JP6830381B2 - High voltage generator and X-ray diagnostic imaging system equipped with it - Google Patents
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Description
本発明は、高電圧発生装置、およびそれを搭載するＸ線画像診断装置に関する。 The present invention relates to a high voltage generator and an X-ray diagnostic imaging apparatus equipped with the high voltage generator.
例えば、Ｘ線ＣＴ装置やＸ線撮影装置をはじめとしたＸ線画像診断装置では、商用の交流電源を入力として負荷であるＸ線管へ数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の任意の直流の電圧を供給する必要がある。
特許文献１には、商用電源を入力して直流電圧を出力する整流回路と、直流電圧を入力して高周波の交流電圧を生成する高周波インバータと、交流電圧を昇圧して整流回路へ供給するトランスと、交流電圧を入力して直流電圧を生成する整流回路（例えば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路やコッククロフト・ウォルトン回路）で構成され、直流の高電圧をＸ線管へ供給する構成の高電圧発生装置の技術が開示されている。
For example, in an X-ray diagnostic imaging device such as an X-ray CT device or an X-ray imaging device, an arbitrary DC voltage of about several tens of kV to 100 kV is supplied to an X-ray tube which is a load by using a commercial AC power supply as an input. There is a need to.
また、特許文献２の要約には、「［課題］部品点数を増加させることなく、電力効率を向上させることができる直列共振型コンバータシステムを提供することである。［解決手段］トランス１１の２次側の一対の共振コンデンサＣａ、Ｃｂと共振インダクタンスＬとの直列共振を利用して、逆並列ダイオードおよび並列コンデンサを有したスイッチング素子を上下アームとした２個のレグが直流電源の間に並列に接続されたインバータ回路により、直流電源から入力される直流を交流に変換してトランス１１を介して２次側に電力を供給するにあたり、制御装置１５は、オン状態にある組となる第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とのいずれか一方を先にオフさせ、遅らせてオフさせるスイッチング素子に流れる電流がトランスの励磁電流となった後にそのスイッチング素子にオフ信号を与える。」と記載され、直列共振型コンバータシステムの技術が開示されている。特許文献２では、スイッチングレグのスイッチング損失を低減し、広い負荷条件における高効率化を図っている。
Further, in the summary of
しかしながら、特許文献１に開示された技術には、高電圧発生装置が広い負荷条件において電力変換効率の高効率化が要求されることを満たしていないという課題がある。
また、特許文献２に開示された技術には、ターンオフタイミングを遅らせたスイッチングアームにおいても、スイッチング素子に励磁電流が流れている期間に、スイッチング素子をターンオフさせるため、トランスの励磁電流に起因するスイッチング損失が発生する課題がある。
However, the technique disclosed in
Further, according to the technique disclosed in
本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであって、スイッチング損失を低減し、高効率化された高電圧発生装置を提供すること、およびそれを搭載するＸ線画像診断装置を提供することを課題とする。 The present invention has been devised in view of the above-mentioned problems, and provides a high voltage generator with reduced switching loss and high efficiency, and provides an X-ray image diagnostic device equipped with the high voltage generator. The task is to do.
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の高電圧発生装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングレグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングレグとを有するインバータと、記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を制御する制御手段と、一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、前記トランスの二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、前記トランスの二次巻線から出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、を備え、前記第１のスイッチングレグの中点と、前記第２のスイッチングレグの中点に前記トランスの一次巻線が接続され、前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がそれぞれ前記トランスの一次巻線を導通させる組となるように、前記第１および第２のスイッチングレグにおける上下の第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、前記組となる二つのスイッチング素子において、一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長く、前記制御手段が、前記組となる二つのスイッチング素子における一方のオン期間が短いスイッチング素子のオン期間と該オン期間に比例するデューティが所定の値に到達した後に、他方のスイッチング素子のオン期間と該オン期間に比例するデューティを、動的に可変とし、前記他方のスイッチング素子に流れる電流を遮断することで、前記トランスへ供給する電力を制御する、ことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention was configured as follows.
That is, in the high voltage generator of the present invention, the first switching leg in which the first switching element and the second switching element are connected in series, and the third switching element and the fourth switching element are connected in series. An inverter having a second switching leg, a control means for controlling the first, second, third, and fourth switching elements, a transformer having a primary winding and a secondary winding, and a primary of the transformer. A step-up inductor connected in series to the winding, a resonant capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer, and the secondary voltage output from the secondary winding of the transformer are rectified and smoothed as a DC voltage. and a rectifier circuit that outputs a midpoint of the front Symbol first switching leg, the primary winding of the transformer is connected to the midpoint of the second switching leg, said control means, said first The upper and lower parts of the first and second switching legs are set so that the switching element and the fourth switching element, and the second switching element and the third switching element respectively conduct the primary winding of the transformer . first, second, third, turning on and off the fourth switching element alternately Oite the two switching elements become the set, the oN period of one switching element, the on period of the other switching element rather long than, said control means, after the duty one oN period in the two switching elements become the set is proportional to a short on-period and the on period of the switching element reaches a predetermined value, the other switching The feature is that the on-period of the element and the duty proportional to the on-period are dynamically variable, and the power supplied to the transformer is controlled by cutting off the current flowing through the other switching element .
In addition, other means will be described in the form for carrying out the invention.
本発明によれば、スイッチング損失を低減し、高効率化された高電圧発生装置を提供できる。また、その高電圧発生装置を搭載するＸ線画像診断装置を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a high voltage generator with reduced switching loss and high efficiency. Further, it is possible to provide an X-ray image diagnostic apparatus equipped with the high voltage generator.
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention (hereinafter referred to as “embodiments”) will be described as appropriate with reference to the drawings.
≪第１実施形態≫
本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０を、図１〜図５を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の回路構成の一例を示す図である。
<< First Embodiment >>
The
FIG. 1 is a diagram showing an example of a circuit configuration of the
＜高電圧発生装置１０の概要＞
第１実施形態の高電圧発生装置１０は、高周波インバータ２と、トランス３と、整流回路４と、制御装置５と、共振コンデンサＣｐ２、とを備えて構成されている。
高周波インバータ２は、制御装置（制御手段）５の制御によって、直流電源（Ｖｄｃ）１の直流電圧（電力）を可変周波数の交流電圧（電力）に変換して、出力端子１１１，１１２から交流電圧（電力）として出力する。
トランス３は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成されている。そして、トランス３は、高周波インバータ２の出力の交流電圧を、一次側の入力として昇圧し、二次側の出力端子１３３，１３４に昇圧された交流電圧を出力する。
<Overview of
The
The
The
共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に並列接続されている。
整流回路４は、トランス３の二次側の交流電圧（電力）を入力し、整流、平滑して整流回路４の出力端子１４３とアース（グラウンド）１００との間に、直流電圧（電力）を出力する。
また、制御装置５は、制御信号であるゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４によって、高周波インバータ２を制御している。
以上の高電圧発生装置１０の構成によって、直流電源（Ｖｄｃ）１の直流電圧は、昇圧された直流電圧に変換されて、整流回路４の出力端子１４３、すなわち高電圧発生装置１０の出力端子１４３とアース１００との間に、高圧の直流電圧（電力）が出力電圧Ｖｘ、出力電流Ｉｘとして出力される。そして、この出力によって、負荷６へ、可変（任意）の直流電圧が供給される。
The resonance capacitor Cp2 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the
The
Further, the
With the above configuration of the
＜高電圧発生装置１０の詳細な構成と動作＞
次に、高電圧発生装置１０の各部の詳細な構成と動作について説明する。
<Detailed configuration and operation of the
Next, the detailed configuration and operation of each part of the
《高周波インバータ２》
高周波インバータ（インバータ）２は、直流電源（Ｖｄｃ）１の電圧を平滑するコンデンサＣｄｃと、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４にそれぞれ逆並列に接続された逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを有して構成される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、フルブリッジ回路を構成している。
スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが直列に接続されて、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とが直列に接続されて、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間に接続されている。
なお、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとの間には、直流電源（Ｖｄｃ）１の電圧が入力している。
《
The high-frequency inverter (inverter) 2 includes switching elements S1, S2, S3, S4 composed of a capacitor Cdc for smoothing the voltage of a direct current power supply (Vdc) 1 and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and these switching elements S1, S2, S2. It is configured to have antiparallel diodes D1, D2, D3, and D4 connected in antiparallel to S3 and S4, respectively. The switching elements S1, S2, S3, and S4 form a full bridge circuit.
The switching element S1 and the switching element S2 are connected in series, and are connected between the positive DC
The voltage of the DC power supply (Vdc) 1 is input between the positive DC
前記のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とによって、第１のスイッチングレグ（直列接続体）が構成されている。また、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と逆並列ダイオードＤ３，Ｄ４とによって、第２のスイッチングレグ（直列接続体）が構成されている。
また、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点が高周波インバータ２の第１の出力端子１１１に接続されている。スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４との接続点が高周波インバータ２の第２の出力端子１１２に接続されている。
後記するように、高周波インバータ２は、制御装置５によって制御されることによって直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換する。
The first switching leg (series connector) is composed of the switching elements S1 and S2 and the antiparallel diodes D1 and D2. Further, the switching elements S3 and S4 and the antiparallel diodes D3 and D4 form a second switching leg (series connector).
Further, the connection point between the switching element S1 and the switching element S2 is connected to the
As will be described later, the
《トランス３》
トランス３は、一次巻線Ｎ１と磁性体コアＴ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成されている。そして、一次巻線側に入力した交流電圧を（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧し、二次巻線側の整流回路４へ昇圧された交流電圧（電力）を供給する。なお、一次巻線Ｎ１の巻数をＮ１、二次巻線Ｎ２の巻数をＮ２と便宜的に表記して、変圧比を（Ｎ２／Ｎ１）としている。
また、一次巻線側は、入力端子１３１，１３２から入力し、二次巻線側は、出力端子１３３，１３４から出力する。なお、出力端子１３４は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
なお、トランス３は、一次側において、一次巻線Ｎ１と直列に昇圧インダクタＬｅを有している。この昇圧インダクタＬｅは、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを用いてもよいし、漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタを接続してもよい。
また、一次巻線Ｎ１に並列にインダクタンスＬｍを表記しているが、このインダクタンスＬｍは一次巻線Ｎ１に流れる励磁電流ＩＬｍが流れる経路を表記している。
《
The
Further, the primary winding side is input from the
The
Further, the inductance Lm is indicated in parallel with the primary winding N1, and this inductance Lm indicates the path through which the exciting current ILm flowing through the primary winding N1 flows.
《共振コンデンサＣｐ２》
共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に並列接続されている。共振コンデンサＣｐ２は、トランス３のインダクタ（昇圧インダクタＬｅ、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）と共振して、より安定した正弦波（交流）を生成することに寄与する。なお、共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の巻線の浮遊容量（浮遊静電容量）を用いてもよい。
トランス３の出力端子１３３，１３４からの出力電圧は、共振コンデンサＣｐ２を介して整流回路４の入力端子１４１，１４２に入力している。
<< Resonant capacitor Cp2 >>
The resonance capacitor Cp2 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the
The output voltage from the
《整流回路４》
整流回路４は、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２とを有しており、ＣＣＷ（Cockcroft Walton）回路を構成している。
整流コンデンサＣＨ１と整流ダイオードＤＨ１１の直列回路の両端に配置された入力端子１４１，１４２に、トランス１３の二次巻線Ｎ２の出力端子１３３，１３４間に生成した交流電圧（電力）を入力し、整流する。そして、整流ダイオードＤＨ１２と平滑コンデンサＣｍ１の直列回路をさらに通すことによって、整流と平滑化を促進する。
また、さらに、整流コンデンサＣＨ２と整流ダイオードＤＨ２１の直列回路と、整流ダイオードＤＨ２２と平滑コンデンサＣｍ２の直列回路とからなるＣＣＷ回路が２段に接続されている。この構成をとることによって、整流と平滑化の効率をさらに高めると共に、直流電圧を昇圧している。なお、この整流回路４は、２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路とも呼称される。
また、整流回路４の入力端子１４２は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
<<
The
The AC voltage (electric power) generated between the
Further, a CCW circuit including a series circuit of the rectifier capacitor CH2 and the rectifier diode DH21 and a series circuit of the rectifier diode DH22 and the smoothing capacitor Cm2 is connected in two stages. By adopting this configuration, the efficiency of rectification and smoothing is further improved, and the DC voltage is boosted. The
Further, the
また、整流ダイオードＤＨ２２のアノードと平滑コンデンサＣｍ２の一端との接続点が整流回路４の整流出力の出力端子１４３となっている。整流回路４としての直流電圧（電力）は、出力端子１４３とアース１００との間に出力される。
また、前記のように、整流ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２の回路を２段に接続したことによって、直流電圧を昇圧することも兼ねている。
整流回路４としての出力端子１４３は、高電圧発生装置１０の出力端子１４３でもあり、出力端子１４３とアース１００に生成された高圧の直流電圧である出力電圧Ｖｘは、負荷６に供給される。
なお、負荷６は、例えばＸ線ＣＴ装置（２００：図２０）のＸ線管（３０７：図２０）である。
Further, the connection point between the anode of the rectifier diode DH22 and one end of the smoothing capacitor Cm2 is the
Further, as described above, by connecting the circuits of the rectifying diodes DH11, DH12, DH21, DH22, the rectifying capacitors CH1 and CH2, and the smoothing capacitors Cm1 and Cm2 in two stages, the DC voltage can also be boosted. There is.
The
The
《制御装置５》
制御装置５は、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を統括的に制御するものであり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ制御するゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４のパルスパターンを生成する。
<<
The
＜高電圧発生装置１０の動作＞
次に、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作を、図２〜図５を参照して説明する。
図２および図３は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図２は、モードＡ〜モードＤについて示し、図３は、モードＥ〜モードＨについて示している。図２と図３は表記上の都合により、分けて表記しているが、図２と図３とを併せて、モードＡ〜モードＨを示している。また、図２および図３において、直流電源をＶｄｃ１と表記している。
<Operation of
Next, the operation of the
2 and 3 are diagrams showing an example of a path of a current flowing through each circuit of the
また、図４および図５は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路における電圧波形、および電流波形の例を示す図である。なお、図４は、出力電圧が高い（出力電圧を高くする）条件での電圧波形、および電流波形の例を示し、図５は、出力電圧が低い（出力電圧を低くする）条件での電圧波形、および電流波形の例を示している。
なお、図４および図５において、横軸はｔ０〜ｔ１０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図４および図５において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
4 and 5 are diagrams showing examples of voltage waveforms and current waveforms in each circuit of the
In FIGS. 4 and 5, the horizontal axis represents the time (transition of time) from t to t10, and the vertical direction represents the gate signals VG1 to VG4 of the
Further, in FIGS. 4 and 5, the voltage waveform is indicated by a solid line and the current waveform is indicated by a broken line.
＜図２、図３と図４、図５との関係＞
図２におけるモードＡは、図４および図５におけるｔ０〜ｔ１に対応する。
図２におけるモードＢは、図４および図５におけるｔ１〜ｔ２に対応する。
図２におけるモードＣは、図４および図５におけるｔ２〜ｔ３に対応する。
図２におけるモードＤは、図４および図５におけるｔ３〜ｔ３ｂに対応する。
図３におけるモードＥは、図４および図５におけるｔ３ｂ〜ｔ４に対応する。
図３におけるモードＦは、図４および図５におけるｔ４〜ｔ５に対応する。
図３におけるモードＧは、図４および図５におけるｔ５〜ｔ６に対応する。
図３におけるモードＨは、図４および図５におけるｔ６〜ｔ７に対応する。
<Relationship between FIGS. 2, 3 and 4 and 5>
Mode A in FIG. 2 corresponds to t0 to t1 in FIGS. 4 and 5.
Mode B in FIG. 2 corresponds to t1 to t2 in FIGS. 4 and 5.
Mode C in FIG. 2 corresponds to t2 to t3 in FIGS. 4 and 5.
Mode D in FIG. 2 corresponds to t3 to t3b in FIGS. 4 and 5.
Mode E in FIG. 3 corresponds to t3b to t4 in FIGS. 4 and 5.
Mode F in FIG. 3 corresponds to t4 to t5 in FIGS. 4 and 5.
Mode G in FIG. 3 corresponds to t5 to t6 in FIGS. 4 and 5.
Mode H in FIG. 3 corresponds to t6 to t7 in FIGS. 4 and 5.
図１において、トランス３の一次側に交流電圧を供給するのは、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４が共にオン（ＯＮ）したときである。また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３が共にオンしたときである。その意味において、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４とが一つの組を構成し、またスイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３とが他の一つの組を構成している。
In FIG. 1, the AC voltage is supplied to the primary side of the
図４および図５において、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４の組を制御するゲート信号ＶＧ１とゲート信号ＶＧ４とは、ターンオンのタイミングが互いに等しいが、ターンオフとなるタイミングが異なっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ４のゲート信号ＶＧ４のオン期間が、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＶＧ１のオン期間より長くなっている。
また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３の組を制御するゲート信号ＶＧ２とゲート信号ＶＧ３とは、ターンオンのタイミングが互いに等しいが、ターンオフとなるタイミングが異なっている。すなわち、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＶＧ２のオン期間が、スイッチング素子Ｓ３のゲート信号ＶＧ３のオン期間より長くなっている。
このように、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２のスイッチング素子の組については、スイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御（非対称ＰＷＭ制御）をしている。
この本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２をスイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御する点が、後記する比較例のスイッチング素子のオン期間が対称となるように制御（対称ＰＷＭ制御）をしている点と異なる特徴である。
In FIGS. 4 and 5, the gate signal VG1 and the gate signal VG4 that control the pair of the switching element S1 and the switching element S4 have the same turn-on timing but different turn-off timings. That is, the ON period of the gate signal VG4 of the switching element S4 is longer than the ON period of the gate signal VG1 of the switching element S1.
Further, the gate signal VG2 and the gate signal VG3 that control the pair of the switching element S2 and the switching element S3 have the same turn-on timing, but different turn-off timings. That is, the ON period of the gate signal VG2 of the switching element S2 is longer than the ON period of the gate signal VG3 of the switching element S3.
As described above, the set of switching elements of the high-
The point that the high-
このように、高周波インバータ２のスイッチング素子の組について、スイッチング素子のオン期間が非対称となるように制御する場合に、次のように高周波インバータの制御信号に関する「Ｄｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ」の要素を導入する。
In this way, when controlling the set of switching elements of the high-
高周波インバータのＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒであるｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２は、式１および式２で定義される。
ｄｕｔｙ１＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ ・・・ （式１）
ｄｕｔｙ２＝（２×Ｔｏｎ２）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ４）／Ｔｆ ・・・ （式２）
なお、Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、Ｔｏｎ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれのゲート信号ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４のオン期間の時間である。また、Ｔｆは、制御するゲート信号の１周期の時間である。
本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２のスイッチング素子の制御においては、前記のｄｕｔｙ２を最大値に固定し、ｄｕｔｙ１のみを可変することで、負荷へ供給する出力電力を制御する。
The duty cycles of the high-frequency inverter,
duty1 = (2 × Ton1) / Tf = (2 × Ton3) / Tf ・ ・ ・ (Equation 1)
duty2 = (2 × Ton2) / Tf = (2 × Ton4) / Tf ・ ・ ・ (Equation 2)
Note that Ton1, Ton2, Ton3, and Ton4 are the on-period times of the gate signals VG1, VG2, VG3, and VG4 of the switching elements S1, S2, S3, and S4, respectively. Further, Tf is the time of one cycle of the gate signal to be controlled.
In the control of the switching element of the high-
＜モードＡ〜モードＨ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形＞
次に、図２〜図５を参照して、モードＡ〜モードＨ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形について説明する。
<Detailed operation and waveform of modes A to H: t0 to t7>
Next, with reference to FIGS. 2 to 5, detailed operations and waveforms of modes A to H: t0 to t7 will be described.
（モードＡ：ｔ０〜ｔ１）
図２に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。このときに、共振コンデンサＣｐ２からトランス３の励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ０〜ｔ１の期間である。
(Mode A: t0 to t1)
As shown in FIG. 2, in mode A, the switching elements S1 and S4 are in the ON state, and a current flows through the paths of the switching element S1, the boost inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4. At this time, the excitation current I Lm of the
（モードＢ：ｔ１〜ｔ２）
モードＡにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードＢへ移行する。
図２に示すように、モードＢでは、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れることにより、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ１〜ｔ２の期間である。
(Mode B: t1 to t2)
In mode A, when the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 reaches the voltage V CH1 of the rectifier capacitor CH1, the mode shifts to mode B.
As shown in FIG. 2, in mode B, a current flows through the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4 on the primary side of the
On the secondary side of the
（モードＣ：ｔ２〜ｔ３）
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターンオフすると、モードＣへ移行する。
図２に示すように、モードＣでは、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ４、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２の経路で電流が流れ、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーを共振コンデンサＣｐ２へ供給する。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れることにより、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間である。
(Mode C: t2 to t3)
When the switching element S1 is turned off in the mode B, the mode shifts to the mode C.
As shown in FIG. 2, in mode C, a current flows through the path of the switching element S4, the antiparallel diode D2, the step-up inductor Le, and the resonance capacitor Cp2 on the primary side of the
On the secondary side of the
また、図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間において、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が０である。この電流ＩＱ３が０であるということは、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが共振コンデンサＣｐ２に伝達され、電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生していないことを意味する。後記する比較例の対応する図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間においては、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が流れており、０ではない。つまり、この区間で昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーの一部が電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生されている。このように、後記する比較例では、電力の伝送が非効率な期間が存在する。
また、本発明の第１実施形態に係る図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１は、後記する比較例の対応する図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１より、電流総量（電流値×時間）が大きい。
すなわち、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２では、この期間の比較では、効率よく電力をトランス３の二次側に伝送していることを示している。
Further, in the period of t2~t3 in FIGS. 4 and 5, the current I Q3 in the switching element S3 is zero. The fact that the current IQ3 is 0 means that the energy stored in the step-up inductor Le is transmitted to the resonance capacitor Cp2 and is not regenerated to the power supply (Vdc1, Cdc). In the corresponding period of t22~t23 in FIGS. 8 and 9 of the comparative example described later, and the current I Q3 flows in the switching element S3, not zero. That is, a part of the energy stored in the step-up inductor Le in this section is regenerated to the power supply (Vdc1, Cdc). As described above, in the comparative example described later, there is a period in which power transmission is inefficient.
Further, the current I CH1 of the rectifying capacitor CH1 flowing in the period of t2 to t3 of FIGS. 4 and 5 according to the first embodiment of the present invention is the same as that of t22 to t23 of FIGS. 8 and 9 described later. The total amount of current (current value x time) is larger than the current I CH1 of the rectifying capacitor CH1 flowing in the period.
That is, in the high-
（モードＤ：ｔ３〜ｔ３ｂ）
モードＣの状態で、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがすべて放出されるとモードＤへ移行する。
図２に示すように、モードＤでは、逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、逆並列ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生するモードとなる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ３〜ｔ３ｂの期間である。
モードＤにおいて、電源電圧Ｖｄｃ１と共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２の関係がＶｄｃ１＞ＶＣｐ２となるとモードＥへ移行する。
なお、Ｖｄｃ１＞ＶＣｐ２の関係式は、トランス３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２において、巻数がＮ１＝Ｎ２の場合に簡略化して表記したものである。Ｎ１≠Ｎ２の場合は、前記のＶｄｃ１＞ＶＣｐ２の式と異なるが、意味としては、トランス３の二次側の共振コンデンサＣｐ２において、その両端で共振により発生する電圧が、一次側に変換された場合に、電源電圧Ｖｄｃ１を上回る状態を意図している。
(Mode D: t3 to t3b)
In the state of mode C, when all the energy of the step-up inductor Le is released, the mode shifts to mode D.
As shown in FIG. 2, in mode D, a current flows through the path of the antiparallel diode D4, the resonance capacitor Cp2, the boost inductor Le, and the antiparallel diode D1, and the energy of the resonance capacitor Cp2 is regenerated to the power supply (Vdc1, Cdc). Become a mode. The voltage waveform and current waveform of each part at this time are the periods from t3 to t3b in FIGS. 4 and 5.
In mode D, when the relationship between the power supply voltage Vdc1 and the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 becomes Vdc1> V Cp2 , the mode E is entered.
The relational expression of Vdc1> V Cp2 is abbreviated when the number of turns is N1 = N2 in the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the
また、モードＤ（ｔ３〜ｔ３ｂ）では、組となる二つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４において、まずスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせ、その後に発生する共振コンデンサＣｐ２の蓄積エネルギーを電源へ回生している。この回生電流がゼロとなった後に、次のモードＥ（ｔ３ｂ〜ｔ４）において、スイッチング素子Ｓ４をターンオフさせる。
以上は、モードＤ〜モードＥに移行する過程において、組となっている二つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４についての説明である。これを他の組となっている二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ２をも含め、かつ他モードを含めて表現をすれば、次のようになる。
すなわち、二つの組の一方の組となる二つのスイッチング素子をターンオフさせ、前記共振コンデンサの蓄積エネルギーを電源へ回生する回生電流がゼロとなった後に、他方の組となる二つのスイッチング素子をターンオンさせる。なお、組となる二つのスイッチング素子のいずれか一方は、オン期間が長い。オン期間が長いスイッチング素子をターンオフするタイミングは、回生電流が流れている期間、すなわち回生電流がゼロとなる以前であってもよい。
Further, in the mode D (t3 to t3b), in the two switching elements S1 and S4 as a set, the switching element S1 is first turned off, and the stored energy of the resonance capacitor Cp2 generated thereafter is regenerated to the power supply. After the regenerative current becomes zero, the switching element S4 is turned off in the next mode E (t3b to t4).
The above is a description of the two switching elements S1 and S4 that are paired in the process of transitioning from mode D to mode E. This can be expressed as follows by including the two switching elements S3 and S2 that are in another set and also including the other modes.
That is, the two switching elements that form one of the two sets are turned off, and after the regenerative current that regenerates the stored energy of the resonant capacitor to the power supply becomes zero, the two switching elements that form the other set are turned on. Let me. It should be noted that one of the two switching elements in the set has a long on period. The timing of turning off the switching element having a long on period may be the period during which the regenerative current is flowing, that is, before the regenerative current becomes zero.
（モードＥ：ｔ３ｂ〜ｔ４）
図３に示すように、モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４はオン（ＯＮ）状態であるが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３はオフ（ＯＦＦ）状態であって、高周波インバータ２のスイッチング素子には電流が流れてない状態である。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となり、トランス３へ励磁電流ＩＬｍを供給している。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ３ｂ〜ｔ４の期間である。
このように、図３のモードＥにおいては、高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間が設けられている。
このような制御によって、オン期間が長いスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流がゼロとなるため、高周波インバータの四つのスイッチング素子において、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能となる。
モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフするとモードＦに移行する。
(Mode E: t3b to t4)
As shown in FIG. 3, in mode E, the switching element S4 is in the ON state, but the switching elements S1, S2, and S3 are in the OFF state, and the switching element of the
As described above, in the mode E of FIG. 3, a period during which the current flowing through the high-
By such control, the breaking current at the time of turn-off of the switching element having a long on period becomes zero, so that it becomes possible to make the switching loss of the two switching elements zero in the four switching elements of the high frequency inverter.
In mode E, when the switching element S4 is turned off, the mode shifts to mode F.
（モードＦ：ｔ４〜ｔ５）
前記したように、モードＥにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフするとモードＦに移行する。スイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４の遮断電流をゼロにできる。
図３に示すように、モードＦでは、すべてのスイッチング素子がオフ状態である。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となって、トランス３へ励磁電流ＩＬｍを供給している。
なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ４〜ｔ５の期間である。
(Mode F: t4 to t5)
As described above, in the mode E, when the switching element S4 is turned off, the mode shifts to the mode F. By turning off the switching element S4, the breaking current of the switching element S4 can be reduced to zero.
As shown in FIG. 3, in mode F, all switching elements are in the off state. At this time, the resonance capacitor Cp2 serves as a power source to supply the exciting current ILm to the
The voltage waveform and current waveform of each part at this time are the periods from t4 to t5 in FIGS. 4 and 5.
（モードＧ：ｔ５〜ｔ６）
モードＦの状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンするとモードＧへ移行する。
図３に示すように、モードＧは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードＡの対称動作である。すなわち、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ５〜ｔ６の期間である。
モードＧの状態で、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達すると、モードＨへ移行する。
(Mode G: t5 to t6)
When the switching elements S2 and S3 are turned on in the mode F state, the mode G is entered.
As shown in FIG. 3, the mode G is a symmetrical operation of the mode A with respect to the on / off operation of the switching elements S1 to S4. That is, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the switching element S2 on the primary side of the
When the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 reaches the voltage VCH1 of the rectifier capacitor CH1 in the state of the mode G, the mode H is entered.
（モードＨ：ｔ６〜ｔ７）
図３に示すように、モードＨは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードＢの対称動作である。すなわち、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
このとき、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、平滑コンデンサＣｍ１、整流ダイオードＤＨ１２、整流コンデンサＣＨ１の経路と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２、整流ダイオードＤＨ２２、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ１の経路で電流が流れる。
なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図４および図５のｔ６〜ｔ７の期間である。
(Mode H: t6 to t7)
As shown in FIG. 3, the mode H is a symmetrical operation of the mode B with respect to the on / off operation of the switching elements S1 to S4. That is, a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the switching element S2 on the primary side of the
At this time, on the secondary side of the
The voltage waveform and current waveform of each part at this time are the periods from t6 to t7 in FIGS. 4 and 5.
以降の図４および図５の（ｔ７〜ｔ８）の期間のモードＩから（ｔ９〜ｔ１０）の期間のモードＬについては、モードＣ〜モードＦの対称動作となるため、事実上、重複する説明は省略する。以降、定常状態においては、基本的にモードＡからモードＬを基本とした繰り返し動作となる。 Subsequent modes L in the period from mode I to (t9 to t10) in the period (t7 to t8) of FIGS. 4 and 5 are symmetrical operations in modes C to F, and thus substantially overlap. Is omitted. After that, in the steady state, the operation is basically repeated from mode A to mode L.
以上のように、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０では、トランス３の二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣｐ２を接続している。また高周波インバータのスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４、およびスイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３を組として、この組となる二つのスイッチング素子のターンオンタイミングを同じとする。また、この組となるスイッチング素子の一方のスイッチング素子のオン期間を他方のスイッチング素子のオン期間よりも長くする。このように制御することにより、高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間（図３のモードＥ）を設けることができる。
この制御により、オン期間が長いスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流がゼロとなるため、高周波インバータの四つのスイッチング素子のうち、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能となり、高電圧発生装置の高効率化を図ることができる。
As described above, in the
By this control, the breaking current at the turn-off of the switching element having a long on period becomes zero, so that the switching loss of two of the four switching elements of the high frequency inverter can be made zero, and the high voltage. The efficiency of the generator can be improved.
＜比較例１＞
次に、比較例として、図１に示すような高電圧発生装置１０において、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート信号（制御信号）ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４を対称な制御波形としてＰＷＭ制御をした場合について、図６〜図９を参照して説明する。
<Comparative example 1>
Next, as a comparative example, in the
図６および図７は、比較例の高電圧発生装置１０（図１）の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図６は、モードａ〜モードｄについて示し、図７は、モードｅ〜モードｇについて示している。図６と図７は表記上の都合により、分けて表記しているが、図６と図７とを併せて、モードａ〜モードｇを示している。
6 and 7 are diagrams showing an example of a path of a current flowing through each circuit of the
また、図８および図９は、比較例１の高電圧発生装置１０の動作において、高電圧発生装置１０の各回路に電圧波形および電流波形の例を示す図である。図８は、出力電圧が高い（出力電圧を高くする）条件での電圧波形および電流波形の例を示し、図９は、出力電圧が低い（出力電圧を低くする）条件での電圧波形および電流波形の例を示している。
また、図８および図９において、横軸はｔ２０〜ｔ２８の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３のＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２のＶＣｐ２、ＩＣｐ２、整流回路４のＶＣＨ１、ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図８および図９において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
8 and 9 are diagrams showing examples of voltage waveforms and current waveforms in each circuit of the
Further, in FIGS. 8 and 9, the horizontal axis represents the time (transition of time) from t20 to t28, and the vertical direction represents the gate signals VG1 to VG4 of the high-
Further, in FIGS. 8 and 9, the voltage waveform is indicated by a solid line and the current waveform is indicated by a broken line.
図８および図９に示すように、比較例１の高周波インバータ２におけるゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を対称な波形でＰＷＭ制御をする。
すなわち、比較例１のＰＷＭ制御では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４、また、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３とをそれぞれ組とし、組となったスイッチング素子のオン期間が等しくなるように制御する。
そして、スイッチング周期に対するオン期間の比率であるＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）を可変することにより出力電力を制御する。ｄｕｔｙは式３で定義される。
ｄｕｔｙ＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ２）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ（２×Ｔｏｎ４）／Ｔｆ ・・・ （式３）
As shown in FIGS. 8 and 9, the gate signals VG1 to VG4 in the high-
That is, in the PWM control of Comparative Example 1, the switching element S1 and the switching element S4, and the switching element S2 and the switching element S3 are each paired, and the paired switching elements are controlled so that the on periods are equal.
Then, the output power is controlled by varying the duty cycle (duty), which is the ratio of the on period to the switching cycle. The duty is defined by
duty = (2 x Ton1) / Tf = (2 x Ton2) / Tf = (2 x Ton3) / Tf (2 x Ton4) / Tf ... (Equation 3)
＜モードａ〜モードｇ：ｔ２０〜ｔ２８の詳細な動作と波形＞
次に、比較例１の動作について、図６〜図９を参照して、モードａ〜モードｇ：ｔ０〜ｔ７の詳細な動作と波形について説明する。
<Mode a to mode g: Detailed operation and waveform of t20 to t28>
Next, with respect to the operation of Comparative Example 1, the detailed operation and waveform of modes a to mode g: t0 to t7 will be described with reference to FIGS. 6 to 9.
（モードa：ｔ２０〜ｔ２１）
図６に示すように、モードａでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であり、トランス一次側において、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２０〜ｔ２１の期間である。
(Mode a: t20 to t21)
As shown in FIG. 6, in the mode a, the switching elements S1 and S4 are in the ON state, and a current flows in the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4 on the primary side of the transformer. The voltage waveform and current waveform of each part at this time are the periods from t20 to t21 in FIGS. 8 and 9.
（モードｂ：ｔ２１〜ｔ２２）
モードａの状態で、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードｂへ移行する。
図６に示すように、モードｂでは、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。
また、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れ、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２１〜ｔ２２の期間である。
モードｂにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を同時にターンオフするとモードｃへ移行する。
(Mode b: t21 to t22)
In the state of mode a, when the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 reaches the voltage V CH1 of the rectifier capacitor CH1, the mode shifts to mode b.
As shown in FIG. 6, in mode b, a current flows in the path of the switching element S1, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4.
Further, on the secondary side of the
In mode b, when the switching elements S1 and S4 are turned off at the same time, the mode shifts to mode c.
（モードｃ：ｔ２２〜ｔ２３）
図６に示すように、モードｃでは、トランス３の一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーを共振コンデンサＣｐ２へ供給すると共に、電源（Ｖｄｃ、Ｃｄｃ）にも回生する。
また、トランス３の二次側には、モードｂと同様に、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れ、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２を充電する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間である。
モードｃにおいて、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになるとモードｄへ移行する。
(Mode c: t22 to t23)
As shown in FIG. 6, in the mode c, a current flows through the path of the antiparallel diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the antiparallel diode D3 on the primary side of the
Further, on the secondary side of the
In mode c, when the energy of the step-up inductor Le becomes zero, the mode shifts to mode d.
なお、図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間において、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が負に流れている。この電流ＩＱ３が負に流れるということは、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが電源（Ｖｄｃ１、Ｃｄｃ）に回生していることを意味する。これは前記した本発明の第１実施形態の対応する図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間においては、スイッチング素子Ｓ３における電流ＩＱ３が０であることと比較すると、この比較例１では、電力の伝送が非効率な期間が存在することを意味している。
また、比較例１に係る図８および図９のｔ２２〜ｔ２３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１は、前記した本発明の第１実施形態の対応する図４および図５のｔ２〜ｔ３の期間で流れる整流コンデンサＣＨ１の電流ＩＣＨ１より、電流総量（電流値×時間）が小さい。
すなわち、比較例１では、本発明の第１実施形態に比較して、前記した期間の比較では、電力を効率よくトランス３の二次側に伝送していないことを示している。
Note that in the period of t22~t23 in FIGS. 8 and 9, the current I Q3 is flowing in the negative in the switching element S3. The fact that the current IQ3 flows negatively means that the energy stored in the step-up inductor Le is regenerated to the power supply (Vdc1, Cdc). This in a period of t2~t3 in FIGS. 4 and 5 corresponding to the first embodiment of the present invention described above, when compared with that current I Q3 in the switching element S3 is zero, in Comparative Example 1, This means that there are periods of inefficiency in the transmission of power.
Further, the current I CH1 of the rectifying capacitor CH1 flowing in the period of t22 to t23 of FIGS. 8 and 9 according to Comparative Example 1 is t2 to t3 of FIGS. 4 and 5 corresponding to the first embodiment of the present invention described above. The total amount of current (current value × time) is smaller than the current I CH1 of the rectifying capacitor CH1 flowing in the period of.
That is, in Comparative Example 1, as compared with the first embodiment of the present invention, in the comparison of the above-mentioned period, it is shown that the electric power is not efficiently transmitted to the secondary side of the
（モードｄ：ｔ２３〜ｔ２３ｂ）
図６に示すように、モードｄでは、トランス３の一次側に逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ１の経路で電流が流れ、共振コンデンサＣｐ２のエネルギーを電源に回生する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２３〜ｔ２３ｂの期間である。
モードｄにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が電源電圧Ｖｄｃ１よりも低くなるとモードｅへ移行する。
(Mode d: t23 to t23b)
As shown in FIG. 6, in the mode d, a current flows through the path of the antiparallel diode D4, the resonance capacitor Cp2, and the antiparallel diode D1 on the primary side of the
In mode d, when the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 becomes lower than the power supply voltage Vdc1, the mode e is entered.
（モードｅ：ｔ２３ｂ〜ｔ２４）
図７に示すように、モードｅは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のすべてがオフ状態であり、高周波インバータ２には電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２が電源となり、トランス３に励磁電流ＩＬｍを供給する。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２３ｂ〜ｔ２４の期間である。
モードｅにおいて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフするとモードｆへ移行する。
(Mode e: t23b to t24)
As shown in FIG. 7, in the mode e, all of the switching elements S1, S2, S3, and S4 are in the off state, and no current is flowing through the
In the mode e, when the switching elements S2 and S3 are turned off, the mode f is entered.
（モードｆ：ｔ２４〜ｔ２５）
図７に示すように、モードｆは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードａの対称動作である。トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図８および図９のｔ２４〜ｔ２５の期間である。モードｆにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧が整流コンデンサＣＨ１の電圧に到達すると、モードｇへ移行する。
(Mode f: t24 to t25)
As shown in FIG. 7, the mode f is a symmetrical operation of the mode a with respect to the on / off operation of the switching elements S1 to S4. A current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the switching element S2 on the primary side of the
（モードｇ：ｔ２５〜ｔ２６）
モードｇは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作に関しては、モードｂの対称動作である。トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。
また、トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、平滑コンデンサＣｍ１、整流ダイオードＤＨ１２、整流コンデンサＣＨ１の経路と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２、整流ダイオードＤＨ２２、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２を充電する。
(Mode g: t25 to t26)
The mode g is a symmetrical operation of the mode b with respect to the on / off operation of the switching elements S1 to S4. A current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the switching element S2 on the primary side of the
Further, on the secondary side of the
（モードｈ：ｔ２６〜２７からモードｊ：ｔ２７ｂ〜ｔ２８）
次の期間を（ｔ２６〜２７）の期間のモードｈ、（ｔ２７〜２７ｂ）の期間のモードｉ、そして（ｔ２７ｂ〜ｔ２８)の期間のモードｊと呼称するものとする。このとき、以降の図８および図９の（ｔ２６〜２７）の期間のモードｈから（ｔ２７ｂ〜ｔ２８)の期間のモードｊについては、モードｃ〜モードｅの対称動作となるため、事実上、重複する説明は省略する。定常状態においては、基本的にモードａからモードｊを基本とした繰り返し動作となる。
(Mode h: t26 to 27 to mode j: t27b to t28)
The following periods shall be referred to as mode h of the period (t26-27), mode i of the period (t27-27b), and mode j of the period (t27b-t28). At this time, since the mode j in the period from mode h to (t27b to t28) in the subsequent periods (t26 to 27) of FIGS. 8 and 9 is symmetrical with respect to the mode c to mode e, it is practically effective. Duplicate explanations will be omitted. In the steady state, the operation is basically repeated from mode a to mode j.
比較例１においては、本発明の第１実施形態に係る高周波インバータ２に流れる電流がゼロとなる期間（図３のモードＥ）に相当するモードがない。
このため、第１実施形態におけるようなスイッチング素子のターンオフ時の遮断電流をゼロとすることはできない。したがって、高周波インバータの四つのスイッチング素子における二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることが可能な第１実施形態に比較して、比較例１は、高電圧発生装置の電力効率が悪い。
In Comparative Example 1, there is no mode corresponding to the period during which the current flowing through the high-
Therefore, the breaking current at the time of turn-off of the switching element as in the first embodiment cannot be set to zero. Therefore, the power efficiency of the high voltage generator is poor in Comparative Example 1 as compared with the first embodiment in which the switching loss of the two switching elements in the four switching elements of the high frequency inverter can be set to zero.
＜本発明の第１実施形態と比較例１の特性比較：その１＞
次に、高周波インバータを非対称の電圧波形で制御した本発明の第１実施形態の高電圧発生装置と、高周波インバータを対称の電圧波形で制御した比較例１の高電圧発生装置の特性とを、図１０を参照して比較する。
図１０は、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置と、比較例１の高電圧発生装置における制御波形のＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）と出力電力Ｐｘとの特性を比較して示した図である。
図１０において、横軸は出力電力Ｐｘであり、縦軸はＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）である。また、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置の特性線１００１と比較例１の高電圧発生装置の特性線１００２を示している。
<Comparison of characteristics between the first embodiment of the present invention and Comparative Example 1:
Next, the characteristics of the high voltage generator of the first embodiment of the present invention in which the high frequency inverter is controlled by an asymmetric voltage waveform and the high voltage generator of Comparative Example 1 in which the high frequency inverter is controlled by a symmetric voltage waveform are described. The comparison is made with reference to FIG.
FIG. 10 is a diagram showing a comparison between the characteristics of the duty factor (duty) of the control waveform and the output power Px in the high voltage generator of the first embodiment of the present invention and the high voltage generator of Comparative Example 1. is there.
In FIG. 10, the horizontal axis is the output power Px, and the vertical axis is the duty cycle (duty). Further, the
図１０に示すように、特性線１００２で示した比較例の高電圧発生装置は、特性線１００１で示した本発明の第１実施形態の高電圧発生装置に比較して、同じ出力電力Ｐｘを発生させるためには、より大きなＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒが必要である。
しかしながら、大きなＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒを達成するには、高周波特性のよい半導体素子を用いる必要がある。したがって、コストや入手しやすさ等を鑑みて半導体素子の特性をその時代にあったものを選択すれば、図１０に示すように、Ｄｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒの上限であるｄｕｔｙ ｍａｘが存在することがある。
このようにＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）に上限がある場合には、比較例１の高電圧発生装置の出力電力には限界が早く生じてしまう。それに対して、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置は、特性線１００１に示すように、比較例１の高電圧発生装置（特性線１００２）よりも大きな出力電力を発生させることができる。
As shown in FIG. 10, the high voltage generator of the comparative example shown by the
However, in order to achieve a large duty cycle, it is necessary to use a semiconductor device having good high frequency characteristics. Therefore, if the characteristics of the semiconductor element are selected according to the times in consideration of cost, availability, and the like, as shown in FIG. 10, the duty max, which is the upper limit of the duty factor, may exist.
When the duty cycle (duty) has an upper limit as described above, the output power of the high voltage generator of Comparative Example 1 has an early limit. On the other hand, the high voltage generator of the first embodiment of the present invention can generate a larger output power than the high voltage generator (characteristic line 1002) of Comparative Example 1 as shown in the
＜本発明の第１実施形態と比較例１の特性比較：その２＞
本発明の第１実施形態と比較例１の特性について、一部、重複するが、あらためて整理して、比較する。
比較例１のＰＷＭ制御では、図６のモードｃに示すように、組となる二つのスイッチング素子を同時にターンオフするため、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーの一部を電源に回生する期間が発生する。
一方、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０では、図２のモードＣに示すように、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーをすべて共振コンデンサＣｐ２へ供給することが可能となる。このため、図１０に示すように、比較例１の制御波形が対称のＰＷＭ制御を用いた場合と比較して、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０の制御波形が非対称のＰＷＭ制御を用いた場合の方が同じｄｕｔｙ条件において出力電力を増加させることが可能となる。
<Comparison of characteristics between the first embodiment of the present invention and Comparative Example 1:
Although some of the characteristics of the first embodiment of the present invention and Comparative Example 1 overlap, they will be rearranged and compared.
In the PWM control of Comparative Example 1, as shown in the mode c of FIG. 6, since the two switching elements in the set are turned off at the same time, a period of regenerating a part of the energy stored in the step-up inductor Le to the power supply occurs. To do.
On the other hand, in the
また、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０では、前記したように、トランス３の二次巻線に共振コンデンサＣｐ２を備えた構成とし、フルブリッジ回路で構成された高周波インバータの四つのスイッチング素子のうちスイッチング素子Ｓ１とＳ４およびスイッチング素子Ｓ２とＳ３を組としている。そして、組となる二つのスイッチング素子のターンオンタイミングを同じとし、組となるスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間を他方のスイッチング素子のオン期間よりも長くすることにより、フルブリッジ回路の四つのスイッチング素子のうち、二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロとすることができる（例えば図３のモードＥ）。そのため、高電圧発生装置１０の高効率化を図ることができる。
さらに、昇圧インダクタＬｅに蓄えたエネルギーのすべてを負荷側へ供給する動作モード（モードＣ）を追加することができるため、比較例１のＰＷＭ制御と比較して高電圧発生装置の大出力化を図ることができる。
Further, in the
Further, since an operation mode (mode C) for supplying all the energy stored in the step-up inductor Le to the load side can be added, the output of the high voltage generator can be increased as compared with the PWM control of Comparative Example 1. Can be planned.
＜第１実施形態の効果＞
以上、本発明の第１実施形態によれば、フルブリッジ回路で構成された高周波インバータ２において、オン期間が長いスイッチング素子の遮断電流をゼロとすることが可能となるため、フルブリッジ回路の二つのスイッチング素子のスイッチング損失をゼロに低減でき、高電圧発生装置１０の高効率化、および大出力化することができる。さらに、高効率化により冷却器の体積を低減できるため、高電圧発生装置１０の小型化が期待できる。
<Effect of the first embodiment>
As described above, according to the first embodiment of the present invention, in the
≪第２実施形態≫
次に、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂを図１１〜図１７を参照して説明する。本発明の第２実施形態は、比較例１および後記する比較例２のＰＷＭ制御と比較して、スイッチング損失を低減しながら、軽負荷領域における出力範囲を拡大する高電圧発生装置である。
図１１は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの回路構成の一例を示す図である。図１１に示す高電圧発生装置１０Ｂの回路構成が図１に示す高電圧発生装置１０の回路構成と異なる点は、制御装置５に後記する出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力していることである。そして、この出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１に基づいて、制御装置５がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御して、ゲート信号のパルスパターン（ＶＧ１〜ＶＧ４）を生成することである。
<< Second Embodiment >>
Next, the
FIG. 11 is a diagram showing an example of a circuit configuration of the
なお、図１１において、出力電圧指令値Ｖｘ１、出力電流指令値Ｉｘ１を併せて、出力指令値Ｖｘ１、Ｉｘ１と表記している。
図１１に示す高電圧発生装置１０Ｂの前記した制御装置５に出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力していること以外の他の回路構成は、図１に示す高電圧発生装置１０と概ね同じであるので、重複する説明は省略する。
In FIG. 11, the output voltage command value Vx1 and the output current command value Ix1 are collectively referred to as the output command values Vx1 and Ix1.
The circuit configuration other than that the output commands Vx1 and Ix1 are input to the
＜高電圧発生装置１０Ｂの動作＞
図１２〜図１７を参照して、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明する。
なお、図１２は、本実施形態２の高電圧発生装置の動作を説明するフローチャートである。図１３は、本実施形態２の高電圧発生装置の出力電力とｄｕｔｙの関係を示した図である。図１４〜図１６は本実施形態２の高電圧発生装置の回路動作を説明する図である。図１７は本実施形態２の高電圧発生装置の動作波形を説明する図である。これらの図を順に参照して説明する。
<Operation of
The operation of the high voltage generator according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 12 to 17.
Note that FIG. 12 is a flowchart illustrating the operation of the high voltage generator according to the second embodiment. FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the output power and duty of the high voltage generator of the second embodiment. 14 to 16 are diagrams for explaining the circuit operation of the high voltage generator of the second embodiment. FIG. 17 is a diagram illustrating an operation waveform of the high voltage generator of the second embodiment. These figures will be described with reference to each other.
＜高電圧発生装置１０Ｂの動作を説明するフローチャート＞
前記したように、図１２は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明フローチャートである。なお、図１２におけるＳ１０１〜Ｓ１０７は、ステップＳ１０１〜ステップＳ１０７を示している。
<Flow chart explaining the operation of the
As described above, FIG. 12 is a flowchart illustrating the operation of the high voltage generator according to the second embodiment of the present invention. Note that S101 to S107 in FIG. 12 indicate steps S101 to S107.
《ステップＳ１０１》
ステップＳ１０１においては、制御装置５に外部（不図示）から高電圧発生装置の出力電力に関わる出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力される。
出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が入力されると、これらの出力指令に基づいてｄｕｔｙを可変するステップＳ１０２に移行する。
<< Step S101 >>
In step S101, output commands Vx1 and Ix1 related to the output power of the high voltage generator are input to the
When the output commands Vx1 and Ix1 are input, the process proceeds to step S102 in which the duty is changed based on these output commands.
《ステップＳ１０２》
ステップＳ１０２では、高電圧発生装置１０Ｂの出力電圧Ｖｘ、および出力電流Ｉｘが出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１にそれぞれ追従するようにｄｕｔｙ１を算出する。ｄｕｔｙ１（式１）の決定にはＰＩ制御（Proportinal＜比例＞、Integral＜積分＞制御）などが用いられる。
そして、ステップＳ１０３に進む。
<< Step S102 >>
In step S102, duty1 is calculated so that the output voltage Vx and the output current Ix of the
Then, the process proceeds to step S103.
《ステップＳ１０３》
ステップＳ１０３では、ステップＳ１０２において決定されたｄｕｔｙ１とあらかじめ決められた閾値ｄｕｔｙ ｍｉｎとを比較する。
ｄｕｔｙ１＞ｄｕｔｙ ｍｉｎ
の場合（Ｎｏ）には、ステップＳ１０４へ移行する。
また、ｄｕｔｙ１≦ｄｕｔｙ ｍｉｎ
の場合（Ｙｅｓ）には、ステップＳ１０５に進む。
<< Step S103 >>
In step S103, the
duty1> duty min
In the case of (No), the process proceeds to step S104.
Also, duty1 ≤ duty min
In the case of (Yes), the process proceeds to step S105.
《ステップＳ１０４》
ステップ１０４では、ｄｕｔｙ２（式２）をあらかじめ決定した所定の値ｄｕｔｙ ｍａｘに設定する。そして、ステップＳ１０２で算出したｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２とにより、高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ与える第１型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を生成する。
そして、ステップＳ１０７に進む。
<< Step S104 >>
In
Then, the process proceeds to step S107.
《ステップＳ１０５》
ステップ１０５では、ｄｕｔｙ１をあらかじめ決定していた所定の値（閾値）ｄｕｔｙｍｉｎに設定し、ｄｕｔｙ２を算出する。
なお、ｄｕｔｙ２は、ＰＩ制御などを用いて高電圧発生装置の出力電圧Ｖｘ、および出力電流Ｉｘが出力指令（出力電圧指令、出力電流指令）Ｖｘ１、Ｉｘ１に追従するように算出される。
そして、ステップＳ１０６に進む。
<< Step S105 >>
In step 105, duty1 is set to a predetermined value (threshold value) dutymin that has been determined in advance, and duty2 is calculated.
Note that the duty2 is calculated so that the output voltage Vx and the output current Ix of the high voltage generator follow the output commands (output voltage command, output current command) Vx1 and Ix1 by using PI control or the like.
Then, the process proceeds to step S106.
《ステップＳ１０６》
ステップ１０６では、ステップ１０５で決定したｄｕｔｙ２と、ｄｕｔｙ１を用いて高周波インバータ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ与える第２型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を生成する。
そして、ステップＳ１０７に進む。
<< Step S106 >>
In
Then, the process proceeds to step S107.
《ステップＳ１０７》
ステップ１０７では、ステップ１０４で生成された第１型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、もしくはステップ１０６で生成された第２型のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４に基づき、制御装置５が高周波インバータ２を駆動する。
<< Step S107 >>
In
＜ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の選択＞
図１２に示したフローチャートにおいて、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の算出について説明したが、図１３を参照してｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の算出について、補足説明する。
図１３は、前記したように、図１２に示すフローチャートに示されているｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ ｍｉｎ、ｄｕｔｙ ｍａｘのＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）と高電圧発生装置１０Ｂの出力電力との関係を示す図である。
図１３において、横軸は高電圧発生装置１０Ｂの出力電力であり、縦軸はＤｕｔｙ Ｆａｃｔｏｒ（ｄｕｔｙ）である。また、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２の特性線が図示されている。
図１３は、高電圧発生装置１０Ｂの出力指令Ｖｘ１、Ｉｘ１が軽負荷領域の場合に、軽負荷領域の制御範囲を拡大する際に適用される特性図である。
図１３に示すように、ｄｕｔｙに関しては、ｄｕｔｙ１の下限のｄｕｔｙ ｍｉｎと、ｄｕｔｙ２の上限のｄｕｔｙ ｍａｘがある。
この条件を満たしながら、ｄｕｔｙ１とｄｕｔｙ２を算出、決定するのが前記した図１２のフローチャートである。
<Selection of duty1 and duty2>
In the flowchart shown in FIG. 12, the calculation of duty1 and duty2 has been described, but the calculation of duty1 and duty2 will be supplementarily described with reference to FIG.
As described above, FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the duty factor (duty) of
In FIG. 13, the horizontal axis is the output power of the
FIG. 13 is a characteristic diagram applied when expanding the control range of the light load region when the output commands Vx1 and Ix1 of the
As shown in FIG. 13, with respect to duty, there are a lower limit duty min of
It is the flowchart of FIG. 12 described above that calculates and determines duty1 and duty2 while satisfying this condition.
＜高電圧発生装置１０Ｂの回路動作＞
次に、図１４〜図１６、および図１７を参照して、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの回路動作を説明する。なお、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの動作は、軽負荷領域の制御範囲を拡大することに特徴がある。
図１４〜図１６は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの動作において、高電圧発生装置１０Ｂの各回路に流れる電流の経路例を示す図である。なお、図１４は、モードＡ〜モードＤについて、図１５は、モードＥ〜モードＨについて、図１６は、モードＩ〜モードＬについて、それぞれ示している。
図１４〜図１６は、表記上の都合により、分けて表記しているが、図１４〜図１６を併せて、モードＡ〜モードＬを示している。また、図１４〜図１６において、直流電源をＶｄｃ１と表記している。
<Circuit operation of
Next, the circuit operation of the
14 to 16 are diagrams showing an example of a path of a current flowing through each circuit of the
14 to 16 are shown separately for convenience of notation, but modes A to L are shown together with FIGS. 14 to 16. Further, in FIGS. 14 to 16, the DC power supply is referred to as Vdc1.
また、図１７は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの動作において、高電圧発生装置１０Ｂの各回路に電圧波形および電流波形の例を示す図である。
なお、図１７において、横軸はｔ３０〜ｔ４０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータ２のゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。
また、図１７において、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
Further, FIG. 17 is a diagram showing an example of a voltage waveform and a current waveform in each circuit of the
In FIG. 17, the horizontal axis represents the time (transition of time) from t30 to t40, and the vertical direction represents the gate signals VG1 to VG4 of the
Further, in FIG. 17, the voltage waveform is indicated by a solid line and the current waveform is indicated by a broken line.
＜図１４〜図１６と図１７との関係＞
図１４におけるモードＡは、図１７におけるｔ３０〜ｔ３１に対応する。
図１４におけるモードＢは、図１７におけるｔ３１〜ｔ３２に対応する。
図１４におけるモードＣは、図１７におけるｔ３２〜ｔ３３に対応する。
図１４におけるモードＤは、図１７におけるｔ３３〜ｔ３４に対応する。
図１５におけるモードＥは、図１７におけるｔ３４〜ｔ３５に対応する。
図１５におけるモードＦは、図１７におけるｔ３５〜ｔ３６に対応する。
図１５におけるモードＧは、図１７におけるｔ３６〜ｔ３７に対応する。
図１５におけるモードＨは、図１７におけるｔ３７〜ｔ３８に対応する。
図１６におけるモードＩは、図１７におけるｔ３８〜ｔ３９に対応する。
図１６におけるモードＪは、図１７におけるｔ３９〜ｔ４０に対応する。
図１６におけるモードＫは、図１７におけるｔ４０〜ｔ４１に対応する。
図１６におけるモードＬは、図１７におけるｔ４１〜ｔ４２に対応する。
<Relationship between FIGS. 14 to 16 and FIG. 17>
Mode A in FIG. 14 corresponds to t30 to t31 in FIG.
Mode B in FIG. 14 corresponds to t31 to t32 in FIG.
Mode C in FIG. 14 corresponds to t32 to t33 in FIG.
Mode D in FIG. 14 corresponds to t33 to t34 in FIG.
Mode E in FIG. 15 corresponds to t34 to t35 in FIG.
Mode F in FIG. 15 corresponds to t35 to t36 in FIG.
The mode G in FIG. 15 corresponds to t36 to t37 in FIG.
Mode H in FIG. 15 corresponds to t37 to t38 in FIG.
Mode I in FIG. 16 corresponds to t38 to t39 in FIG.
Mode J in FIG. 16 corresponds to t39 to t40 in FIG.
Mode K in FIG. 16 corresponds to t40 to t41 in FIG.
The mode L in FIG. 16 corresponds to t41 to t42 in FIG.
＜モードＡ〜モードＬ：ｔ０〜ｔ４２の詳細な動作と波形＞
次に、図１４〜図１６と図１７を参照して、モードＡ〜モードＬ：ｔ０〜ｔ４２の詳細な動作と波形について説明する。なお、この期間は、軽負荷時の回路動作を示している。
<Detailed operation and waveform of modes A to L: t0 to t42>
Next, the detailed operation and waveform of modes A to L: t0 to t42 will be described with reference to FIGS. 14 to 16 and 17. In addition, this period shows the circuit operation at the time of a light load.
（モードＡ：ｔ３０〜ｔ３１）
図１４に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。このとき、共振コンデンサＣｐ２からトランス３の励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３０〜ｔ３１の期間である。
(Mode A: t30 to t31)
As shown in FIG. 14, in mode A, the switching elements S1 and S4 are in the ON state, and a current flows through the paths of the switching element S1, the boost inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4. At this time, the excitation current I Lm of the
（モードＢ：ｔ３１〜ｔ３２）
モードＡにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターンオフするとモードＢへ移行する。
図１４に示すように、モードＢでは、スイッチング素子Ｓ１はオフ、スイッチング素子Ｓ４はオンであって、トランス一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れている。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３１〜ｔ３２の期間である。
(Mode B: t31 to t32)
In mode A, when the switching element S1 is turned off, the mode B is entered.
As shown in FIG. 14, in mode B, the switching element S1 is off, the switching element S4 is on, and the path of the antiparallel diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the switching element S4 is on the primary side of the transformer. Current is flowing at. The voltage waveform and current waveform of each part at this time are the periods from t31 to t32 in FIG.
（モードＣ：ｔ３２〜ｔ３３）
モードＢにおいて、スイッチング素子Ｓ４をターンオフすると、モードＣへ移行する。
図１４に示すように、モードＣでは、スイッチング素子Ｓ４はオフであって、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。そして、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２と電源へ供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３２〜ｔ３３の期間である。
モードＣにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１に到達するとモードＤへ移行する。
(Mode C: t32 to t33)
When the switching element S4 is turned off in the mode B, the mode shifts to the mode C.
As shown in FIG. 14, in mode C, the switching element S4 is off, and a current flows through the paths of the antiparallel diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the antiparallel diode D3. Then, the energy stored in the step-up inductor Le is supplied to the resonance capacitor Cp2 and the power supply. The voltage waveform and current waveform of each part at this time are the periods from t32 to t33 in FIG.
In mode C, when the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 reaches the voltage V CH1 of the rectifier capacitor CH1, the mode shifts to mode D.
（モードＤ：ｔ３３〜ｔ３４）
図１４に示すように、モードＤでは、トランス３の一次側には、逆並列ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、逆並列ダイオードＤ３の経路で電流が流れている。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３３〜ｔ３４の期間である。
モードＤの状態で、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになるとモードＥへ移行する。
(Mode D: t33 to t34)
As shown in FIG. 14, in mode D, a current flows through the path of the antiparallel diode D2, the step-up inductor Le, the resonance capacitor Cp2, and the antiparallel diode D3 on the primary side of the
On the secondary side of the
In the mode D state, when the energy of the step-up inductor Le becomes zero, the mode shifts to mode E.
（モードＥ：ｔ３４〜ｔ３５）
図１５に示すように、モードＥでは、すべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態である。
トランス３の二次側には、共振コンデンサＣｐ２を電源として、整流コンデンサＣＨ１、整流ダイオードＤＨ１１の経路と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ２、整流ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３４〜ｔ３５の期間である。
モードＥにおいて、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１よりも低くなるとモードＦへ移行する。
(Mode E: t34 to t35)
As shown in FIG. 15, in mode E, all the switching elements S1 to S4 are in the off state.
On the secondary side of the
In mode E, when the voltage V Cp2 of the resonance capacitor Cp2 becomes lower than the voltage VC H1 of the rectifier capacitor CH1, the mode shifts to mode F.
（モードＦ：ｔ３５〜ｔ３６）
図１５に示すように、モードＦでは、すべてのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態である。
そして、トランス３には共振コンデンサＣｐ２から励磁電流ＩＬｍが供給される。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３５〜ｔ３６の期間である。
モードＦの状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンするとモードＧへ移行する。
(Mode F: t35 to t36)
As shown in FIG. 15, in the mode F, all the switching elements S1 to S4 are in the off state.
Then, the exciting current ILm is supplied to the
When the switching elements S2 and S3 are turned on in the mode F state, the mode G is entered.
（モードＧ：ｔ３６〜ｔ３７）
図１５に示すように、モードＧでは、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン状態であり、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３６〜ｔ３７の期間である。
モードＧの状態で、スイッチング素子Ｓ３をターンオフするとモードＨへ移行する。
(Mode G: t36 to t37)
As shown in FIG. 15, in mode G, the switching elements S2 and S3 are in the ON state, and a current flows through the path of the switching element S3, the resonance capacitor Cp2, the step-up inductor Le, and the switching element S2 on the primary side of the
When the switching element S3 is turned off in the mode G state, the mode H is entered.
（モードＨ：ｔ３７〜ｔ３８）
図１５に示すように、モードＨでは、スイッチング素子Ｓ２のみがオン状態であり、トランス３の一次側には、スイッチング素子Ｓ２、逆並列ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅの経路で電流が流れる。なお、このときの各部の電圧波形と電流波形は、図１７のｔ３７〜ｔ３８の期間である。
モードＨの状態で、スイッチング素子Ｓ２をターンオフするとモードＩへ移行する。
(Mode H: t37 to t38)
As shown in FIG. 15, in mode H, only the switching element S2 is in the ON state, and a current flows through the path of the switching element S2, the antiparallel diode D4, the resonance capacitor Cp2, and the step-up inductor Le on the primary side of the
When the switching element S2 is turned off in the mode H state, the mode I is entered.
（モードＩ：ｔ３８〜ｔ３９〜モードＬ：ｔ４１〜ｔ４２））
以降のモードＩ（ｔ３８〜ｔ３９）〜モードＬ（ｔ４１〜ｔ４２）は、モードＣ〜モードＦの対称動作であって、事実上、重複するので詳細な説明は省略する。
定常状態ではモードＡ〜モードＬを基本とした繰り返し動作となる。
(Mode I: t38 to t39 to Mode L: t41 to t42))
Subsequent modes I (t38 to t39) to mode L (t41 to t42) are symmetrical operations of modes C to F, and are substantially duplicated, so detailed description thereof will be omitted.
In the steady state, the operation is repeated based on modes A to L.
＜比較例２＞
次に比較例２として、制御波形が対称的なＰＷＭ制御の例について説明する。これは、前記した第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂが、比較例２の制御波形が対称的なＰＷＭ制御の方法に比較して、軽負荷領域で効果的であることを示すためである。
図１８は、制御波形が対称的なＰＷＭ制御をする比較例２の高電圧発生装置の各回路における電圧波形と電流波形の例を示す図である。なお、比較例２の高電圧発生装置の回路構成そのものは、図１と同等であるとする。ただし、比較例２の高電圧発生装置の制御方法は、本発明の第１実施形態、および第２実施形態とは異なる。
また、図１８において、横軸はｔ５０〜ｔ６０の時間（時間の推移）を表し、縦の方向には、高周波インバータのゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４、各部の電圧もしくは電流を示すＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖ、トランス３の励磁電流ＩＬｍ、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２、電流ＩＣｐ２、整流回路４の整流コンデンサＣＨ１の電圧ＶＣＨ１、電流ＩＣＨ１が表記されている。ここで、ＶＱ１〜ＶＱ４、ＩＱ１〜ＩＱ４、とは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれの両端にかかる電圧、および流れる電流を表している。また、Ｖｉｎｖ、Ｉｉｎｖとは、それぞれ高周波インバータ２における出力電圧と出力電流を表している。また、電圧波形は実線、電流波形は破線で表記されている。
<Comparative example 2>
Next, as Comparative Example 2, an example of PWM control in which the control waveform is symmetrical will be described. This is to show that the
FIG. 18 is a diagram showing an example of a voltage waveform and a current waveform in each circuit of the high voltage generator of Comparative Example 2 in which the control waveform performs symmetric PWM control. It is assumed that the circuit configuration itself of the high voltage generator of Comparative Example 2 is the same as that of FIG. However, the control method of the high voltage generator of Comparative Example 2 is different from the first embodiment and the second embodiment of the present invention.
Further, in FIG. 18, the horizontal axis represents the time (transition of time) of t50 to t60, and the vertical direction represents the gate signals VG1 to VG4 of the high frequency inverter, and V Q1 to V Q4 indicating the voltage or current of each part. I Q1 ~I Q4, V inv, I inv, the exciting current I Lm of the
図１８においては、高周波インバータのゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４の制御波形が対称的なＰＷＭ制御となっている。
例えば、本発明の第２実施形態に係る図１７の期間ｔ３０〜ｔ３１と、比較例２に係る図１８の期間ｔ５０〜ｔ５１とを、比較すれば、図１７の期間ｔ３０〜ｔ３１の方が流れる電流量が少ない。
すなわち、本発明の第２実施形態の方が、比較例２に比較して、スイッチング素子の遮断電流（ＩＱ１）を低減されていることが示されている。
このスイッチング素子の遮断電流（ＩＱ１）を低減は、本発明の第２実施形態が、組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のｄｕｔｙを小さくすることができることに起因している。
In FIG. 18, the control waveforms of the gate signals VG1 to VG4 of the high-frequency inverter are symmetrical PWM control.
For example, when the period t30 to t31 of FIG. 17 according to the second embodiment of the present invention and the period t50 to t51 of FIG. 18 according to Comparative Example 2 are compared, the period t30 to t31 of FIG. 17 flows. The amount of current is small.
That is, it is shown that the second embodiment of the present invention has a reduced breaking current (I Q1 ) of the switching element as compared with Comparative Example 2.
The reduction of the breaking current (I Q1 ) of the switching element is due to the fact that the second embodiment of the present invention can reduce the duty of one switching element in the two switching elements in a set.
＜第２実施形態と第１実施形態の相違点＞
また、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂと第１実施形態の高電圧発生装置１０との相違を補足説明する。
第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂと第１実施形態の高電圧発生装置１０とは異なり、高周波インバータ２の組となる二つのスイッチング素子のうち一方のオン期間すなわちｄｕｔｙ１が閾値（ｄｕｔｙ ｍｉｍ）以下となると、ｄｕｔｙ１をあらかじめ決定された所定の値（ｄｕｔｙ ｍｉｍ）に固定として、他方のスイッチング素子のオン期間すなわちｄｕｔｙ２を可変することにより出力電力を制御する。
この方法により、第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂは、第１実施形態の高電圧発生装置１０よりも、軽負荷領域の制御範囲を拡大することができる。
<Differences between the second embodiment and the first embodiment>
Further, the difference between the
Unlike the high-
By this method, the
＜第２実施形態の効果＞
以上のように、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂの非対称の波形による制御方法は、同じ出力電力条件において、比較例２の高電圧発生装置のＰＷＭ制御方法と比較して、組となる二つのスイッチング素子において、一方のスイッチング素子のｄｕｔｙを小さくすることができるため、スイッチング素子の遮断電流を低減することが可能となり、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、スイッチング損失を低減しながら、軽負荷領域の制御範囲を拡大することができる。
<Effect of the second embodiment>
As described above, the control method using the asymmetric waveform of the
≪第３実施形態≫
本発明の第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃについて説明する。
図１９は、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃの回路構成の一例を示す図である。
<< Third Embodiment >>
The high voltage generator 10C according to the third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 19 is a diagram showing an example of a circuit configuration of the high voltage generator 10C according to the third embodiment of the present invention.
＜高電圧発生装置１０Ｃの概要＞
第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、高周波インバータ２と、トランス３２と、整流回路４２と、制御装置５と、を備えて構成されている。
高周波インバータ２、および制御装置５については、図１１で示した第２実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。
<Overview of high voltage generator 10C>
The high voltage generator 10C of the third embodiment includes a
Since the high-
《トランス３２》
図１９におけるトランス３２の一次側は、図１１に示したトランス３と同じである。
トランス３２の二次側は、第１の二次巻線Ｎ２１と第２の二次巻線Ｎ２２が直列に接続されている。また、第１の二次巻線Ｎ２１に並列に共振コンデンサＣｐ２１が接続され、第２の二次巻線Ｎ２２に並列に共振コンデンサＣｐ２２が接続されている。共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２は、図１１において、トランス３の外部に接続された共振コンデンサＣｐ２と概ね同様の作用をする。
トランス３２は、二次側に出力端子１３５，１３６，１３７を有している。そして、出力端子１３５，１３６との間に第１の二次巻線Ｎ２１の両端に電圧を出力し、出力端子１３６，１３７との間に第２の二次巻線Ｎ２２の両端に電圧を出力する。
<<
The primary side of the
On the secondary side of the
The
《整流回路４２》
整流回路４２は、図１で前記した正弦波の半波に対応するＣＣＷ回路を上下の２段に用いて、全波に対応する２段の全波整流型ＣＣＷ増幅器の構成をとっている。
すなわち、整流ダイオードＤＨ１，ＤＨ３，ＤＨ５，ＤＨ７と、整流コンデンサＣＨ１，ＣＨ３と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２と有して、上側に２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器を構成している。また、整流ダイオードＤＨ２，ＤＨ４，ＤＨ６，ＤＨ８と、整流コンデンサＣＨ２，ＣＨ４と、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２と有して、下側に２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器を構成している。なお、平滑コンデンサＣｍ１，Ｃｍ２は、上下の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器で共用している。
整流回路４２は、入力端子１４５，１４６，１４７を有している。そして、入力端子１４５，１４６にトランス３２の出力端子１３５，１３６の正弦波が入力している。また、入力端子１４６，１４７にトランス３２の出力端子１３６，１３７の正弦波が入力している。これらは、前記した上側の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器と下側の２段の半波整流型ＣＣＷ増幅器とによって、全波が整流されて、整流回路４２の出力端子１４９から直流電圧が出力され、負荷６に供給される。
<<
The
That is, it has rectifying diodes DH1, DH3, DH5, DH7, rectifying capacitors CH1 and CH3, and smoothing capacitors Cm1 and Cm2, and constitutes a two-stage half-wave rectifying type CCW amplifier on the upper side. Further, it has a rectifying diode DH2, DH4, DH6, DH8, a rectifying capacitor CH2, CH4, and a smoothing capacitor Cm1 and Cm2, and constitutes a two-stage half-wave rectifying type CCW amplifier on the lower side. The smoothing capacitors Cm1 and Cm2 are shared by the upper and lower two-stage half-wave rectifying CCW amplifiers.
The
＜第３実施形態の効果＞
第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、図１９に示すように、整流回路４２を全波に対応する２段の全波整流型ＣＣＷ増幅器の構成をとっている。また、トランス３２の二次側を巻線Ｎ２１，Ｎ２２とすると共に、共振コンデンサＣｐ２１、Ｃｐ２２をそれぞれ巻線Ｎ２１，Ｎ２２に並列に接続している。そして、トランス３２の二次側の巻線Ｎ２１、Ｎ２２から整流回路４２へ、それぞれ交流電圧（電力）を供給している。
そのため、整流回路４２では全波の整流が行われるため、電力の伝達効率が向上すると共に、リップル電圧などのノイズが低減する効果がある。
<Effect of the third embodiment>
As shown in FIG. 19, the high voltage generator 10C of the third embodiment has a configuration of a two-stage full-wave rectifier type CCW amplifier in which the
Therefore, since the
≪第４実施形態：Ｘ線画像診断装置、Ｘ線ＣＴ装置≫
次に、本発明の第１実施形態〜第３実施形態の高電圧発生装置の応用例として、いずれかの高電圧発生装置を搭載したＸ線画像診断装置を、Ｘ線ＣＴ装置を例にとって説明する。
<< Fourth Embodiment: X-ray image diagnostic apparatus, X-ray CT apparatus >>
Next, as an application example of the high voltage generators of the first to third embodiments of the present invention, an X-ray image diagnostic apparatus equipped with any of the high voltage generators will be described by taking an X-ray CT apparatus as an example. To do.
《Ｘ線ＣＴ装置》
図２０は、本発明の第４実施形態に係るＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）の構成例を示す図である。
図２０において、Ｘ線ＣＴ装置２００は、撮影手段３００と、画像生成部４００と、入力手段５００とを備えている。
また、撮影手段３００は、Ｘ線発生部３１０、Ｘ線検出部３２０、ガントリー３３０、撮影制御部３４０、および被写体搭載用テーブル３７１を備えている。
<< X-ray CT device >>
FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of an X-ray image diagnostic apparatus (X-ray CT apparatus) according to a fourth embodiment of the present invention.
In FIG. 20, the
Further, the photographing means 300 includes an
撮影手段３００におけるＸ線発生部３１０は、Ｘ線管３０７と、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態〜第３実施形態）の高電圧発生装置１０を備えている。高電圧発生装置１０で発生した直流の高電圧を、負荷であるＸ線管３０７に供給することによって、Ｘ線管３０７からＸ線が照射される。
また、Ｘ線検出部３２０は、Ｘ線検出器３２１を備えている。
また、ガントリー（Gantry：溝台）３３０の中央には、被写体６００および被写体搭載用テーブル３７１を配置するための円形の開口部３３１が設けられている。ガントリー３３０内には、Ｘ線管３０７と高電圧発生装置１０、およびＸ線検出器３２１を搭載する回転板３３２と、回転板３３２を回転させるための駆動機構（不図示）とを備えている。
また、被写体搭載用テーブル３７１には、ガントリー３３０に対する被写体６００の位置を調整するための駆動機構（不図示）が備えられている。
The
Further, the
Further, in the center of the
Further, the subject mounting table 371 is provided with a drive mechanism (not shown) for adjusting the position of the subject 600 with respect to the
また、撮影制御部３４０は、Ｘ線管３０７（または高電圧発生装置１０）を制御するＸ線制御器３４１、回転板３３２の回転駆動を制御するガントリー制御器３４２、被写体搭載用テーブル３７１の駆動を制御するテーブル制御器３４３、Ｘ線検出器３２１の撮像を制御する検出器制御器３４４、およびＸ線制御器３４１、ガントリー制御器３４２、テーブル制御器３４３、検出器制御器３４４の動作の流れを制御する統括制御器３４５を含んでいる。
Further, the photographing
画像生成部４００は、信号収集部４１０、データ補正部４２０および画像表示部４４０を備えている。
信号収集部４１０は、データ収集システム（ＤＡＳ：Data Acquisition System）４１１を含んでいる。データ収集システム４１１は、前記したＸ線検出器３２１の検出結果をディジタル信号に変換する。
データ補正部４２０における再構成処理部４３０は、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）４２１、メモリ４２２およびＨＤＤ（Hard disk drive）装置４２３を含む。中央処理装置４２１およびメモリ４２２において、所定のプログラムを展開・起動することで補正演算、画像の再構成処理などの各種処理を行う。ＨＤＤ装置４２３は、データの保存や入出力を行う。
画像表示部４４０は、液晶ディスプレイやＣＲＴ（Cathode Ray Tube）等の画像表示モニタ４４１を備えて構成される。
The
The
The
The
また、入力手段５００における撮影条件入力部５１０は、キーボード５１１、マウス５１２、モニタ５１３を有して構成されている。
Further, the shooting
＜第４実施形態の効果＞
以上の構成によって、Ｘ線ＣＴ装置２００は動作するが、Ｘ線発生部３１０において、Ｘ線管３０７の電源として、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態、第３実施形態）の高電圧発生装置１０を用いているので、低消費電力、かつ良好な特性のＸ線ＣＴ装置（Ｘ線画像診断装置）が得られるという効果がある。
<Effect of Fourth Embodiment>
With the above configuration, the
≪その他の実施形態≫
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
<< Other Embodiments >>
The present invention is not limited to the embodiments described above, and further includes various modifications. For example, the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to those having all the described configurations. Further, it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with a part of the configuration of another embodiment, and further, add a part or all of the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. It is also possible to delete / replace.
Hereinafter, other embodiments and modifications will be further described.
《スイッチング素子のオン期間》
第１実施形態では、スイッチング素子Ｓ１に対してスイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるように動作させることで、フルブリッジ回路におけるスイッチングアーム間の損失の平均化を図っている。しかし、この方法に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ４に対して、スイッチング素子Ｓ１のオン期間を長くし、スイッチング素子Ｓ３に対してスイッチング素子Ｓ２のオン期間が長くなるように動作させてもよい。
さらに、組となる二つのスイッチング素子のうちオン期間が長いスイッチング素子を周期的に交互に入れ替えることにより損失の平均化を図ることができる。
また、第１実施形態では、スイッチング素子Ｓ４とスイッチング素子Ｓ２のオン期間が等しくなるように動作させているが、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３に対してオン期間が長ければ二つのスイッチング素子のオン期間が異なるように動作させてもよい。
<< On period of switching element >>
In the first embodiment, the switching element S1 is operated so that the switching element S4 and the switching element S3 are operated so that the on period of the switching element S2 is long, so that the loss between the switching arms in the full bridge circuit is averaged. I am trying. However, it is not limited to this method. For example, the switching element S4 may be operated so that the ON period of the switching element S1 is lengthened, and the switching element S3 may be operated so that the ON period of the switching element S2 is long.
Further, the loss can be averaged by periodically alternating the switching elements having a long on period among the two switching elements in a set.
Further, in the first embodiment, the switching elements S4 and the switching element S2 are operated so that the on periods are equal to each other, but if the on periods of the switching elements S1 and S3 are long, the on periods of the two switching elements are equal. It may be operated differently.
例えば、組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間を固定とし、他方のスイッチング素子のオン期間を可変してもよい。このようにスイッチング素子のオン期間を可変することにより、トランスへ供給する電力を制御する。
また、オン期間を固定とするスイッチング素子のオン期間が、オン期間を可変とするスイッチング素子のオン期間よりも長くしてもよい。
また、組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長い方のスイッチング素子のオン期間を可変する方法もある。
また、制御装置（制御手段）５へ入力される出力電圧、または出力電流の指令値（Ｖｘ１，Ｉｘ１）が所定の値より小さい場合に、組となる二つのスイッチング素子におけるオン期間が長いスイッチング素子のオン期間を可変するにする方法もある。
また、組となる二つのスイッチング素子において、一方のオン期間が短いスイッチング素子のオン期間が所定の値となった後に、他方のスイッチング素子のオン期間を可変にすることでトランス３へ供給する電力を制御する方法もある。
For example, the on-period of one of the two switching elements in a set may be fixed and the on-period of the other switching element may be changed. By changing the on period of the switching element in this way, the power supplied to the transformer is controlled.
Further, the on period of the switching element having a fixed on period may be longer than the on period of the switching element having a variable on period.
There is also a method of varying the on-period of the switching element having the longer on-period in the two switching elements in the set.
Further, when the command value (Vx1, Ix1) of the output voltage or output current input to the control device (control means) 5 is smaller than a predetermined value, the switching element having a long on-period in the two switching elements in a set There is also a way to make the on period of.
Further, in two switching elements in a set, after the on-period of one switching element having a short on-period reaches a predetermined value, the power supplied to the
《整流回路》
図１を参照して説明した第１実施形態における整流回路４は、４個のコンデンサ（ＣＨ１，ＣＨ２，Ｃｍ１，Ｃｍ２）と４個のダイオード（ＤＨ１１，ＤＨ１２，ＤＨ２１，ＤＨ２２）の半波の２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路である。
また、図１９を参照して説明した第３実施形態における整流回路４２は、６個のコンデンサ（ＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３，ＣＨ４，Ｃｍ１，Ｃｍ２）と８個のダイオード（ＤＨ１１，ＤＨ２，ＤＨ３、ＤＨ４，ＤＨ５，ＤＨ６，ＤＨ７，ＤＨ８）の全波の２段型コッククロフト・ウォルトン電圧増倍回路である。
本発明の実施形態において、以上の整流回路で説明したが、このコンデンサとダイオードの整流回路に限定されない。
《Rectifier circuit》
The
Further, the
In the embodiment of the present invention, the rectifier circuit described above has been described, but the present invention is not limited to the rectifier circuit of the capacitor and the diode.
例えば、２段のＣＣＷ回路のみならず３段以上の多段のＣＣＷ回路で構成してもよい。このように３段以上の多段のＣＣＷ回路を用いた場合には、整流回路の直流出力電圧をさらに高くすることができる。
また、２個のコンデンサと２個のダイオードで構成してもよい。この場合、整流回路における昇圧の効果が減少した分は、トランス３もしくはトランス３２の変圧比を増加して対応してもよい。あるいはトランス３もしくはトランス３２の一次電圧または二次電圧を取り出すタップを変更して対応してもよい。
また、ＣＣＷ回路に限らず、整流作用を有する回路であれば、ブリッジ整流回路や多段倍電圧整流回路などの他の整流回路を用いることができる。
For example, it may be composed of not only a two-stage CCW circuit but also a multi-stage CCW circuit having three or more stages. When a multi-stage CCW circuit having three or more stages is used in this way, the DC output voltage of the rectifier circuit can be further increased.
Further, it may be composed of two capacitors and two diodes. In this case, the reduction in the boosting effect in the rectifier circuit may be dealt with by increasing the transformation ratio of the
Further, not limited to the CCW circuit, other rectifying circuits such as a bridge rectifying circuit and a multi-stage voltage doubler rectifying circuit can be used as long as the circuit has a rectifying action.
《スイッチング素子》
図１を参照して説明した第１実施形態におけるブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、ＩＧＢＴとして説明したが、これに限定されない。
ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。
<< Switching element >>
The switching elements S1, S2, S3, and S4 of the bridge circuit according to the first embodiment described with reference to FIG. 1 have been described as IGBTs, but are not limited thereto.
It may be a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), a super junction MOSFET, or the like.
《ｄｕｔｙ１，ｄｕｔｙ２の選択》
第２実施形態において、図１３に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のｄｕｔｙ１が閾値であるｄｕｔｙ ｍｉｎに到達するまでスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のｄｕｔｙ２をｄｕｔｙ ｍａｘ一定として動作させている。しかしながら、この方法に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のｄｕｔｙ１よりも大きい範囲であればスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のｄｕｔｙ２を可変としてもよい。
<< Selection of duty1 and duty2 >>
In the second embodiment, as shown in FIG. 13, the
《全波整流のＣＣＷ回路の他への適用》
第３実施形態においては、全波整流のＣＣＷ回路による整流回路４２、およびトランス３２を図１２で示した第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂについて置き換えることを説明した。
しかし、全波整流のＣＣＷ回路による整流回路４２、およびトランス３２は、図１で示した第１実施形態の高電圧発生装置１０について置き換えることも可能である。
<< Application of full-wave rectification to other CCW circuits >>
In the third embodiment, it has been described that the
However, the
《共振コンデンサＣｐ２１，Ｃｐ２２》
第３実施形態を示す図１９においては、トランス３２には、共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２とを含めて図示されているが、共振コンデンサＣｐ２１と共振コンデンサＣｐ２２をトランス３２の外部の部品とする構成でもよい。
<< Resonant capacitors Cp21, Cp22 >>
In FIG. 19 showing the third embodiment, the
《高電圧発生装置の適用》
第４実施形態においては、Ｘ線画像診断装置であるＸ線ＣＴ装置に、第１実施形態〜第３実施形態のいずれかの高電圧発生装置をＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）に搭載する例を説明したが、高電圧発生装置の適用例はこれらに限定はされない。
例えば、電子顕微鏡、電気集塵装置、プラズマ発生装置、真空蒸着用電子銃、Ｘ線高電圧発生装置等に搭載することも有用である。
<< Application of high voltage generator >>
In the fourth embodiment, the X-ray CT apparatus which is an X-ray image diagnostic apparatus is used, and the high voltage generator according to any one of the first to third embodiments is used as an X-ray image diagnostic apparatus (X-ray CT apparatus). Although the example of mounting is described, the application example of the high voltage generator is not limited to these.
For example, it is also useful to mount it on an electron microscope, an electrostatic precipitator, a plasma generator, an electron gun for vacuum vapor deposition, an X-ray high voltage generator, or the like.
１，Ｖｄｃ 直流電源
２ 高周波インバータ（インバータ）
３，３２ トランス
４，４２ 整流回路
５ 制御装置（制御手段）
６ 負荷
１０，１０Ｂ，１０Ｃ 高電圧発生装置
１１１，１１２，１３３，１３４，１３５，１３６，１３７，１４３、１４９ 出力端子
１３１，１３２，１４１，１４２，１４５，１４６，１４７ 入力端子
２００ Ｘ線ＣＴ装置
３００ 撮影手段
３０７ Ｘ線管、負荷
３１０ Ｘ線発生部
３２０ Ｘ線検出部
３３０ ガントリー
３４０ 撮影制御部
３４１ Ｘ線制御器
４００ 画像生成部
５００ 入力手段
Ｃｄｃ、Ｃｍ１，Ｃｍ２ 平滑コンデンサ、コンデンサ
ＣＨ１〜ＣＨ４ 整流コンデンサ、コンデンサ
Ｃｐ２、Ｃｐ２１，Ｃｐ２２ 共振コンデンサ、コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ダイオード
ＤＨ１〜ＤＨ８、ＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ２１、ＤＨ２２ 整流ダイオード、ダイオード
Ｌｅ 昇圧インダクタ（漏れインダクタンス）
Ｎ１、Ｎ１１ 一次巻線
Ｎ２、Ｎ２１，Ｎ２２ 二次巻線
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｔ１，Ｔ２ 磁性体コア
1, Vdc
3,32
6
N1, N11 Primary winding N2, N21, N22 Secondary winding S1 to S4 Switching element (IGBT)
T1, T2 magnetic core
Claims (11)
前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を制御する制御手段と、
一次巻線と二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、
前記トランスの二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの二次巻線から出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、
を備え、
前記第１のスイッチングレグの中点と、前記第２のスイッチングレグの中点に前記トランスの一次巻線が接続され、
前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がそれぞれ前記トランスの一次巻線を導通させる組となるように、前記第１および第２のスイッチングレグにおける上下の第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、
前記組となる二つのスイッチング素子において、一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長く、
前記制御手段が、前記組となる二つのスイッチング素子において、一方のオン期間が短いスイッチング素子のオン期間と該オン期間に比例するデューティが所定の値に到達した後に、他方のスイッチング素子のオン期間と該オン期間に比例するデューティを、動的に可変とし、前記他方のスイッチング素子に流れる電流を遮断することで、前記トランスへ供給する電力を制御する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 An inverter having a first switching leg in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and a second switching leg in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series.
A control means for controlling the first, second, third, and fourth switching elements, and
A transformer with a primary winding and a secondary winding,
A step-up inductor connected in series with the primary winding of the transformer,
A resonant capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer,
A rectifier circuit that rectifies and smoothes the secondary voltage output from the secondary winding of the transformer and outputs it as a DC voltage.
With
The midpoint of the previous SL first switching leg, the primary winding of the transformer is connected to the midpoint of the second switching leg,
The control means is such that the first switching element and the fourth switching element, and the second switching element and the third switching element are in a set that conducts the primary winding of the transformer, respectively. And the upper and lower first, second, third, and fourth switching elements in the second switching leg are alternately turned on and off.
Oite the two switching elements become the set, the on period of one switching element, rather long than the ON period of the other switching element,
In the two switching elements of the set, the control means has the on period of one switching element having a short on period and the on period of the other switching element after the duty proportional to the on period reaches a predetermined value. And the duty proportional to the on period is dynamically variable, and the power supplied to the transformer is controlled by cutting off the current flowing through the other switching element.
A high voltage generator characterized by this.
前記第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を制御する制御手段と、
一次巻線と二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に直列接続された昇圧インダクタと、
前記トランスの二次巻線に並列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの二次巻線から出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、
を備え、
前記第１のスイッチングレグの中点と、前記第２のスイッチングレグの中点に前記トランスの一次巻線が接続され、
前記制御手段は、高電圧発生装置の外部から高電圧発生装置の出力電力に関わる出力電圧の指令値と出力電流の指令値を入力し、
前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子がそれぞれ前記トランスの一次巻線を導通させる組となるように、前記第１および第２のスイッチングレグにおける第１、第２、第３、第４のスイッチング素子を交互にオン・オフさせ、
前記組となる二つのスイッチング素子において、一方のスイッチング素子のオン期間が、他方のスイッチング素子のオン期間よりも長く、
前記制御手段へ入力される前記出力電圧の指令値、または前記出力電流の指令値が所定の値より小さい場合に、前記制御手段が前記オン期間が長い方のスイッチング素子のオン期間と該オン期間に比例するデューティを動的に可変する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 An inverter having a first switching leg in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and a second switching leg in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series.
A control means for controlling the first, second, third, and fourth switching elements, and
A transformer with a primary winding and a secondary winding,
A step-up inductor connected in series with the primary winding of the transformer,
A resonant capacitor connected in parallel to the secondary winding of the transformer,
A rectifier circuit that rectifies and smoothes the secondary voltage output from the secondary winding of the transformer and outputs it as a DC voltage.
With
The midpoint of the previous SL first switching leg, the primary winding of the transformer is connected to the midpoint of the second switching leg,
The control means inputs the command value of the output voltage and the command value of the output current related to the output power of the high voltage generator from the outside of the high voltage generator.
The control means is such that the first switching element and the fourth switching element, and the second switching element and the third switching element are in a set that conducts the primary winding of the transformer, respectively. And the first, second, third, and fourth switching elements in the second switching leg are turned on and off alternately,
Oite the two switching elements become the set, the on period of one switching element, rather long than the ON period of the other switching element,
When the command value of the output voltage or the command value of the output current input to the control means is smaller than a predetermined value, the on period and the on period of the switching element having the longer on period of the control means. Dynamically variable duty proportional to
A high voltage generator characterized by this.
前記組となる二つのスイッチング素子におけるターンオンのタイミングが等しい、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
The turn-on timings of the two switching elements in the set are equal.
A high voltage generator characterized by this.
二つの前記組の一方の組となる二つのスイッチング素子をターンオフさせ、その後に発生する前記共振コンデンサの蓄積エネルギーを前記インバータの直流電源へ回生する回生電流がゼロとなった後に、他方の組となる二つのスイッチング素子をターンオンさせる、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
Two switching elements, which are one set of the two sets, are turned off, and after the regenerative current for regenerating the stored energy of the resonant capacitor generated thereafter to the DC power supply of the inverter becomes zero, the other set is used. Turn on the two switching elements,
A high voltage generator characterized by this.
前記組となる二つのスイッチング素子の間でオン期間を長くするスイッチング素子を周期的に切り替える、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
The switching element that lengthens the on-period is periodically switched between the two switching elements in the set.
A high voltage generator characterized by this.
前記組となる二つのスイッチング素子における一方のスイッチング素子のオン期間を固定とし、他方のスイッチング素子のオン期間を可変して前記トランスへ供給する電力を制御する、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
The on-period of one of the two switching elements in the set is fixed, and the on-period of the other switching element is changed to control the power supplied to the transformer.
A high voltage generator characterized by this.
オン期間を固定とするスイッチング素子のオン期間が、オン期間を可変とするスイッチング素子のオン期間よりも長い、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 6 ,
The on-period of a switching element with a fixed on-period is longer than the on-period of a switching element with a variable on-period.
A high voltage generator characterized by this.
前記共振コンデンサは、前記トランスの巻線の浮遊容量である、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
The resonant capacitor is the stray capacitance of the winding of the transformer.
A high voltage generator characterized by this.
前記昇圧インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスである、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
The step-up inductor is the leakage inductance of the transformer.
A high voltage generator characterized by this.
前記整流回路は、多段のコッククロフト・ウォルトン回路を含んでなる、
ことを特徴とする高電圧発生装置。 In claim 1 or 2 ,
The rectifier circuit comprises a multi-stage Cockcroft-Walton circuit.
A high voltage generator characterized by this.
ことを特徴とするＸ線画像診断装置。 The high voltage generator according to any one of claims 1 to 10 is mounted.
An X-ray diagnostic imaging apparatus characterized by this.
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