JP6915566B2

JP6915566B2 - 電力変換装置及び電力変換システム

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Publication number: JP6915566B2
Application number: JP2018032207A
Authority: JP
Inventors: 拓郎橋本; 大橋　誠; 誠大橋; 佳彦山口; 西川　武男; 武男西川; 隆章石井
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2018-02-26
Filing date: 2018-02-26
Publication date: 2021-08-04
Anticipated expiration: 2038-02-26
Also published as: JP2019149867A

Description

本発明は、例えば絶縁型ＤＣＤＣコンバータなどの電力変換装置と、それを用いた電力変換システムに関する。

近年の自動車として、ハイブリッド自動車又は電気自動車等の電動車両が注目されている。このような電動車両は、二次電池などからなる蓄電装置と、当該蓄電装置から電力を受けて駆動力を発生するためのモータ発生器とを備える。モータ発生器は、発進又は加速時等において駆動力を発生するとともに、制動時等において車両の運動エネルギーを電気エネルギーに変換して蓄電装置に回収する。このように、モータ発生器を車両の走行状況に応じて制御するために、電動車両では、インバータ装置などの直流電力から交流電力を生成する電力変換装置が搭載される。そして、当該電力変換装置は、供給される直流電力を安定化するために平滑コンデンサを備え、電力変換装置の作動中、すなわち蓄電装置などから直流電力を供給される期間で平滑コンデンサには印加電圧に応じた電荷が蓄積される。

例えば、特許文献１では、放電抵抗で生じる定常的な電力損失の発生を回避して高効率な電力変換装置およびその電力変換装置における残留電荷の消費方法を提供する。当該電力変換装置は、外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置であって、直流電力を供給可能に構成された電源部と、前記電源部に接続される第１および第２の電力線と、前記第１および第２の電力線の間に接続されるコンデンサと、各々が前記コンデンサに並列接続され、対応の相電圧を生成する複数の相電圧生成部とを備える。ここで、当該電力変換装置は、前記複数の相電圧生成部の各々は、直列接続される複数のスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子の各々は、制御電力に入力される制御信号に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態および非導通状態を形成可能に構成される。さらに、前記電力変換装置は、前記電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、前記コンデンサと少なくとも１つの前記相電圧生成部との間で、前記コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路を形成する電流循環経路形成手段と、前記電流循環経路に配置される少なくとも１つの前記スイッチング素子に前記導通状態に対応する抵抗値と前記非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の前記制御信号を調整する制御信号調整手段とをさらに備える。

すなわち、特許文献１では、電力変換装置の正常運転終了後に、入力側のコンデンサの電荷を放電するために、スイッチング素子のゲートを中間電圧に設定することでオン抵抗とオフ抵抗の中間の抵抗値を生成して、当該スイッチング素子に放電電流を消費させている。

特開２００８−６１３００号公報

しかしながら、特許文献１の方法では、その図４（ａ）中でゲート電圧調整回路２０に示されるような中間電圧生成機構が必要となり、電力変換装置のサイズが大きくなり、そのコストが増大するという課題があった。

本発明の目的は以上の課題を解決し、従来技術に比較して電力変換装置のサイズが増大せず、前記コンデンサに蓄積された電荷を放電することができる電力変換装置及びそれを用いて電力変換システムを提供することにある。

第１の発明に係る電力変換装置は、
入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む入力平滑部と、
インダクタ及び絶縁用トランスを含み、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む出力平滑部と、
前記スイッチング部を運転中および運転停止後に制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記第１のコンデンサの電荷を、前記スイッチング部のインダクタ及び絶縁用トランスを介して循環させて循環電流を流すように前記スイッチング部を制御することを特徴とする。

前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記スイッチング部の制御信号のデューティ比を変更しながら、前記第１のコンデンサの電荷を循環させることを特徴とする。

また、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記スイッチング部の制御信号のスイッチング周波数を徐々に低下させながら、前記第１のコンデンサの電荷を循環させることを特徴とする。

さらに、前記電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記スイッチング部の制御信号のスイッチング周波数を、
（１）コサインの波形、
（２）ダウンチャープの波形、もしくは
（３）所定の途中時刻からダウンチャープの波形で
徐々に低下させることを特徴とする。

またさらに、前記電力変換装置において、前記スイッチング部は、
１次側の複数のスイッチング素子と、前記インダクタと、前記絶縁用トランスの１次巻線とを含む１次側部分と、
２次側の複数のスイッチング素子と、前記絶縁用トランスの２次巻線とを含む２次側部分とを含み、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記循環電流が所定の最大値となったときに、前記循環電流を低減し、もしくは前記１次側の複数のスイッチング素子が動作しないデッドタイムを大きくするように前記スイッチング部を制御することを特徴とする。

またさらに、前記電力変換装置は、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記循環電流が所定の最大値となったときに、前記循環電流を所定の波形で低減させることを特徴とする。

またさらに、前記電力変換装置は、前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記循環電流が所定の最大値となったときに、前記循環電流を線形ダウンチャープの波形で低減させることを特徴とする。

第２の発明に係る電力変換システムは、
前記電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される出力電圧を交流電圧に変換するインバータ装置とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る電力変換装置等によれば、電解コンデンサとインダクタ間で電流を循環させるようにスイッチングすることで、回路パターンやスイッチング損失、絶縁用トランスの銅損を利用して電荷を消費するようにした。それにより、追加回路の必要なしにスイッチングパターンの変更のみで電解コンデンサの電荷を放電できる。

実施形態１に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１の電力変換装置１００の構成例を示す回路図である。図２の電力変換装置１００を昇圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。図２の電力変換装置１００を降圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。図２の電力変換装置１００により実行されるコンデンサ放電制御処理時の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及びインダクタ電流ＩＬを示すタイミングチャートである。図４の期間Ｔ１〜Ｔ４における循環電流Ｉｃｉｒを示す回路図である。実施形態に係る電力変換装置１００のコンデンサ放電制御処理における課題を示す図であって、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。変形例１に係る、時間経過に伴って電流実効値を保持するようにスイッチングパターンを変更する方法であって、１次側アームのオン比率を変更させる方法を示す、搬送波電圧Ｖｃａｒｒｉｅｒと基準電圧Ｖｒｅｆのタイミングチャートである。図７Ａの方法での各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号を示すタイミングチャートである。変形例２に係る、時間経過に伴って電流実効値を保持するようにスイッチングパターンを変更する方法であって、スイッチング周波数ｆｓを徐々に低下させる方法を示すタイミングチャートである。図８Ａの方法での各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号を示すタイミングチャートである。図８Ａの方法でのスイッチング周波数ｆｓの種々の変化方法を示すグラフである。スイッチング周波数ｆｓを１００ｋＨｚに固定したときの従来例の電力変換装置におけるコンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。実施形態１及びその変形例に係る電力変換装置１００においてスイッチング周波数ｆｓを、時刻０，５ｓから線形ダウンチャープで変化させたときの、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。実施形態１及びその変形例に係る電力変換装置１００においてスイッチング周波数ｆｓを、時刻０ｓからコサインダウンチャープで変化させたときの、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００においてスイッチング周波数ｆｓを、時刻０ｓから線形ダウンチャープで変化させたときの、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００における、入力電圧Ｖｉｎが１０Ｖまで放電したときの放電時間のシミュレーション結果を示すグラフである。実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００における、入力電圧Ｖｉｎが１Ｖまで放電したときの放電時間のシミュレーション結果を示すグラフである。実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００における、電解コンデンサＣ１に流れる最大電流値ＩＣ１ｍａｘのシミュレーション結果を示すグラフである。実施形態２に係る電力変換装置１００により実行されるコンデンサ放電制御処理時の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及びインダクタ電流ＩＬを示すタイミングチャートである。図１３のコンデンサ放電制御処理の期間Ｔ１〜Ｔ６における循環電流Ｉｃｉｒを示す回路図である。図１３のコンデンサ放電制御処理時のコンデンサ放電制御処理時のコンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。図１５の時刻０ｓ付近の拡大図である。実施形態２に係る電力変換装置１００において、循環電流Ｉｃｉｒを最大値クリッピングし、時刻０．５ｓから線形ダウンチャープでスイッチング周波数ｆｓを変化させたときのコンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。図１７の時刻０ｓ付近の拡大図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付し、詳細説明を省略する。

（実施形態１）
図１は実施形態１に係る電力変換システムの構成例を示すブロック図である。図１において、実施形態１に係る電力変換システムは、電力変換装置１００と、ＤＣＡＣインバータ装置１０１とを備えて構成される。

図１において、電力変換装置１００は蓄電池１から出力される直流電圧を交流電圧にＤＣＡＣ変換した後、交流電圧を直流電圧にＡＣＤＣ変換して出力し、いわゆる昇降圧コンバータ装置を構成する。ＤＣＡＣインバータ装置１０１は直流電圧を交流電圧に変換して負荷２に出力する。

図２は図１の電力変換装置１００の構成例を示す回路図である。図２において、電力変換装置１００は、入力平滑部３と、スイッチング部４と、出力平滑部５と、制御部１０と、電圧検出器１５，１６と、電源部２０と、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを備えて構成される。

蓄電池１から出力される直流電圧はスイッチＳＷ１、ＳＷ２、電圧検出器１５及び、電解コンデンサＣ１で構成される入力平滑部３を介してスイッチング部４に入力される。スイッチング部４は制御部１０により制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換した後、変化後の交流電圧を直流電圧に変換し、電解コンデンサＣ２で構成される出力平滑部５、電圧検出器１６及びスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介してＤＣＡＣインバータ装置１０１に出力する。ここで、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は電力変換装置１００の動作時にオンされる一方、非動作時にオフされる。入力平滑部３及び出力平滑部５はそれぞれ、入力される直流電圧のリップルを最小にするように平滑して出力する。なお、電解コンデンサＣ１は電力変換装置１００の動作停止後に急速な放電が必要である一方、電解コンデンサＣ２は電解コンデンサＣ１の容量よりも大きな容量を有し、電力変換装置１００の動作停止後に急速な放電が不要である。

電圧検出器１５は入力平滑部３の両端の入力電圧Ｖｉｎを検出して制御部１０に出力する。また、電圧検出器１６は出力平滑部５の両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して制御部１０に出力する。制御部１０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を制御し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のための制御信号を発生して出力することにより、電力変換装置１００の正常運転時に双方向コンバータ装置として動作させるとともに、その運転終了後に、図４等のコンデンサ放電制御処理を実行することで、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１に蓄積された電荷を急速に放電する。

スイッチング部４は、スイッチング回路１１，１２と、絶縁用トランス１３と、インダクタンスＬｓを有するインダクタ１４とを備えて構成される。ここで、スイッチング回路１１は、ブリッジ形状で接続された４個のＭＯＳＴＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に並列にそれぞれ接続された逆阻止用ダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は制御部１０からの各制御信号によりオンオフ制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換して電流検出器１７及びインダクタ１４を介して絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１に出力する。また、スイッチング回路１２は、ブリッジ形状で接続された４個のＭＯＳＴＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、各スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に並列にそれぞれ接続された逆阻止用ダイオードＤ５〜Ｄ８とを備える。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は制御部１０からの各制御信号によりオンオフ制御され、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力平滑部５、電圧検出器１６及びスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介してＤＣＡＣインバータ装置１０１に出力する。

なお、電流検出器１７は流れる電流値を検出して制御部１０に出力する。電源部２０は電力変換装置１００の非動作時において出力平滑部５に蓄積された電荷を放電するとともに、出力平滑部５の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、制御部１０において必要な電源電圧を生成して制御部１０に出力する。

以上のように構成された電力変換装置１００においては、その動作運転時において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオンし、蓄電池１からの直流電圧をＤＣＡＣ変換した後、ＡＣＤＣ変換してＤＣＡＣインバータ装置１０１に出力する。一方、コンデンサ放電処理時において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフし、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の電荷が放電されるまでスイッチング部４を制御して、電解コンデンサＣ１とインダクタＬｓとの間で循環電流Ｉｃｉｒを循環させるようにスイッチングすることで、電力変換装置１００の回路パターン及びスイッチング損失、絶縁用トランス１３の銅損を利用して電荷を消費するようにしたことを特徴としている。

図３Ａは図２の電力変換装置１００を昇圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。図３Ａに示すように、昇圧スイッチングにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各制御信号とは互いに反転するように制御され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号の立ち上がりエッジから所定の位相差（以下、「昇圧スイッチングの位相差」という）Ｄ１だけ遅延された時刻でスイッチング素子Ｑ７の制御信号が立ち下がる一方、スイッチング素子Ｑ８の制御信号が立ち上がる。

図３Ｂは図２の電力変換装置１００を降圧スイッチングさせるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号を示すタイミングチャートである。図３Ｂに示すように、降圧スイッチングにおいて、スイッチング素子Ｑ１の制御信号と、スイッチング素子Ｑ３の制御信号とは互いに反転するように制御され、スイッチング素子Ｑ２の制御信号と、スイッチング素子Ｑ４の制御信号とは互いに反転するように制御され、ここで、スイッチング素子Ｑ１の制御信号の立ち上りエッジ（もしくは、スイッチング素子Ｑ３の制御信号の立ち下りエッジ）から所定の位相差（以下、「降圧スイッチングの位相差」という）Ｄ２だけ遅延された時刻でスイッチング素子Ｑ２の制御信号が立ち下る（もしくは、スイッチング素子Ｑ４の制御信号が立ち上る）。

図４は図２の電力変換装置１００の通常動作停止後に実行されるコンデンサ放電制御処理時の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及びインダクタ電流ＩＬを示すタイミングチャートであり、図５は図４の期間Ｔ１〜Ｔ４における循環電流Ｉｃｉｒを示す回路図である。

図４から明らかなように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号を、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各制御信号の反転信号とし、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を常時オフとし、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８を常時オンとすることで、絶縁用トランス１３には短絡電流が流れる。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを互いに反転関係で切り替えることで短絡電流の正負を制御する。このときのスイッチング周波数ｆｓはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のターンオフ損（図４の２０１）を考慮して選択することが好ましい。例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８がＳｉＣ又はＧａＮの半導体を用いて形成されているときは、１００ｋＨｚ程度の高周波をスイッチング周波数ｆｓに設定する。

本実施形態では、このときに発生する図５の循環電流Ｉｃｉｒを用いて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のターンオフ損失で電解コンデンサＣ１の電荷を消費させる。

例えば期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８がオンされるので、絶縁用トランス１３の１次側の循環電流Ｉｃｉｒは、スイッチング素子Ｑ１、インダクタ１４、絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１及びスイッチング素子Ｑ４を介して流れる。一方、絶縁用トランス１３の２次巻線Ｌ２では、当該２次巻線Ｌ２からスイッチング素子Ｑ８，Ｑ７に流れる。

また、期間Ｔ２では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ７，Ｑ８がオンされるので、絶縁用トランス１３の１次側の循環電流Ｉｃｉｒは、スイッチング素子Ｑ２、絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１、インダクタ１４及びスイッチング素子Ｑ３を介して流れる。一方、絶縁用トランス１３の２次巻線Ｌ２では、当該２次巻線Ｌ２からスイッチング素子Ｑ８，Ｑ７に流れる。

さらに、期間Ｔ３では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ７，Ｑ８がオンされるので、絶縁用トランス１３の１次側の循環電流Ｉｃｉｒは、スイッチング素子Ｑ２、インダクタ１４、絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１及びスイッチング素子Ｑ３を介して流れる。一方、絶縁用トランス１３の２次巻線Ｌ２では、当該２次巻線Ｌ２からスイッチング素子Ｑ８，Ｑ７に流れる。

またさらに、期間Ｔ４では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８がオンされるので、絶縁用トランス１３の１次側の循環電流Ｉｃｉｒは、スイッチング素子Ｑ１、インダクタ１４、絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１及びスイッチング素子Ｑ４を介して流れる。一方、絶縁用トランス１３の２次巻線Ｌ２では、当該２次巻線Ｌ２からスイッチング素子Ｑ８，Ｑ７に流れる。

なお、本実施形態では、常時オンのスイッチング素子をＱ７、Ｑ８としているが、同様の短絡状態が得られるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を常時オンのスイッチング素子としてもよい。

しかしながら、例えばスイッチング損、又は回路パターン損が比較的小さい場合、もしくは平滑用電解コンデンサＣ１の容量が比較的大きい場合、平滑用電解コンデンサＣ１の放電に伴って循環電流Ｉｃｉｒが減少し、所望の時間内に放電しきれないという課題が生じる。

図６は実施形態に係る電力変換装置１００のコンデンサ放電制御処理における課題を示す図であって、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。図６から明らかなように、電解コンデンサＣ１の電荷の放電に伴って徐々に循環電流Ｉｃｉｒが減少してゆき、当該電力変換装置１００の放電能力が低下してゆくことが理解できる。この課題を解決するために以下の変形例を提案する。

図７Ａは変形例１に係る、時間経過に伴って電流実効値を保持するようにスイッチングパターンを変更する方法であって、１次側アームのオン比率を変更させる方法を示す、搬送波電圧Ｖｃａｒｒｉｅｒと基準電圧Ｖｒｅｆのタイミングチャートであり、図７Ｂは図７Ａの方法での各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号を示すタイミングチャートである。また、図８Ａは変形例２に係る、時間経過に伴って電流実効値を保持するようにスイッチングパターンを変更する方法であって、スイッチング周波数ｆｓを徐々に低下させる方法を示すタイミングチャートであり、図８Ｂは図８Ａの方法での各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号を示すタイミングチャートである。

そこで、前記の課題を解決するために、時間経過に伴って電流実効値を保持するように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号のゲートスイッチングパターンを以下のように変更する。
（変形例１）図７Ａ及び図７Ｂに示すように、スイッチング周波数ｆｓを保持し、１次側アームのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各制御信号のデューティ比を、時間経過に伴って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各制御信号に比較して大きくなるように変更する。すなわち、循環電流Ｉｃｉｒを正又は負のいずれかに偏らせて流すことにより循環電流Ｉｃｉｒを保持し、すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の片側に循環電流Ｉｃｉｒを偏らせて流すことで、電流実効値を大きくすることができ、鉄損も利用して放電できる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各制御信号のデューティ比と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各制御信号のデューティ比とを交換してもよい。
（変形例２）図８Ａ及び図８Ｂに示すように、時間経過に伴って、スイッチング周波数ｆｓを低くするように変更する。すなわち、スイッチング周波数ｆｓをダウンチャープして徐々に下げる。

図９は図８Ａの方法でのスイッチング周波数ｆｓの種々の変化方法を示すグラフである。スイッチング周波数ｆｓを徐々に低下させる方法としては、図９に示すように、搬送波波形に用いるダウンチャープ波としてコサインチャープ３０１、線形ダウンチャープ３０２、途中から線形チャープ３０３などが好適である。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の素子ストレスの観点から、放電初期では一定周波数でスイッチングし、途中よりダウンチャープしてもよい。ダウンチャープ波に切り替えるタイミングは、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の電圧を監視して設定してもよい。

図１０Ａはスイッチング周波数ｆｓを１００ｋＨｚに固定したときの従来例の電力変換装置におけるコンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。また、図１０Ｂは実施形態１及びその変形例に係る電力変換装置１００においてスイッチング周波数ｆｓを、時刻０．５ｓから線形ダウンチャープで変化させたときの、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。図１０Ａ及び図１０Ｂの比較から、スイッチング周波数ｆｓを、時刻０．５ｓから線形ダウンチャープで変化させることで、循環電流Ｉｃｉｒを維持し、所望の時間内に電解コンデンサＣ１の電荷を放電できていることがわかる。

図１０Ｃは実施形態１及びその変形例に係る電力変換装置１００においてスイッチング周波数ｆｓを、時刻０ｓからコサインダウンチャープで変化させたときの、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。また、図１０Ｄは実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００においてスイッチング周波数ｆｓを、時刻０ｓから線形ダウンチャープで変化させたときの、コンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。図１０Ｃ及び図１０Ｄに比較から、スイッチング周波数ｆｓを徐々に低減することで、循環電流Ｉｃｉｒを保持し、所望の時間内に電解コンデンサＣ１の電荷を放電できていることがわかる。

図１１Ａは実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００における、入力電圧Ｖｉｎが１０Ｖまで放電したときの放電時間のシミュレーション結果を示すグラフである。また、図１１Ｂは実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００における、入力電圧Ｖｉｎが１Ｖまで放電したときの放電時間のシミュレーション結果を示すグラフである。さらに、図１２は実施形態１及び変形例に係る電力変換装置１００における、電解コンデンサＣ１に流れる最大電流値ＩＣ１ｍａｘのシミュレーション結果を示すグラフである。

図１１Ａ，図１１Ｂ及び図１２のシミュレーション結果から明らかなように、「途中から線形ダウンチャープ」の方法が放電時間を満たしつつ、最も素子ストレスを与えずに放電が可能であること（ベストモード）がわかった。

以上説明したように、本実施形態によれば、コンデンサ放電処理時において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフし、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の電荷が放電されるまでスイッチング部４を制御して、電解コンデンサＣ１と絶縁用トランス１３の１次側との間で循環電流Ｉｃｉｒを循環させ、それに伴い誘起される２次側の循環電流が生じるようにスイッチング部４を制御する。これにより、当該電荷を、
（１）絶縁用トランス１３の１次巻線Ｌ１の銅損及び、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオフ損、導通損、
（２）入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の等価直列抵抗（ＥＳＲ）、回路パターン損、
（３）絶縁用トランス１３の２次巻線Ｌ２の銅損及び常時オンのスイッチング素子、
で消費するように構成できる。
すなわち、電力変換装置１００の回路パターン及びスイッチング損失、絶縁用トランス１３の銅損を利用して電荷を消費するようにした。これにより、追加回路の必要なしにスイッチングパターンの変更のみで電解コンデンサＣ１の電荷を放電できる。ＣＨＡｄｅＭＯ規格対応（コンデンサの残留電荷を規定時間内に放電）するための技術手段として適用できる。

以上の実施形態１において、制御部１０は、電力変換装置１００の運転停止後に、前記循環電流が所定の最大値となったときに、前記循環電流を線形ダウンチャープの波形で低減させているが、本発明はこれに限らず、前記循環電流を所定の波形で低減させてもよい。

（実施形態２）
図１３は実施形態２に係る電力変換装置１００により実行されるコンデンサ放電制御処理時の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の制御信号及びインダクタ電流ＩＬを示すタイミングチャートである。また、図１４は図１３のコンデンサ放電制御処理の期間Ｔ１〜Ｔ６における循環電流Ｉｃｉｒを示す回路図である。

実施形態１のように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のターンオフ特性に合った周波数で動作させると、例えばＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴでは比較的低周波動作（最大５０ｋＨｚ程度）となってしまう。一方、低周波動作させると、オン時間が長くなることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８及び絶縁用トランス１３に流れる短絡電流が増大し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８を構成する半導体デバイス及び絶縁用トランス１３が破損するという課題がある。

そこで、図１３のデッドタイムを実施形態１に比較して大きくすることで、インダクタ１４に流れるインダクタ電流ＩＬの最大値を監視する等の処置で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４及びスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン時間を実施形態１に比較して減少させ、インダクタ電流ＩＬの最大値を制御部１０が制御するようにしてもよい。この方法により低周波動作でも、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の半導体デバイス及び絶縁用トランス１３を保護しながら、電解コンデンサＣ１の電荷をソフトに放電することができる。なお、図９に示すチャープ波を用いた方法と併用してもよい。

図１５は図１３のコンデンサ放電制御処理時のコンデンサ放電制御処理時のコンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。また、図１６は図１５の時刻０ｓ付近の拡大図である。

スイッチング周波数ｆｓを１００ｋＨｚからそれよりも低い５０ｋＨｚに低下させたとき、低周波動作の場合、放電初期において、図１５及び図１６に示すように、大電流が生じて回路内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８等を破壊する恐れがある。

図１７は実施形態２に係る電力変換装置１００において、循環電流Ｉｃｉｒを最大値クリッピングし、時刻０．５ｓから線形ダウンチャープでスイッチング周波数ｆｓを変化させたときのコンデンサ電流ＩＣ１、入力電圧Ｖｉｎ及び循環電流Ｉｃｉｒを示すタイミングチャートである。また、図１８は図１７の時刻０ｓ付近の拡大図である。

そこで、図１７及び図１８に示すように、インダクタ電流ＩＬの最大値を監視して当該最大値になったときに図８の線形ダウンチャープを併用して循環電流Ｉｃｉｒを低下させ、もしくはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオフ期間（デッドタイム）を従来例に比較して長くするようにデッドタイムを調整することで、時間内の放電と回路内スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の保護が両立できる。

以上説明したように、実施形態２によれば、実施形態１の作用効果を有するとともに、時間内の放電と回路内スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の保護とを両立できる。

以上詳述したように、本発明に係る電力変換装置１００によれば、コンデンサ放電処理時において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフし、入力平滑部３の電解コンデンサＣ１の電荷が放電されるまでスイッチング部４を制御して、電解コンデンサＣ１とインダクタＬｓとの間で循環電流Ｉｃｉｒを循環させるようにスイッチングすることで、電力変換装置１００の回路パターン及びスイッチング損失、絶縁用トランス１３の銅損を利用して電荷を消費するようにした。これにより、追加回路の必要なしにスイッチングパターンの変更のみで電解コンデンサＣ１の電荷を放電できる。本発明は、ハイブリッド自動車又は電気自動車等の電動車両に限らず、例えば、蓄電池１が太陽光電池である場合の電力供給システムにも適用できる。

１蓄電池
２負荷
３入力平滑部
４スイッチング部
５出力平滑部
１０制御部
１１，１２スイッチング回路
１３絶縁用トランス
１４インダクタ
１５，１６電圧検出器
１７電流検出器
２０電源部
１００電力変換装置
１０１ＤＣＡＣインバータ装置
Ｄ１〜Ｄ８逆阻止用ダイオード
Ｌ１１次巻線
Ｌ２２次巻線
Ｌｓインダクタ
Ｑ１〜Ｑ８スイッチング素子
ＳＷ１〜ＳＷ４スイッチ

Claims

入力電圧を平滑化する第１のコンデンサを含む入力平滑部と、
インダクタ及び絶縁用トランスを含み、前記平滑化された電圧をスイッチングして所定の出力電圧に電力変換するスイッチング部と、
前記電力変換された出力電圧を平滑化する第２のコンデンサを含む出力平滑部と、
前記スイッチング部を運転中および運転停止後に制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記第１のコンデンサの電荷を、前記スイッチング部のインダクタ及び絶縁用トランスを介して循環させて循環電流を流すように前記スイッチング部を制御し、
前記循環電流は、前記絶縁用トランスの１次側において、前記第１のコンデンサと前記インダクタと前記絶縁用トランスの１次巻線を含む経路で流れるとともに、前記絶縁用トランスの２次側において、前記絶縁用トランスの２次巻線を含み、前記第２のコンデンサを含まない経路で流れ、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記スイッチング部の制御信号のスイッチング周波数を徐々に低下させながら、前記第１のコンデンサの電荷を循環させ、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記スイッチング部の制御信号のスイッチング周波数を、所定の途中時刻からダウンチャープの波形で徐々に低下させることを特徴とする電力変換装置。
前記スイッチング部は、
１次側の複数のスイッチング素子と、前記インダクタと、前記絶縁用トランスの１次巻線とを含む１次側部分と、
２次側の複数のスイッチング素子と、前記絶縁用トランスの２次巻線とを含む２次側部分とを含み、
前記制御部は、前記電力変換装置の運転停止後に、前記循環電流が所定の最大値となったときに、前記循環電流を低減し、もしくは前記１次側の複数のスイッチ素子のすべてがオフ状態であるデッドタイムを大きくするように前記スイッチング部を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
請求項１又は２に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される出力電圧を交流電圧に変換するインバータ装置とを備えたことを特徴とする電力変換システム。