JP6907066B2

JP6907066B2 - インピーダンス測定装置

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Publication number: JP6907066B2
Application number: JP2017155183A
Authority: JP
Inventors: 淳司飯島
Original assignee: Hioki EE Corp
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Priority date: 2017-08-10
Filing date: 2017-08-10
Publication date: 2021-07-21
Anticipated expiration: 2037-08-10
Also published as: JP2019035596A

Description

本発明は、電池の内部インピーダンスを測定するインピーダンス測定装置に関するものである。

この種のインピーダンス測定装置に設けられて、測定対象の電池に対して測定電流を供給する電流供給装置として、下記の特許文献１に開示された測定電流通電装置が知られている。この測定電流通電装置は、交流基準電源発生器、誤差増幅器、電流制御用のＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジスタを有するＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）回路、電流検出抵抗、電荷蓄積素子としてのコンデンサ、および駆動用電源によって構成されている。

具体的には、交流基準電源発生器は、所望の周波数の交流信号を発生するものであり、誤差増幅器の＋入力端子（非反転入力端子）に接続されている。誤差増幅器の出力端子は、ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジスタのベース端子に接続されている。ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子とＰＮＰトランジスタのコレクタ端子とは、駆動用電源を介して接続されている。つまり、ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子は、駆動用電源の高電位側出力端子に接続され、ＰＮＰトランジスタのコレクタ端子は、駆動用電源の低電位側出力端子に接続されている。また。互いに直接接続されたＮＰＮトランジスタのエミッタ端子とＰＮＰトランジスタのエミッタ端子は、電流検出抵抗を介して電池（被測定蓄電池）の陽極端子に接続されている。また、ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子およびＰＮＰトランジスタのエミッタ端子（エミッタ端子同士の接続点）は、誤差増幅器の−入力端子（反転入力端子）に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタのコレクタ端子は、コンデンサを介して電池の陰極端子に接続されている。

この測定電流通電装置は、電流検出抵抗に発生する電圧と交流基準電源発生器の電圧とが等しくなるように動作する。ここで、電流検出抵抗の抵抗値は一定なので、交流基準電圧発生器の電圧に比例した定電流交流成分の測定電流が電池に対して通電される。

この場合、この測定電流通電装置においては、電池に対して直列にコンデンサが接続されている。このため、交流基準電源発生器から発生される交流信号により電池の陽極と陰極との間に通電される定電流交流成分の測定電流が一方の極性成分（負極性成分）を有して電池から放電電流が流れるときには、電池とコンデンサとが閉ループ回路を形成して、放電時の電荷がコンデンサに蓄えられる。一方、電池の陽極と陰極との間に通電される定電流交流成分の測定電流が他方の極性成分（正極性成分）を有して電池に充電電流が流れるときには、電池とコンデンサと駆動用電源とが閉ループ回路を形成して、コンデンサに蓄えられた電荷が電池に放出される。したがって、この測定電流通電装置では、駆動用電源の出力電圧を電池の電圧よりも充分低く設定したとしても、起動後、一定時間を経過するとコンデンサの電位が上昇して駆動用電源の出力電圧とコンデンサの電位との和が電池の電圧より高くなり、電池に対して充電電流が流れるようになるので、電池の陽極と陰極との間に定電流交流成分の測定電流を通電することが可能となる。このことから、この測定電流通電装置および電圧計を用いてインピーダンス測定装置を構成することにより、電池の１つのセル端子間に発生する起電力を電圧計で測定することによって、測定された起電力と測定電流とに基づいて電池の内部インピーダンスを測定することが可能となる。

特開２００３−１２１５１５号公報（第３−４頁、第１図）

ところが、上記した測定電流通電装置を有するインピーダンス測定装置には、以下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、この測定電流通電装置を構成する駆動用電源を作動させるための電力がいずれから供給されるかについては、上記特許文献１には明示されていないが、当業者にとっては、インピーダンス測定装置がバッテリ駆動の構成のときには、内蔵されたバッテリから常時供給される電力に基づいて、またインピーダンス測定装置が商用電源駆動の構成のときには、商用電源から常時供給される電力に基づいて駆動用電源を作動させる構成とするのが一般的であると考えられる。

近年では、インピーダンス測定装置に対して、バッテリ駆動の構成のときには、バッテリから供給される電力を少しでも少なくしてバッテリ駆動時間を一層延ばすことが望まれており、また商用電源駆動の構成のときには、商用電源から供給される電力を少しでも少なくすることが望まれているが、上記したように、バッテリや商用電源から常時電力を供給する必要のある駆動用電源を有する測定電流通電装置を備えたインピーダンス測定装置では、この要請に応えるのが難しいという課題が存在している。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、バッテリや商用電源から駆動用電源に供給される電力を低減し得るインピーダンス測定装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく請求項１記載のインピーダンス測定装置は、測定対象の電池の陽極が接続される第１接続端子、前記電池の陰極が接続される第２接続端子、前記第２接続端子に一端が接続されたコンデンサ、低電位側端子が前記コンデンサの他端に接続されると共に高電位側端子に供給される供給電圧で動作して入力端子に入力される交流信号に基づいて測定交流電流を生成して出力端子から前記第１接続端子に出力するＳＥＰＰ回路、前記供給電圧を生成して前記高電位側端子に供給する駆動用電源、主電源、および制御回路を有する電流供給部を備え、前記第１接続端子を介して前記電池に出力される前記測定交流電流と、前記第１接続端子および前記第２接続端子間の電圧とに基づいて前記電池の内部インピーダンスを測定するインピーダンス測定装置であって、前記電流供給部は、前記コンデンサの充電電圧および前記主電源から出力される直流電源電圧のうちの任意の一方を前記駆動用電源の作動用電圧として出力可能な切替回路を有し、前記制御回路は、前記充電電圧が前記駆動用電源の動作電圧範囲内の第１基準電圧以上のときには前記切替回路に対して当該充電電圧を前記作動用電圧として出力させ、当該充電電圧が前記第１基準電圧未満のときには前記切替回路に対して前記直流電源電圧を前記作動用電圧として出力させる電圧切替処理を実行する。

請求項２記載のインピーダンス測定装置は、請求項１記載のインピーダンス測定装置において、前記ＳＥＰＰ回路は、前記高電位側端子にコレクタ端子が接続されると共にエミッタ端子が前記出力端子に接続されたＮＰＮ型トランジスタと、エミッタ端子が前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタ端子に接続されると共にコレクタ端子が前記低電位側端子に接続されたＰＮＰ型トランジスタとを有し、前記制御回路は、前記ＮＰＮ型トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を検出しつつ当該コレクタ−エミッタ間電圧が予め規定された電圧に維持されるように前記駆動用電源の前記供給電圧を制御する電圧制御処理を実行する。

請求項１記載のインピーダンス測定装置では、コンデンサの充電電圧が第１基準電圧以上のときには、電流供給部を構成するＳＥＰＰ回路に供給電圧を供給する駆動用電源のための作動用電圧として、直流電源電圧だけでなく、測定対象としての電池によって充電されたコンデンサの充電電圧も使用される。

したがって、このインピーダンス測定装置によれば、主電源が直流電源電圧を出力するために必要とする電力を、充電電圧を使用する分だけ低減することができることから、主電源がバッテリを有する構成のときには、充電電圧を使用する分だけバッテリの消費電力を低減することができ、また主電源が商用電源を使用する構成のときには、充電電圧を使用する分だけ商用電源の消費電力を低減することができる。

請求項２記載のインピーダンス測定装置では、ＳＥＰＰ回路がＮＰＮ型トランジスタおよびＰＮＰ型トランジスタを有して構成されると共に、制御回路が、ＮＰＮ型トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を検出しつつ、このコレクタ−エミッタ間電圧が予め規定された電圧に維持されるように駆動用電源の供給電圧を制御する電圧制御処理を実行する。

したがって、このインピーダンス測定装置によれば、ＳＥＰＰ回路から出力される出力電圧の電圧値の増減に応じて供給電圧の電圧値も増減されることから、供給電圧の電圧値が一定のままで駆動用電源からＳＥＰＰ回路に供給される構成と比較して、ＮＰＮ型トランジスタでの消費電力を大幅に低減することができる。また、これにより、ＮＰＮ型トランジスタでの発熱を大幅に低減することができる。

インピーダンス測定装置１の構成図である。図１の電流供給部４の動作を説明するための波形図である。図２中の期間Ｔａでの動作を説明するための波形図である。図２中の期間Ｔｂでの動作を説明するための波形図である。

以下、インピーダンス測定装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、インピーダンス測定装置としてのインピーダンス測定装置１の構成について、図１を参照して説明する。

インピーダンス測定装置１は、第１接続端子２、第２接続端子３、電流供給部４、電流検出部５、電圧検出部６、処理部７および出力部８を備え、第１接続端子２に陽極５２が接続されると共に第２接続端子３に陰極５３が接続された測定対象としての電池５１のインピーダンス（内部インピーダンスＺ）を測定可能に構成されている。

具体的には、電流供給部４は、一例として、コンデンサ１１、ＳＥＰＰ回路１２、駆動用電源１３、信号源１４、定電流回路１５、切替回路１６、主電源１７、および処理部７の一部も構成する制御回路１８を備え、第１接続端子２および第２接続端子３間に接続された電池５１に測定交流電流Ｉを出力する。本例では、コンデンサ１１は、一端が第２接続端子３（本例では、内部グランドＧを介して第２接続端子３）に接続されている。

ＳＥＰＰ回路１２は、ＮＰＮ型トランジスタ２１（ＮＰＮ型のバイポーラ型トランジスタやｎチャネル型の電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）。以下、単にトランジスタ２１ともいう）およびＰＮＰ型トランジスタ２２（ＰＮＰ型のバイポーラ型トランジスタやｐチャネル型の電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）。以下、単にトランジスタ２２ともいう）を備え、互いの制御端子（バイポーラ型トランジスタではベース端子、ＦＥＴではゲート端子）同士が接続され、互いの第１出力端子（バイポーラ型トランジスタではエミッタ端子、ＦＥＴではソース端子）同士が接続されて構成されている。また、ＳＥＰＰ回路１２では、互いに接続された各制御端子がＳＥＰＰ回路１２における入力端子２３として機能し、互いに接続された各第１出力端子がＳＥＰＰ回路１２における出力端子２４として機能する。また、ＳＥＰＰ回路１２では、高電位側に位置するトランジスタ２１の第２出力端子（バイポーラ型トランジスタではコレクタ端子、ＦＥＴではドレイン端子）がＳＥＰＰ回路１２における高電位側端子２５として機能し、低電位側に位置するトランジスタ２２の第２出力端子（バイポーラ型トランジスタではコレクタ端子、ＦＥＴではドレイン端子）がＳＥＰＰ回路１２における低電位側端子２６として機能する。この場合、低電位側端子２６は、コンデンサ１１の他端に接続されている。

本例のＳＥＰＰ回路１２では、一例として図１に示すように、トランジスタ２１およびトランジスタ２２は共にバイポーラ型トランジスタで構成されている。この構成により、ＳＥＰＰ回路１２は、理解を容易にするため、トランジスタ２１，２２を構成するバイポーラ型トランジスタのベース・エミッタ間電圧を無視し得るとすれば、入力端子２３に入力される電圧と同じ電圧値の電圧を出力端子２４から出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。つまり、本例のＳＥＰＰ回路１２は、入力端子２３と出力端子２４とが同電位の状態で動作する。

駆動用電源１３は、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ（単にコンバータともいう）で構成されて、切替回路１６から出力される作動用電圧Ｖｏｐに基づいて供給電圧Ｖｓｐを生成して、ＳＥＰＰ回路１２の高電位側端子２５に供給する。この駆動用電源１３は、作動用電圧Ｖｏｐが動作電圧範囲内の第１基準電圧Ｖｒ以上のときには、正常に動作して、供給電圧Ｖｓｐを生成する。なお、本例では切替回路１６に対する切替動作にヒステリシスを持たせるために、第１基準電圧Ｖｒは、第１基準電圧Ｖｒとしての下限第１基準電圧Ｖｒ１と、第１基準電圧Ｖｒとしての上限第１基準電圧Ｖｒ２（＞Ｖｒ１）とで規定されている（図２参照）。また、駆動用電源１３は、供給電圧Ｖｓｐの電圧値については、制御回路１８によって制御可能に構成されている。信号源１４は、交流信号（例えば、振幅が一定（既知）で、かつ周波数が一定（既知）の正弦波信号）Ｓ１を内部グランドＧを基準として生成してその出力端子（図示せず）から出力する。

定電流回路１５は、例えば、ＳＥＰＰ回路１２の入力端子２３に出力端子が接続された演算増幅器３１、演算増幅器３１の非反転入力端子と信号源１４の出力端子との間に接続された抵抗３２、ＳＥＰＰ回路の出力端子２４と内部グランドＧとの間に直列接続されて配設されると共に互いの接続点が演算増幅器３１の反転入力端子に接続された２つの帰還抵抗３３，３４、ＳＥＰＰ回路の出力端子２４と第１接続端子２との間に接続された検出抵抗３５、ボルテージフォロワ回路として構成されて非反転入力端子が第１接続端子２に接続された演算増幅器３６、および一端が演算増幅器３６の出力端子に接続されると共に他端が演算増幅器３１の非反転入力端子に接続された抵抗３７を備えて構成されている。また、本例のＳＥＰＰ回路１２では、その入力端子２３とその出力端子２４が同電位となることから、演算増幅器３１は、その出力端子がＳＥＰＰ回路１２を介して等価的に帰還抵抗３３，３４の直列回路における内部グランドＧ側とは逆側の端部に接続されている。この構成により、演算増幅器３１は、非反転入力端子に入力される信号を、帰還抵抗３３，３４の各抵抗値で規定される一定の増幅率（既知）で増幅して出力する非反転増幅器として機能する。

この定電流回路１５では、ボルテージフォロワ回路として構成された演算増幅器３６が、電池電圧Ｖｂａｔと同じ電圧値の電圧（以下、電池電圧Ｖｂａｔともいう）をその出力端子から抵抗３７に低インピーダンスで出力する。この場合、演算増幅器３６の出力端子と信号源１４の出力端子との間には抵抗３７と抵抗３２が直列接続された状態で配設されていることから、信号源１４の出力端子から交流信号Ｓ１が出力されている状態において、抵抗３７および抵抗３２の接続点には、電池電圧Ｖｂａｔを抵抗３７および抵抗３２の各抵抗値で分圧してなる直流電圧成分（正電圧）に、交流信号Ｓ１が抵抗３７および抵抗３２の各抵抗値で分圧されてなる交流電圧成分が重畳した電圧が発生する。非反転入力端子が抵抗３７および抵抗３２の接続点に接続された演算増幅器３１は、このようにして発生する電圧を上記した一定の増幅率で非反転増幅して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。

この構成により、定電流回路１５は、電池電圧Ｖｂａｔの上昇・低下に応じて、演算増幅器３１から出力される電圧、つまり、ＳＥＰＰ回路１２の出力端子２４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを上昇・低下させて、検出抵抗３５の両端間電圧を一定に制御することにより、測定交流電流Ｉの電流値を一定に維持することが可能となっている。

切替回路１６は、制御回路１８によって切替状態が制御されることにより、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃおよび主電源１７から出力される直流電源電圧Ｖｄｃのうちの任意の一方（制御回路１８によって選択された一方）を駆動用電源１３の作動用電圧Ｖｏｐとして出力する。また、切替回路１６は、リレーや、バイポーラ型トランジスタやＦＥＴなどの半導体スイッチで構成されている。

主電源１７は、インピーダンス測定装置１を構成する各構成要素に対して、動作するための直流電源電圧Ｖｄｃを生成して出力する。この場合、主電源１７は、直流電源電圧Ｖｄｃを直接出力するバッテリー単体で構成してもよいし、バッテリーとバッテリーから出力される電圧に基づいて上記の直流電源電圧Ｖｄｃを生成して出力する電源回路とで構成してもよいし、外部の商用電源から供給される電力に基づいて直流電源電圧Ｖｄｃを出力する電源回路で構成してもよい。

制御回路１８は、本例では一例として、後述する測定回路９と共に処理部７を構成して、電圧切替処理および電圧制御処理を実行する。この場合、電圧切替処理では、制御回路１８は、一例として、出力電圧Ｖｏｕｔと充電電圧Ｖｃとの差分電圧（Ｖｏｕｔ−Ｖｃ。つまり、トランジスタ２２のコレクタ−エミッタ間電圧）を検出しつつ予め規定された基準電圧と比較することにより、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃが駆動用電源１３の動作電圧範囲内の第１基準電圧Ｖｒ以上であるか否かを判別して（本例では、充電電圧Ｖｃが上昇して上限第１基準電圧Ｖｒ２に達したか、または充電電圧Ｖｃが低下して下限第１基準電圧Ｖｒ１に達したかを判別して）、第１基準電圧Ｖｒ以上のとき（本例では、上限第１基準電圧Ｖｒ２に達したときから、充電電圧Ｖｃが低下して下限第１基準電圧Ｖｒ１に達するまでの間のとき）には、切替回路１６の切替状態を制御することで切替回路１６に対して充電電圧Ｖｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる。また、電圧切替処理では、制御回路１８は、低下した充電電圧Ｖｃがこの第１基準電圧Ｖｒ未満のとき（本例では、低下した充電電圧Ｖｃが下限第１基準電圧Ｖｒ１に達したときから、充電電圧Ｖｃが上昇して上限第１基準電圧Ｖｒ２に達するまでの間のとき）には、切替回路１６の切替状態を制御することで切替回路１６に対して直流電源電圧Ｖｄｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる。また、電圧制御処理では、制御回路１８は、供給電圧Ｖｓｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分電圧（Ｖｓｐ−Ｖｏｕｔ。つまり、トランジスタ２１のコレクタ−エミッタ間電圧）を検出しつつ、この差分電圧が予め規定された電圧に維持されるように、駆動用電源１３に対して供給電圧Ｖｓｐを制御させる（供給電圧Ｖｓｐの電圧値を変更させる）。

電流検出部５は、例えば、差動アンプおよびＡ／Ｄ変換器（いずれも図示せず）を備えて構成されている。この電流検出部５は、差動アンプが出力電圧Ｖｏｕｔと電池電圧Ｖｂａｔとの差分電圧（Ｖｏｕｔ−Ｖｂａｔ。つまり、検出抵抗３５の両端間電圧）を検出すると共に増幅して出力し、Ａ／Ｄ変換器が差動アンプから出力される電圧をサンプリングすることにより、測定交流電流Ｉの波形についての瞬時値を示す電流波形データＤｉを出力する。

電圧検出部６は、例えば、アンプおよびＡ／Ｄ変換器（いずれも図示せず）を備えて構成されている。この電圧検出部６は、アンプが所定の増幅率で電池電圧Ｖｂａｔを増幅して出力し、Ａ／Ｄ変換器がアンプから出力される電圧をサンプリング（電流検出部５のＡ／Ｄ変換器と同じタイミングでサンプリング）することにより、電池電圧Ｖｂａｔの波形についての瞬時値を示す電圧波形データＤｖを出力する。

処理部７（本例では一例として、上記した制御回路１８と共にこの処理部７を構成する測定回路９）は、コンピュータやＤＳＰなどで構成されて、電流波形データＤｉと電圧波形データＤｖとに基づいて（具体的には、電流波形データＤｉで表される電流波形における交流電流成分の波形データと電圧波形データＤｖで表される電圧波形における交流電圧成分の波形データとに基づいて）、電池５１の内部インピーダンスＺを算出して出力部８に出力する。

出力部８は、一例として、ＬＣＤなどのディスプレイ装置で構成されて、処理部７から出力された内部インピーダンスＺを表示画面上に表示する。なお、出力部８は、ディスプレイ装置に代えて、種々のインターフェース回路で構成してもよく、例えば、メディアインターフェース回路としてリムーバブルメディアに内部インピーダンスＺを記憶させたり、ネットワークインターフェース回路としてネットワーク経由で外部装置に内部インピーダンスＺを伝送させたりする構成を採用することもできる。

次に、インピーダンス測定装置１の動作について説明する。なお、理解の容易のため、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃは当初ゼロボルトであり、電池５１はほぼ満充電の状態であって、電池電圧Ｖｂａｔの直流電圧成分は一定であるものとする。

この状態において、電流供給部４では、制御回路１８が、インピーダンス測定装置１の起動の直後から実行を開始している電圧切替処理において、充電電圧Ｖｃが下限第１基準電圧Ｖｒ１未満であることを検出して、この検出結果に基づいて切替回路１６の切替状態を制御することで、切替回路１６に対して直流電源電圧Ｖｄｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる。これにより、駆動用電源１３は、作動用電圧Ｖｏｐとして供給される直流電源電圧Ｖｄｃで動作して、供給電圧Ｖｓｐを生成してＳＥＰＰ回路１２の高電位側端子２５に供給する。制御回路１８は、充電電圧Ｖｃが第１基準電圧Ｖｒ２に達したことを検出するまでの期間Ｔａ（図２参照）中、切替回路１６に対して直流電源電圧Ｖｄｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる動作を継続させる。

一方、電池５１に対して測定交流電流Ｉを出力するための回路（コンデンサ１１、ＳＥＰＰ回路１２、信号源１４および定電流回路１５）では、定電流回路１５が、信号源１４から出力されている交流信号Ｓ１を増幅してＳＥＰＰ回路１２に出力し、ＳＥＰＰ回路１２が定電流回路１５から出力される信号を出力電圧Ｖｏｕｔとして検出抵抗３５を介して第１接続端子２から電池５１に出力する。

この出力電圧Ｖｏｕｔは、図２に示すように、電池電圧Ｖｂａｔ（直流電圧成分）に、測定交流電流Ｉが検出抵抗３５に流れることによって検出抵抗３５に生じる電圧降下分（正弦波である交流信号Ｓ１に同期して変化する交流電圧成分）が重畳した電圧となっている。このため、この期間Ｔａでは、図３に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが電池電圧Ｖｂａｔを下回る期間（時間ｔ０から時間ｔ１までの期間）において、ＳＥＰＰ回路１２のトランジスタ２１がオフ状態になり、かつトランジスタ２２がオン状態になることから、測定交流電流Ｉは、電池５１の陽極５２から、第１接続端子２、検出抵抗３５、ＳＥＰＰ回路１２の出力端子２４、トランジスタ２２、ＳＥＰＰ回路１２の低電位側端子２６、コンデンサ１１、内部グランドＧおよび第２接続端子３を経由して電池５１の陰極５３に至る経路（閉ループ回路）に流れる。これにより、コンデンサ１１は充電されるため、その充電電圧Ｖｃは上昇する。

一方、この期間Ｔａにおける次の期間（図３に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが電池電圧Ｖｂａｔを上回る期間（時間ｔ１から時間ｔ２までの期間））においては、ＳＥＰＰ回路１２のトランジスタ２１がオン状態になり、かつトランジスタ２２がオフ状態になることから、測定交流電流Ｉは、駆動用電源１３の出力端子、ＳＥＰＰ回路１２の高電位側端子２５、トランジスタ２１、ＳＥＰＰ回路１２の出力端子２４、検出抵抗３５、第１接続端子２、電池５１の陽極５２、電池５１の陰極５３、第２接続端子３および内部グランドＧを経由して駆動用電源１３に至る経路（閉ループ回路）に流れる。この経路にはコンデンサ１１は含まれていない（コンデンサ１１に対する充放電動作がない）ため、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃはほぼ一定に維持される。これにより、この期間Ｔａでは、上記した時間ｔ０から時間ｔ１までの期間での動作、および時間ｔ１から時間ｔ２までの期間での動作が繰り替えられることにより、図２，３に示すように、充電電圧Ｖｃが全体的に、出力電圧Ｖｏｕｔの交流電圧成分についての１周期毎に徐々に（例えば、ΔＶｃ１ずつ）上昇する。

また、この電流供給部４では、制御回路１８が、インピーダンス測定装置１の起動の直後から実行を開始している電圧制御処理において、供給電圧Ｖｓｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分電圧（Ｖｓｐ−Ｖｏｕｔ。つまり、トランジスタ２１のコレクタ−エミッタ間電圧）を検出しつつ、図２，３に示すように、この差分電圧が予め規定された電圧に維持されるように、駆動用電源１３に対して供給電圧Ｖｓｐを制御させる（供給電圧Ｖｓｐの電圧値を変更させる）。この場合の「予め規定された電圧」とは、トランジスタ２１がリニア領域で動作し得る最小の電圧値を超える電圧に規定されている。制御回路１８が、この電圧制御処理を実行することにより、図２，３に示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値の増減に応じて供給電圧Ｖｓｐの電圧値も増減されることから、図３に破線で示すように、供給電圧Ｖｓｐの電圧値が一定のまま駆動用電源１３からＳＥＰＰ回路１２の高電位側端子２５に供給される構成と比較して、トランジスタ２１での消費電力を大幅に低減することが可能となっている。

このようにして徐々に上昇する充電電圧Ｖｃが、図２に示すように、下限第１基準電圧Ｖｒ１を超えて第１基準電圧Ｖｒ２に達したときには、制御回路１８は、これを検出して、期間Ｔａ（切替回路１６に対して直流電源電圧Ｖｄｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる期間）を終了させて、切替回路１６に対して充電電圧Ｖｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる動作を実行する期間Ｔｂを開始させる。この期間Ｔｂでは、駆動用電源１３は、作動用電圧Ｖｏｐとして供給される充電電圧Ｖｃで動作して、供給電圧Ｖｓｐを生成してＳＥＰＰ回路１２の高電位側端子２５に供給する。

なお、電池５１に対して測定交流電流Ｉを出力するための回路（コンデンサ１１、ＳＥＰＰ回路１２、信号源１４および定電流回路１５）では、各構成要素は、期間Ｔｂにおいても期間Ｔａのときと同じ上記した動作を実行する。このため、図２，４に示すように、期間Ｔｂでの出力電圧Ｖｏｕｔは、期間Ｔａのときと同様にして、正弦波である交流信号Ｓ１に同期して変化する交流電圧成分が電池電圧Ｖｂａｔに重畳した電圧となっており、また供給電圧Ｖｓｐもその電圧値が出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値の増減に応じて増減する電圧となっている。

このため、この期間Ｔｂにおいても、図４に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが電池電圧Ｖｂａｔを下回る期間（時間ｔ１０から時間ｔ１１までの期間）において、ＳＥＰＰ回路１２のトランジスタ２１がオフ状態になり、かつトランジスタ２２がオン状態になることから、測定交流電流Ｉは、電池５１の陽極５２から、第１接続端子２、検出抵抗３５、ＳＥＰＰ回路１２の出力端子２４、トランジスタ２２、ＳＥＰＰ回路１２の低電位側端子２６、コンデンサ１１、内部グランドＧおよび第２接続端子３を経由して電池５１の陰極５３に至る経路に流れる。これにより、コンデンサ１１は充電されるため、その充電電圧Ｖｃは上昇する。ただし、コンデンサ１１から駆動用電源１３に対してエネルギーが常時供給されているため、図３に示す期間Ｔａのときと比較して、その分だけ、上昇の度合いが若干低くなっている。

一方、この期間Ｔｂにおける次の期間（図４に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが電池電圧Ｖｂａｔを上回る期間（時間ｔ１から時間ｔ２までの期間））においては、ＳＥＰＰ回路１２のトランジスタ２１がオン状態になり、かつトランジスタ２２がオフ状態になることから、測定交流電流Ｉは、駆動用電源１３の出力端子、ＳＥＰＰ回路１２の高電位側端子２５、トランジスタ２１、ＳＥＰＰ回路１２の出力端子２４、検出抵抗３５、第１接続端子２、電池５１の陽極５２、電池５１の陰極５３、第２接続端子３および内部グランドＧを経由して駆動用電源１３に至る経路に流れる。この経路にはコンデンサ１１は含まれていない（つまり、測定交流電流Ｉによるコンデンサ１１に対する直接的な充放電動作はない）ものの、コンデンサ１１から駆動用電源１３に対してエネルギーが常時供給されているため、充電電圧Ｖｃは徐々に低下する。これにより、この期間Ｔｂでは、上記した時間ｔ１０から時間ｔ１１までの期間での動作、および時間ｔ１１から時間ｔ１２までの期間での動作が繰り替えられることにより、図２，４に示すように、充電電圧Ｖｃが全体的に、出力電圧Ｖｏｕｔの交流電圧成分についての１周期毎に徐々（例えば、ΔＶｃ２ずつ）低下する。

このようにして徐々に低下した充電電圧Ｖｃが、図２に示すように、下限第１基準電圧Ｖｒ１に達したときには、制御回路１８は、これを検出して、期間Ｔｂ（切替回路１６に対して充電電圧Ｖｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる期間）を終了させて、切替回路１６に対して直流電源電圧Ｖｄｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる動作を実行する期間Ｔｃを開始させる。この期間Ｔｃでは、電流供給部４の各構成要素は、上記した期間Ｔａのときと同じ動作を実行する。これにより、充電電圧Ｖｃは、全体的に、図２に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔの交流電圧成分についての１周期毎に徐々に上昇する。

また、このようにして徐々に上昇した充電電圧Ｖｃが、図２に示すように、第１基準電圧Ｖｒ２に達したときには、制御回路１８は、これを検出して、この期間Ｔｃ（切替回路１６に対して直流電源電圧Ｖｄｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる期間）を終了させて、切替回路１６に対して充電電圧Ｖｃを作動用電圧Ｖｏｐとして出力させる動作を実行する期間Ｔｄを開始させる。この期間Ｔｄでは、電流供給部４の各構成要素は、上記した期間Ｔｂのときと同じ動作を実行する。これにより、充電電圧Ｖｃは、全体的に、図２に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔの交流電圧成分についての１周期毎に徐々に低下する。

このようにして、電流供給部４は、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃが第１基準電圧Ｖｒに維持される（具体的には、下限第１基準電圧Ｖｒ１と第１基準電圧Ｖｒ２との間に維持される）ようにしつつ、直流電源電圧Ｖｄｃと充電電圧Ｖｃとを交互に駆動用電源１３に対して作動用電圧Ｖｏｐとして供給しながら、電池５１への測定交流電流Ｉの供給を継続する。

また、インピーダンス測定装置１では、電流検出部５が測定交流電流Ｉの波形についての瞬時値を示す電流波形データＤｉを出力し、電圧検出部６が電池電圧Ｖｂａｔの波形についての瞬時値を示す電圧波形データＤｖを出力している。この場合、電池電圧Ｖｂａｔの波形には、測定交流電流Ｉに同期すると共に内部インピーダンスＺの大きさに応じた振幅の交流電圧成分が現れる。処理部７（本例では測定回路９）は、例えば、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃが第１基準電圧Ｖｒに維持されている（具体的には、下限第１基準電圧Ｖｒ１と第１基準電圧Ｖｒ２との間に維持されている）期間Ｔｂ，Ｔｃなどにおいて、電圧波形データＤｖで表される電圧波形における交流電圧成分と、電流波形データＤｉで表される電流波形における交流電流成分とに基づいて、電池５１の内部インピーダンスＺを算出して出力部８に出力する。出力部８は、このようにして処理部７から出力された内部インピーダンスＺを表示画面上に表示する。これにより、インピーダンス測定装置１による電池５１の内部インピーダンスＺの測定が完了する。

このように、このインピーダンス測定装置１では、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃが第１基準電圧Ｖｒ以上のとき（本例では、下限第１基準電圧Ｖｒ１以上のとき）には、電流供給部４を構成するＳＥＰＰ回路１２に供給電圧Ｖｓｐを供給する駆動用電源１３のための作動用電圧Ｖｏｐとして、直流電源電圧Ｖｄｃだけでなく、測定対象としての電池５１によって充電されたコンデンサ１１の充電電圧Ｖｃも使用される。したがって、このインピーダンス測定装置１によれば、主電源１７が直流電源電圧Ｖｄｃを出力するために必要とする電力を、充電電圧Ｖｃを使用する分だけ低減することができることから、主電源１７がバッテリを有する構成のときには、充電電圧Ｖｃを使用する分だけバッテリの消費電力を低減することができ、また主電源１７が商用電源を使用する構成のときには、充電電圧Ｖｃを使用する分だけ商用電源の消費電力を低減することができる。

また、このインピーダンス測定装置１では、ＳＥＰＰ回路１２がトランジスタ２１，２２を有して構成されると共に、制御回路１８が、トランジスタ２１のコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｓｐ−Ｖｏｕｔ）を検出しつつ、このコレクタ−エミッタ間電圧が予め規定された電圧に維持されるように駆動用電源１３の供給電圧Ｖｓｐを制御する電圧制御処理を実行する。したがって、このインピーダンス測定装置１によれば、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値の増減に応じて供給電圧Ｖｓｐの電圧値も増減されることから、供給電圧Ｖｓｐの電圧値が一定のままで駆動用電源１３からＳＥＰＰ回路１２に供給される構成と比較して、トランジスタ２１での消費電力を大幅に低減することができる。また、これにより、トランジスタ２１での発熱を大幅に低減することができる。ただし、供給電圧Ｖｓｐの電圧値を一定のままで駆動用電源１３からＳＥＰＰ回路１２に供給する構成を採用することもできる。

なお、上記の電流供給部４では、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃをそのまま駆動用電源１３の作動用電圧Ｖｏｐとして使用する構成を採用しているが、この構成に限定されるものではない。例えば、図示はしないが、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃが、駆動用電源１３の作動用電圧Ｖｏｐと比較して低いときには、例えば、スイッチング素子、インダクタ（または昇圧トランス）および整流平滑回路を有する公知の昇圧回路をコンデンサ１１と切替回路１６との間に配設して、この昇圧回路で充電電圧Ｖｃを昇圧して切替回路１６に出力する構成を採用することもできる。また、逆に、コンデンサ１１の充電電圧Ｖｃが、駆動用電源１３の作動用電圧Ｖｏｐと比較して高すぎるときには、例えば、スイッチング素子、インダクタ（または降圧トランス）および整流平滑回路を有する公知の降圧回路をコンデンサ１１と切替回路１６との間に配設して、この降圧回路で充電電圧Ｖｃを降圧して切替回路１６に出力する構成を採用することもできる。

１インピーダンス測定装置
２第１接続端子
３第２接続端子
４電流供給部
１１コンデンサ
１２ＳＥＰＰ回路
１３駆動用電源
１６切替回路
１７主電源
１８制御回路
２１，２２トランジスタ
２３入力端子
２４出力端子
２５高電位側端子
２６低電位側端子
５１電池
５２陽極
５３陰極
Ｉ測定交流電流
Ｖｂａｔ電池電圧
Ｖｓｐ供給電圧
Ｚ内部インピーダンス

Claims

測定対象の電池の陽極が接続される第１接続端子、前記電池の陰極が接続される第２接続端子、前記第２接続端子に一端が接続されたコンデンサ、低電位側端子が前記コンデンサの他端に接続されると共に高電位側端子に供給される供給電圧で動作して入力端子に入力される交流信号に基づいて測定交流電流を生成して出力端子から前記第１接続端子に出力するＳＥＰＰ回路、前記供給電圧を生成して前記高電位側端子に供給する駆動用電源、主電源、および制御回路を有する電流供給部を備え、前記第１接続端子を介して前記電池に出力される前記測定交流電流と、前記第１接続端子および前記第２接続端子間の電圧とに基づいて前記電池の内部インピーダンスを測定するインピーダンス測定装置であって、
前記電流供給部は、前記コンデンサの充電電圧および前記主電源から出力される直流電源電圧のうちの任意の一方を前記駆動用電源の作動用電圧として出力可能な切替回路を有し、
前記制御回路は、前記充電電圧が前記駆動用電源の動作電圧範囲内の第１基準電圧以上のときには前記切替回路に対して当該充電電圧を前記作動用電圧として出力させ、当該充電電圧が前記第１基準電圧未満のときには前記切替回路に対して前記直流電源電圧を前記作動用電圧として出力させる電圧切替処理を実行するインピーダンス測定装置。
前記ＳＥＰＰ回路は、前記高電位側端子にコレクタ端子が接続されると共にエミッタ端子が前記出力端子に接続されたＮＰＮ型トランジスタと、エミッタ端子が前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタ端子に接続されると共にコレクタ端子が前記低電位側端子に接続されたＰＮＰ型トランジスタとを有し、
前記制御回路は、前記ＮＰＮ型トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を検出しつつ当該コレクタ−エミッタ間電圧が予め規定された電圧に維持されるように前記駆動用電源の前記供給電圧を制御する電圧制御処理を実行する請求項１記載のインピーダンス測定装置。