体的には目標電流コントローラ６４は、第１微分回路６２の出力Ｖ_Ａが所定のしきい値Ｖ_Ｂより低いとき、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを通常値Ｖ_ＮＯＲＭにセットする。目標電流コントローラ６４は、第１微分回路６２の出力Ｖ_Ａがしきい値Ｖ_Ｂを超える状態では、基準電圧Ｖ_ＲＥＦすなわち目標電流Ｉ_ＲＥＦをゼロとする。これにより降圧コンバータ２０ｄのスイッチングは停止する。

目標電流コントローラ６４は、第１微分回路６２の出力Ｖ_Ａがしきい値Ｖ_Ｂを下回ると、基準電圧Ｖ_ＲＥＦすなわち目標電流Ｉ_ＲＥＦを通常値Ｖ_ＮＯＲＭに向かって緩やかに増加させる。これにより停止時間τ１の経過後のソフトスタート制御が可能となる。

図９は、図８の点灯回路１０ｄの動作波形図である。図９にはコネクタ１２の接点の復帰時の動作が示される。時刻ｔ１にコネクタ１２の接点が復帰すると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが急激に低下し、第１微分回路６２の出力Ｖ_Ａが上昇し、しきい値Ｖ_Ｂを超える。これにより基準電圧Ｖ_ＲＥＦが通常値Ｖ_ＮＯＲＭからゼロに低下し、降圧コンバータ２０ｄのスイッチングが停止する。

そして第１微分回路６２の内部の時定数ＴＣ１にしたがって電圧Ｖ_Ａが低下していき、時刻ｔ２にしきい値Ｖ_Ｂより低くなる。そうすると目標電流コントローラ６４は基準電圧Ｖ_ＲＥＦを緩やかに上昇させる。つまり時刻ｔ１〜ｔ２の遅延時間が、停止期間τ１となる。

図１０は、保護回路６０の具体的な構成例を示す回路図である。第１微分回路６２は、主として、バイポーラトランジスタＱ１１、キャパシタＣ２１、抵抗Ｒ２１を含む。この構成により、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの下りスロープの傾きに応じた信号Ｖ_Ａが生成される。第１微分回路６２の時定数ＴＣ１は、抵抗Ｒ２１とキャパシタＣ２１で規定される。この第１微分回路６２は、ハイパスフィルタと把握することもできる。

目標電流コントローラ６４は、主としてキャパシタＣ２２、充電抵抗Ｒ２２、放電スイッチＱ１２を含む。キャパシタＣ２２の一端は接地される。充電抵抗Ｒ２２は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦの通常値Ｖ_ＮＯＲＭを規定する電圧Ｖ_ＣＮＴを、キャパシタＣ２２に印加する。放電スイッチＱ１２がオフのとき、キャパシタＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、電圧Ｖ_ＣＮＴと等しい。キャパシタＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、バッファ６６によって、分圧回路Ｒ２３，Ｒ２４に印加され、基準電圧Ｖ_ＲＥＦが生成される。

第１微分回路６２の出力信号Ｖ_Ａ’は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである放電スイッチＱ１２のベースに入力される。第１微分回路６２におけるトランジスタＱ１１のベース電圧Ｖ_Ａがトランジスタのオン／オフのしきい値電圧（上述のしきい値）Ｖ_Ｂを下回り、第１微分回路６２の出力信号Ｖ_Ａ’が、ベースエミッタ間のしきい値Ｖ_ＢＥを超えると、放電スイッチＱ１２がオンとなり、キャパシタＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２がゼロ、つまり基準電圧Ｖ_ＲＥＦがゼロとなる。放電スイッチＱ１２は、電圧の比較手段であるとともに、基準電圧Ｖ_ＲＥＦをゼロリセットする機能を有する。

トランジスタＱ１１のベース電圧Ｖ_Ａがしきい値Ｖ_Ｂを上回るとトランジスタＱ１１がオフし、放電スイッチＱ１２はオフとなる。そうすると、キャパシタＣ２２は抵抗Ｒ２２を介して充電される。このとき、キャパシタＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、ＣＲ時定数ＴＣ１で上昇していく。これにより上述のソフトスタートが実現できる。なお、トランジスタＱ１１はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、そのエミッタに入力電圧Ｖ_ＩＮが供給されるため、入力電圧Ｖ_ＩＮを基準として動作する。したがって電圧Ｖ_Ａがしきい値電圧Ｖ_Ｂを下回るとトランジスタＱ１１がオン、上回るとオフとなることに留意されたい。

バッファ６６の応答遅延が大きい場合、トランジスタＱ１３が追加される。トランジスタＱ１３は、信号Ｖ_Ａがしきい値Ｖ_ＢＥ（＝Ｖ_Ｂ）を超えるとオンとなり、分圧回路Ｒ２３，Ｒ２４のノードに生ずる基準電圧Ｖ_ＲＥＦを直接ゼロにプルダウンする。なお、バッファ６６が高速である場合、トランジスタＱ１３は省略することができ、さらには抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を省略してもよい。

（第２の実施の形態の変形例）
（変形例２．１）
上述の説明では、オープン状態から正常状態への復帰における過電流を抑制する技術を説明したが、この技術は、ショート状態から正常状態の復帰時において生ずる過電流の抑制にも利用可能である。この場合、保護回路６０は、降圧コンバータ２０ｄの出力端子がショート状態から正常状態に復帰したことを検出すると、停止時間τ２の間、降圧コンバータ２０ｄのスイッチングを停止すればよい。停止期間τ２は、停止期間τ１と同じであってもよいし、異なっていてもよい。

図１１は、ショート状態から正常状態への復帰を示す波形図である。ショート状態では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはゼロ付近に固定される。降圧コンバータ２０が生成する駆動電流Ｉ_ＤＲＶは、ショート状態においても目標値Ｉ_ＲＥＦに安定化される。時刻ｔ１にショート状態から正常状態に復帰すると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは大きく跳ね上がる。そこで保護回路６０は、降圧コンバータ２０ｄの出力電圧Ｖ_ＯＵＴが急激に上昇したときに、ショート状態から正常状態への復帰と判定すればよい。保護回路６０は上述の第１微分回路６２に代えて、第２微分回路６２ｓ（たとえば図１２に図示）あるいはローパスフィルタを含むことができる。第２微分回路６２ｓの出力信号は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上りスロープの傾きが大きくなるほど増加する。その後、この出力信号は、第２微分回路６２ｓの内部の時定数ＴＣ２に応じた傾きで０に戻る。この変形例によれば、ショート状態からの復帰の際の過電流を抑制できる。

（変形例２．２）
さらにはオープン状態からの復帰と、ショート状態からの復帰の両方に対応するように回路を構成することができる。たとえばオープン用とショート用に、二系統の保護回路６０を設けてもよい。あるいは、図８において、オープン用の第１微分回路６２と、ショート用の第２微分回路６２ｓを２系統設け、目標電流コントローラ６４を共通化してもよい。

図１２は、変形例２．２に係る保護回路６０ｅの回路図である。保護回路６０ｅは、図１０の保護回路６０に加えて、キャパシタＣ２３をさらに備える。キャパシタＣ２３は、トランジスタＱ１２のベース抵抗Ｒ１２、トランジスタＱ１３のベース抵抗Ｒ１３とともにショート用の第２微分回路６２ｓを形成する。この第２微分回路６２ｓは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのポジティブエッジの傾きに応じた電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２を生成する。トランジスタＱ１２、Ｑ１３は、第２微分回路６２ｓの出力信号Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２が所定値Ｖ_Ｂを超えるとターンオンする。

第２微分回路６２ｓの出力信号Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２は出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上りスロープの傾きが大きくなるほど増加する。その後、出力信号Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２は第２微分回路６２ｓの内部の時定数ＴＣ２に応じた傾きで０に戻る。この時定数ＴＣ２によって、ショート復帰時の停止時間τ２が規定される。

図１２の保護回路６０ｅによれば、オープン状態から正常状態の復帰、ショート状態から正常状態の復帰の両方において、過電流を抑制できる。図１２から第１微分回路６２を省略すれば、ショート状態から正常状態への復帰における過電流が抑制できる。

（用途）
最後に、車両用灯具１の用途を説明する。図１３は、第１あるいは第２の実施の形態に係る車両用灯具１を備えるランプユニット（ランプアッシー）５００の斜視図である。ランプユニット５００は、透明のカバー５０２、ハイビームユニット５０４、ロービームユニット５０６、筐体５０８を備える。上述の車両用灯具１は、たとえばハイビームユニット５０４に用いることができる。ハイビームユニット５０４に代えて、あるいはそれに加えて、ロービームユニット５０６に車両用灯具１を用いてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…車両用灯具、２…光源、４…バッテリ、６…スイッチ、１０…点灯回路、１２…コネクタ、１４…共振回路、２０…降圧コンバータ、２２…コントローラ、３０…オープン検出回路、３２…コンパレータ、４０…オープン検出回路、４２…バイポーラトランジスタ、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｒ３…ベース抵抗、Ｒ４…ゲート抵抗、４４…ＦＥＴ、４６…クランプ素子、４８…電圧コンパレータ、５００…ランプユニット、５０２…カバー、５０４…ハイビームユニット、５０６…ロービームユニット、５０８…筐体、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｌ２…出力インダクタ、Ｃ１…入力キャパシタ、Ｃ２…出力キャパシタ、６０…保護回路、６２…第１微分回路、６４…目標電流コントローラ、６６…バッファ、７０…電流センスアンプ、７２…ヒステリシスコンパレータ、７４…ドライバ、Ｑ１２…放電スイッチ、Ｃ２２…キャパシタ、Ｒ２２…充電抵抗。

Claims (6)

1. 光源に駆動電流を供給し、前記駆動電流が目標電流に近づくようフィードバック制御される降圧コンバータと、
   前記降圧コンバータの入力電圧と出力電圧の電位差を所定のしきい値電圧と比較するオープン検出回路と、
   を備えることを特徴とする点灯回路。
2. 前記オープン検出回路は、エミッタが前記降圧コンバータの入力端子と接続され、ベースが前記降圧コンバータの出力端子と接続されるＰＮＰ型バイポーラトランジスタを含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
3. 前記オープン検出回路は、前記バイポーラトランジスタのコレクタと接地の間に設けられた第１抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の点灯回路。
4. 前記オープン検出回路は、ソースが前記降圧コンバータの入力端子と接続され、ゲートが前記降圧コンバータの出力端子と接続されるＰチャンネルＦＥＴ（Field Effect Transistor）を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
5. 前記オープン検出回路は、
   前記ＰチャンネルＦＥＴのゲートソース間に設けられたクランプ素子と、
   前記ＰチャンネルＦＥＴのドレインと接地の間に設けられた第２抵抗と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の点灯回路。
6. 光源と、
   前記光源を駆動する請求項１から５のいずれかに記載の点灯回路と、
   を備えることを特徴とする車両用灯具。

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