JP6906782B2

JP6906782B2 - コンテンションベースの通信システム

Info

Publication number: JP6906782B2
Application number: JP2017011342A
Authority: JP
Inventors: 雅文森山; 滝沢　賢一; 賢一滝沢; 大堂　雅之; 雅之大堂; 史秀児島; 隼人手塚
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2017-01-25
Filing date: 2017-01-25
Publication date: 2021-07-21
Anticipated expiration: 2037-01-25
Also published as: JP2018121204A

Description

この発明は、複数端末が、同一無線リソースにおいて、データを同時に送信することができるコンテンションベースの通信システムに関する。

第５世代移動通信システム（５Ｇ）は、我が国において２０２０年の実用化に向けて研究開発が精力的に進められている。５Ｇは、大容量・高速通信を実現するのはもちろんのこと、ＩｏＴ（Internet of Things）の社会展開を後押する無線システムであることが求められる。５Ｇはセンサー等の膨大な数のＩｏＴ端末を基地局に収容することが必要であり、かつ、自動運転システムのような遅延がほとんど許容できないアプリケーションへの対応も求められている。

現行の携帯電話の通信規格であるＬＴＥ（Long Term Evolution）は、ＩｏＴの展開を十分に考慮しているわけではなく、ＩｏＴが普及した際の同時接続可能な端末数や許容できる遅延時間について、５Ｇの要求を十分に満たすのが困難である。ＬＴＥにおいて、端末（ＵＥ：User Equipment）が基地局（ｅＮＢ：evolved NodeB）に対してデータを送信する場合、ｅＮＢが個々のＵＥに対して排他的にリソースを割り当てる方式を取っており同時接続数には限りがある（アンテナ１本あたり、１つの無線リソースではＵＥ１台のみ接続可能）。また、ＵＥが実際にデータを送信するまでには、リソース割り当てのためのネゴシエーション時間が必要であり、一定の遅延は避けられない（例：IMT-Advanced における目標値として１０ｍｓ以下）。

本発明は、同時収容端末数を現行の５〜１０倍以上とし、５ｍｓ以下の遅延を実現することを目標としている。この実現に向けて本願は、ＬＴＥをベースとしつつ、複数端末が同時に、同一無線リソースにおいて、データを送信するコンテンションベースの通信方式の通信システムを提案する。この通信方式では、無線通信端末（以降は端末とする）の同時接続数の増加と低遅延化とを実現できる。

上記の通信方式は、プリアンブル部とデータ部からなるフレーム構成によって実現する。プリアンブル部で基地局と各端末の伝搬路特性を推定し、データ部でペイロードを伝送する。データ部は複数端末から同時に送信された信号に衝突が発生しても、プリアンブル部から得られる伝搬路推定値を利用して分離・復号できる。また、プリアンブル部の設計においては、複数の端末からの信号を分離して各端末の伝搬路推定値が得られるようにする。

先ず、ＬＴＥにおける上りのデータ送信手順について説明する。
（１）ランダムアクセス手順
ＬＴＥにおけるランダムアクセス手順を図１に示す。また、図１における各ステップの詳細を以下に示す。

＜ステップ１＞：ランダムアクセスプリアンブル（Random Access Preamble）
アクセスを行いたい端末はｅＮＢに向けてランダムアクセスプリアンブル（ＲＡＰ：Random Access Preamble）を送信する。ＲＡＰは、複数のＵＥが同時に送信してもｅＮＢにおいて分離できるように設計されている。
＜ステップ２＞：ランダムアクセス応答（Random Access Response）
上記ＲＡＰを受信したｅＮＢはＵＥ宛てにランダムアクセス応答を送信する。ランダムアクセス応答には、ＵＥの送信タイミングを調整するタイミングアドバンスコマンド（非特許文献１）や、ステップ３でＵＥが送信する無線リソースを指示する信号等が含まれている。
＜ステップ３＞：予約送信（Scheduled Transmission）
ＵＥは割り当てられた無線リソースを利用して端末の識別子、リソース割り当て要求を送信する。
＜ステップ４＞：競合の解消（Contention Resolution）
ｅＮＢはリソースの利用を許可する端末識別子をＵＥに通知し、リソース割り当てを行う。ランダムアクセスを試行したＵＥは、自局の端末識別子が認識できない場合は、ランダムアクセスが失敗したとしてステップ１からやり直す。
自局の端末識別子が通知された場合は、データ伝送（Data Transmission）段でデータ伝送を行う。

（２）ランダムアクセスプリアンブル（ＲＡＰ）
図２にＬＴＥにおけるＲＡＰの構成例を示す。時間軸方向において、ＲＡＰは、１００μｓのサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）、１００μｓのガードタイム（ＧＴ：Guard Time）及び８００μｓのプリアンプル系列で構成されている。ＲＡＰのフレーム時間は１ｍｓでありＬＴＥの１サブフレーム時間と同じである。周波数軸方向においては、ＬＴＥの６リソースブロックに当たる１．０８ＭＨｚの帯域に８６４本のサブキャリア（内２５サブキャリアはガードサブキャリア）が配置されている。表１にＲＡＰのパラメータを示す。

図３にＲＡＰの信号処理を示す。プリアンブル系列は、サブキャリア（ガードサブキャリアを除く）にザドフ−チュウ（Zadoff-Chu）系列（非特許文献３）を埋め込んで生成される。
送信手段２００では、サブキャリアに挿入されるザドフ−チュウ系列Ｘ_ｕ（ｐ）は以下の式で表現されるが、これはザドフ−チュウ系列生成器１で生成される。

ここで、ｐはサブキャリアのインデックス、ｕはザドフ−チュウ系列の系列番号、Ｎ_ｚｃ（＝８３９）は系列長である。ｕはｅＮＢにより定義される。プリアンブル系列にザドフ−チュウ系列を利用するのは周波数領域及び時間領域において電力が一定となる特性を持っていることと理想的な巡回自己相関を有しているためである。
よく知られている様に、上記のザドフ−チュウ系列は、定振幅零自己相関（ＣＡＺＡＣ）系列の１つとして定義される。ＣＡＺＡＣ系列は、時間軸について振幅が一定で、自己相関関数がデルタ関数となる。数１はＮ_ｚｃが奇数の場合の定義であり、偶数の場合には、数１のｐ（ｐ+１）がｐ^２に代わる。本発明では、Ｎ_ｚｃを主に素数に設定するため、以下の説明では数１を用いる。

次に生成されたザドフ−チュウ系列は時間軸信号における相関値のピーク位置を変化させるために、移相器３で位相回転が与えられる。ピーク位置をシフトさせることによって、ｅＮＢにおいて同時に検知できるＵＥ数を増やすことができる。Ｘ_ｕ（ｐ）に位相回転を与えたＸ_ｕ、ｖ（ｐ）を下式に示す。

ここでＣ_ｖ＝ｖＮ_ＣＳはピークが現れる位置のシフト量を示し、Ｎ_ＣＳは２つ以上のＵＥが送信した場合のピーク位置とピーク位置の間隔（伝搬遅延差を除く）を示す。次にＸ_ｕ、ｖは、時間軸信号として送信するため、逆離散フーリエ変換器４でＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）が施され以下の式となる。

ここで、ｎは時間信号のインデックスである。このｘ_ｕ、ｖにサイクリックプレフィックス付加器５でＣＰを付加した後、アンテナから送信される。
ｅＮＢの受信手段２１０では、ＣＰが付加されたｘ_ｕ、ｖに伝搬路を通過して雑音が加わった信号を受信する。サイクリックプレフィックス除去器７で受信信号からＣＰを削除した信号ｒ_ｕ、ｖは、次の様に表される。

ここで、ｘ_ｕ、ｖは巡回信号とし、ｈ_ｖはインパルス応答（ＩＲ：Impulse Response）、ｗは雑音を示す。次にｒ_ｕ、ｖは、離散フーリエ変換器８でＤＦＴ（離散フーリエ変換）によって周波数領域の信号Ｒ_ｕ、ｖに変換され、次の様になる。

ここで、Ｈ及びＷは、それぞれｈ及びｗの離散フーリエ変換信号を示す。Ｒ_ｕ、ｖは次に、ザドフ−チュウ系列生成器９からのザドフ−チュウ系列Ｘｕの複素共役conj（Ｘ_ｕ）が乗算器１０で乗算され以下の式となる。

次にＨ’_ｖを再び逆離散フーリエ変換を逆離散フーリエ変換器１１で行うと次式を得る。ｗ’はＷ’の逆離散フーリエ変換である。

ここで、本発明に関わる事項であるが、数７に示されるようにｅＮＢは、ある端末のＣ_ｖだけ時間シフトしたＩＲが得られるため、この検出により、ランダムアクセスを要求しているＵＥの存在が分かる。また、ＵＥがｖによりＩＲが現れる位置を変更できることから、ｅＮＢは、複数のＵＥが同一のｖを用いない限り、各ＵＥのランダムアクセス要求を把握できる。以上がステップ１の処理であり、この後、ｅＮＢがランダムアクセス応答を送信するステップ２に移行する。

服部武，藤岡雅宣，諸橋知雄（監訳），4G LTE/LTE-Advancedのすべて，pp.393-pp405，丸善出版，東京，2015． 3GPP TS 36.300 : LTE; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA) and Evolved Universal Terrestrial Radio Access Network (E-UTRAN); Overall description; Stage 2． D.C.Chu, Polyphase, Polyphase codes with good periodic correlation properties, IEEE T. Inform. Theory 18 (4), pp531-532, Jul. 1972. Axnas, Johan, et al. "Successive interference cancellation techniques for LTE downlink." 2011 IEEE 22nd International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications. pp.1793-1797. 2011. Divsalar, Dariush, Marvin K. Simon, and Dan Raphaeli. "Improved parallel interference cancellation for CDMA." IEEE Transactions on Communications 46.2, pp.258-268，1998. 滝沢，森山，大堂，手塚，村上，石津，児島，"多数デバイスを収容する携帯電話網に関する高効率通信方式−干渉抑圧・除去技術に関する基礎検討−,"信学技報，RCS-2016，神奈川，Oct.2016. Z. Nadir & M. Idrees Ahmad, "Path loss Determination Using Okumura-Hata Model and Cubic Regression for Missing Data for Oman", Proceeding of IMECS, Vol. 2, 2010. S. Sarooshyari & N. Madaya, "Introduction to mobile radio propagation and characterization of frequency bands" wireless comm. Technologies, IEEE, 16:332:559, 1996. A. Neskovic, N. Neskovic & G. Paunovic, "Modern approaches in modeling of mobile radio systems propagation environment", IEEE Communications Surveys・ 2000. IEEE 802.16.3c-01/29r4, Channel Models for Fixed Wireless Applications V. Erceg, et al. "An empirically based path loss model for wireless channels in suburban environments." IEEE Journal on selected areas in communications Vol.17,No7, pp.1205-1211, 1999. Rec.ITU-R BT.1368-11, "Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/UHF bands," 2014.

複数端末から同時に送信された信号に衝突が発生しても、プリアンブル部から得られる伝搬路推定値を利用してデータ部は分離・復号できるようにする。

本発明のコンテンション方式の通信システムは、プリアンブル部とデータ部とを含むフレーム構成のパケット信号を複数の無線端末から送信し共通の基地局で受信するコンテンション方式の通信システムであって、
上記プリアンブル部は伝搬路特性推定用信号を含み、所定の系列信号に無線端末毎に割り当てられた分の移相が行われたものであり、また、上記データ部は端末識別情報とペイロードとを含むものであり、
上記複数の無線端末は各々、上記プリアンブル部と上記データ部とにサイクリックプレフィックスとガードタイムを付加した後に送信し、
上記パケット信号を受信した基地局は、上記プリアンブル部の上記サイクリックプレフィックスを除去し、フーリエ変換を行って時間軸信号を周波数軸信号に変換し、上記所定の系列信号の複素共役に相当する信号を乗じ、逆フーリエ変換を行って周波数軸信号を時間軸信号に変換し、この変換で得られる時間軸信号であるインパルス応答信号の各々をタイムフィルタによって上記無線端末ごとのスロットに振り分け、振り分けられた上記インパルス応答信号の各々から各々の伝送路特性を推定し、推定した上記伝送路特性を用いて上記データ部の分離および復号を行うものである、ことを特徴とする。

また、本発明のコンテンション方式の通信システムは、プリアンブル部とデータ部とを含むフレーム構成のパケット信号を複数の無線端末から送信し共通の基地局で受信するコンテンション方式の通信システムであって、
上記無線端末は、
所定の系列信号を生成する第１信号生成部と、
上記第１信号生成部の出力にサイクリック拡張を施すサイクリック拡張部と、
上記サイクリック拡張部の出力を無線端末毎に割り当てられた分移相する移相部と、
上記移相部の出力を時間軸信号とするための第１逆フーリエ変換部と、
上記逆フーリエ変換部の出力にサイクリックプレフィックス領域を設けるためのサイクリックプレフィックス部と、
上記サイクリックプレフィックス部の出力を送信する送信手段と、を備え、
上記基地局は、
上記送信手段から送信された無線信号を受信する受信手段と、
受信した信号からサイクリックプレフィックス領域を取り除くためのサイクリックプレフィックス除去部と、
上記サイクリックプレフィックス除去部の出力信号を周波数軸信号に変換するための第１フーリエ変換部と、
上記所定の系列信号の複素共役に相当する信号を生成する第２信号生成部と、
上記フーリエ変換部の出力と上記第２信号生成部の出力とを乗算する乗算部と、
上記乗算部の出力にサイドローブを抑圧する所定の窓関数を掛ける周波数フィルタ部と、
上記周波数フィルタ部の出力を時間軸信号に変換する第２逆フーリエ変換部と、
上記第２逆フーリエ変換部からの信号を複数の遅延時間のインパルス応答信号に分類するタイムフィルタと、
分類された上記各々のインパルス応答信号を周波数軸信号の各々に変換する第２フーリエ変換器と、
上記第２フーリエ変換器の出力の各々を補正する補正用窓関数を掛ける時間フィルタ部の各々と、
上記時間フィルタ部の各々の出力を時間軸信号に変換する第３逆フーリエ変換部の各々と、
時間軸に変換された上記インパルス応答信号の各々から各々の伝送路特性を推定し、推定した上記伝送路特性の各々を用いて、上記データ部の各々の分離および復号を行う復号部と、
を備えることを特徴とする。

上記窓関数は、カイザー窓であることを特徴とする。

上記補正用窓関数は、上記第２フーリエ変換器の出力の各々に上記窓関数の逆数に相当する特性をもった窓関数を掛けるものであることを特徴とする。

上記復号部は、逐次干渉除去あるいは並列干渉除去を利用したものである。

上記所定の系列信号における系列は、ザドフ−チュウ系列であり、その系列の長さは素数であることを特徴とするものである。

本発明によって、端末の同時接続数の増加だけでなく接続時の低遅延化についても実現することができる。

ＬＴＥにおけるランダムアクセス手順を示す図である。ＬＴＥにおけるランダムアクセスプリアンブル（ＲＡＰ）の構成を示す図である。ＬＴＥにおけるランダムアクセスプリアンブル（ＲＡＰ）の信号処理を示すブロック図である。本発明の端末から基地局へのデータ送信を示す図である。本発明で用いるフレーム構成例を示す図である。本発明のＲＡＰの信号処理を示すブロック図である。本発明におけるインパルス応答の分離を示す図である。コンピュータシミュレーションによるプリアンブル成功確率を示す図である。コンピュータシミュレーションによる基地局までの距離とＳＮＲ（(signal-noise ratio）との関係を示す図である。表２のパラメータを用いたＳＮＲ（(signal-noise ratio）に対するＰＥＲ（Packet Error Rate）のシミュレーション結果を示す図である。表３のパラメータを用いたＳＮＲ（(signal-noise ratio）に対するＰＥＲ（Packet Error Rate）のシミュレーション結果を示す図である。逆離散フーリエ変換器１１の前に窓関数として周波数フィルタ１６(カイザーフィルタ）を用いてサイドローブの振幅を抑圧し、タイムフィルタ１５の後に逆周波数フィルタ１７（逆カイザーフィルタ）を用いて、周波数フィルタ１６に起因するインパルス応答に発生する歪を補償する構成を示すブロック図である。プリアンブルとデータから成るフレームを生成するための構成例を示すブロック図である。

以下に本発明について、ブロック図を用いて詳細に説明する。なお、ブロック図における符号については、同様の機能をもったブロックには、特別な事情のない限り、同じ符号を用いるものとする。

ＬＴＥにおけるランダムアクセス手順は図１のように４つのステップからなり、リソース割り当てまでに時間を要する。これに対して本発明では、リソース割り当てなしに、つまりステップ１の段階において、図４（ａ）に示すように一度に例えば図４（ｂ）のプリアンブルと図４（ｃ）のデータを送信する方式を提案する。

本発明の通信手順は、概略では、次の様になる。
先ず、プリアンブル部とデータ部を同一サブフレームで送信する。このため、リソース割り当てのための時間を必要としない。プリアンブル部は各端末と基地局間のＩＲを推定するために利用する。また、推定したＩＲを利用して、データ部の分離・復調を行う。データ部の復号は、逐次干渉除去（ＳＩＣ：Successive Interference Cancellation）（非特許文献４）あるいは並列干渉除去（ＰＩＣ：Parallel Interference Cancellation）（非特許文献５）を利用する。データ部の信号処理の詳細については文献（非特許文献６）に記載されている。
このようなサブフレーム構成と通信手順を取ることで、ネゴシエーション時間を削除するとともに、衝突した信号を分離・復号することにより同時接続端末数を増加させることができる。

本実施例のデータ送信方式のフレーム構成を図５に示す。このフレームは、図１３に示すように、プリアンブル部で生成されたプリアンブル信号と、データ部で生成されたデータ信号とを信号切換手段１６によって所定の時間おきに交互に切換えて生成することができる。この信号切換手段２６では、プリアンブル生成を図６の構成と類似した構成で行う。また、データ部での処理は、スクランブラ２１でデジタル信号を分散させ、巡回冗長誤り検出符号化器２２で誤り検出符号を付加し、符号化器２３で例えばターボ符号化し、変調器で例えばＱＰＳＫ変調し、Ｒ、ＣＰおよびＧＴ挿入器で例えば表２のＲ、ＣＰおよびＧＴを挿入し、オーバーサンプリングを行った信号を生成する。

なお、本実施例のフレームは、２つのプリアンブル部と２つのデータ部の合計４シンボルで構成したものである。パラメータについては、それぞれ表２及び表３に示す様に、２種類検討した。ＬＴＥとの親和性を考慮して、サブフレーム構成は図２におけるＬＴＥのＲＡＰの仕組みを利用することとした。本実施例では、サブキャリア間隔をＬＴＥＲＡＰの１．３５ｋＨｚから５ｋＨｚ又は４．８ｋＨｚと広くして１シンボル長を短くした。
１つのフレームに複数のプリアンブルを用いる場合には、例えば表２、表３の条件のプリアンブルをそのフレーム内で用いることもできる。この場合は、ザドフ−チュウ系列の長さは、なるべく近い素数であることが望ましい。

プリアンブル部は各端末のＩＲを抽出するために利用する。また、このＩＲを利用して、衝突が発生しているデータ部の信号を分離・復調を行う。図６のブロック図に、本実施例のプリアンブル部の送受信の信号の流れを示す。
プリアンブル用に、まず、系列長Ｎ’_ＺＣ（Ｎ’_ＺＣは素数）のザドフ−チュウ系列をザドフ−チュウ系列生成器１で生成する。次に、このザドフ−チュウ系列をＮ_ＺＣ本のサブキャリア数に一致させるためにサイクリック拡張（Cyclic Extended）をサイクリック拡張器２で行う。サイクリック拡張は以下の式のように表される。

サイクリック拡張器２以降の処理は、上述した数（２）から数（７）までの手順と同じである。つまり、ザドフ−チュウ系列は時間軸信号における相関値のピーク位置を変化させるために、移相器３で位相回転を与える。次に、時間軸信号として送信するため、第１逆フーリエ変換部である逆離散フーリエ変換器４でＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）を施す。その後、サイクリックプレフィックス付加器５でＣＰを付加した後、通信チャネル６に送信される。

送信された上記の信号は、サイクリックプレフィックス除去器７で受信信号からＣＰを除去され、次に、第１フーリエ変換部である離散フーリエ変換器８でＤＦＴ（離散フーリエ変換）によって周波数領域の信号に変換される。ここで、ザドフ−チュウ系列生成器９からのザドフ−チュウ系列Ｘｕの複素共役conj（Ｘ_ｕ）が乗算器１０で乗算され、第２逆フーリエ変換部である逆離散フーリエ変換器１１で逆離散フーリエ変換される。

この様に、基地局の受信手段１１０の逆離散フーリエ変換器１１で逆離散フーリエ変換された後、その出力信号ｈ’_ｖは、図６と７に示すようにタイムフィルタ１２でＭ＝floor(Ｎ_ＺＣ／Ｎ_ＣＳ)個のサブスロットに切り分けられ、各サブスロット内のインパルス応答（ＩＲ）を抽出する。（Ｎ_ＺＣ／Ｎ_ＣＳが整数でない表３の場合は、余りのポイント数（＝９）を後半の９つのサブスロットに１ポイントずつ割り当てる。図７では１ポイント時間α＝０．９２６μｓとして示す）。ＩＤＦＴにより再生されるＩＲがそれぞれタイムフィルタの区切り内に収まっていれば高精度に伝搬路推定が可能であり、１つのプリアンブルで最大Ｍ個のＩＲが得られる。２つあるプリアンブル部のうち、各端末がどちらかのプリアンブルのみを使う場合においては２Ｍ個のＩＲが得られる。
各サブスロットでは、推定したＩＲを利用して、データ部の分離・復調を行う。データ部の復号は、逐次干渉除去（ＳＩＣ：Successive Interference Cancellation）（非特許文献４）あるいは並列干渉除去（ＰＩＣ：Parallel Interference Cancellation）（非特許文献５）を利用する。データ部の信号処理の詳細については文献（非特許文献６）に記載されている。

基地局のカバーするセル半径による遅延については、以下の様に対処している。本発明では基地局からタイミングアドバンスコマンド（非特許文献１）を受信せずにフレームを送信することも想定していることから、送信タイミング誤差を吸収するＣＰ、ＧＴ及びＮ_ＣＳを設けている。表２及び表３からＣＰ、ＧＴ及びＮ_ＣＳの中で最も短い時間はそれぞれ２４．０７μｓ及び１６．６７μｓであることから、端末−基地局間距離が３．６ｋｍまで、また遅延については２．５ｋｍの地点間の電波の往復による遅延を吸収できる。
さらに、実際の伝搬環境は、送信タイミング誤差のほかに５μｓ程度のマルチパスによる遅延を考慮する必要がある。このため，実際にＩＲがタイムフィルタの区切りに収まる端末−基地局間距離は表２のパラメータでは３ｋｍ程度、表３では２ｋｍ程度を見込んでいる。

また、データ部の衝突は、以下の様に対処することができる。データ部は，通信に必要な制御情報（端末識別情報等を含む）及びペイロードを伝送するために利用される。本実施例では，変調方式にＱＰＳＫ、符号化率１／３のターボ符号を想定している。ただし、表２については１２個のパリティビットを削除（パンクチャド）しており、符号化率は２９２／８６４（＝０．３３８≒１／３）となっている。一度に伝送できるデータ量は３６ｂｙｔｅ（表２）及び３７ｂｙｔｅ（表３）である。データ部の衝突した信号の分離・復調は，前述のプリアンブル部で推定したＩＲを利用してＳＩＣ（逐次干渉除去）あるいはＰＩＣ（並列干渉除去）を適用する（非特許文献６）。

図１２に、図６の構成に比べてインパルス応答における歪を抑制した構成例を示す。これは、受信手段１２０において、第２逆フーリエ変換部である逆離散フーリエ変換器１１の前に窓関数として周波数フィルタ１６(カイザーフィルタ）を用いてサイドローブの振幅を抑圧し、タイムフィルタ１５の後に窓関数２７と逆周波数フィルタ１７（逆カイザーフィルタ）を用いて、周波数フィルタ１６に起因するインパルス応答に発生する歪を補正するものである。この逆周波数フィルタ１７は、第２フーリエ変換部である離散フーリエ変換器１８で周波数軸に変換し、上記周波数フィルタ１６の逆数の係数をもった周波数フィルタ１９で周波数帯域を選択し、第３逆フーリエ変換部である逆離散フーリエ変換器２０で時間軸信号に変換するものである。

シミュレーションによるプリアンブルの送信成功確率について説明する。
基地局は、プリアンブル部を利用して複数端末のＩＲを得るが、２つ以上の端末が式（２）において同じｖを選択した場合、複数のＩＲが図７におけるタイムフィルタの同一区間に表われるため、基地局において正確なＩＲが得られなくなる。そこで、ｖがランダムに選択されるという条件の基、複数端末のＩＲが同一タイムフィルタ区間に現れる衝突確率をシミュレーションで求めた。１フレーム内にプリアンブル部が２つあることから、シミュレーションでは、各端末は２つのプリアンブルそれぞれに対してランダムにｖ１及びｖ２を割り当てて送信する。本稿において衝突が発生したとは、ｖ１及びｖ２の両方がそれぞれ他の端末のｖ１及びｖ２と一致した場合と定義する。

端末台数は第５世代移動通信システム（５Ｇ）における１ｋｍ^２あたりの収容端末数のターゲット１００万台から最大１０００万台とし、各端末は平均６００秒間隔で送信し、送信タイミングはポアソン分布に従うとした。また、基地局は帯域１．０８ＭＨｚ（６リソースブロック）の１チャンネルで待ち受け、端末は１ｍｓに一回、送信機会があると設定した。図８はプリアンブルが衝突せず、プリアンブルの送信が成功した確率を示している。同図より端末台数が１００万台の場合、プリアンブルの衝突確率は５％以下を達成できることがわかる。表２及び表３の比較において、表２ではＭ＝８に対して、表３はＭ＝１２であるため、表２のパラメータはカバーできるセル半径は狭いものの、衝突確率を低減できる。

今回のシミュレーションでは、ランダムにｖを選択したが、ｖの効果的な選択手法を検討する価値はある。例えば、セルの中心近辺の端末とセル端の端末からなるグループＡとセルの中間に存在する端末からなるグループＢの２グループに分け、各グループが選択できるｖが異なっているとする。グループＡにおいては、基地局へ到達する信号が弱い端末群と強い端末群が混在するグループであり、弱い信号と強い信号が衝突した場合は、強い信号のＩＲは少なくとも得られるように工夫する方式が考えられる。

リンクバジェットとパケット誤り率についても以下に示す様に見積もりを行った。
先ずリンクバジェットについては、端末から発せられたランダムアクセスプリアンブルがどの程度の強度で基地局に到来するか見積りを行った。搬送周波数は本検討においては一例として２．５ＧＨｚとした。本稿ではパスロスモデルとして拡張秦モデル（非特許文献７、８、９）及びＩＥＥＥ８０２．１６において検討されているErcegモデル（非特許文献１０，１１）を利用した。拡張秦モデルについてはSubUrbanを、Ercegモデルについては平坦地であるCategory Cを採用した。また、各短区間変動は考慮していない。他のパラメータは表４に示す。図９は基地局までの距離とＳＮＲの関係を示したものである。

また、パケット誤り確率については、得られるＩＲ及びデータ信号に衝突がない場合について、計算機シミュレーションを用いてパケット誤り率を求めた（但し、データ信号に衝突がある場合の特性については、ここでは記載しない。非特許文献４を参照）。誤り訂正符号は符号化率２９２／８６４及び３００／９００のターボ符号を利用し、インターリーブはＬＴＥ規格を用い、８回の繰り返し復号を行っている。伝搬路モデルについてはTypical Urban（６パスモデル）（非特許文献１２）、ＳＵＩ３モデル、ＳＵＩ４モデル（非特許文献１０）とし、アンテナは無指向、端末は準静止状態を想定している。等化は周波数領域で行い、位相の補償のみを行っている。図１０（表２のパラメータ）及び図１１（表３のパラメータ）にシミュレーション結果を示す。図１０と図１１の比較では図１１のほうが低符号化率でありかつビット数が多いため図１０よりも性能が若干良くなっている。図１０及び図１１ともにＳＵＩ３の特性が他チャンネルモデルと比べて劣っているのは、周波数軸方向フェージングの変動が小さいためである。ＳＵＩ３は遅延時間の大きな遅延波が存在しないパスモデルのため、帯域１．０８ＭＨｚでは大きな周波数ダイバーシチ効果を得ることができないと考えられる。この例においては、Typical UrbanとＳＵＩ４の場合について、パケット誤り率０．１％を実現するには１５ｄＢのＳＮＲが必要である。

さらに特性を改善していくためには、伝搬路推定値を更新できるターボ等化器の適用が必要と考えられる。

１ザドフ−チュウ系列生成器
２サイクリック拡張器
３移相器
４逆離散フーリエ変換器
５サイクリックプレフィックス付加器
６通信チャネル
７サイクリックプレフィックス除去器
８離散フーリエ変換器
９ザドフ−チュウ系列生成器
１０乗算器
１１逆離散フーリエ変換器
１２タイムフィルタ
１３_１、１３_２、・・・、１３_Ｍ−１サブスロット
１４検出器
１５タイムフィルタ
１６周波数フィルタ
１７逆周波数フィルタ
１８離散フーリエ変換器
１９周波数フィルタ
２０逆離散フーリエ変換器
２１スクランブラ
２２巡回冗長誤り検出符号化器
２３符号化器
２４変調器
２５Ｒ，ＣＰおよびＧＴ挿入器
２６信号切換手段
２７窓関数
１００送信手段
１１０、１２０受信手段
２００送信手段
２１０受信手段

Claims

プリアンブル部とデータ部とを含むフレーム構成のパケット信号を複数の無線端末から送信し共通の基地局で受信するコンテンション方式の通信システムであって、
上記プリアンブル部は伝搬路特性推定用信号を含み、所定の系列信号に無線端末毎に割り当てられた分の移相が行われたものであり、また、上記データ部は端末識別情報とペイロードとを含むものであり、
上記複数の無線端末は各々、上記プリアンブル部と上記データ部とにサイクリックプレフィックスとガードタイムを付加した後に送信し、
上記パケット信号を受信した基地局は、上記プリアンブル部の上記サイクリックプレフィックスを除去し、フーリエ変換を行って時間軸信号を周波数軸信号に変換し、上記所定の系列信号の複素共役に相当する信号を乗じ、逆フーリエ変換を行って周波数軸信号を時間軸信号に変換し、この変換で得られる時間軸信号であるインパルス応答信号の各々をタイムフィルタによって上記無線端末ごとのスロットに振り分け、振り分けられた上記インパルス応答信号の各々から各々の伝送路特性を推定し、推定した上記伝送路特性を用いて上記データ部の分離および復号を行うものである、
ことを特徴とするコンテンション方式の通信システム。
プリアンブル部とデータ部とを含むフレーム構成のパケット信号を複数の無線端末から送信し共通の基地局で受信するコンテンション方式の通信システムであって、
上記無線端末は、
所定の系列信号を生成する第１信号生成部と、
上記第１信号生成部の出力にサイクリック拡張を施すサイクリック拡張部と、
上記サイクリック拡張部の出力を無線端末毎に割り当てられた分移相する移相部と、
上記移相部の出力を時間軸信号とするための第１逆フーリエ変換部と、
上記逆フーリエ変換部の出力にサイクリックプレフィックス領域を設けるためのサイクリックプレフィックス部と、
上記サイクリックプレフィックス部の出力を送信する送信手段と、を備え、
上記基地局は、
上記送信手段から送信された無線信号を受信する受信手段と、
受信した信号からサイクリックプレフィックス領域を取り除くためのサイクリックプレフィックス除去部と、
上記サイクリックプレフィックス除去部の出力信号を周波数軸信号に変換するための第１フーリエ変換部と、
上記所定の系列信号の複素共役に相当する信号を生成する第２信号生成部と、
上記フーリエ変換部の出力と上記第２信号生成部の出力とを乗算する乗算部と、
上記乗算部の出力にサイドローブを抑圧する所定の窓関数を掛ける周波数フィルタ部と、
上記周波数フィルタ部の出力を時間軸信号に変換する第２逆フーリエ変換部と、
上記第２逆フーリエ変換部からの信号を複数の遅延時間のインパルス応答信号に分類するタイムフィルタと、
分類された上記各々のインパルス応答信号を周波数軸信号の各々に変換する第２フーリエ変換器と、
上記第２フーリエ変換器の出力の各々を補正する補正用窓関数を掛ける時間フィルタ部の各々と、
上記時間フィルタ部の各々の出力を時間軸信号に変換する第３逆フーリエ変換部の各々と、
時間軸に変換された上記インパルス応答信号の各々から各々の伝送路特性を推定し、推定した上記伝送路特性の各々を用いて、上記データ部の各々の分離および復号を行う復号部と、
を備えることを特徴とするコンテンション方式の通信システム。
上記窓関数は、カイザー窓であることを特徴とする請求項２に記載のコンテンション方式の通信システム。
上記補正用窓関数は、上記第２フーリエ変換器の出力の各々に上記窓関数の逆数に相当する特性をもった窓関数を掛けるものであることを特徴とする請求項２あるいは３に記載のコンテンション方式の通信システム。
上記復号部は、逐次干渉除去あるいは並列干渉除去を利用したものであることを特徴とする請求項２から４のいずれか１つに記載のコンテンション方式の通信システム。
上記所定の系列信号における系列は、ザドフ−チュウ系列であり、その系列の長さは素数であることを特徴とする請求項１から５のいずれか１つに記載のコンテンション方式の通信システム。