JP6902846B2

JP6902846B2 - ワイヤレス受電装置、電子機器、ｆｓｋが施された電力信号の復調方法

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Publication number: JP6902846B2
Application number: JP2016211335A
Authority: JP
Inventors: 竜也岩▲崎▼; 毅野澤; 山本　勲; 勲山本; 一嘉安岡
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2015-11-20
Filing date: 2016-10-28
Publication date: 2021-07-14
Anticipated expiration: 2036-10-28
Also published as: JP2017103758A

Description

本発明は、ワイヤレス給電技術に関する。

近年、電子機器に電力を供給するために、無接点電力伝送（非接触給電、ワイヤレス給電ともいう）が普及し始めている。異なるメーカーの製品間の相互利用を促進するために、ＷＰＣ（Wireless Power Consortium）が組織され、ＷＰＣにより国際標準規格であるＱｉ（チー）規格が策定された。

図１は、Ｑｉ規格に準拠したワイヤレス給電システム１００の構成を示す図である。給電システム１００は、送電装置２００（ＴＸ、Power Transmitter）と受電装置３００ｒ（ＲＸ、Power Receiver）と、を備える。受電装置３００ｒは、携帯電話端末、スマートホン、オーディオプレイヤ、ゲーム機器、タブレット端末などの電子機器に搭載される。

送電装置２００は、送信アンテナ２０１、インバータ２０４、コントローラ２０６、復調器２０８を備える。送信アンテナ２０１は、送信コイル（１次コイル）２０２および共振キャパシタ２０３を含む。インバータ２０４は、Ｈブリッジ回路（フルブリッジ回路）あるいはハーフブリッジ回路を含み、送信コイル２０２に駆動信号Ｓ１、具体的にはパルス信号を印加し、送信コイル２０２に流れる駆動電流により、送信コイル２０２に電磁界の電力信号Ｓ２を発生させる。コントローラ２０６は、送電装置２００全体を統括的に制御するものであり、具体的には、インバータ２０４のスイッチング周波数、あるいはスイッチングのデューティ比、もしくは位相を制御することにより、送信電力を変化させる。

Ｑｉ規格では、送電装置２００と受電装置３００ｒの間で通信プロトコルが定められており、受電装置３００ｒから送電装置２００に対して、制御データＳ３を伝達可能となっている。この制御データＳ３は、後方散乱変調（Backscatter modulation）を利用して、ＡＭ（Amplitude Modulation）変調された形で、受信コイル３０２（２次コイル）から送信コイル２０２に送信される。この制御データＳ３には、たとえば、受電装置３００ｒに対する電力供給量を指示する電力制御データ（パケットともいう）、受電装置３００ｒの固有の情報を示すデータなどが含まれる。復調器２０８は、送信コイル２０２の電流あるいは電圧に含まれる制御データＳ３を復調する。コントローラ２０６は、復調された制御データＳ３に含まれる電力制御データにもとづいて、インバータ２０４を制御する。

受電装置３００ｒは、受信コイル３０２、整流回路３０４、キャパシタ３０６、変調器３０８、コントローラ３１２、充電回路３１４、復調器３２０を備える。受信コイル３０２は、送信コイル２０２からの電力信号Ｓ２を受信するとともに、制御データＳ３を送信コイル２０２に対して送信する。整流回路３０４およびキャパシタ３０６は、電力信号Ｓ２に応じて受信コイル３０２に誘起される電流Ｓ４を整流・平滑化し、直流電圧に変換する。充電回路３１４は、送電装置２００から供給された電力を利用して２次電池１０２を充電する。

コントローラ３１２は、受電装置３００ｒが受けている電力供給量をモニタし、それに応じて、電力供給量を指示する電力制御データ（コントロールエラー値）を生成する。変調器３０８は、電力制御データを含む制御データＳ３を変調し、受信コイル３０２のコイル電流を変調することにより、送信コイル２０２のコイル電流およびコイル電圧を変調する。

Ｑｉ規格では、送電装置２００から受電装置３００ｒに対しても、制御データＳ５を伝達可能となっている。この制御データＳ５は、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）により電力信号Ｓ２に重畳され、送信コイル２０２から受信コイル３０２に送信される。この制御データＳ５は、制御データＳ３の受領を通知するアクナリッジ（ＡＣＫ）信号、受信できなかったことを通知する非アクナリッジ（ＮＡＣＫ）信号などを含みうる。

ＦＳＫの変調器２２０は、コントローラ２０６に内蔵されており、送信すべきデータに応じて、インバータ２０４のスイッチング周波数を変化させる。受電装置３００ｒ側の復調器３２０は、ＦＳＫされた制御データＳ５を復調する。

図２は、本発明者らが検討した整流回路３０４および復調器３２０の回路図である。整流回路３０４は、いわゆる同期整流回路（同期検波回路ともいう）であり、Ｈブリッジ回路３３０、ドライバ３３２、第１コンパレータ３３４、第２コンパレータ３３６、ロジック回路３３８を含む。Ｈブリッジ回路３３０は、トランジスタＭ１〜Ｍ４および整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。

同期整流回路３０４の入力端子ＡＣ１，ＡＣ２には、受信アンテナ３０１が接続され、電力信号Ｓ２により誘起される交流電流Ｉ_ＡＣ（図１のＳ４）が流れる。整流回路３０４は、交流電流Ｉ_ＡＣがゼロ、つまり極性が反転するタイミングで、Ｈブリッジ回路３３０の状態φを切り替える。これをゼロカレントスイッチングという。Ｈブリッジ回路３３０は、以下の４つの状態φ１〜φ４と取り得る。
・第１状態φ１
第１トランジスタＭ１＝ＯＮ
第２トランジスタＭ２＝ＯＦＦ
第３トランジスタＭ３＝ＯＦＦ
第４トランジスタＭ４＝ＯＮ
・第２状態φ２
第１トランジスタＭ１＝ＯＦＦ
第２トランジスタＭ２＝ＯＦＦ
第３トランジスタＭ３＝ＯＦＦ
第４トランジスタＭ４＝ＯＦＦ
・第３状態φ３
第１トランジスタＭ１＝ＯＦＦ
第２トランジスタＭ２＝ＯＮ
第３トランジスタＭ３＝ＯＮ
第４トランジスタＭ４＝ＯＦＦ
・第４状態φ４
第１トランジスタＭ１＝ＯＦＦ
第２トランジスタＭ２＝ＯＦＦ
第３トランジスタＭ３＝ＯＦＦ
第４トランジスタＭ４＝ＯＦＦ
第２状態φ２、第４状態φ４は、整流回路３０４はダイオード整流回路として機能する。

第１コンパレータ３３４、第２コンパレータ３３６は、ＡＣ１端子、ＡＣ２端子それぞれの電圧Ｖ_ＡＣ１，Ｖ_ＡＣ２を、ゼロカレント検出用のしきい値電圧Ｖ_ＺＣ１、Ｖ_ＺＣ２と比較する。これらのコンパレータ３３４，３３６は、ヒステリシスコンパレータであり、しきい値電圧は、負の電圧（たとえば−０．２Ｖ）と０近傍の電圧（たとえば−２ｍＶ）の２値で変化する。

ロジック回路３３８は、第１コンパレータ３３４、第２コンパレータ３３６の出力ＡＣ１＿ＤＥＴ，ＡＣ２＿ＤＥＴの組み合わせにもとづいて、Ｈブリッジ回路３３０の状態を制御する。ドライバ３３２は、ロジック回路３３８からの制御信号に応じて、トランジスタＭ１〜Ｍ４を駆動する。なおここで説明した図２の整流回路３０４の構成、動作のすべてを公知技術と認定してはならない。

図３は、整流回路３０４の動作波形図である。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

ＡＣ１＿ＤＥＴ信号は、ＡＣ１端子の電圧Ｖ_ＡＣ１が−２ｍＶを超えるとハイレベルに、−０．２Ｖより低くなるとローレベルに変化する。同様に、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号は、ＡＣ２端子の電圧Ｖ_ＡＣ２が−２ｍＶを超えるとハイレベルに、−０．２Ｖより低くなるとローレベルに変化する。ロジック回路３３８は、ＡＣ１＿ＤＥＴ信号、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号にもとづいて、第１状態φ１〜第４状態φ４を切り替える。ＡＣ１＿ＤＥＴ信号、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号のレベル変化と、状態遷移にはある遅延が存在しうる。

図２に戻り、復調器３２０について説明する。ＡＣ２＿ＤＥＴ信号の周波数は、交流電流Ｉ_ＡＣの周波数、言い換えれば電力信号Ｓ２と等しい。したがって復調器３２０は、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号の周期をカウントすることにより、その周波数を検出し、ＦＳＫ復調を行う。ＡＣ１端子とＡＣ２端子は対称であるから、復調器３２０はＡＣ１＿ＤＥＴ信号にもとづいてＦＳＫ復調を行ってもよい。

特開２０１１−２１１７８０号公報

ところが図２の復調器３２０では、以下の問題が生ずる。図４（ａ）、（ｂ）は、整流回路３０４および復調器３２０の動作波形図である。ＦＳＫ＿ＣＬＫ＿ＩＤ信号は、ＡＣ１＿ＤＥＴ信号を、内部クロックを用いてリタイミングし、短いチャタリングをマスクした信号であるが、それらは実質的に同一と捉えてよい。

ワイヤレス給電においては、通信のためのＦＳＫとは別に、送信電力を変化させるために、送信周波数、スイッチングのデューティ比、あるいはスイッチングの位相などを変化させる。その結果、Ｈブリッジ回路がダイオード整流回路となる第２状態φ２、第４状態φ４の間に、ＡＣ１端子、ＡＣ２端子の電圧Ｖ_ＡＣ１，Ｖ_ＡＣ２にときとして大きなリンギングが発生することがある。図４（ｂ）に示すように、リンギングの振幅が大きくなると、交流電流Ｉ_ＡＣのゼロクロス点とは無関係に、電圧Ｖ_ＡＣ１（Ｖ_ＡＣ２）が、しきい値電圧Ｖ_ＺＣとクロスすることとなり、ＡＣ１＿ＤＥＴ信号（あるいはＡＣ２＿ＤＥＴ信号）のレベルが変化する。これにより電力信号Ｓ２の周波数とＡＣ１＿ＤＥＴ１信号（ＦＳＫ＿ＣＬＫ＿ＩＤ信号）の周波数が不一致となり、通信品質および安定性が低下し、またビットエラーレートが悪化する。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、リンギングが発生する状況において通信品質の低下やビットエラーレートの悪化を抑制可能なワイヤレス受信装置の提供にある。

１．本発明のある態様は、ワイヤレス送電装置からの電力信号を受けるワイヤレス受電装置に関する。ワイヤレス受電装置は、電力信号を受ける受信コイルを含む受信アンテナと、受信アンテナに流れる交流電流を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑キャパシタと、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された電力信号を復調する復調器と、を備える。整流回路は、受信アンテナと接続される第１交流入力端子、第２交流入力端子を有するＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路を制御する同期整流コントローラと、を含む。復調器は、第１交流入力端子の電圧を、第１しきい値電圧と比較し、第１検出信号を生成する第１コンパレータと、第２交流入力端子の電圧を、第２しきい値電圧と比較し、第２検出信号を生成する第２コンパレータと、第１検出信号の一方のエッジおよび第２検出信号の一方のエッジに応じて遷移する周波数検出用クロックを生成するクロック生成回路と、周波数検出用クロックの周波数を検出する周波数検出回路と、を含む。

２つの交流入力端子の電圧に応じた２つの検出信号を利用して周波数検出用クロックを生成することで、リンギングの影響による検出信号の変化が周波数検出用クロックに伝わるのを防止できる。この態様によると、交流入力端子にリンギングが発生する状況においても、正しくＦＳＫ復調が可能となり、通信品質の低下を抑制できる。

クロック生成回路は、第２検出信号のポジティブエッジおよびそれに続く第１検出信号のネガティブエッジに応じて周波数検出用クロックを生成してもよい。

クロック生成回路は、第１検出信号を反転するインバータと、第２検出信号およびインバータにより反転された第１検出信号に応じて周波数検出用クロックを生成するロジック回路と、を含んでもよい。

クロック生成回路は、反転された第１検出信号および第２検出信号を、内部クロックを用いてリタイミングしてもよい。

クロック生成回路は、第１検出信号が内部クロックのＭ周期（Ｍは２以上の整数）にわたり同じレベルをとったときに、その遷移を有効とする第１チャタリング除去回路と、第２検出信号が内部クロックのＮ周期（Ｎは２以上の整数）にわたり同じレベルをとったときに、その遷移を有効とする第２チャタリング除去回路と、をさらに含んでもよい。

クロック生成回路は、反転された第１検出信号の経路上に設けられた第１ワンショット回路と、第２検出信号の経路上に設けられた第２ワンショット回路と、をさらに含んでもよい。ワンショット回路を用いて所定パルス幅を有するパルス信号を生成することにより、検出信号のエッジに応じた確実な処理が可能となる。

周波数検出回路は、内部クロックを用いて周波数検出用クロックの周波数を測定してもよい。

クロック生成回路は、第２検出信号のネガティブエッジおよびそれに続く第１検出信号のネガティブエッジに応じて周波数検出用クロックを生成してもよい。

同期整流コントローラは、第１検出信号および第２検出信号にもとづいて、ブリッジ回路を制御してもよい。
復調器のコンパレータと整流回路のコンパレータを共有することで、回路面積を削減できる。

ワイヤレス受電装置は、Ｑｉ規格に準拠してもよい。

２．本発明の別の態様も、ワイヤレス送電装置からの電力信号を受けるワイヤレス受電装置に関する。ワイヤレス受電装置は、電力信号を受ける受信コイルを含む受信アンテナと、受信アンテナに流れる交流電流を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑キャパシタと、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された電力信号を復調する復調器と、ＦＳＫ信号の受信中に、受信アンテナの並列共振周波数をシフトする補助回路と、を備える。

受信アンテナの並列共振周波数を変化させることにより、リンギングの発生を抑制することができ、これによりビットエラーレートの悪化を抑制できる。

補助回路は、受信アンテナの一端と接地の間に直列に設けられる第１キャパシタおよび第１スイッチと、受信アンテナの他端と接地の間に直列に設けられる第２キャパシタおよび第２スイッチと、第１スイッチおよび第２スイッチを制御する制御回路と、を含んでもよい。

補助回路は、第１スイッチおよび第２スイッチの接続ノードと、接地の間に設けられた抵抗をさらに含んでもよい。抵抗の抵抗値に応じて並列共振周波数のシフト量を決定できる。

ある態様においてワイヤレス受電装置は、受信アンテナと接続され、ＡＭ変調信号に応じて受信アンテナの並列共振周波数を変化させるＡＭ変調器をさらに備えてもよい。補助回路は、ＡＭ変調器に作用してもよい。これにより回路面積の増加を抑えることができる。

ＡＭ変調器は、受信アンテナの一端と接地の間に直列に設けられる第１キャパシタおよび第１スイッチと、受信アンテナの他端と接地の間に直列に設けられる第２キャパシタおよび第２スイッチと、を含んでもよい。補助回路は、ＡＭ変調信号と、ＦＳＫ信号の受信期間を示す受信期間信号とを論理演算する論理ゲートを含み、論理ゲートの出力信号にもとづいて、第１スイッチおよび第２スイッチを制御してもよい。

整流回路は、受信アンテナと接続される第１交流入力端子、第２交流入力端子を有するＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路を制御する同期整流コントローラと、を含んでもよい。復調器は、第１交流入力端子の電圧を、第１しきい値電圧と比較し、第１検出信号を生成する第１コンパレータと、第２交流入力端子の電圧を、第２しきい値電圧と比較し、第２検出信号を生成する第２コンパレータと、第１検出信号の一方のエッジおよび第２検出信号の一方のエッジに応じて遷移する周波数検出用クロックを生成するクロック生成回路と、周波数検出用クロックの周波数を検出する周波数検出回路と、を含んでもよい。
２つの交流入力端子の電圧に応じた２つの検出信号を利用して周波数検出用クロックを生成することで、リンギングの影響による検出信号の変化が周波数検出用クロックに伝わるのを防止できる。この態様によると、交流入力端子にリンギングが発生する状況においても、正しくＦＳＫ復調が可能となり、ビットエラーレートの悪化を抑制できる。

ワイヤレス受電装置は、Ｑｉ規格に準拠してもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、リンギングが発生する状況において、通信品質の低下を抑制できる。またある態様によれば、ＦＳＫ信号の受信中に受信アンテナに生ずるリンギングを抑制し、ビットエラーレートの悪化を抑制できる。

Ｑｉ規格に準拠したワイヤレス給電システムの構成を示す図である。本発明者らが検討した整流回路および復調器の回路図である。整流回路の動作波形図である。図４（ａ）、（ｂ）は、整流回路および復調器の動作波形図である。実施の形態に係る復調器を備える受電装置の回路図である。図５の受電装置の復調器の動作波形図である。受電装置の具体的な構成例を示す回路図である。図８（ａ）、（ｂ）は、復調器の具体的な構成例を示す回路図である。第１変形例に係る復調器の動作波形図である。第１変形例に係る復調器の回路図である。第２の実施の形態に係る受電装置の回路図である。図１２（ａ）〜（ｄ）は、リンギング抑制器の構成例を示す回路図である。図１３（ａ）、（ｂ）は、変調器およびリンギング抑制器の回路図である。図１４（ａ）は、図１３（ａ）の変調器およびリンギング抑制器を備える受電装置の動作波形図であり、図１４（ｂ）は、比較のための波形図である。受電装置を備える電子機器の斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図５は、第１の実施の形態に係る復調器３５０を備える受電装置３００の回路図である。受電装置３００の基本構成は、図１を参照して説明した通りである。

受信アンテナ３０１は、電力信号Ｓ２を受ける受信コイル３０２と、共振キャパシタ３０３を含む。整流回路３０４は、受信アンテナ３０１に流れる交流電流Ｉ_ＡＣを整流する。整流回路３０４は、第１トランジスタＭ１〜第４トランジスタＭ４および整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を含むＨブリッジ回路３３０と、Ｈブリッジ回路３３０を制御する同期整流コントローラ３３１を含む。平滑キャパシタ３０６は、整流回路３０４の出力を平滑化する。

電力信号Ｓ２は、送電装置２００の変調器によりＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施されている。復調器３５０はＦＳＫ信号を復調する。

復調器３５０は、第１コンパレータＣＭＰ１、第２コンパレータＣＭＰ２、クロック生成回路３５２、周波数検出回路３５４を含む。第１コンパレータＣＭＰ１は、第１交流入力端子（ＡＣ１端子）の電圧Ｖ_ＡＣ１を、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１と比較し、第１検出信号Ｓ１１を生成する。同様に第２コンパレータＣＭＰ２は、第２交流入力端子（ＡＣ２端子）の電圧Ｖ_ＡＣ２を、第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２と比較し、第２検出信号Ｓ１２を生成する。第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１、第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２は、ゼロボルト近傍の負の電圧とすることが望ましく、それらは同一の電圧とすることができる。第１コンパレータＣＭＰ１、第２コンパレータＣＭＰ２は、ヒステリシスコンパレータで構成してもよく、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１（Ｖ_ＴＨ２）は、２つのしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、Ｖ_ＴＨＬの２値で変化してもよい。一例として、Ｖ_ＴＨＨ＝−２ｍＶ、Ｖ_ＴＨＬ＝−０．２Ｖとしてもよい。

クロック生成回路３５２は、第１検出信号Ｓ１１の一方のエッジ（つまりポジティブエッジまたはネガティブエッジ）および第２検出信号の一方のエッジ（つまりポジティブエッジまたはネガティブエッジ）に応じて遷移する周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴを生成する。

本実施の形態では、クロック生成回路３５２は、第２検出信号Ｓ１２のポジティブエッジに応じて第１レベル（たとえばハイレベル）に遷移し、それに続く第１検出信号Ｓ１１のネガティブエッジに応じて第２レベル（たとえばローレベル）に遷移する周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴを生成する。

周波数検出回路３５４は、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴの周波数を検出し、周波数を示すデータＦＲＥＱを生成する。周波数データＦＲＥＱは、図示しないデジタル復調器へと供給される。

以上が実施の形態に係る受電装置３００の基本構成である。続いてその動作を説明する。図６は、図５の受電装置３００の復調器３５０の動作波形図である。ＡＣ１端子の電圧Ｖ_ＡＣ１が、第１しきい値電圧Ｖ_ＴＨ１と比較され、第１検出信号Ｓ１１が生成される。同様にＡＣ２端子の電圧Ｖ_ＡＣ２が、第２しきい値電圧Ｖ_ＴＨ２と比較され、第２検出信号Ｓ１２が生成される。

クロック生成回路３５２は、第２検出信号Ｓ１２のポジティブエッジに応答して、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴをハイレベルとし、第１検出信号Ｓ１１のネガティブエッジに応答して周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴをローレベルとする。周波数検出回路３５４は、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴの周波数（すなわち周期）を測定する。

以上が受電装置３００の基本動作である。
ここで、第２検出信号Ｓ１２のポジティブエッジの直後の期間Ｔ_Ａにおいて、電圧Ｖ_ＡＣ２が大きくリンギングしたとする。この場合、第２検出信号Ｓ１２のレベルが変化するが、この期間Ｔ_Ａにおいてクロック生成回路３５２は第２検出信号Ｓ１２のポジエッジに不感であり、また第２検出信号Ｓ１２のネガティブエッジに対しては常に不感であるため、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴは変化しない。

また第１検出信号Ｓ１１のポジティブエッジの直後の期間Ｔ_Ｂにおいて、電圧Ｖ_ＡＣ１が大きくリンギングしたとする。この場合、第１検出信号Ｓ１１のレベルが変化するが、この期間Ｔ_Ｂにおいてクロック生成回路３５２は、第１検出信号Ｓ１１のネガティブエッジに不感であり、また第１検出信号Ｓ１１のポジティブエッジに対しては常に不感であるため、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴは変化しない。

このように、復調器３５０によれば、電圧Ｖ_ＡＣ１，Ｖ_ＡＣ２にリンギングが生じたとしても、交流電流Ｉ_ＡＣの周波数を正しく検出することができる。

本発明のある側面は、図５のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。

図７は、受電装置の具体的な構成例を示す回路図である。図７の受電装置３００ａにおいて、同期整流コントローラ３３１は、ゼロカレントスイッチングを行う。具体的には同期整流コントローラ３３１は、ドライバ３３２、第１コンパレータ３３４、第２コンパレータ３３６、ロジック回路３３８を含む。これらの構成および動作については図２を参照して説明した通りである。

図７の受電装置３００ａでは、ゼロカレント（ゼロクロス）検出用の第１コンパレータ３３４、第２コンパレータ３３６を、復調器３５０の第１コンパレータＣＭＰ１、第２コンパレータＣＭＰ２として利用する。つまりＡＣ１＿ＤＥＴ信号が第１検出信号Ｓ１１として、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号が第２検出信号Ｓ１２として利用される。

この構成例によれば、同期整流コントローラ３３１と復調器３５０とで、２個のコンパレータを共有することで、回路面積を小さくできる。

図８（ａ）、（ｂ）は、復調器の具体的な構成例を示す回路図である。図８（ａ）のクロック生成回路３５２は、インバータ３６０、第１チャタリング除去回路３６２、第２チャタリング除去回路３６４、第１ワンショット回路３６６、第２ワンショット回路３６８、ロジック回路３７０を含む。

インバータ３６０は、第１検出信号Ｓ１１を反転する。ロジック回路３７０は、第２検出信号Ｓ１２およびインバータにより反転された第１検出信号＃Ｓ１１（＃は論理反転を表す）に応じて、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴを生成する。ロジック回路３７０は、第２検出信号Ｓ１２および反転された第１検出信号＃Ｓ１１の一方によりセットされ、それらの他方によりリセットされるＳＲフリップフロップあるいはＳＲラッチであってもよい。

クロック生成回路３５２は、内部クロックＣＬＫ＿ＩＮＴと同期して動作する同期回路として設計してもよい。内部クロックＣＬＫ＿ＩＮＴは、交流電流Ｉ_ＡＣの周波数よりも十分高い周波数を有している。この場合、クロック生成回路３５２は、反転された第１検出信号＃Ｓ１１および第２検出信号Ｓ１２を、内部クロックＣＬＫ＿ＩＮＴを用いてリタイミングしてもよい。

第１チャタリング除去回路３６２は、反転された第１検出信号＃Ｓ１１が内部クロックＣＬＫ＿ＩＮＴのＭ周期（Ｍは２以上の整数）にわたり同じレベルをとったときに、その遷移を有効とする。また第２チャタリング除去回路３６４は、第２検出信号Ｓ１２が内部クロックＣＬＫ＿ＩＮＴのＮ周期（Ｎは２以上の整数）にわたり同じレベルをとったときに、その遷移を有効とする。たとえばＭ＝３、Ｎ＝２としてもよい。チャタリング除去回路３６２，３６４により、検出信号Ｓ１１，Ｓ１２が内部クロックと同期される。チャタリング除去回路３６２，３６４は、フリップフロップで構成することができる。

第１ワンショット回路３６６は、反転された第１検出信号＃Ｓ１１の経路上に設けられ、そのポジティブエッジから所定時間、アサート（たとえばハイレベル）されるリセット信号ＲＳＴを生成する。第２ワンショット回路３６８は、第２検出信号Ｓ１２の経路上に設けられ、そのポジティブエッジから所定時間、アサート（たとえばハイレベル）されるセット信号ＳＥＴを生成する。ロジック回路３７０は、セット信号ＳＥＴに応じてセットされ、リセット信号ＲＳＴに応じてリセットされる。ワンショット回路を用いることで、ロジック回路３７０を確実に、セットおよびリセットすることができる。

周波数検出回路３５４は、内部クロックＣＬＫ＿ＩＮＴを用いて、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴの周波数（周期）を測定する。周波数検出回路３５４はデジタルカウンタ３７２であってもよく、そのカウント値を、周波数データＦＲＥＱとして出力してもよい。

また検出信号Ｓ１１，Ｓ１２を内部クロックによりリタイミングせずに、クロック生成回路３５２を、それらのエッジあるいはレベル変化に直接的に応答する非同期回路として構成してもよい。図８（ｂ）は、クロック生成回路３５２の別の構成例を示す回路図である。クロック生成回路３５２は、フリップフロップＦＦ１を含む。フリップフロップＦＦ１のクロック端子に、第２検出信号Ｓ１２が入力され、負論理のリセット端子に、第１検出信号Ｓ１１が入力される。

続いて、図５の受電装置３００の変形例を説明する。
（第１変形例）
第１変形例において、クロック生成回路３５２は、第２検出信号Ｓ１２のネガティブエッジおよびそれに続く第１検出信号Ｓ１１のネガティブエッジに応じて、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴを生成する。図９は、第１変形例に係る復調器３５０の動作波形図である。

第２検出信号Ｓ１２のポジティブエッジの直後の期間Ｔ_Ａにおいて、電圧Ｖ_ＡＣ２が大きくリンギングしたとする。この場合、第２検出信号Ｓ１２のレベルが変化するが、この期間Ｔ_Ａにおいてクロック生成回路３５２は、第２検出信号Ｓ１２のネガティブエッジに不感であり、第２検出信号Ｓ１２のポジティブエッジに対しては常に不感であるため、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴは変化しない。

また第１検出信号Ｓ１１のネガティブエッジの後の期間Ｔ_Ｂにおいて、電圧Ｖ_ＡＣ１が大きくリンギングしたとする。この場合、第１検出信号Ｓ１１のレベルが変化するが、クロック生成回路３５２は、この期間Ｔ_Ｂにおいて第１検出信号Ｓ１１のネガティブエッジに不感であり、第１検出信号Ｓ１１のポジティブエッジに対しては常に不感であるため、周波数検出用クロックＣＬＫ＿ＯＵＴは変化しない。

図１０は、第１変形例に係る復調器３５０ｂの回路図である。クロック生成回路３５２ｂは、図８（ａ）のクロック生成回路３５２に加えて、第２検出信号Ｓ１２を反転するインバータ３６１をさらに備える。その他の構成は図８（ａ）と同様である。クロック生成回路３５２ｂを、非同期回路で構成してもよい。

（第２の実施の形態）
図１１は、第２の実施の形態に係る受電装置３００の回路図である。受電装置３００は、図１の受電装置３００ｒに加えてさらにリンギング抑制器３８０を備える。あるいは第２の実施の形態は、第１の実施の形態と組み合わせることも可能であり、この場合、受電装置３００は、図５の復調器を備える受電装置に加えてリンギング抑制器３８０を備えることになる。

受信アンテナ３０１は、受信コイル３０２、直列共振キャパシタＣｓ、並列共振キャパシタＣｄを含む。整流回路３０４は、受信アンテナ３０１に流れる交流電流Ｉ_ＡＣを整流する。整流回路３０４は、ダイオードブリッジ回路あるいは同期整流回路である。平滑キャパシタ３０６は、整流回路３０４の出力を平滑化する。

復調器３２０は、ＦＳＫ信号Ｓ５が重畳された電力信号Ｓ２を復調する。リンギング抑制器３８０には、コントローラ３１２からＦＳＫ信号Ｓ５の受信中にアサート（たとえばハイレベル）される受信期間信号Ｓ２１を受ける。リンギング抑制器３８０は、ＦＳＫ信号Ｓ５の受信中に、受信アンテナ３０１の並列共振周波数をシフトする。

シフト後の並列共振周波数ｆｄ’は、受信アンテナ３０１に生ずる電圧のリンギングを抑制できるように定めればよく、特定の値に限定されるものではない。並列共振周波数ｆｄ’は、実験的あるいはシミュレーションにより、その最適値を見いだすことが可能である。本発明者らが検討したところ、ＦＳＫ信号の受信中の並列共振周波数ｆｄ’は、ＦＳＫ信号の非受信中（通常の給電中）における並列共振周波数ｆｄよりも、送信周波数ｆ_ＴＸに近く定めることが望ましい。たとえば以下の関係式が成り立つことが望ましい。
ｆ_ＴＸ≦ｆｄ’＜ｆｄ
Ｑｉ規格においては送信周波数ｆ_ＴＸは１１０ｋＨｚ〜２０５ｋＨｚの間で可変である。一例としてｆｄを１ＭＨｚ程度とし、ｆｄ’を１００〜７００ｋＨｚの範囲に設定してもよい。つまりＦＳＫ信号の受信中、リンギング抑制器３８０は並列共振周波数を低い方にシフトする。

以上が受電装置３００の構成である。続いてその動作を説明する。
ＦＳＫ信号Ｓ５の受信期間中、受信期間信号Ｓ２１がアサートされ、受信アンテナ３０１の並列共振周波数ｆｄがシフトし、電力信号Ｓ２の周波数と近くなる。これにより、受信コイル３０２の逆起電力に起因するリンギングが抑制され、復調器３２０がＦＳＫ信号を正しく受信することが可能となる。

本発明のある側面は、図１１のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。

図１２（ａ）〜（ｄ）は、リンギング抑制器３８０の構成例を示す回路図である。図１２（ａ）のリンギング抑制器３８０ａは、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、抵抗Ｒ１を含む。第１キャパシタＣ１および第１スイッチＳＷ１は、受信アンテナ３０１の一端Ｅ１と接地の間に直列に設けられる。また第２キャパシタＣ２および第２スイッチＳＷ２は、受信アンテナ３０１の他端Ｅ２と接地の間に直列に設けられる。抵抗Ｒ１は、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２の接続ノードと接地の間に挿入される。なお抵抗Ｒ１の配置は特に限定されず、複数の抵抗を設けてもよい。図１２（ｄ）に示すように、抵抗Ｒ１は省略してもよい。

制御回路３８２は、コントローラ３１２からＦＳＫ信号の受信中であることを示す受信期間信号Ｓ２１を受ける。制御回路３８２ａは、受信期間信号Ｓ２１がアサートされる間、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２をオンする。

図１２（ｂ）のリンギング抑制器３８０ｂは、スイッチＳＷ３、キャパシタＣ３を含む。スイッチＳＷ３、キャパシタＣ３は、受信アンテナ３０１の両端Ｅ１，Ｅ２の間に直列に、またキャパシタＣｄと並列に設けられる。制御回路３８２ｂは、受信期間信号Ｓ２１がアサートされる間、スイッチＳＷ３をオンする。なおキャパシタＣ３およびスイッチＳＷ３と直列に抵抗を挿入してもよい。

図１２（ｃ）のリンギング抑制器３８０ｃは、図１２（ａ）のリンギング抑制器３８０ａの変形であり、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２それぞれの容量が可変となっている。受信アンテナ３０１の一端Ｅ１と接地の間には、キャパシタＣ１とスイッチＳＷ１の直列接続回路が、複数個（同図では２個）、並列に設けられている。同様に受信アンテナ３０１の他端Ｅ２と接地の間には、キャパシタＣ２とスイッチＳＷ２の直列接続回路が、複数個、並列に設けられている。この構成によれば、並列共振周波数を複数値で切りかえることができ、給電システム１００の動作状況に応じてＦＳＫ通信中に適切な並列共振周波数を選択できる。したがってリンギングをさらに抑制できる。図１２（ｃ）においても抵抗Ｒ１は省略しうる。

Ｑｉ規格において変調器３０８は、受信アンテナ３０１と接続され、ＡＭ変調信号Ｓ２２に応じて受信アンテナ３０１の並列共振周波数ｆｄを変化させるよう構成される。そこでリンギング抑制器３８０は、ＡＭ変調器３０８に作用し、変調器３０８の機能を利用することでリンギングを抑制することができる。

具体的には変調器３０８は、図１２（ａ）のリンギング抑制器３８０ａと同じ構成を有している。図１３（ａ）、（ｂ）は、変調器３０８およびリンギング抑制器３８０の回路図である。図１３（ａ）に示すように変調器３０８は、キャパシタＣ_ＣＭ１，Ｃ_ＣＭ２，スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２、を含む。スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、ＡＭ変調信号Ｓ２２に応じてスイッチングされる。リンギング抑制器３８０は、ＦＳＫ信号の受信中に、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオンする。図１３（ａ）の変調器３０８のＣ_ＣＭ１，Ｃ_ＣＭ２，ＳＷ１１，ＳＷ１２を、図１２（ａ）のＣ１，Ｃ２，ＳＷ１，ＳＷ２に対応付けることができ、変調器３０８とリンギング抑制器３８０が、一部の回路素子を共有していると理解される。

図１３（ｂ）には、リンギング抑制器３８０の構成例が示される。リンギング抑制器３８０は、ＡＭ変調信号Ｓ２２と受信期間信号Ｓ２１とを論理演算する第１論理ゲート３８４を含む。受信期間信号Ｓ２１のアサートがハイレベルである場合、第１論理ゲート３８４はＯＲゲートで構成することができる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２は、第１論理ゲート３８４の出力信号Ｓ２３に応じて制御される。

受信期間信号Ｓ２１がアサート（ハイレベル）される期間、信号Ｓ２３はハイレベルとなり、スイッチＳＷ１（ＳＷ２）はオンとなる。受信期間信号Ｓ２１がネゲート（ローレベル）される期間、信号Ｓ２３は、ＡＭ変調信号Ｓ２２に応じたレベルをとり、スイッチＳＷ１（ＳＷ２）はＡＭ変調信号Ｓ２２に応じてスイッチングする。

リンギング抑制器３８０による並列共振周波数ｆｄのシフトは有効、無効が切り替え可能としてもよい。リンギング抑制器３８０は、有効、無効を指示する制御データＳ２４を格納するレジスタ３８６をさらに備える。たとえば制御データＳ２４は、リンギング抑制器３８０による周波数シフトを無効化するときに０（ローレベル）、有効とするときに１（ハイレベル）となる。第２論理ゲート３８８は、制御データＳ２４と受信期間信号Ｓ２１を論理演算する。たとえば第２論理ゲート３８８はＡＮＤゲートである。制御データＳ２４が０であれば、第２論理ゲート３８８の出力は、受信期間信号Ｓ２１にかかわらずローレベルに固定される。制御データＳ２４を１とすると、第２論理ゲート３８８の出力は、受信期間信号Ｓ２１と同じ論理レベルを有する。

図１４（ａ）は、図１３（ａ）の変調器３０８およびリンギング抑制器３８０を備える受電装置３００の動作波形図である。この波形図は、実際の受電装置３００において、ＦＳＫ信号の受信期間中に変調器３０８のスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオン状態として、ＡＣ１端子、ＡＣ２端子の電圧Ｖ_ＡＣ１，Ｖ_ＡＣ２およびＡＣ１＿ＤＥＴ信号、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号の波形をオシロスコープで測定したものである。なおＡＣ１＿ＤＥＴ信号、ＡＣ２＿ＤＥＴ信号は、図２のコンパレータ３３４，３３６の出力である。

図１４（ｂ）には比較のために、ＦＳＫ信号の受信期間中に、変調器３０８のスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオフ状態としたときの波形を示す。このように、並列共振周波数ｆｄをシフトすることにより、ＡＣ１端子、ＡＣ２端子の電圧Ｖ_ＡＣ１，Ｖ_ＡＣ２のリンギングを抑制することができる。

（用途）
上述のさまざまな実施の形態に係る受電装置３００の用途を説明する。図１５は、受電装置３００を備える電子機器５００の斜視図である。電子機器５００は、携帯電話端末、スマートホン、タブレットＰＣ、ポータブルオーディオプレイヤ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラなどであり、バッテリ駆動型のデバイスである。電子機器５００は、２次電池１０２および受電装置３００を備える。同期整流回路３０４、復調器３２０、変調器３０８、コントローラ３１２、充電回路３１４は、ひとつあるいは複数の半導体チップに集積化されてもよい。

実施の形態では、Ｑｉ規格に準拠するワイヤレス送電装置について説明したが、本発明はそれに限定されず、Ｑｉ規格と類似するシステムに使用される受電装置３００や、将来策定されるであろう規格に準拠する受電装置３００にも適用しうる。

実施の形態で説明した各信号のハイレベル、ローレベル、ポジティブエッジ、ネガティブエッジの割り当ては例示に過ぎず、当業者によれば、任意に変更することができる。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００…給電システム、１０２…２次電池、２００，ＴＸ…送電装置、２０１…送信アンテナ、２０２…送信コイル、２０３…共振キャパシタ、２０４…インバータ、２０６…コントローラ、２０８…復調器、３００，ＲＸ…受電装置、３０１…受信アンテナ、３０２…受信コイル、３０４…同期整流回路、３０６…平滑キャパシタ、３０８…変調器、３１２…コントローラ、３１４…充電回路、３２０…復調器、３３０…Ｈブリッジ回路、３３１…同期整流コントローラ、３３２…ドライバ、３３４…第１コンパレータ、３３６…第２コンパレータ、３３８…ロジック回路、３５０…復調器、ＣＭＰ１…第１コンパレータ、ＣＭＰ２…第２コンパレータ、３５２…クロック生成回路、３５４…周波数検出回路、３６０…インバータ、３６２…第１チャタリング除去回路、３６４…第２チャタリング除去回路、３６６…第１ワンショット回路、３６８…第２ワンショット回路、３７０…ロジック回路、３７２…デジタルカウンタ、３８０…リンギング抑制器、３８２…制御回路、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、Ｒ１…抵抗、Ｓ２１…受信期間信号、Ｓ２２…ＡＭ変調信号、Ｓ１１…第１検出信号、Ｓ１２…第２検出信号。

Claims

ワイヤレス送電装置からの電力信号を受けるワイヤレス受電装置であって、
前記電力信号を受ける受信コイルを含む受信アンテナと、
前記受信アンテナに流れる交流電流を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力を平滑化する平滑キャパシタと、
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された前記電力信号を復調する復調器と、
を備え、
前記整流回路は、
前記受信アンテナと接続される第１交流入力端子、第２交流入力端子を有するＨブリッジ回路と、
前記Ｈブリッジ回路を制御する同期整流コントローラと、
を含み、
前記復調器は、
前記第１交流入力端子の電圧を、第１しきい値電圧と比較し、第１検出信号を生成する第１コンパレータと、
前記第２交流入力端子の電圧を、第２しきい値電圧と比較し、第２検出信号を生成する第２コンパレータと、
前記第１検出信号の一方のエッジに応じて第１レベルから第２レベルに遷移し、前記第２検出信号の一方のエッジに応じて前記第２レベルから前記第１レベルに遷移する周波数検出用クロックを生成するクロック生成回路と、
前記周波数検出用クロックの周波数を検出する周波数検出回路と、
を含むことを特徴とするワイヤレス受電装置。
ワイヤレス送電装置から送信され、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された電力信号の復調方法であって、
受信コイルを含む受信アンテナが、前記電力信号を受信するステップと、
前記受信アンテナに接続されるＨブリッジ回路が、前記受信アンテナに流れる交流電流を整流するステップと、
前記Ｈブリッジ回路と前記受信アンテナの一方の接続点である第１交流入力端子の電圧を、第１しきい値電圧と比較し、第１検出信号を生成するステップと、
前記Ｈブリッジ回路と前記受信アンテナの他方の接続点である第２交流入力端子の電圧を、第２しきい値電圧と比較し、第２検出信号を生成するステップと、
前記第１検出信号の一方のエッジに応じて第１レベルから第２レベルに遷移し、前記第２検出信号の一方のエッジに応じて前記第２レベルから前記第１レベルに遷移する周波数検出用クロックを生成するステップと、
前記周波数検出用クロックの周波数を検出するステップと、
を備えることを特徴とする復調方法。
ワイヤレス送電装置からの電力信号を受けるワイヤレス受電装置であって、
前記電力信号を受ける受信コイルを含む受信アンテナと、
前記受信アンテナに流れる交流電流を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力を平滑化する平滑キャパシタと、
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された前記電力信号を復調する復調器と、
ＦＳＫ信号の受信中に、前記受信アンテナの並列共振周波数をシフトするリンギング抑制器と、
を備え、
前記ＦＳＫ信号の受信中のシフト後の並列共振周波数をｆｄ’、前記ＦＳＫ信号の非受信中における並列共振周波数をｆｄ、送信周波数をｆ _ＴＸとするとき、
ｆ _ＴＸ ≦ｆｄ’＜ｆｄ
の関係を満たすことを特徴とするワイヤレス受電装置。
前記リンギング抑制器は、
前記受信アンテナの一端と接地の間に直列に設けられる第１キャパシタおよび第１スイッチと、
前記受信アンテナの他端と接地の間に直列に設けられる第２キャパシタおよび第２スイッチと、
前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御する制御回路と、
を含むことを特徴とする請求項３に記載のワイヤレス受電装置。
前記リンギング抑制器は、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接続ノードと、接地の間に設けられた抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項４に記載のワイヤレス受電装置。
前記受信アンテナと接続され、ＡＭ変調信号に応じて前記受信アンテナの並列共振周波数を変化させるＡＭ変調器をさらに備え、
前記リンギング抑制器は、前記ＡＭ変調器に作用することを特徴とする請求項３に記載のワイヤレス受電装置。
前記ＡＭ変調器は、
前記受信アンテナの一端と接地の間に直列に設けられる第１キャパシタおよび第１スイッチと、
前記受信アンテナの他端と接地の間に直列に設けられる第２キャパシタおよび第２スイッチと、
を含み、
前記リンギング抑制器は、前記ＡＭ変調信号と、前記ＦＳＫ信号の受信期間を示す受信期間信号とを論理演算する論理ゲートを含み、前記論理ゲートの出力信号にもとづいて、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御することを特徴とする請求項６に記載のワイヤレス受電装置。
前記整流回路は、
前記受信アンテナと接続される第１交流入力端子、第２交流入力端子を有するＨブリッジ回路と、
前記Ｈブリッジ回路を制御する同期整流コントローラと、
を含み、
前記復調器は、
前記第１交流入力端子の電圧を、第１しきい値電圧と比較し、第１検出信号を生成する第１コンパレータと、
前記第２交流入力端子の電圧を、第２しきい値電圧と比較し、第２検出信号を生成する第２コンパレータと、
前記第１検出信号の一方のエッジに応じて第１レベルから第２レベルに遷移し、前記第２検出信号の一方のエッジに応じて前記第２レベルから前記第１レベルに遷移する周波数検出用クロックを生成するクロック生成回路と、
前記周波数検出用クロックの周波数を検出する周波数検出回路と、
を含むことを特徴とする請求項３から７のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
前記クロック生成回路は、前記第２検出信号のポジティブエッジおよびそれに続く前記第１検出信号のネガティブエッジに応じて前記周波数検出用クロックを生成することを特徴とする請求項１または８に記載のワイヤレス受電装置。
前記クロック生成回路は、
前記第１検出信号を反転するインバータと、
前記第２検出信号および前記インバータにより反転された前記第１検出信号に応じて、前記周波数検出用クロックを生成するロジック回路と、
を含むことを特徴とする請求項９に記載のワイヤレス受電装置。
前記クロック生成回路は、前記反転された前記第１検出信号および前記第２検出信号を、内部クロックを用いてリタイミングすることを特徴とする請求項１０に記載のワイヤレス受電装置。
前記クロック生成回路は、
前記第１検出信号が前記内部クロックのＭ周期（Ｍは２以上の整数）にわたり同じレベルをとったときに、その遷移を有効とする第１チャタリング除去回路と、
前記第２検出信号が前記内部クロックのＮ周期（Ｎは２以上の整数）にわたり同じレベルをとったときに、その遷移を有効とする第２チャタリング除去回路と、
をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載のワイヤレス受電装置。
前記クロック生成回路は、
反転された前記第１検出信号の経路上に設けられた第１ワンショット回路と、
前記第２検出信号の経路上に設けられた第２ワンショット回路と、
をさらに含むことを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
前記周波数検出回路は、前記内部クロックを用いて前記周波数検出用クロックの周波数を測定することを特徴とする請求項１１または１２に記載のワイヤレス受電装置。
前記クロック生成回路は、前記第２検出信号のネガティブエッジおよびそれに続く前記第１検出信号のネガティブエッジに応じて前記周波数検出用クロックを生成することを特徴とする請求項８に記載のワイヤレス受電装置。
前記同期整流コントローラは、前記第１検出信号および前記第２検出信号にもとづいて、前記ブリッジ回路を制御することを特徴とする請求項８から１５のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
Ｑｉ規格に準拠することを特徴とする請求項１、３から１６のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
請求項１、３から１７のいずれかに記載のワイヤレス受電装置を備えることを特徴とする電子機器。
ワイヤレス送電装置から送信され、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された電力信号の復調方法であって、
受信コイルを含む受信アンテナが、前記電力信号を受信するステップと、
前記受信アンテナに接続されるＨブリッジ回路が、前記受信アンテナに流れる交流電流を整流するステップと、
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）が施された前記電力信号を復調するステップと、
ＦＳＫ信号の受信中に、前記受信アンテナの並列共振周波数を変化させるステップと、
を備え、
前記ＦＳＫ信号の受信中のシフト後の並列共振周波数をｆｄ’、前記ＦＳＫ信号の非受信中における並列共振周波数をｆｄ、送信周波数をｆ _ＴＸとするとき、
ｆ _ＴＸ ≦ｆｄ’＜ｆｄ
の関係を満たすことを特徴とする復調方法。
前記Ｈブリッジ回路と前記受信アンテナの一方の接続点である第１交流入力端子の電圧を、第１しきい値電圧と比較し、第１検出信号を生成するステップと、
前記Ｈブリッジ回路と前記受信アンテナの他方の接続点である第２交流入力端子の電圧を、第２しきい値電圧と比較し、第２検出信号を生成するステップと、
前記第１検出信号の一方のエッジに応じて第１レベルから第２レベルに遷移し、前記第２検出信号の一方のエッジに応じて前記第２レベルから前記第１レベルに遷移する周波数検出用クロックを生成するステップと、
前記周波数検出用クロックの周波数を検出するステップと、
をさらに備えることを特徴とする請求項１９に記載の復調方法。