JP6926272B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、例えば、冷凍サイクルを有する空気調和機や熱源機等に搭載される電源装置に関する。

冷凍サイクルを有する空気調和機や熱源機等に搭載される電源装置は、交流電源の電圧を整流する全波整流回路、この全波整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路、この昇圧回路の出力電圧を所定周波数の交流電圧に変換して圧縮機モータに供給するインバータなどを含む。昇圧回路は、全波整流回路の出力端に接続されるリアクタおよびスイッチ素子の直列回路、負荷とスイッチ素子との間の通電路に設けた逆流防止用のダイオード、上記負荷の両端間に接続したコンデンサを含み、スイッチ素子のオン,オフにより全波整流回路の出力電圧を昇圧する。

昇圧回路中の逆流防止用のダイオードは、順方向に流れる電流に対して小さいながらも電圧降下を有する。この電圧降下は、昇圧回路の電力損失につながり、省エネルギー性の面で無視できない。

対策として、逆流防止用のダイオードよりも電力損失が少ない、すなわちオン抵抗値が小さいスイッチ素子（第２スイッチ素子という）をダイオードに並列接続し、この第２スイッチ素子をリアクタ側のスイッチ素子（第１スイッチ素子という）のオン時にオフしてオフ時にオンする、すなわち第１および第２スイッチ素子を相補的に動作させることにより、逆流防止用のダイオードに順方向電流が流れる期間を縮小してダイオードによる電力損失を低減することが考えられる。第１および第２スイッチ素子としては、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。この場合、両スイッチ素子が同時にオンすると逆流防止用のダイオードをバイパスする経路でコンデンサから両スイッチ素子を通して短絡電流が流れてしまうため、いずれかのスイッチ素子をオフからオンに変化させる際には両スイッチが共にオフ状態となるいわゆるデッドタイムを確保するようにしている。したがって、このごく短時間のデッドタイムの期間の間にのみ逆流防止用のダイオードに電流が流れることになる。

特開２００９−３８８７５号公報

リアクタに流れる電流（リアクタ電流という）は、スイッチ素子のオン,オフに伴い脈動となる。また、冷凍サイクルの負荷状態の急変や圧縮機の回転数の激減等で急激に負荷が軽くなり、負荷に流れる電流が減少すると、リアクタ電流のレベルは、“０（零）”またはその付近まで下降する。

ここで、リアクタ電流のレベルが“０”またはその付近に下降している状態で第２スイッチ素子がオフからオンに切換わったとき、全波整流回路のダイオード素子に逆回復電流が生じ、これに伴い、リアクタ電流Ｉａが負側（マイナス側）に振れる場合があることが見いだされた。具体的には、リアクタ電流のレベルが“０”またはその付近に下降している状態で第２スイッチ素子がオンすると、第２スイッチ素子がオン時に両方向に電流を流すことのできるＭＯＳＦＥＴであることから、昇圧されたコンデンサ電圧が第２スイッチ素子を通じて全波整流回路のダイオード素子に逆方向電圧が加わる。通常、ダイオード素子は逆方向に電流を流すことはないが、順方向に電流が流れていたダイオード素子に逆方向電圧が加わると、短期間であるがダイオード素子に逆方向の電流（逆回復電流という）が流れる。この逆回復電流がピーク値に達した後、負のリアクタ電流−Ｉａの時間的変化率（ｄｉ／ｄｔ）がマイナスからプラスに急激に変化する。このとき、リアクタに大きな
逆起電力が発生し、その逆起電力に起因する過大なサージ電圧がリアクタの両端に生じる。このサージ電圧とコンデンサ電圧とを合わせた過大な電圧が全波整流回路の出力端に加わると、全波整流回路のダイオード素子が破壊されてしまうことがある。

本発明の実施形態の目的は、サージ電圧による素子の破壊を防ぐことができる電源装置を提供することである。

請求項１の電源装置は、整流回路、昇圧回路、前記整流回路の出力端に接続されたコンデンサまたはバリスタを備える。整流回路は、交流電圧を整流する。昇圧回路は、前記整流回路の出力端に接続されるリアクタおよび逆並列接続されたダイオードを有する第１スイッチ素子の直列回路、負荷と前記第１スイッチ素子との間の通電路に設けた逆流防止用ダイオード、この逆流防止用ダイオードに並列接続した第２スイッチ素子、前記負荷に並列に接続したコンデンサを含み、前記第１スイッチ素子のオン,オフとこの第１スイッチ素子のオン,オフとは逆位相の前記第２スイッチ素子のオン,オフにより前記整流回路の出力電圧を昇圧する。前記整流回路の出力端に接続されたコンデンサまたはバリスタは、前記整流回路のダイオード素子に生じた逆回復電流によって引き起こされるサージ電圧を吸収する。

第１実施形態の構成を示すブロック図。 第１実施形態の保護制御がない場合のリアクタ電流の波形を示す図。 図２の波形の一部を拡大して示す図。 第１実施形態の保護制御を示すフローチャート。 第１実施形態におけるリアクタ電流の波形を示す図。 第２実施形態の構成を示すブロック図。 第２実施形態の変形例の要部の構成を示す図。 第２実施形態の別の変形例の要部の構成を示す図。 各実施形態のさらに別の変形例の要部の構成を示す図。

［１］第１実施形態
第１実施形態として、冷凍サイクルを有する空気調和機に搭載される電源装置を例に説
明する。
図１に示すように、三相交流電源１にダイオードブリッジの全波整流回路２（以下、全波整流回路という）が接続され、その全波整流回路２の出力端に昇圧回路１０が接続されている。全波整流回路２は、三相交流電圧を整流する。

昇圧回路１０は、全波整流回路２の出力端に接続されるリアクタ１１およびスイッチ素子（第１スイッチ素子）ＳＷ１の直列回路、負荷であるインバータ２０と第１スイッチ素子ＳＷ１との間の通電路に設けた逆流防止用ダイオードＤ２、この逆流防止用ダイオードＤ２に並列接続したスイッチ素子（第２スイッチ）ＳＷ２、上記負荷に並列に接続したコンデンサ（電解コンデンサ）１２を含み、スイッチ素子ＳＷ１のオン,オフ（断続オン）とこのスイッチ素子ＳＷ１のオン,オフとは逆位相のスイッチ素子ＳＷ２のオン,オフ（断続オン）により全波整流回路２の出力電圧（直流電圧）を昇圧する昇圧モード、およびスイッチ素子ＳＷ１のオフ（オフの継続）とスイッチ素子ＳＷ２のオン（オンの継続）により全波整流回路２の出力電圧を昇圧せずに出力する非昇圧モードを有する。スイッチ素子ＳＷ１を下相側スイッチ素子、スイッチ素子ＳＷ２を上相側スイッチ素子ともいう。

スイッチ素子ＳＷ１は、スイッチ素子本体と逆並列接続された寄生ダイオードＤ１を含むオン抵抗の小さい半導体スイッチ素子たとえばスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、コントローラ３０から供給される駆動信号Ｓ１によってオン，オフ駆動される。スイッチ素子ＳＷ２は、スイッチ素子本体と逆並列接続された寄生ダイオードＤ２を含み、オン時にドレイン・ソース間の双方向に電流が流れる双方向性を有し、かつオン時の電力損失が寄生ダイオードＤ２の順方向の電圧降下による電力損失より小さくなる半導体スイッチ素子、たとえばスイッチ素子ＳＷ１と同様に、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、コントローラ３０から供給される駆動信号Ｓ２によってスイッチ素子ＳＷ１のオン，オフとは逆位相でオン，オフ駆動される。このスイッチ素子ＳＷ２の寄生ダイオードＤ２が、そのまま上記逆流防止用ダイオードＤ２として用いられている。

昇圧回路１０の出力端に、負荷であるインバータ２０が接続されている。インバータ２０は、昇圧回路１０の出力電圧をスイッチングにより交流電圧に変換し、それをモータ２１への駆動電力として出力する。モータ２１は、圧縮機２２の駆動用モータであって、誘導性負荷であるところの例えばブラシレスＤＣモータであり、インバータ２０の出力により動作する。

圧縮機２２は、冷媒を吸込んで圧縮し吐出する。この圧縮機２２の冷媒吐出口に四方弁２３を介して室外熱交換器２４の一端が接続され、その室外熱交換器２４の他端が膨張弁２５を介して室内熱交換器２６の一端に接続される。室内熱交換器２６の他端は、四方弁２３を介して圧縮機２２の冷媒吸込口に接続される。これら圧縮機２２、四方弁２３、室外熱交換器２４、膨張弁２５、室内熱交換器２６により、空気調和機のヒートポンプ式冷凍サイクルが構成されている。図１中の矢印は、冷房時の冷媒の流れを示し、圧縮機から吐出した高温冷媒は、室内熱交換器２６で吸熱して室内を冷却し、室外熱交換器２４で放熱する。すなわち、室内熱交換器２６は吸熱器となり、室外熱交換器２４は放熱器となる。四方弁２３を反転すれば、冷媒の流れが反対となり暖房運転ができる。この場合、室内熱交換器２６で放熱して室内を暖め、室外熱交換器２４で吸熱することになる。

全波整流回路２の正側出力端と昇圧回路１０のリアクタ１１との間の通電路に、リアクタ１１に流れる電流（瞬時値；リアクタ電流という）Ｉａを検知する電流センサ１３が配置されている。インバータ２０とモータ２１との間の通電路に、モータ２１に流れる電流（相巻線電流）を検知する電流センサ２７が配置されている。これら電流センサ１３，２７の検知結果がコントローラ３０に供給されるとともに、昇圧回路１０の出力電圧（コンデンサ１２の両端間電圧）Ｖｄｃがコントローラ３０で検出される。

コントローラ３０は、昇圧制御部４０、インバータ制御部５０、目標値設定部５１を含む。

昇圧制御部４０は、昇圧回路１０の出力電圧Ｖｄｃが目標値Ｖｄｃrefとなるように、かつ昇圧回路１０への入力電流（リアクタ電流）Ｉａが一定となるように、昇圧回路１０のスイッチングをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するもので、減算部４１、ＰＩ制御器４２、減算部４３、ＰＩ制御器４４、ＰＷＭ信号生成部４５、キャリア発生部４６、スイッチ駆動制御部(制御手段)４７，４８を含む。

減算部４１は、昇圧回路１０の出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの偏差ΔＶｄｃを求める。ＰＩ制御器４２は、減算部４１で得た偏差ΔＶｄｃを入力とする比例・積分演算により、昇圧回路１０への入力電流（リアクタ電流）Ｉａに対する電流指令値Ｉrefを得る。減算部４３は、ＰＩ制御器４２で得た電流指令値Ｉrefと昇圧回路１０への入力電流（電流センサ１３の検知電流）Ｉａとの偏差ΔＩａを求める。ＰＩ制御器４４は、減算部４３で得た偏差ΔＩａを入力とする比例・積分演算により、パルス幅変調用の電圧指令値Ｖrefを得る。キャリア発生部４６は、所定周波数の三角波状のキャリア信号電圧Ｖｃを発する。ＰＷＭ信号生成部４５は、キャリア発生部４６が発するキャリア信号電圧ＶｃをＰＩ制御器４４で得た電圧指令値Ｖrefでパルス幅変調（電圧比較）することにより、昇圧回路１０のスイッチング素子ＳＷ１，Ｗ２に対するスイッチング用のパルス状のＰＷＭ信号Ｓ０を生成する。

スイッチ駆動制御部４７は、目標値設定部５１で設定される目標値Ｖｄｃrefが所定値以上（高・中負荷時）の場合に、ＰＷＭ信号生成部４５で生成されたＰＷＭ信号Ｓ０と同じ位相の駆動信号Ｓ１をスイッチ素子ＳＷ１の駆動用として生成し出力する。スイッチ駆動制御部４８は、目標値設定部５１で設定される目標値Ｖｄｃrefが所定値以上（高・中負荷時）の場合に、ＰＷＭ信号生成部４５で生成されたＰＷＭ信号Ｓ０と逆位相の駆動信号Ｓ２をスイッチ素子ＳＷ２の駆動用として生成し出力する。これら駆動信号Ｓ１，ＳＷ２の出力により、昇圧回路１０が昇圧モードで動作する。

また、スイッチ駆動制御部４７は、目標値設定部５１で設定される目標値Ｖｄｃrefが所定値未満（低負荷時）の場合、スイッチ素子ＳＷ１を継続的にオフさせるための駆動信号Ｓ１を生成し出力する。スイッチ駆動制御部４８は、目標値設定部５１で設定される目標値Ｖｄｃrefが所定値未満（低負荷時）の場合、スイッチ素子ＳＷ２を継続的にオンさせるための駆動信号Ｓ２を生成し出力する。これら駆動信号Ｓ１，ＳＷ２の出力により、スイッチ素子ＳＷ１が継続的にオフされるため、昇圧は行われず、昇圧回路１０が非昇圧モードとなる。

とくに、スイッチ駆動制御部４７，４８は、スイッチ素子ＳＷ１がオフからオンに切換わる前にスイッチ素子ＳＷ２がオンからオフに切換わるように、つまりスイッチ素子ＳＷ１がオフからオンに切換わるタイミングとスイッチ素子ＳＷ２がオンからオフに切換わるタイミングとの間に両スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にオフ状態となるいわゆるデッドタイムが確保されるように、かつスイッチ素子ＳＷ１がオンからオフに切換わった後でスイッチ素子ＳＷ２がオフからオンに切換わるように、つまりスイッチ素子ＳＷ１がオンからオフに切換わるタイミングとスイッチ素子ＳＷ２がオフからオンに切換わるタイミングとの間に両スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にオフ状態となるいわゆるデッドタイムが確保されるように、駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

さらに、スイッチ駆動制御部４７，４８は、以下の方式で昇圧モードと非昇圧モードの切替えを行う。スイッチ駆動制御部４７，４８は、非昇圧モード中にリアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが設定値Ｉａｍｓ以上になると昇圧モードに切替わる。さらに昇圧モード中にリアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが設定値“Ｉａｍｓ-α“以下に低下すると非昇圧モードに切替わる。これは、電流実効値が小さい状態では、もともと圧縮機を駆動するインバータには、昇圧が不必要であり、逆に昇圧することでスイッチ素子ＳＷ２のオン・オフに伴うスイッチング損失が増加してしまうためである。

さらに、スイッチ駆動制御部４７，４８は、昇圧モード中に、リアクタ電流（瞬時値）Ｉａが設定値Ｉａｓ以下への低下が検出された場合に、昇圧回路１０の昇圧モードを禁止して昇圧回路１０を非昇圧モードとする保護制御手段を含む。リアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍは、交流電源の数周期分の瞬時電流値から計算により求める。設定値Ｉａｍｓは例えば１２Ａであり、設定値Ｉａｓは例えば３Ａである。また、“α”は頻繁な昇圧モードと非昇圧モードの切替えを防止するためのヒステリシスとして機能するよう予め設定されている設定値であり、例えば、設定値Ｉａｓの５０％＝６Ａ程度の大きな値が設定される。減算部４１およびＰＩ制御器４２が電圧制御系として機能する。減算部４３およびＰＩ制御器４４が電流制御系として機能する。この電圧制御系および電流制御系により、昇圧回路１０の出力電圧Ｖｄｃが目標値Ｖｄｃrefとなるように、かつ昇圧回路１０への入力電流（リアクタ電流）Ｉａが一定となるように、昇圧回路１０のスイッチングがＰＷＭ制
御される。

インバータ制御部５０は、電流センサ２７の検知電流（モータ電流）からモータ２１の速度（回転速度）を推定し、その推定速度が負荷（冷凍負荷）の大きさに対応する目標速度となるようにインバータ２０のスイッチングをＰＷＭ制御する。目標値設定部５１は、インバータ２０の出力電圧が上記目標速度を得るのに必要な最低限の昇圧回路１０の出力電圧Ｖｄｃを目標値Ｖｄｃrefとして設定する。すなわち、目標値Ｖｄｃrefは、冷凍サイクルの負荷によって決定され、圧縮機２２（モータ２１）が低回転状態である低負荷の場合は低く設定され、圧縮機２２が高回転（高負荷）になるほど大きな値が設定される。

上記全波整流回路２、昇圧回路１０、電流センサ１３、インバータ２０、電流センサ２７、およびコントローラ３０などにより、本実施形態の電源装置が構成されている。

つぎに、コントローラ３０が実行する制御について説明する。
モータ２１が高・中速度で回転する高・中負荷時、スイッチ素子ＳＷ１がオン，オフし、かつそのスイッチ素子ＳＷ１のオン，オフとは逆位相でスイッチ素子ＳＷ２がオン，オフする。これにより、全波整流回路２の出力電圧が昇圧回路１０で昇圧されてインバータ２０に供給される。モータ２１が低速度で回転する低負荷時は、スイッチ素子ＳＷ１が継続的にオフしてスイッチ素子ＳＷ２が継続的にオンする。これにより、全波整流回路２の出力電圧は、リアクタ１１およびスイッチ素子ＳＷ２を通り、昇圧されることなくコンデンサ１２を介してインバータ２０に供給される。

スイッチ駆動制御部４７，４８の保護制御手段がないと仮定した場合のリアクタ電流Ｉａの波形を図２に示し、この波形の一部を拡大して図３に示している。

すなわち、リアクタ電流Ｉａのレベルは、昇圧回路１０の負荷の急激な減少に伴い、“０”またはその付近まで下降する。リアクタ電流Ｉａのレベルが“０”またはその付近に下降している状態でスイッチ素子ＳＷ２がオンしたとき、上述のスイッチ駆動制御部４７，４８の保護制御手段がないと仮定すると、スイッチ素子ＳＷ２がＭＯＳＦＥＴであるため、コンデンサ１２から交流電源１の方向に電流が流れることがある。

全波整流回路２の各ダイオード素子には、通常は順方向にのみ電流が流れる。しかしながら、オン時にスイッチ素子本体の両方向に電流を流すことができるＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子ＳＷ２として使用していること、および平滑用のコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃが電源電圧以上に昇圧された状態にあることが原因で、リアクタ電流Ｉａのレベルが“０”付近でスイッチ素子ＳＷ２がオンすると、スイッチ素子ＳＷ２がオン時に両方向に電流を流すことのできるＭＯＳＦＥＴであることから、昇圧されたコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃがスイッチ素子ＳＷ２を通じて全波整流回路２の各ダイオード素子に逆方向電圧が加わる。この結果、図１に破線矢印で示すように、それまで順方向に電流が流れていた全波整流回路２のダイオード素子に、短期間であるが逆回復電流Ｉｒが流れ始める。逆回復電流Ｉｒが流れ終わると、全波整流回路２のダイオード素子は逆回復電流Ｉｒの流れを遮断する。

なお、全波整流回路２のダイオード素子に逆回復電流Ｉｒが流れている状態でスイッチ素子ＳＷ２がオフに切換わっても、逆回復電流Ｉｒ電流は、全波整流回路２の負側出力端からスイッチ素子ＳＷ１の寄生ダイオードＤ１を順方向に通って全波整流回路２の正側出力端へと流れる（還流電流）。

そして、逆回復電流がピーク値に達した後、負のリアクタ電流−Ｉａの時間的変化率（ｄｉ／ｄｔ）がマイナスからプラスに急激に変化する。このとき、リアクタ１１に大きな逆起電力が発生し、その逆起電力に起因する過大なサージ電圧がリアクタ１１の両端に生じる。このサージ電圧とコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃとを合わせた過大な電圧が全波整流回路２の出力端に加わると、全波整流回路２のダイオード素子が破壊されてしまうことがある。

この問題に対処するため、スイッチ駆動制御部４７，４８は、図４のフローチャートに示す制御を実行する。スイッチ駆動制御部４７，４８は、リアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが設定値Ｉａｍｓより大きい場合に（ステップＳ１のＮＯ）、昇圧回路１０の昇圧運転（昇圧モードの動作）を実行する(ステップＳ２)。この昇圧運転の実行に伴い、スイッチ駆動制御部４７，４８は、リアクタ電流（瞬時値）Ｉａが設定値Ｉａｓ以下でないことを条件に(ステップＳ３のＮＯ)、ステップＳ１の判定に戻る。

リアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが設定値Ｉａｍｓ以下に下降した場合（ステップＳ１のＹＥＳ）、スイッチ駆動制御部４７，４８は、昇圧回路１０が昇圧運転中かどうかを判定する（ステップＳ４）。昇圧運転中であれば（ステップＳ４のＹＥＳ）、スイッチ駆動制御部４７，４８は、実効値Ｉａｍと設定値“Ｉａｍｓ−α”とを比較する（ステップＳ５）。実効値Ｉａｍが設定値“Ｉａｍｓ−α”以下でなければ（ステップＳ５のＮＯ）、スイッチ駆動制御部４７，４８は、昇圧運転を続ける（ステップＳ２）。ただし、実効値Ｉａｍが設定値“Ｉａｍｓ−α”以下まで下降していれば(ステップＳ５のＹＥＳ)、スイッチ駆動制御部４７，４８は、昇圧回路１０の昇圧運転を禁止して昇圧回路１０を非昇圧モードに切替える（ステップＳ６）。そして、スイッチ駆動制御部４７，４８は、最初のステップＳ１からの処理を繰り返す。

具体的な動きとしては、冷凍サイクルの運転中、空調もしくは冷凍負荷が増加した場合、インバータ２０の出力電圧の周波数が高くなり、すなわち圧縮機２２の回転数が高まり、リアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが増加して設定値Ｉａｍｓを超えたところで、昇圧運転が開始される。その後、冷凍サイクルの運転により、空調もしくは冷凍負荷が低下し、インバータ２０の出力する周波数が低くなってリアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが低下し、設定値“Ｉａｍｓ−α”以下まで下降したところで昇圧運転が終了し、非昇圧モードとなる。ここでの昇圧モードと非昇圧モードの切替えは、効率向上を目的としている。なお、設定値“Ｉａｍｓ−α”のαは、ヒステリシス値であり、例えば設定値Ｉｍｓの50％程度のかなり大きな値とするのが望ましい。このヒステリシス値αの確保により、昇圧モードと非昇圧モードの頻繁な入り切りの発生を防止している。

一方、例えば、冷凍サイクルの四方弁２３が反転する除霜運転への移行によって負荷が急減した場合、インバータ２０側で消費する電力が減少し、リアクタ電流Ｉａが下降する。そこで、昇圧運転中に、圧縮機２２の負荷の急減によってリアクタ電流（瞬時値）Ｉａが設定値Ｉａｓ以下に下降した場合（ステップＳ３のＹＥＳ）、スイッチ駆動制御部４７，４８は、昇圧回路１０の昇圧モードを禁止して昇圧回路１０を非昇圧モードとする（ステップＳ６）。

このように、リアクタ電流Ｉａが設定値Ｉａｓ以下に下降した時点で昇圧用のスイッチングを禁止することにより、図５に示すように、その後のリアクタ電流Ｉａの下降は“０”レベルで収まり、リアクタ電流Ｉａが負側に振れることはない。

負のリアクタ−Ｉａが流れないので、スイッチ素子ＳＷ２がオフからオンに切換わっても、昇圧されたコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃがスイッチ素子ＳＷ２を通じて全波整流回路２の各ダイオード素子に逆方向電圧が加わる事態を防ぐことができる。したがって、全波整流回路２のダイオード素子に逆回復電流Ｉｒが流れることもなく、逆回復電流Ｉｒに起因するサージ電圧の発生を防ぐことができる。つまり、サージ電圧とコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃとを合わせた過大な電圧が全波整流回路２の出力端に加わることはなく、全波整流回路２におけるダイオード素子の破壊を防ぐことができる。

なお、上述のとおり、効率向上のために昇圧モード中にリアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍが設定値“Ｉａｍｓ-α“以下に低下した時点で非昇圧モードに切替えるモード切替制御が存在するが、この制御はあくまで効率向上を目的として定常時における昇圧モードと非昇圧モードの切替えを行うもので、このリアクタ電流Ｉａの実効値Ｉａｍの検出(更新)には、交流電源の数周期の時間が必要となる。このため、通常のモード切替制御では、上述のような負荷の急激な減少に伴うリアクタ電流（瞬時値）Ｉａの“０”またはその付近への急激な下降に対して応答することはできず、昇圧モードから非昇圧モードへの切替えを行うことはできない。そこで、ステップＳ３において、リアクタ電流Ｉａの瞬時値に基づき昇圧モードと非昇圧モードとを切り替える（ステップＳ６）ようにしている。

また、本実施形態において、非昇圧モードではスイッチ素子ＳＷ２をオン継続するようにして、逆流防止用ダイオードＤ２に極力電流を流さないようにして効率を向上させている。しかしながら、逆流防止用ダイオードＤ２に定格の大きい素子を採用し、ある程度の大きさの電流を流すことを可能とすれば、昇圧モード中にリアクタ電流（瞬時値）Ｉａが設定値Ｉａｓ以下に下降した時（ステップＳ３のＹＥＳ）における非昇圧モード（ステップＳ６）の場合に限り、スイッチ素子ＳＷ２をオフ継続して、逆流防止用ダイオードＤ２に電流を流すようにして、リアクタ１１の逆電流発生を完全に阻止するようにしても良い。すなわち、逆流防止用ダイオードＤ２の定格によっては、少なくともスイッチ素子ＳＷ１のオフを継続させれば、スイッチ素子ＳＷ２の動作はオンでもオフでも良いことになる。

［２］第２実施形態
第２実施形態では、第１実施形態におけるスイッチ駆動制御部４７，４８の保護制御に代えて、図６に示すように、全波整流回路２の出力端にコンデンサ６１が接続される。他の構成は第１実施形態と同じである。

負のリアクタ電流−Ｉｄが流れたときに発生するサージ電圧は、負のリアクタ電流−Ｉｄの行き場がなくなることによって発生する。そこで、全波整流回路２の出力端にコンデンサ６１を接続し、負のリアクタ電流−Ｉｄが流れたときに発生するサージ電圧のエネルギーをコンデンサ６１で吸収するようにしている。したがって、過大な電圧が全波整流回路２の出力端に加わることはなく、よって全波整流回路２の素子の破壊を防ぐことができる。

コンデンサ６１の容量は、負のリアクタ電流−Ｉｄによって発生するサージ電圧の吸収量を考慮し、また基板や回路内の寄生インダクタンスとの間で共振が生じないよう、選定する必要がある。具体的には、コンデンサ６１の容量が大きいと、スイッチ素子ＳＷ１との間の寄生インダクタンスや寄生ダイオードＤ１とのＬＣ共振が発生し、スイッチ素子ＳＷ１がスイッチングするタイミングで共振電流が流れてスイッチ素子ＳＷ１の損失が増大する。許容できる損失は半導体スイッチ素子の特性や組込むシステムの放熱構造によって変わるため、それらを考慮した上で最適な容量のコンデンサ６１を選定する必要がある。以下、この選定について説明する。

リアクタ１１に電流が流れた際にリアクタ１１に蓄積されるエネルギーＥ_Ｌは、下式（１）で表わされる。Ｌはリアクタ１１のインダクタンス、ｉ_Ｌはリアクタ１１に流れる逆電流（負のリアクタ電流−Ｉｄ）である。
Ｅ_Ｌ＝1/2×Ｌ×ｉ_Ｌ ^２……式（１）
このエネルギーＥ_Ｌとコンデンサ６１に蓄積されるエネルギーとが釣り合うようにコンデンサ６１の容量Ｃを決定すればよいことになる。

サージ電圧の吸収前にコンデンサ６１に蓄積される初期エネルギーＥｃ０は、下式（２）で表わされる。サージ電圧の吸収後にコンデンサ６１に蓄積されるエネルギーＥｃ１は、下式（３）で表わされる。Ｖはコンデンサ６１の初期電圧、ΔＶはサージ電圧発生時の電圧跳ね上がり許容量である。
Ｅｃ０＝1/2×Ｃ×Ｖ^２……式（２）
Ｅｃ１＝1/2×Ｃ×（Ｖ＋ΔＶ）^２
＝1/2×Ｃ×Ｖ^２＋Ｃ×Ｖ×ΔＶ＋1/2×Ｃ×ΔＶ^２……式（３）
コンデンサ６１の充電エネルギーＥｃ＝は、下式（４）で表わされる。
Ｅｃ＝Ｅｃ１−Ｅｃ０＝Ｃ×Ｖ×ΔＶ＋1/2×Ｃ×ΔＶ^２……式（４）
リアクタ１１に蓄積されたエネルギーＥ_Ｌの全てがコンデンサ６１に充電されると仮定すると、式（１）＝式（４）となり、これは下式（５）に置き換えることができる。
1/2×Ｌ×ｉ_Ｌ ^２＝Ｃ×Ｖ×ΔＶ＋1/2×Ｃ×ΔＶ^２……式（５）
例えば、リアクタ１１のインダクタンスＬを0.5mH、リアクタ１１に流れる逆電流を4A、コンデンサ６１の初期電圧Ｖを400V、サージ電圧発生時の電圧跳ね上がり許容量ΔＶを100Vとし、これらを式（５）の左辺に当て嵌めると下式（６）が得られる。
1/2×Ｌ×ｉ_Ｌ ^２＝1/2×0.5×10^-3×4^２＝4.00[ml]……式（６）
この式（６）に基づいて式（５）の右辺を展開すると、下式（７）のようにコンデンサ６１の容量Ｃとして0.1μFを求めることができる。

Ｃ＝（4.00×10^-3）／（Ｖ×ΔＶ＋1/2×ΔＶ）
＝（4.00×10^-3）／（400×100＋100）≒0.1[μF]……式（７）
［３］第２実施形態の変形例
図７に要部を示すように、第２実施形態において、全波整流回路２とコンデンサ６１との間の通電路に抵抗器６２を挿入接続する構成としてもよい。第２実施形態のように最適な容量のコンデンサ６０を選定することに加え、コンデンサ６０と抵抗器６２との直列接続によるＲＣスナバ（Snubber）回路を形成することにより、仮に共振が生じた場合でもＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）ノイズの増加を抑制することができる。

図８に要部を示すように、第２実施形態において、全波整流回路２とコンデンサ６１との間の通電路に抵抗器６２を挿入接続し、その抵抗器６２にダイオード６３を並列接続する構成としてもよい。コンデンサ６０、抵抗器６２、およびダイオード６３によってＲＤＣスナバ回路が形成される。この構成により、抵抗器６２の電力損失を低減することができる。

第２実施形態では、負のリアクタ電流−Ｉａに起因するサージ電圧を吸収するためのコンデンサ６１を全波整流回路２の出力端に接続したが、コンデンサ６１に代えて、サージ電圧を吸収するためのバリスタを接続してもよい。負のリアクタ電流−Ｉａにより逆回復電流が生じ、その逆回復電流Ｉｒに起因するサージ電圧がリアクタ１１の両端に生じても、そのサージ電圧とコンデンサ１２の電圧Ｖｄｃとを合わせた過大な電圧はバリスタに吸収されて全波整流回路２の出力端に加わらない。したがって、全波整流回路２におけるダイオード素子の破壊を防ぐことができる。

また、より高効率を得るために、図９に示すように、上記各実施形態のスイッチ素子ＳＷ２に代えて、スイッチ素子（前段スイッチ素子）ＳＷ２とスイッチ素子（後段スイッチ素子）ＳＷ３との直列回路を設け、その直列回路に逆流防止用のダイオードＤ４を並列接続する構成としてもよい。スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３は駆動信号Ｓ２により互いに同期してオン,オフ動作する。スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３の直列回路は、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３を互いに逆方向に直列接続したもので、スイッチ素子ＳＷ３の寄生ダイオードＤ３の逆回復電流を抑制する高効率スイッチング回路を逆流防止用のダイオードＤ４と共に形成している。高効率スイッチング回路は、特開2015-156795号公報に記載されている半導体スイッチ回路に相当するもので、スイッチ素子ＳＷ３の寄生ダイオード（還流ダイオードともいう）Ｄ３の逆回復電流を効果的に抑制することで、損失の低減およびスイッチング速度の高速化を実現する。この高効率スイッチング回路を採用することにより、上記各実施形態よりもより高い効率を得ることができる。

上記各実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…３相交流電源、２…全波整流回路、１０…昇圧回路、１１…リアクタ、１２…コンデンサ、１３…電流センサ、Ｄ２…逆流阻止用ダイオード、ＳＷ１…スイッチ素子（第１スイッチ素子）、ＳＷ２…スイッチ素子（第２スイッチ素子）、２０…インバータ、３０…コントローラ、４０…昇圧制御部、４５…ＰＷＭ信号生成部、４７，４８…スイッチ駆動制御部、５０…インバータ制御部、５１…目標値設定部

Claims (6)

1. ダイオード素子からなり、交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力端に接続されるリアクタおよび逆並列接続されたダイオードを有する第１スイッチ素子の直列回路、負荷と前記第１スイッチ素子との間の通電路に設けた逆流防止用ダイオード、この逆流防止用ダイオードに並列接続した第２スイッチ素子、前記負荷に並列に接続した電解コンデンサを含み、前記第１スイッチ素子のオン,オフとこの第１スイッチ素子のオン,オフとは逆位相の前記第２スイッチ素子のオン,オフにより前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記整流回路の出力端に接続されたコンデンサまたはバリスタと、
   を備え、
   前記コンデンサまたは前記バリスタは、前記整流回路のダイオード素子に生じた逆回復電流によって引き起こされるサージ電圧を吸収する、
   ことを特徴とする電源装置。
2. 前記整流回路と前記コンデンサと間の通電路に挿入接続された抵抗器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載に電源装置。
3. 前記抵抗器に並列接続されたダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項２に記載に電源装置。
4. 前記第２スイッチ素子は、寄生ダイオードを含むＭＯＳＦＥＴであり、オン時の電力損失が前記寄生ダイオードの順方向の電圧降下による電力損失より小さい、
   前記逆流防止用ダイオードは、前記第２スイッチ素子の寄生ダイオードである、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の電源装置。
5. 前記負荷は、誘導性負荷であることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 前記誘導性負荷は、前記昇圧回路の出力端に接続されるインバータおよびこのインバータの出力により動作する圧縮機駆動用のＤＣブラシレスモータであることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。

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