JP6921138B2 - 調光可能照明システム - Google Patents

Description

本発明は、例えば、ＬＥＤに基づいた光源のような、低い負荷のアプリケーション用の調光器トリガ回路（dimmer triggering circuit）に関する。本発明は、さらに、そのような調光器トリガ回路を含む調光器システム（dimmer system）に関する。

一般に、位相制御された調光器は、さらにトライアックと呼ばれる交流用の三極管（triode）を有する。トライアックは、トリガされる、つまり、ターンオンする場合、どちらの方向にも電流を流すことができる双方向スイッチである。正または負電圧がゲート電極に印加されることによって、つまり、小電流がそのゲートに適用される場合、それはトリガされることができる。この電流は、短期間、つまり、マイクロ秒程度、供給される必要があるだけである。言いかえれば、トライアックは、トリガされるまたは「始動される（fired）」必要がある。一旦トリガされたならば、当該デバイスは、自身を通る電流が交流（ＡＣ）主電源の半サイクルの終わり（ゼロ交差とも称される）のような、ある閾値未満に降下するまで、伝導し続ける。その結果、その後、トライアックは「ターンオフする」。

これらの調光器は、比較的高い電流を流す白熱電球を調光するのに良好に働く。これらの調光器が、発光ダイオード（ＬＥＤ）に基づいた光源のような、より小さな負荷と共に使用される場合、様々な問題に遭遇する。従来のトライアック調光器が電球と使用されるために設置されている状況において、標準の白熱電球をＬＥＤレトロフィット電球に取り替える場合、これは特に問題である。

ＬＥＤ光源は、必要に応じて調光器中のトライアックがターンオンすることを許可するのに十分な電流を流さない可能性があり、結果として、光を調光できないまたは調光器の不安定な動作にする。調光器の小さな抵抗負荷は、正確でない調光動作に帰着して、トライアックの多重始動（multiple firings）によって引き起こされた調光器出力における電圧の振動を引き起こすかもしれない。低い調光器セッティングでは、ＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤ光源からの光の短いフラッシュを起こし、トグルオン、オフをするかもしれない。さらに、人間の目は、全体的に対数曲線に従って光度を感知するのに対し、ＬＥＤは殆ど線形性の応答を有し、放射される光の強度は、ＬＥＤを流れる電流にほぼ比例している。従来の調光器で動作した場合、ＬＥＤ光源は、滑らかに暗くなるようには見えないだろう。また、感知された光度における変化は、調光器のノブ位置に直接関係がない。電源電圧における小さな変化は、結果として、ＬＥＤ光源によって放射された光の目立つちらつき（visible flickering）になるかもしれない。

本発明は、種々の実施形態によってこれらの問題について様々な解決を図ろうとする。ある態様によれば、本発明は、負荷に接続されたトライアックを有する調光器回路と協働するための照明システムに関する。負荷は、１つ以上のＬＥＤを有する光源に電流を供給する駆動回路を有する。電流は、調整されたセットポイント値によって少なくとも一部が決定されている。システムは、調光器回路のセッティングによって少なくとも一部が決定された調光器セットポイント値を得て、調整されたセットポイント値を生成するセットポイントフィルタ回路をさらに有する。調光器セットポイント値の変更に対する調整されたセットポイント値の感度は、調光器セットポイント値の低値で低い。

セットポイントフィルタ回路は、調光器セットポイント値の低値の低い割合および調光器セットポイント値の高値の高い割合で、調整されたセットポイントを増加させるように構成されてもよい。調光器セットポイント値の変更に応じた調整されたセットポイント値の変化は、望ましくは、指数関数的な応答を近似している。セットポイントフィルタ回路は、望ましくは、調光器セットポイント値の全範囲未満の調整されたセットポイント値の全範囲を生成し、望ましくは、０より大きい最小値を有する調整されたセットポイント値を生成する。

セットポイントフィルタ回路は、調光器セットポイント値の範囲の第１の部分中に第１の実質的に一定の値を有し、調光器セットポイント値の範囲の第２の部分中に低い割合で増加し、調光器セットポイント値の範囲の第３の部分中に高い割合で増加し、調光器セットポイント値の範囲の第４の部分中に第２の実質的に一定の値を有する、調整されたセットポイントを生成するように構成されてもよい。

セットポイントフィルタ回路は、受信された調光器セットポイント値のフィルタのための第２または高位のロウパスフィルタをさらに含んでいてもよい。セットポイントフィルタ回路は、中間セットポイント値を生成する差動増幅器を含んでいてもよい。それは、調整されたセットポイント値を生成するようにトランジスタを制御する。

駆動回路は、電圧制御回路と電流制御回路で設計されてもよい。電圧制御回路は、電圧セットポイントにしたがって駆動回路の出力での電圧を制御する。電流制御回路は、電流セットポイントにしたがって電圧セットポイントを修正する。電流制御回路は、所定範囲内で動作するように設計されてもよい。電圧セットポイントは、電流制御回路がその動作範囲の境界にある場合に、境界値で維持されている。

セットポイントフィルタ回路は、調光器回路の出力端子での電圧から調光器セットポイント値を得てもよい。あるいは、セットポイントフィルタ回路は、調光器トライアックの始動角度（firing angle）から調光器セットポイント値を導いてもよい。調光器セットポイント値は、ゼロ交差点の後にトライアックの最初のトリガと電源電圧のゼロ交差との間の時間遅延から導かれてもよい。

照明システムは、調光器トライアックのトリガのための調光器トリガ回路をさらに含んでいてもよい。調光器セットポイント値は、調光器トリガ回路を流れる電流の１つ以上の立ち上がりエッジおよび／または立ち下がりエッジの発生時間、または、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジに関連した電圧によって、少なくとも一部が決定されてもよい。したがって、調光器セットポイント値は、調光器トリガ回路を流れる電流の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間の時間遅延、または、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジに関連した電圧によって、少なくとも一部が決定されてもよい。本発明の照明システムは、調光器トライアックがオンの場合、調光器回路による電流が、調光器トライアックの保持電流未満であるとき、動作するように設計されてもよい。

照明システムは、調光器トライアックのトリガための調光器トリガ回路をさらに含んでもよい。調光器トリガ回路は、調光器トリガ回路の入力電圧が閾値未満か否かを検知するための電圧レベル検出器と、電圧レベル検出器によって検知された電圧が閾値未満である場合に電流を供給し、そうでなければ非活性化されるバイポーラ電流源回路とを含んでいてもよい。照明システムは、調光器トリガ回路による最大電流が、調光器トライアックの保持電流未満であるように、設計されてもよい。調光器トライアックがオンの場合または調光器トライアックがオフの場合、調光器トリガ回路による電流は、トライアックの保持電流未満である。調光器トリガ回路は、動作で、１００ｍＷ未満の平均電力を消費するように設計される。

別の態様では、本発明は、トライアック調光器回路と、１つ以上のＬＥＤを有する光源と、１つ以上のＬＥＤに電流を供給するための駆動回路と、を有する照明システムで使用されるセットポイントフィルタ回路に関する。電流は、調整されたセットポイント値によって少なくとも一部が決定される。セットポイントフィルタ回路は、調光器回路のセッティングによって少なくとも一部が決定された調光器セットポイント値を得るための入力回路と、調整されたセットポイント値を生成するための調整回路とを有する。調光器セットポイント値の変更に対する調整されたセットポイント値の感度は、調光器セットポイント値の低値で低い。

セットポイントフィルタ回路は、調光器セットポイント値の低値の低い割合および調光器セットポイント値の高値の高い割合で、調整されたセットポイントが増加するように設計されてもよい。また、調光器セットポイント値の変更に応じた調整されたセットポイント値の変化は、指数関数的な応答に近づいてもよい。調整回路は、調光器セットポイント値の全範囲未満の調整されたセットポイント値の全範囲を生成するように構成されてもよいし、０より大きい最小値を有する調整されたセットポイント値を生成するように構成されてもよい。入力回路は、受信された調光器セットポイント値のフィルタのための第２または高位のロウパスフィルタを有してもよい。調整回路は、中間セットポイント値を生成する差動増幅器を有してもよい。それは、調整されたセットポイント値を生成するようにトランジスタを制御する。

セットポイントフィルタ回路は、調光器回路の出力端子での電圧から調光器セットポイント値を導いてもよい。調光器セットポイント値は、調光器トライアックの始動角度から導いてもよい。また、これは、ゼロ交差点の後にトライアックの最初のトリガと電源電圧のゼロ交差との間の時間遅延から調光器セットポイント値を導くことにより達成されても
よい。

さらなる別の態様では、本発明は、トライアックを有する調光器回路と協働するための照明システムに関する。そのシステムは、１つ以上のＬＥＤを有する光源と、調光器トライアックのトリガのための調光器トリガ回路と１つ以上のＬＥＤに電流を供給するための駆動回路とを有する負荷と、を有する。駆動回路によって供給された電流は、調光器セットポイント値によって少なくとも一部が決定される。調光器セットポイント値は、調光器トライアックの始動角度から少なくとも一部が導かれる。

駆動回路は、望ましくは、ゼロ交差点の後にトライアックの最初のトリガと電源電圧のゼロ交差との間の時間遅延から調光器セットポイント値を導く。調光器セットポイント値は、調光器トリガ回路を流れる電流の１つ以上の立ち上がりエッジおよび／または立ち下がりエッジの発生時間、または、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジに関連した電圧によって、少なくとも一部が決定されてもよい。調光器セットポイント値は、調光器トリガ回路を流れる電流の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間の時間遅延、または、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジに関連した電圧によって、少なくとも一部が決定されてもよい。

駆動回路は、電圧制御回路と電流制御回路とを有してもよい。電圧制御回路は、電圧セットポイントによる駆動回路の出力での電圧を制御する。電流制御回路は、電流セットポイントによって電圧セットポイントを修正する。電流制御回路は、望ましくは、所定範囲内で動作する。電圧セットポイントは、電流制御回路がその動作範囲の境界にある場合に、境界値で維持されている。照明システムは、調光器トライアックがオンの場合の調光器回路による電流が、調光器トライアックの保持電流未満であるように構成されてもよい。調光器トリガ回路による最大電流が、調光器トライアックの保持電流未満であってもよい。照明システムは、調光器トライアックがオンの場合および調光器トライアックがオフの場合、調光器トリガ回路による電流が、トライアックの保持電流未満であるように構成されてもよい。照明システムは、調光器セットポイント値から調整されたセットポイント値を生成するためのセットポイントフィルタ回路を有してもよい。調光器セットポイント値の変更に対する調整されたセットポイント値の感度は、調光器セットポイント値の低値で低い。

本発明のさらなる態様は、トライアックを有する調光器回路と協働するための照明システムに関する。そのシステムは、１つ以上のＬＥＤを有する光源と、調光器トライアックのトリガのための調光器トリガ回路と１つ以上のＬＥＤに電流を供給するための駆動回路とを有する負荷と、を有する。駆動回路は、パワーファクタ補正回路を有する。駆動回路によって供給された電流は、調光器セットポイント値によって少なくとも一部が決定される。調光器セットポイント値は、調光器トライアックの始動角度から少なくとも一部が導かれる。

図１は、白熱電球に接続された従来の調光器を概略的に示す。 図２Ａは、調光器回路を介したＡＣ印加電圧の波形例の図である。 図２Ｂは、異なる調光器セッティングの調光器負荷を介した電圧の波形例の図である。 図２Ｃは、異なる調光器セッティングの調光器負荷を介した電圧の波形例の図である。 図３は、ＬＥＤ光源に接続された調光器トリガ回路を含む本発明の実施形態による照明システムの概略図である。 図４は、本発明の実施形態による照明システムで使用される調光器トリガ回路の追加の詳細を示す概略図である。 図５は、調光器トリガ回路の別の実施形態の概略図である。 図６は、調光器トリガ回路の実施形態の簡略化された回路図である。 図７Ａは、図６の調光器トリガ回路の端子間の電圧−電流動作の図である。 図７Ｂは、マイクロプロセッサを含む調光器トリガ回路の実施形態の端子間の電圧−電流動作の図である。 図８は、セットポイントフィルタ回路の実施形態の簡略化された回路図である。 図９Ａは、２つの傾きを備えた調整されたセットポイントの変化の例を示す図である。 図９Ｂは、指数関数的な応答を近似している調整されたセットポイントの変化の例を示す図である。 図１０は、ＬＥＤ駆動回路の実施形態の２段側（secondary side）の簡略化された回路図である。 図１１Ａは、調光器トライアック電流がトライアックの保持電流上にある場合の調光器出力電圧の例の図である。 図１１Ｂは、調光器トライアック電流が不連続またはトライアックの保持電流以下である場合の調光器出力電圧の例の図である。 ＬＥＤ駆動回路の別の実施形態の２段側の簡略化された回路図である。

下記は、例だけのために与えられた本発明のある実施形態の記述である。図１は、典型的には白熱電球である、負荷３に接続された従来の調光器１を概略的に示す。調光器１は、直列接続された可変抵抗器Ｒ１およびコンデンサＣ１と並列に接続しているトライアックＴＲ１を有する。この記述では、抵抗器Ｒ１およびコンデンサＣ１の組合せは、ＲＣ回路またはタイマー回路と呼ばれるだろう。さらに、調光器は、トリガコンポーネント（つまり、トライアックＴＲ１をトリガするのに適切なコンポーネント）を有する。一般に、交流用のダイオード（ダイアック）は、この目的に使用される。ダイアックは、ダイアックトリガ電圧と呼ばれるダイアック閾値電圧を超えた後、電流を導く双方向トリガダイオードである。ダイアックは、伝導し続ける。その一方、それを通って流れる電流は、閾値電流上に維持される。電流が閾値電流以下に減少する場合、ダイアックは、高抵抗状態に変わる。これらの特性は、トライアック用のトリガスイッチとしてよく適応される。

図１の調光器１は、ダイアックＤ１を有する。ダイアックＤ１は、第１端で、可変抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１との間で接続し、第２端で、トライアックＴＲ１のゲートに接続されている。調光器１は、２つの端子（つまり、端子Ｔ１およびＴ２）を有する。調光器１およびその負荷３は、ＡＣ電源を通って直列に続接続される。

上述したように、トライアックＴＲ１を通る電流が、その閾値未満に降下する場合、トライアックＴＲ１は、ターンオフする。一旦ＡＣ電源のゼロ交差が通過したならば、ＲＣ回路は、実際のＡＣ電源電圧を「見て」、Ｃ１を充電するだろう。この充電電流が、白熱電球３を通ってさらに流れることに留意する。一旦Ｃ１を通った電圧が、ダイアックＤ１のトリガ電圧に達すれば、ダイアックＤ１は、ＴＲ１のゲートへ電流を導き供給し始める。一方、コンデンサＣ１は放電する。その結果、トライアックＴＲ１はトリガし、ターンオンする。電流は、トライアックＴＲ１を通って流れ始める。コンデンサＣ２は、放電される。

Ｒ１の抵抗の調整によって（例えば、調光器ノブまたはポテンショメータを操作するようなものによって）、Ｃ１を通ってダイアックトリガ電圧に達するのに必要な時間は、セットすることができる。抵抗器Ｒ１のより高い値は、結果として、Ｃ１上のダイアックトリガ電圧に達するのに必要な時間がより長くなるだろう。それゆえに、トライアックＴＲ１の通電間隔（conduction interval）は短くなるだろう。電流がトライアックＴＲ１を通って流れている時間の調整によって、それは理解されるだろう。電球３に供給された電力、つまりその照度を調整することができる。

コンポーネントは、トライアックＴＲ１のスイッチングによって生成された電磁干渉（ＥＭＩ）のフィルタのために、上に記述された基礎的な調光器回路に加えられてもよい。例えば、コンデンサＣ２は、トライアックＴＲ１およびトライアックＴＲ１に直列接続されたインダクタＬ１を介して含まれてもよい。これらの追加のコンポーネントは、ＥＭＩを減少させるのに有用であり、トライアックを介するコンデンサＣ２は、調光器１（および負荷３）を通って流れ、コンデンサＣ１を充電し、トライアックをトリガするように命じる電流を増加させるだろう。これは、この電流がコンデンサＣ１およびＣ２の両方を充電しなければならないからである。

図２Ａは、端子Ｔ１−Ｔ３を介して、調光器１を介するＡＣ印加電圧の波形を示す図である。図２Ｂおよび２Ｃは、抵抗負荷３を仮定して、可変抵抗器Ｒ１の異なる調光器セッティングで、負荷（端子Ｔ２−Ｔ３）を介して生じた電圧の波形を示す。ＡＣ印加電圧は、半サイクルのゼロ交差点ｔ０で０になる。このポイントでは、トライアックは、伝導するのを止め、負荷３を介した電圧は、０近くになる。ある電流（例えば、コンデンサＣ１およびＣ２を充電する電流）が、直列接続している調光器１および負荷３を通って流れ続けるので、負荷３を介した電圧は、厳密に０ではない。

図２Ｂに示されるように、時間ｔ１で、コンデンサＣ１が十分に充電されるようになり、トライアックＴＲ１を順番にトリガするダイアックＤ１をトリガする。負荷３を介する電圧は、ほぼ電源電圧に上昇し、また、負荷３を介する電流は、非常に増加する。負荷が十分に高い場合、トライアックは、次のゼロ交差点ｔ０まで残存し続ける。したがって、各半サイクルの期間Ａの間、トライアックは、オフし、コンデンサＣ１は、充電している。Ｃ１の充電率、および期間Ａの時間の長さは、調光器セッティング、つまり、調光器ノブによってセットされるような可変抵抗器Ｒ１の抵抗、に依存する。期間Ｂの間、トライアックは、オンし、負荷３は、電源電圧を介して接続され、正常な動作電流は、調光器と負荷を通って流れている。図２Ｂの波形によって分かったように、各半サイクル中の平均電圧は、抵抗負荷を通って流れる電流の小さな減少に帰着して、わずかに縮小する。それは、負荷が光バルブである場合、わずかな調光として目に見える。

図２Ｃで、調光器セッティングは、光をさらに暗くする可変抵抗器Ｒ１の抵抗を増加させるために変更される。時間ｔ２では、コンデンサＣ１が十分に充電され、ダイアックＤ１およびトライアックＴＲ１をトリガする。トライアックは、次のゼロ交差点ｔ０まで残存し続ける。したがって、長い期間Ｃの間、トライアックがオフし、短い期間Ｄの間、トライアックがオンする。したがって、各半サイクルの間、図２Ｃの波形は、平均電圧を有する。それは、負荷が光バルブである場合に、大量の調光として見ることができ、負荷を通って流れる電流の大きな減少に帰着して、非常に減少する。トライアックの始動角度と呼ばれる、トライアックがターンオンした後のゼロ交差の後に、調光器は、遅延を調整することにより位相制御を行なうことが分かる。

トライアックがオフし、適切にコンデンサＣ１を充電する場合に、それらが、十分に高い負荷を示し、十分な電流を出す白熱電球のような負荷を調光するために使用される場合、図１中の調光器１のような調光器は、適切に機能する。すなわち、電源電圧のゼロ交差の後、負荷を通って流れる電流は、ＲＣ回路（およびＣ２）中のコンデンサＣ１の充電を可能にするのに十分に高い必要がある。十分に高い電流が、負荷３を通って流れなければ、トライアックＴＲ１は、全くトリガされない、または、Ｒ１の抵抗が十分に低いように、調光器ノブがセットされる場合に限りトリガされないだろう。典型的な結果は、調光器１の調光機能が働かないということである、つまり、光は暗くならない場合がある。

十分な電力の白熱電球のような負荷は、調光器１が適切に機能する条件として、ＲＣ回路を充電するために電流通路を提供する。しかしながら、最近、調光器１の適切な機能を可能にするために十分な電流を出さない、低い負荷および不連続のアプリケーション（例えば、内蔵型の整流器およびコンデンサ）がある。すなわち、電源電圧のゼロ交差の後、ＲＣ回路の適切な充電に対して、負荷を通る不十分な電流がある。

低い負荷のアプリケーションの有名な例は、ＤＣ電流を要求する１つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動する電子結合回路を含むＬＥＤ光源である。ＬＥＤ回路１３は、一般に、１つ以上のＬＥＤ、整流器および１つ以上の平滑コンデンサを含んで備え、したがって、不連続の負荷でもよい。この記述では、本発明の実施形態は、ＬＥＤ回路と結合してさらに記述されるだろう。しかしながら、本発明の実施形態が、他の低い負荷または不連続の負荷アプリケーション（つまり、図１に概略的に示される調光器１のような調光器が適切に機能することを可能にするために、調光器のＲＣタイマー回路に対して必要な充電電流を供給することができないアプリケーション）と結合して使用されてもよいことは理解されるに違いない。整流器を平滑コンデンサでフロントエンドにしておく負荷は、不連続の負荷アプリケーションであると考えることができる。

図３は、ＬＥＤ回路１３に接続された本発明の実施形態による調光器システム１０を概略的に示す。調光器システムは、ＡＣ印加電圧を介して直列に接続している調光器１および調光器トリガ回路（ＤＴＣ）１２を有する。ＬＥＤ回路１３は、調光器１と直列に接続され、ＤＴＣ１２と並列に接続される。ＤＴＣ１２とＬＥＤ回路１３のような負荷の組合せは、調光可能デバイス（dimmable device）と呼ばれてもよい。

図４および５は、ＤＴＣ１２をより詳細に概略的に示す。ＤＴＣ１２は、電圧レベル検出器１５と、電流源回路１７および整流器１９を含むバイポーラ電流源回路１８とを有する。電圧レベル検出器１５は、電流源回路１７に接続される。電圧レベル検出器１５および電流源回路１７の両方は、整流器１９のＤＣ端子に接続される。

電圧レベル検出器１５は、端子Ｔ２とＴ３の間（つまり、整流器１９の出力）の電圧差の絶対値が、閾値未満であるか否かを検知するように配置される。バイポーラ電流源回路１８は、電圧レベル検出器１５によって検知された電圧が閾値未満で維持される場合に活性化され、そうでなければ非活性化されるように配置される。したがって、ＤＴＣ１２の中のバイポーラ電流源回路１８は、電圧依存の電流源である。また、全体としてのＤＴＣ１２は、バイポーラ電圧依存の電流源として働くと考えることができる。以下により詳細に説明されるように、そのようなＤＴＣ１２は、１００ｍＷ未満の平均電力を消費するように設計することができる。よい態様の実施形態では、ＤＴＣ１２は、１０−５０ｍＷの平均電力を消費してもよい。望ましくは、ＤＴＣ１２の消費は、約３０ｍＷである。そのような消費の多くの従来の調光器は、意図されるように動作することができる。

電圧レベル検出器１５は、マイクロプロセッサを有してもよい。マイクロプロセッサは、調光器トリガ回路１２の入力電圧の絶対値が閾値未満か否かを検知するために配置される。調光器トリガ回路１２の入力電圧が閾値未満である場合、マイクロプロセッサは、バイポーラ電流源回路１８に電流を供給するように命じる信号を提供してもよい。いくつかの実施形態では、図５Ｂにより詳細に説明されるように、マイクロプロセッサは、入力電圧のゼロ交差の後に電流を供給するようにバイポーラ電流源回路１８に命じてもよい。

電圧レベル検出器１５は、整流した入力電圧が閾値未満か否かを検知するためにコンパレータを含んでもよい。コンパレータは、図５に概略的に示されるような、２つの入力と１つの出力とを含む。第１の入力は、参照電位、つまり、閾値と等しい電位（この例では、３０Ｖ）に接続される。第２の入力は、調光器トリガ回路１２の入力電圧を受けるために配置される。コンパレータの第２の入力の調光器トリガ回路１２の入力電圧が、コンパレータの第１の入力の閾値未満である場合、コンパレータの出力は、バイポーラ電流源回路１８が上で議論されたような電流を供給するようにしてもよい。演算増幅器または電圧コンパレータは、当業者によって理解されるように、コンパレータをインプリメントするために使用されてもよい。

整流器１９は、ＡＣサイド（つまり、端子Ｔ２およびＴ３にそれぞれ接続された端子）とＤＣサイド（つまり、電圧レベル検出器１５およびバイポーラ電流源回路１８中の電流源回路１７のようなＤＴＣ１２中の他のコンポーネントおよび参照電位に接続された端子）とを有する。電圧レベル検出器１５および電流源回路１７は、ユニポーラ回路を形成する。整流器１９は、電流源回路１７によって生成された電流がバイポーラの電流として調光器に供給されることを可能にするように配置される。

ＤＴＣ１２は、まるでそれが通常の白熱電球によって負荷されるかのように調光器１が働くことを可能にする。ＡＣ印加電圧が十分に低い場合、つまり、前述の閾値未満の場合、ＤＴＣ１２は活性化され、十分な電流が調光器１のＲＣ回路に流れ込むことを可能にする。ＡＣ印加電圧が十分に高い場合、つまり、閾値より高い場合、ＤＴＣ１２は非活性化され、任意の十分な量の電流は流さず、それにより、無駄な電力を最小にする。電圧レベル検出器１５が整流器１９のＤＣサイドに位置するように、絶対閾値だけが必要であることに注意されたい。これは、閾値が３０Ｖである場合、ＤＴＣ１２が３０Ｖ〜＋３０Ｖの範囲中で活性化されることを意味する。

ＤＴＣ１２のいくつかの実施形態では、５０Ｈｚで２３０Ｖの主電源（main power）システムに関して使用された時、閾値は、３Ｖと５０Ｖの間に位置する。ＤＴＣ１２の他の実施形態では、最小の閾値は、１０Ｖである。例えばアメリカで使用されるように、ＤＴＣ１２が６０Ｈｚで１２０Ｖの主電源システムに接続された場合、閾値は、３Ｖと２５Ｖの間に位置してもよい。

例えば、ダイアックＤ１がトリガとなるトライアックＴＲ１に関して図１に概略的に示されたように、調光器中のトライアックがトリガとなるまで、ＤＴＣ１２によって提供される電流は、負荷を介した電圧を、効率的にゼロに維持する。トライアックがスイッチを入れるとすぐに、端子Ｔ２の電圧は、大量に増加する。その結果、ＤＴＣ１２の中の電流源回路１７は、非活性化される。

したがって、Ｔ２の電圧が閾値を超え、そうでなければ、ＤＴＣが開回路のように作用する場合、ＤＴＣは、理想的に、電流を導電だけする。しかしながら、実際には、ある電流は、非活性化される間に、ＤＴＣを通って流れるだろう。望ましくは、非活動化でＤＴＣ１２中の電流源回路１７によって提供される電流は、無視できる。電流が、ＤＴＣ１２の電流源回路１７が提供することができる最大電流未満の大きさの少なくとも２つのオーダーである場合、電流は、無視できると考えられてもよい。例えば、ＤＴＣ１２中の電流源回路１７によって提供される最大電流が、１５ｍＡである場合、その値が１００μＡ未満のままである場合、電流は、無視できると考えられる。

ゼロ交差の後に、単に、不連続の負荷（つまり、電圧サイクルのある部分に対して電流がゼロであるような不連続な電流を流す負荷）が存在する場合、ＤＴＣ１２は、調光器中のトライアックの状態に補足的に作用する。すなわち、ＤＴＣがオンの場合、調光器中のトライアックはオフで、その逆の場合も同様である。出力でコンデンサを備えたブリッジ整流器は、不連続の負荷の１つの例である。

他方では、ゼロ交差が通過した後、不連続の負荷に加えて、さらに、別の負荷が存在する場合、ＤＴＣ１２の入力電圧が、以前に記述された閾値を超える場合、ＤＴＣ１２が止まるまで、調光器１中のＤＴＣ１２およびトライアックの両方は、同時にオンするかもしれない。そのような場合では、調光器１中のＤＴＣ１２およびトライアックは、完全に補足的に作用しない。１ミリ秒分の１については、ＤＴＣとトライアックの両方が、オンである場合、電力は消費される。しかしながら、この消費された電力は、無視できるだろう。例えば、３０Ｖの閾値、および２０ｍＡの電流を供給するために配置された電流源回路１７については、ピーク電力は、典型的には０．６Ｗを超えないだろう（このピーク電力は、非常に小さな間隔だけ対して生じるが）。また、平均電力は、３０ｍＷを超えないだろう。

一般に、ゼロ交差を通る場合、トライアックはターンオフし（それがオンだった場合）、ＤＴＣ１２がとどまっている。トライアックがターンオンする場合、ＤＴＣ１２はターンオフする。したがって、ＤＴＣ１２は、Ｔ２の絶対的な電圧が閾値未満である場合に、電流を供給するために配置される。この電流は、調光器のＲＣ回路中のコンデンサの充電を可能にするのに単に十分である必要があり、トライアックの保持またはハイポスタィック（hypostatic）電流または問題となっている調光器の最小負荷と関係を持っていない。ＤＴＣが活性化される場合（トライアックがオフである場合）およびＤＴＣが非活性化される（トライアックがオンの場合）場合、ＤＴＣ１２の電流は、調光器トライアックの保持電流未満かもしれない。これは、ＤＴＣ１２は、ＤＴＣ１２によって提供される最大電流より大きな保持電流を有しているトライアックと結合して使用することができる利点を提供する。したがって、ＤＴＣ１２が、例えば２０ｍＡの最大電流を供給することができても、例えば１００ｍＡの、１２０ｍＡより大きな保持電流を備えたトライアックを含む
調光器は、低い負荷アプリケーションの調光を可能にするために使用することができる。

照明システム中のＤＴＣ１２の適切な機能を可能にするために、例えば、図２に示されるようなＬＥＤ回路１３につながれた時、当業者によって理解されるように、整流器１９のＡＣサイドのキャパシタンスは、望ましくは最小化される。望ましくは、追加のキャパシタンスは、端子Ｔ２とＴ３の間に存在しない。

したがって、ＤＴＣ１２は、交流回路中の調光器のトリガ方法を提供するために使用されてもよい。そのような方法は、ＤＴＣの入力電圧の絶対値が閾値未満か否かを検知することを含むだろう。続いて、検知された電圧が閾値未満である場合、電流は、電流源回路によって提供される。その電流は、ＤＴＣと調光器を流れる。検知された電圧が閾値未満でない場合、ＤＴＣと調光器には無視できる電流だけが流れる。ＤＴＣ入力電圧の値を検知する前に、入力電圧は、交流回路の交流電圧の調整により生成されてもよい。続いてまたは代わりに、入力電圧は、検知にふさわしい電圧に変換されてもよい。最後に、電流源回路によって提供される電流は、制限されていてもよい。

図６は、図３および４に示されるＤＴＣ１２のようなＤＴＣの実施形態の簡略化された回路図を示す。この実施形態は、本発明の１つの可能なインプリメンテーションの例であることが理解されるに違いない。当業者が分かるように、多くのインプリメンテーションが可能である。例えば、バイポーラＮＰＮトランジスタの代わりに、バイポーラＰＮＰトランジスタ、ＩＧＢＴ（Integrated Gate Bipolar Transistor）またはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のような他のスイッチが使用されてもよい。この実施形態では、バイポーラ電流源回路１８は、電流源回路１７および整流器１９をさらに含む。整流器１９は、全波ダイオードブリッジ整流器を含む。電流源回路１７は、２つの抵抗器Ｒ２、Ｒ３および２つのＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２を含む。電圧レベル検出器１５は、ＮＰＮトランジスタＱ３および２つの抵抗器Ｒ４およびＲ５を含む。

この実施形態では、ＤＣ電源Ｖ１は、電圧レベル検出器１５のトランジスタＱ３のコレクタに接続される。抵抗器Ｒ６は、Ｑ３がオフである場合、所望のベース電流がＱ１に適用されてもよいように選ばれる。ＤＣ電源Ｖ１は、外部電源でもよい。ＤＣ電源Ｖ１および抵抗器Ｒ６の代わりに、所望のベース電流を得るために、さらに電流源が使用されてもよいことが理解されるに違いない。抵抗器Ｒ４およびＲ５は、Ｔ４の電圧が閾値未満である場合、Ｔ７の電圧が、Ｑ３がオフである場合のように設計されて分圧器を形成する。

電流源回路１７のこの実施形態中のＱ１のコレクタは、Ｔ４として表示された、整流ダイオードブリッジの端子に接続される。Ｑ１のベースは、Ｑ２のコレクタに接続され、さらに電圧レベル検出器１５中のＱ３のコレクタに接続される。Ｔ４の電圧が、前述の閾値未満である場合、Ｑ３は、オフである。また、Ｒ６は今、Ｑ１のベースに電流を供給するだろう。その結果、Ｔ６の電圧を、Ｑ１がターンオンするように増加させる。その結果、Ｑ１は、電流を導電する。また、Ｔ４の電圧は、ソースのインピーダンスに依存して、さらにもっと減少する。それは、Ｔ７におけるさらに低い電圧に帰着する。したがって、Ｑ３のスイッチオフ時間は、制限されている。Ｑ１を通る電流が、ある値を超える場合、Ｑ２のベース電圧は、そのスイッチオン電圧を超える。また、Ｑ２は伝導し、それをもって、Ｔ６でポテンシャルを安定させる。したがって、Ｑ１を通り抜けるコレクタ電流を制御する。抵抗器Ｒ２とＲ３は、適切な特性を備えた電流源を設計する。つまり、トランジスタＱ１を通るエミッタ電流が、ある値（例えば、１０から２０ｍＡまでの範囲中の名目上の電流）を超える場合、トランジスタＱ２は導電し始める。したがって、トランジスタＱ２および抵抗器Ｒ２およびＲ３の組合せは、トランジスタＱ１のコレクタ電流を効果的に制限するフィードバック回路を提供する。Ｒ３は、ほぼ０．６／Ｒ３に電流をセットする
。トライアックが始動する場合に、Ｒ２は、Ｑ２を保護するように機能する。トランジスタＱ１、Ｑ２および抵抗器Ｒ２、Ｒ３の組合せは、整流器１９の陰端子に関しておよそ１Ｖより高い電圧Ｔ４に対して、安定した電流源回路１７を形成する。Ｔ４の上の電圧が、およそ１Ｖ未満になる場合、コレクタ電流は、減少するだろう。２２０Ωの抵抗器は、ＥＭＩ条件を満たし、低電圧レベルで現在の傾斜を制限し、Ｑ１のコレクタと直列に加えられてもよい。

電流源回路１７は、Ｔ４の電圧が所定の閾値より低くなることを電圧レベル検出器１５が検知する場合に、活性化され、Ｔ４の電圧が所定の閾値より再び高くなる場合に、非活性化される。

Ｔ２の電圧が−３０Ｖと３０Ｖの間にある場合に、１５ｍＡの電流を供給するように設計されたＤＴＣ１２を得るために、図６に示されるコンポーネントの標準値は、次のとおりである：Ｒ２＝４．７ｋΩ；Ｒ３＝２７Ω；Ｒ４＝６．６ＭΩ（直列で３．３ＭΩの値を備えた２つの抵抗器を位置することにより一般に構築された）；Ｒ５＝１００ｋΩ；Ｒ６＝４７ｋΩ；Ｑ１＝ＦＭＭＴ４５８；Ｑ２＝ＢＣ８１７；Ｑ３＝ＢＣ８１７；Ｖ１＝１０Ｖ。図６に示され、ＤＴＣ１２によって提供され、活性化の間に前述の値を備えたコンポーネントと共に提供される電流は、およそ２０ｍＡになるだろう。その一方で、非活動化中に、理想的な電流は、ほぼ４９μＡだけであろう。トランジスタＱ１を通るリーク電流を加えることは、数μＡを加えることかもしれない。

図７Ａは、電圧Ｖ_ＤＴＣ（つまり、ＤＴＣを介する電圧）の機能として、電流Ｉ_ＤＴＣ（つまり、ＤＴＣを通る電流）の振る舞いの計算のグラフを示す。この計算では、図６のＤＴＣは、前述の標準値がそれぞれのコンポーネントに使用されるように使用される。したがって、ＤＴＣを介した電圧が、３０Ｖの閾値より低くなる場合に、ＤＴＣは、最大電流に２０ｍＡの絶対値を供給するために配置される。整流器により、電流は、反対方向での調光器に供給されてもよい。

Ｖ_ＤＴＣが０近くである場合、Ｉ_ＤＴＣは０と等しく、Ｖ_ＤＴＣのある値で設計電流に速く上昇し、この場合、Ｉ_ＤＴＣは、２０ｍＡを超えないことに留意することができる。Ｖ_ＤＴＣの０近くの低電流は、電流源回路１７が必要に応じて電流を供給するだけである、つまり、（グリッド上で直接、電流がより高くなる間に）調光器１がそのタイマー回路を充電する電流を制限するだけであることの事実による。図７Ａで示される曲線の形（それは、図５に概略的に描かれた電流源回路１７に関係がある）は、低電圧で飽和であるトランジスタＱ１の結果である。

図７Ｂは、概略的にマイクロプロセッサまたは方向の感知可能なコンポーネントを含む図４の調光器トリガ回路の実施形態の端子間の電圧−電流動作のグラフを示す。図７Ｂに示すように、ゼロ交差の通過直前に、調光器１１中のトライアックが同時にオンするかもしれない一方、ＤＴＣ１２は、スイッチオンするかもしれない。その結果、短期間の間、つまり、閾値からゼロへ行くためのＤＴＣ１２を介する電圧に対する所要時間、電力が消費される。電圧レベル検出器１５としてマイクロプロセッサを含む実施形態では、ゼロ交差の通過の後に、それが単にバイポーラ電流源回路１８が活性化することを可能にするように、マイクロプロセッサはプログラムされてもよい。その結果、ＤＴＣ１２の端子間の電圧−電流動作は、図７Ｂの中で概略的に示されるようになる。

図７Ｂでは、Ｉ_ＤＴＣが一種のヒステリシスを経験することは容易に理解することができる。すなわち、あるＶ_ＤＴＣにおけるＩ_ＤＴＣの値は、Ｖ_ＤＴＣの前の値によって決まる。Ｉ_ＤＴＣがＶ_ＤＴＣの過去の値によって決まるグラフの一部は、灰色の線によって概略的に例証されている。Ｉ_ＤＴＣがＶ_ＤＴＣの過去の値によって決まるグラフの一部は、黒線によって概略的に例証されている。矢印は、Ｖ_ＤＴＣの変更の方向を表示する。

［セットポイントフィルタ回路］
図３に描かれたような照明システムは、負荷１３中のＬＥＤ駆動回路が、ＬＥＤにＤＣの電流を供給する電流制御装置およびＤＣ電流を含み、したがって、ＬＥＤの光の強さが電源電圧に依存しないように、典型的に配列される。電流制御装置は、システムの範囲内のＬＥＤ電流を制御する。その結果、電源電圧のどのような変更も、ＬＥＤ電流の変更を生成しないだろう。ＬＥＤ電流は、セットポイントによって制御される。異なる電流レベルは、異なるセットポイント値に起因する。本発明のいくつかの実施形態では、ＤＴＣ１２の電圧レベル検出器１５で測定された平均整流電圧は、セットポイントとして駆動回路に使用されてもよい。セットポイントフィルタ回路は、負荷の調光をさらに最適化するために使用されてもよい。この最適化は、調光器セッティングとは異なっている範囲で負荷を調光することに帰着してもよい。その結果、調整されたセットポイントの全範囲は、調光器セッティング（つまり、調光器セットポイント値）の全範囲未満にわたり生成される。例えば、回路は、一連の３０−８０％の調光器ノブセッティング（dimmer knob setting）に対応する０−１００％以上の調整されたセットポイントの生成により、駆動回路セットポイントを変えてもよい。

最適化は、低い光度領域（つまり、セット光度範囲内の１−１０％）で暗くなることをより感知し、高い光度領域（例えば、セット光度範囲内の１０−１００％）で暗くなることを少し感知する、形式をとってもよい。照明システムがＬＥＤ光源を含んでいるところで、セットポイントフィルタ回路は、より緊密に近づく感知された強度で選択された光度（つまり、調光器ノブセッティングによって選択された）を作るためにこれを使用することができる。典型的な白熱電球は、典型的には可視光へ消費された電気エネルギーの約１０％を変換して、それが光を放射させるように、タングステンフィラメントを熱するために電力を使用する。白熱電球は、連続的な（progressive）応答曲線を示す。電球からの光生成は、第３電力（third power）（３次応答（cubic response)））への実効電圧にほぼ比例する。位相制御された電圧波形の場合、ＲＭＳ電圧は、実効電圧と非線形の関係を有することに留意すべきである。

人間の目は、一般に対数曲線によって光の強さを知覚する。したがって、負荷電流が、調光器の調整により直線的に変更される場合、白熱光の３次元応答（cubic response）は、人間の目の対数応答（logarithmic response）とかなりよく一致する。また、光の調光は、比較的線形で滑らかであると捉えられている。しかしながら、ＬＥＤは、３次元応答ではなくほとんど線形応答を示す。ここでは、発光された光の強さは、ＬＥＤを通って流れる電流にほぼ比例する。したがって、負荷電流が、直線的に変更される場合、知覚された光の強さにおける変化は、調光器のノブ位置との直観的な関係を有しない。

セットポイントフィルタ回路は、調光器セッティングが変更される場合に、指数関数的な変化を近似している連続的な応答（progressive response）を備えたセットポイントを生成するために、駆動回路によって使用されるセットポイントを調整するように使用することができる。図８は、セットポイントの場合、指数関数的な変化の近似の生成に対するセットポイントフィルタ回路の実施形態の回路図を示す。回路は、抵抗器Ｒ１０−Ｒ１３およびコンデンサＣ１０を含むロウパスフィルタ（ＬＰＦ）を含んでいる。ＬＰＦへの入力２０は、例えば、図６に示されるＤＴＣ１２の整流器の出力から、または、負荷を介して整流された電圧をタイミングよく提供する別のポイントから、得られてもよい。

このＬＰＦ回路は、０〜９０度の間の始動角度で生じてもよい誤ったトライアック始動により、不安定な調光器性能の間に、ＬＥＤ電流コントローラに対する実質的にリップルフリーなセットポイントを達成するため、および、光源のゆらぎを除去するためのロウパスフィルタとして機能して、ＬＥＤ駆動回路の低電圧回路と高電圧入力との間のバリアとして機能して、２重の目的に役立つ。一次フィルタ、または、三次あるいは高位フィルタが使用されてもよいが、二次ＬＰＦは、整流された電源電圧を測定し、その平均電圧を決定するために好ましくは使用される。このフィルタは、障害（hiccup）モード（駆動回路が、低入力電圧で（低入力電圧を超えて）スタートし、供給電流の不足のために再びスイッチオフする場合に、ＤＣコンデンサが充電する場合に再びスイッチオンするなど、十分な供給が利用可能になるまで繰り返す）中に、ヒステリシス閾値未満のフィルタされた端子電圧を維持するためにいつか提供してもよい。

調光器が、負荷を暗くすることになっている場合、例えば、図２Ｃの期間Ｃの間、調光器セッティングにしたがって適切な位相遅延の後まで、トライアックは、オフするべきである。
トライアックが、半サイクルの間に、９０−１７０度の間に始動する場合、トライアック始動は、一般に安定していて予測可能である。しかしながら、トライアックが始動する場合、電流がそれ以上流れないであろう後に、非常に短時間で、ＤＣリンクコンデンサ（駆動回路の整流器のＤＣ側のコンデンサ）を充電するだろう。その後、電流が、トライアックの保持電流（通常、トリガ後の数１００マイクロ秒だけ）より下に落ちるので、トライアックは、ターンオフするだろう。電流の流れがない状態で、駆動回路を介した電圧は、電源電圧に従うだろう（例えば、Ｔ２の電圧は、Ｔ１の電圧に従うだろう。）。

０−９０度の間のトライアック始動角度では、トライアックの二重（または多重）始動が、生じてもよい。または、いくつかの始動が、スキップされてもよい。トライアックが、始動の後に再びターンオフするように、トライアックの保持電流上の負荷電流を維持するにはあまりに小さい抵抗負荷に、調光器が接続される場合、二重始動が生じてもよい。しかし、コンデンサＣ１を充電し、トライアックの再トリガを起こすために、調光器回路を通る十分な電流を出すために十分に大きすぎる。直流リンク電圧が、電源電圧の現在値より低い場合、トライアックが単にスイッチオンするので、スキップされた始動が、生じてもよい。トリガパルスが早く（ゼロ交差に近づく）来る場合、トライアックは、トリガされるだろう。しかし、入力整流器が、負電流を許可しないので、始動しないだろう。この実施形態中のＬＰＦのコンポーネントの適切な値は、次のとおりである：Ｒ１０およびＲ１１に対して１０ＭΩ、Ｒ１２およびＲ１３に対して３．９ＭΩ、Ｃ１０に対して２２μＦ。ＬＰＦは、調光器トライアックの誤ったスイッチングをフィルタする二次フィルタとして設計されている。

ＬＰＦからの出力は、統合演算増幅器Ｕ１０に供給される。また、Ｕ１０からの出力２２は、粗い調光器ノブセッティングを表す中間セットポイント値である。これは、約２Ｖのしきい電圧を有し、進歩的な機能（progressive function）を管理するトランジスタＱ１０のゲートを駆動するために使用される。Ｑ１０のソース端子は、抵抗器Ｒ１８、Ｒ１９およびＲ２０を含む分圧器に接続される。また、ドレイン端子は、標準積分電圧参照Ｕ１１から引き出した基準電圧Ｖｒｅｆに接続される。その後、Ｑ１０のソース端子で結果として生じた信号２４は、ＬＥＤ駆動回路の電流コントローラへの入力として使用されてもよい。

調光器セッティングが、負荷を暗くするために変更されるように、負荷を介したより低い平均電圧は、低下した基準電圧Ｖｒｅｆに帰着する。Ｕ１０の出力が低い場合、トランジスタＱ１０は、ターンオフし、調整された設定信号２４の値は、Ｕ１０の出力および分圧器Ｒ１８／Ｒ１９／Ｒ２０によって決定される。Ｕ１０の出力が、トランジスタＱ１０をターンオフするために十分に上昇する場合、調整された設定信号２４は、Ｕ１０の出力および抵抗器Ｒ１９およびＲ２０によって決定される。この例において、より速いセクションが、４０−３０５ｍＡ（おおよそ１３０Ｖと１７５Ｖの間）から活性化された後、１０−４０ｍＡ（おおよそ７０Ｖおよび１３０Ｖの間の平均入力）の間の遅い変更範囲、または、他の必要な最大値を実現するために、Ｑ１０のゲート−ソースしきい電圧は、利用される。図８の回路の実施形態に対する適切な値は、次のとおりである：Ｒ１４＝２７８ｋΩ；Ｒ１５＝６８０ｋΩ；Ｒ１６＝４７０ｋΩ；Ｒ１７＝３９ｋΩ；Ｒ１８＝２７０ｋΩ；Ｒ１９＝３３ｋΩ；Ｒ２０＝１．７２ｋΩ；Ｃ１１＝１００ｎＦ；Ｃ１２＝１００ｎＦ；Ｃ１３＝１０ｎＦ；Ｃ１４＝１００ｎＦ。Ｕ１０については、テキサス・インスツルメンツからのＬＭ３５８ＡＤＲの二重の演算増幅器が、使用されてもよい。Ｑ１０については、フェアチャイルド・セミコンダクタからの２Ｎ７００２ Ｎチャネルエンハンスメントモード電界効果トランジスタが、使用されてもよい。また、Ｕ１１については、ゼテックス・セミコンダクタまたはテキサス・インスツルメンツからの調整可能な精密分路調整器が、使用されてもよい。

セットポイントフィルタの出力２４は、ユーザのためにＬＥＤ電流コントローラがおおよそ滑らかに暗くなるように、参照として使用される。人間の目は、輝度の対数の感覚があるので、「ローギア」および「ハイギア」セットポイント・シェーパが、実施される。図９Ａで例において示されるように、セットポイントフィルタ回路は、２つの傾斜がある調整されたセットポイント変化を生成する。図９Ａで示される例において、実際の調光器セッティングＳＰ１は、横軸にプロットされる。また、セットポイントフィルタによって出力される調整されたセットポイントＳＰ２は、縦軸にプロットされる。図に示すように、調整されたセットポイントは、調光器セッティングの範囲の第１の部分（この例では０−２０％）に関して、区切り点まで非常に低い値３４のままであり、範囲の第２の部分（この例では２０−５０％）に関して、低い割合３１で上昇し、範囲の第３の部分（この例では５０−８０％）に関して、高い割合３２で上昇し、範囲の第４の部分（この例では８０−１００％）に関して、高い値３５（この例では１００％薄暗くならない値）のままである。したがって、セットポイントフィルタは、「２つのギヤ」の進歩的な応答がある調整された調光器セットポイントを生成する。それは、指数関数的な応答に近づく。調整されたセットポイントのこの進歩的な動作は、人間の目の対数の応答により輝度の知覚された滑らかな変更に帰着して、調光器セッティングが直線的に増加されるように、ＬＥＤ光源からの光の強さに対応する進歩的な応答を起こす。

この進歩的な応答は、低い光セッティングで、調光器始動角度の変化（つまり、ゼロ交差の後にトライアックのターンオン遅延における変化）に対する感度を大幅に弱める。調光器始動角度の変化は、例えば、ＡＣ印加電圧における変化の結果として生じる。これらの変化は、特に低い光調光器セッティングで、暗くなった光源の可視のちらつきを起こす。図９Ａに示されるセットポイントフィルタ回路によって生成された調整されたセットポイントは、これらの変化に対する照明システムの感度を減少し、ちらつきを減少または除去し、低い調光器セッティング平面部３４および浅い傾斜３１を有している。

図９Ａに示される２重の傾斜の調整されたセットポイント曲線は、図９Ｂに示されるような理想的な指数関数的な応答の近似である。３つ、４つまたはそれ以上の傾斜を備えた調整されたセットポイント曲線は、当業者に既知の技術を使用して、より緊密に指数曲線に近づくように実施化されてもよい。マイクロプロセッサも、理想的な指数関数的な応答に従う調整されたセットポイントを生成するように使用されてもよい。

セットポイントフィルタ回路によって生成された調整されたセットポイントは、ＬＥＤを駆動するために電流コントローラへのセットポイント入力として使用される。図１０は、ＬＥＤ駆動回路の変圧器Ｔ１０の２段側の簡略化された回路を示す。上に記述されるように、図８のセットポイントフィルタ回路は、積分増幅器Ｕ１２の出力の機能として、部分的に線形の方法で、Ｒ２０を介して調整されたセットポイント電圧２４を生成する。調整されたセットポイント２４は、演算増幅器Ｕ１２へ抵抗器Ｒ２１を介して入力される。第２の分路抵抗器Ｒ２４を介した電圧が、Ｒ２０を介した電圧と等しい場合、積分回路は不安定である。分路抵抗器Ｒ２４は、直列接続するＬＥＤ１−４と直列に接続されている。Ｒ２０−２４およびＣ１５と結合する増幅器Ｕ１２は、電流コントローラ回路２７を形成する。

Ｕ１２の出力は、抵抗器Ｒ２２および分圧器Ｒ２５、Ｒ２６を介して分路調整器Ｕ１１およびオプトカプラＵ１３にフィードバック信号を供給する。オプトカプラＵ１３は、Ｔ１０の一次側のフライバックコントローラにフィードバック信号を供給する。回路のこの部分は、電圧コントローラ回路２６を形成する。Ｕ１２の出力は、Ｕ１１のまわりの電圧コントローラに関する基準値と見なすことができる。Ｒ２４を介する電流が、低すぎる場合、Ｕ１２からの電圧フィードバックは、より高い電圧制御セットポイントを引き起こすだろう。これは、命じられた基準電源が得られ、必要なＬＥＤ電流が実現されるように、オプトカプラＵ１３を通る電流を減少し、フライバックコントローラに信号を送り、その電力潮流を増加させるだろう。Ｒ２４を通る電流が、高すぎる場合、フィードバック信号は、低電圧セットポイントを引き起こす。フライバックコントローラは、ＬＥＤ電流を減少するのに応じて、２段（secondary）に電力潮流を減少するだろう。

図１０の回路の実施形態に適した値は、次のとおりである。Ｒ２０＝１．７２ｋΩ、Ｒ２１＝４．７ｋΩ、Ｒ２２＝８．２ｋΩ、Ｒ２３＝２．７ｋΩ、Ｒ２４＝３９Ω、Ｒ２５＝１２ｋΩ、Ｒ２６＝２．４９ｋΩ、Ｒ２７＝２．７ｋΩ、Ｃ１５＝１ｎＦ、Ｃ１６＝３μＦ。Ｕ１２については、テキサス・インスツルメンツからのＬＭ３５８ＡＤＲの２重の演算増幅器を使用してもよい。また、Ｕ１３については、ＮＥＣからのＰＳ２８０１Ｃ−１フォトカプラーを使用してもよい。ＰＷＭ制御部については、テキサス・インスツルメンツからのＵＣＣ２８６００を一定の出力電圧抑制されたモードで動作するように構成すて使用してもよい。

［時間に基づくセットポイント制御］
ＬＥＤを駆動する電源信号およびＬＥＤの強度をセットする情報信号が、両方とも同じ信号で具体化され、平均電圧は、負荷を介する場合、上に記述された照明システムは、システムと見なすことができる。この配置は、一般に、調光器のノブセッティングに応じて、負荷を介した電圧に依存する。これがそうでない場合、特に、低い負荷または不連続の負荷を備える調光器の動作により、負荷の調光は、必ずしも調光器のセッティングと一致するとは限らない。

上に議論されるように、ここに記述された照明システムは、調光器トライアックの保持電流より下の負荷で動作してもよい。上に記述されたＤＴＣは、トライアックのトリガを保証するために十分な電流を出すだろう。一旦トリガしたならば、ＤＴＣは、無視できる電流だけ出し、非活性化するだろう。負荷が小さい場合および直流リンクコンデンサ負荷を加えた整流器の場合に、調光器は、調光器トライアックの保持電流より下に落ちるだろう。負荷／駆動回路が、有効電力要因補正をフロントエンドにしておく場合、負荷は、むしろ抵抗器のように作用し、場合によっては、図１１Ｂに示されるような調光器回路の充電および始動をそれぞれもたらす場合がある。

図１１Ａは、上に記述されるように、各半サイクルのゼロ交差点ｔ０の後の時間ｔ１のトライアックの始動に調光器セッティングが起因する場合、および、トライアックが調光器トライアックを介してフラッシュチャージＤＣリンクキャパシタである直後の負荷とＤＴＣによって分けられた結合電流がゼロの場合の、負荷（例えば、図３の回路の端子Ｔ２−Ｔ３）を介する電圧の波形を示すグラフである。

図１１Ｂは、調光器が、トライアックの保持電流上の負荷電流を維持するのに小さすぎる小さな抵抗負荷に接続される場合、同じ調光器セッティングで電圧波形の例を示す。この種の小さな抵抗負荷は、低消費電力を備えたＤＣ回路を駆動するフロントエンドを修正した有効電力要因を備えた駆動回路に存在してもよい。

時間ｔ１では、トライアックはトリガされ、電圧は速く上昇する。しかしながら、トライアックを通って流れる電流は、伝導状態でトライアックを維持するのには十分ではなく、トライアックは、再びターンオフし、負荷を介した電圧は、負荷の抵抗特性により降下する。調光器を介した電圧が、増加しているので、たとえ、ＤＴＣが、常に活性化になり、調光器トライアックを再びトリガすることなしでも、調光器中のＲＣ回路は、再充電するだろう。その結果、図１１Ｂに示されるような各半サイクル中に、トライアックを多重でトリガする。有効電力要因補正回路が、ＤＣリンクの駆動またはＬＥＤの直接駆動に対して不連続のスイッチングを備えたコンバータをブースとするように、トライアックベースの調光器が、低電力の抵抗負荷に接続される場合、トライアックのそのような多重のトリガは生じてもよい。

図１１Ａおよび１１Ｂの各半サイクルの平均電圧の比較によって見ることができるように、この多重のトリガは、負荷を介した非常に不安な電圧およびより低い平均電圧に帰着する。この電圧が、ＬＥＤの強度を制御するセットポイントを導くために使用される場合、それは、振動するセットポイントに帰着するだろう。平均（またはＲＭＳ）電圧が、この状況でＬＥＤ光源の強度をセットするために使用される場合、不安定な光出力を備えた
誤った調光が、生じるだろう。

この問題の解決策は、電圧レベル情報ではなく、ＬＥＤ光源強度を制御するための時間情報を使用することである。ゼロ交差点からゼロ交差に続くトライアックの最初のトリガまでの時間遅延は、ＬＥＤ光源強度の制御値（これは、始動角度または位相制御値とも呼ばれる）を導くために使用されてもよい。この時間遅延値は、調光器（それは、調光器ノブのセッティングに依存する）のＲＣ回路の充電時間に依存して変化し、半サイクルで後に生じてもよい多重のトライアック始動によって影響されない。

マイクロプロセッサは、時間遅延値からＬＥＤ強度セットポイント値を導くために使用されてもよい。これをインプリメントする１つの方法は、ＤＴＣを通る電流の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの発生時を測定する、または、これらの立ち上がりおよび立ち下がりエッジに関連した電圧を測定することである。これらの電流の立ち上がりおよび立ち下がりエッジは、図７Ｂで例えば示され、モーメントに対応する。トライアックがゼロ交差でターンオフする場合に、ＤＴＣが活性化される（立ち上がりエッジ）。トライアックがトリガされる場合に、ＤＴＣが非活性化される（立ち下がりエッジ）。２つの立ち上がりエッジ間の時間は、電源電圧のゼロ交差間のサイクル時間を示す。立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの間の時間は、ゼロ交差と最初のトライアックの始動時間の間の時間遅延を示す。これらの測定から、トライアック始動角度は、単に算出することができる。これは、ＤＴＣ１２の電流源回路１７のトランジスタＱ１のベースで、Ｔ６の電圧の立ち上がりおよび立ち下がりエッジを測定することによって、図３および６に示される実施形態中で都合よく行うことができる。上に記述された実施形態では、この電圧は、ＤＴＣが活性化され、Ｑ３がオンの場合に、約０．５Ｖになるだろう、また、ＤＴＣが非活性化され、Ｑ３がオフの場合に、約１．５Ｖになるだろう。

関連した立ち上がり／立ち下がりエッジ間の時間は、クロックを用いて測定されることができる。それは、エッジが検出される場合に開始し、次の関連するエッジが検出される場合に止められる。ＤＴＣ電流の立ち上がりエッジとＤＣＴ電流の次の立ち下がりエッジの間の時間は、トライアックオフデューティサイクルを決定するために、２つの立ち上がりエッジ間の時間によって、決定し分割することができる。トライアックオンデューティサイクルは、そのとき（１−オフデューティサイクル）である。進歩的な機能は、ＬＥＤに対する現在のセットポイントを導くために使用することができる。また、この機能は、飽和状態を備えた指数関数になりえる。そのようなクロックおよび進歩的な機能は、当業者の１人によって理解されるように、マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラを使用して実施することができる。

この解決策によって、システムは、異なるＡＣ電圧を持った国々で使用するために、ユニバーサルな電力入力（例えば、９０Ｖから２４０ＶのＡＣ電源電圧）を備えた調光可能回路中のアプリケーションのために設計することができる。光源強度制御値が、電圧値ではなく、時間遅延値に依存するので、入力電圧値および結果として生じた平均負荷電圧は、ＡＣ印加電圧の機能のように変化しない。これにより、単一の設計は、世界の至る所で使用することができ、それによって、スケールの大きな節約により、製造コストを減少する。

［ヒステリシスおよび最小の電流］
「オフ」スイッチのない調光器は、最小（つまり、光源をオフする）の位置でセットされた場合、直列コンデンサのように作用する。ＡＣ電流は、この「コンデンサ」を通って流れて、ＬＥＤ駆動回路中の整流器のＤＣ側を充電するだろう。これは、短時間期間の後に、ＬＥＤ駆動回路中のコントローラチップを起動するのに十分かもしれない。これは、ＤＣリンクを放電して、ＬＥＤを簡潔にフラッシュさせてもよい。その後、アンダー電圧は、検知されるだろう。コントローラは、スイッチオフするだろう。また、サイクルは、再びもう一度開始するだろう。この望まれないフラッシングを防ぐために、電流制御回路は、ヒステリシスを生成するために、ある正のフィードバックが提供されてもよい。このように、電流制御装置は、平均入力電圧がある限度を超えるまで、ゼロセットポイントを受け取るだろう。その後、現在のセットポイントは、低値（例えば、約３０ｍＡ）に切り替えられる。調光器ノブをより低いセッティングに後ろに戻すことによって、その後、ＬＥＤ電流は、減少されてもよい（例えば、約１０ｍＡまで）。したがって、この低い調光器セッティングでは、ＬＥＤは、前の調光器セッティングに依存して、オンかもしれないし、オフかもしれない。

ＬＥＤを通る最小の電流は、ほぼ無負荷（すなわち、低い調光器セッティング）で、調光器回路相互作用により、光強度の変化を回避するために好まれる。ほぼ無負荷で、ＬＥＤ駆動回路中の整流器のＤＣ側の電圧は、調光器の内部のＬＣフィルタ（例えば、図１の調光器回路に含まれたインダクタＬ１およびコンデンサＣ２）により、増加する傾向がある。この増加は、ＬＥＤ電流を上昇させる測定された平均負荷電圧を上昇させる。電流のこの上昇は、ＤＣ電圧を低下させるだろう。また、ＬＥＤ電流は、再び減少するだろう。その結果として、ＬＥＤ電流は振動する。この問題は、一般的に、少なくとも５ｍＡの最小値でまたはその最小値を超えて、ＬＥＤ電流を維持することにより、回避することができる。調光器トライアックの始動角度が、１８０度に近づく場合、回路は、駆動を停止し、障害モードが、生じるだろう。しかしながら、ヒステリシスにより、光は、生成されな
いだろう。それは、白熱電球が行うことに類似している。

ヒステリシスおよび最小の電流は、図１２に示されるように、抵抗器Ｒ３０およびＲ３１およびコンデンサＣ１７を加えることにより、図１０に示される実施形態で実施されてもよい。Ｒ３０とＲ２３は、増幅器Ｕ１２のまわりの正のフィードバックを生成する。ＬＥＤが制御される場合、Ｕ１２の出力は、約２．５Ｖである。また、ＬＥＤが、オフである場合、Ｕ１２の出力は、約８Ｖである。したがって、約１０ｍＶのヒステリシスが、ノード２４で現れるだろう。最小の電流は、グランドから参照２４を上げるＱ１０（示されない）を介する抵抗器およびこのヒステリシスによって決定される。ＬＥＤがオフで、参照２４が上昇している場合、Ｕ１２の入力が＋入力より上昇するとすぐに、Ｕ１２は、トグルするだろう。トグルの後に、＋入力は、約１０ｍＶに落ちて、それにより、約１０ｍＶ／Ｒ２４＝３０ｍＡによってセットポイントが増加する。適切な値は、Ｒ３０＝１．２ＭΩ；Ｒ３１＝４．７ｋΩ；Ｃ１７＝１０ｎＦである。

［電圧保護の上下（Over and under voltage protection）］
ＬＥＤ駆動回路の二次回路は、好ましくは、ある範囲間（例えば、８．３Ｖおよび１７．３Ｖ間の出力電圧）のみの電流源として働き、この範囲の外側の電圧制御を使用することを目指している。ＬＥＤに対する現在のセットポイントが０である場合、駆動回路は、まだ有効であるに違いない。したがって、これを可能にするために、駆動回路の出力は、フライバックコントローラチップのアンダー電圧ロックアウトを回避するように制御された電圧である。電流制御範囲上の電圧については、駆動回路は、ＬＥＤの切断または開回路の故障の場合に、回路（特に、駆動回路の一次側のパワートランジスタ）中の過電圧を回避するために、電圧制御モードに入る。電流制御範囲は、抵抗器の値によって設定し、非常に低い許容範囲を達成するために基準電源チップを利用することができる。あるフライバックコントローラチップ中にある内蔵の過電圧保護は、その高すぎる許容範囲によりむしろ使用されない。

したがって、本発明は、上に議論されたある実施形態への言及によって記述された。１つの実施形態中の要素およびコンポーネントは、他の実施形態で使用されてもよい。上に記述された実施形態は、ＤＴＣを含んでいるが、これを省略することができる。さらに、様々な実施形態のコンテキストに記述された駆動回路またはセットポイントフィルタ回路の様々な機能が、それらの実施形態から省略されてもよい、または、他の実施形態に含まれていてもよいことは明白だろう。

記述された実施形態は、当業者に有名な様々な変更および代替形態を受け入れられることが認識されるだろう。例えば、ダイオード整流器ブリッジのような全波整流器を備えたＤＴＣを使用する代わりに、半波整流器を備えた２つのＤＴＣが使用されてもよい。後者の場合では、１つのＤＴＣは、ＡＣ電流の一方向に使用されるだろう。また、別のＤＴＣは反対方向で使用されるだろう。記述された回路は、バイポーラトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴＳ、または他のタイプのスイッチング素子で設計されてもよい。用語「ベース」、「コレクタ」および「エミッタ」、そして「ゲート」、「ドレイン」および「ソース」は、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴの接続を言及しているだけでなく、他のタイプのトランジスタの同様の接続についても言及しているとして、広く解釈されるべきであることに留意する。さらに、本発明の実施形態は、照明システムに関して記述された。しかしながら、本発明は、さらに他のタイプのアプリケーションに対する回路に関連してもよい。

Claims (11)

1. 調光器回路からの位相調光信号を受け取り電流に変換し前記電流を1つ以上のLEDに供給する駆動回路と協働するためのセットポイントフィルタ回路であって、
   前記セットポイントフィルタ回路は、前記調光器回路からの前記位相調光信号を受け取り、前記調光器回路から受け取られた前記位相調光信号によって少なくとも一部が決定される調光器セットポイント値に基づいて調整されたセットポイント値を生成し、前記電流は前記調整されたセットポイント値によって少なくとも一部が決定され、
   前記調光器セットポイント値の変更に対する前記調整されたセットポイント値の感度は、前記調光器セットポイント値の低値においては前記調光器セットポイント値の高値における感度よりも低く、
   前記調整されたセットポイント値は、０よりも大きい最小値を有する調整されたセットポイント値を生成する、セットポイントフィルタ回路。
2. 前記調光器セットポイント値が増加する場合、前記調整されたセットポイント値は増加する又は一定である、請求項１に記載のセットポイントフィルタ回路。
3. 前記セットポイントフィルタ回路は、前記調光器セットポイント値の全範囲未満の前記調整されたセットポイント値の全範囲を生成する、請求項１又は２に記載のセットポイントフィルタ回路。
4. 前記セットポイントフィルタ回路は、受信された調光器セットポイント値のフィルタのための第２または高位のロウパスフィルタを含む、請求項１乃至３の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路。
5. 前記セットポイントフィルタ回路は、前記調整されたセットポイント値を生成するようにトランジスタを制御する中間セットポイント値を生成する差動増幅器を有する、請求項１乃至４の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路。
6. 前記調光器セットポイント値の所定の範囲において、前記調整されたセットポイント値がほぼ一定である、請求項１乃至５の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路。
7. 前記所定の範囲は、前記調光器セットポイント値の最大値に対して約９０−１００％の範囲を含む、請求項６に記載のセットポイントフィルタ回路。
8. 前記調整されたセットポイント値は、前記調光器セットポイント値の最低値において前記０よりも大きい最小値を有する、請求項１乃至７の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路。
9. 前記調整されたセットポイント値の前記最小値は、前記調整されたセットポイント値の最大値の約３％である、請求項１乃至８の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路。
10. 前記調光器セットポイント値の変更に対する前記調整されたセットポイント値の変化の割合は、前記調光器セットポイント値の低値においては１より小さく、前記調光器セットポイント値の高値においては１より大きい、請求項１乃至９の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路。
11. 請求項１乃至１０の何れか一項に記載のセットポイントフィルタ回路、前記１つ以上のＬＥＤ及び前記駆動回路を有する照明システムであって、
    前記調光器セットポイント値の変更に応じた前記調整されたセットポイント値の変化は、指数関数的な応答を近似している、照明システム。

Images