JP6937137B2 - 半導体装置及びデータ復調回路の基準電圧生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号を復調してデータ信号を得る半導体装置及びデータ復調回路の基準電圧生成方法に関する。

データ通信用復調回路として、受信信号の包絡線を検波した検波信号のピーク値に基づいて基準電圧を生成し、検波信号の電圧値が基準電圧よりも大きいか否かにより、２値のデータ信号を復調するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。かかるデータ通信用復調回路によれば、受信信号のレベルが低くなっても、そのレベル低下に追従して基準電圧のレベルも低下するので、受信信号のレベルに拘わらずデータ信号の復調が為される。

特開平８−２０４７６２号公報

ところで、このようなデータ通信用復調回路では、受信信号として情報データを担う変調信号を受けている期間と、当該変調信号を受けていない期間とがある。変調信号を受けていない期間中は、検波信号のレベルが例えば正側のピーク値に固定される。この際、変調信号を受けていない期間中においても、基準電圧を受信信号の振幅の範囲内に設定、つまり基準電圧を上記した正側のピーク値よりも低くする為には、当該基準電圧に対して、その電圧値を所定値だけ低下させるオフセットを掛ける必要がある。

そして、データ通信用復調回路が、データを担う変調信号を含む受信信号を受けると、当該変調信号に基づいて生成される基準電圧の電圧値は、検波信号の振幅の中心付近まで下降する。この際、基準電圧の電圧値は必ずしも一定値とはならない。例えば、基準電圧は、検波信号が正側のピーク値にある期間中は検波信号の振幅の中心に対して正側に電圧シフトし、検波信号が負側のピーク値にある期間中は負側に電圧シフトする。この電圧シフト量は、受信信号の振幅には依存せず略一定である。

よって、上記した基準電圧に生じる電圧シフト及び上記オフセットによると、特に、受信信号の振幅が小さい場合には、検波信号の負側のピーク値よりも基準電圧が低くなる虞があり、復調に誤りが生じるという問題があった。

そこで、本発明は、受信信号の振幅が小さい場合であっても精度良くデータ信号の復調を行うことができる半導体装置及びデータ復調回路の基準電圧生成方法を提供することを目的とする。

本発明に係る半導体装置は、所定の受信信号を復調してデータ信号を生成する半導体装置であって、前記受信信号を包絡線検波して検波信号を得る包絡線検波部と、前記検波信号に基づき基準電圧を生成する基準電圧生成部と、前記検波信号の値と前記基準電圧の大きさとを比較し、比較結果に基づいて前記データ信号を生成するコンパレータと、を含み、前記基準電圧生成部は、出力ノードを有し、前記検波信号から所定のオフセット値を差し引いたオフセット検波信号と前記出力ノードの電圧との差分に応じた電圧を前記基準電圧として前記出力ノードに出力するオペアンプと、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧より高い場合には、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧以下となる場合よりも前記オペアンプの動作電流を大きくする動作電流調整回路と、を含む。

本発明に係るデータ復調回路の基準電圧生成方法は、所定の受信信号を包絡線検波して得た検波信号の値及び基準電圧の大きさを比較し、比較結果に基づいて前記データ信号を取得するデータ復調回路における前記基準電圧の生成方法であって、前記検波信号から所定のオフセット値を差し引いたオフセット検波信号と、出力ノードの電圧との差分に応じた電圧を前記基準電圧として前記出力ノードに出力するオペアンプの動作電流を、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧より高い場合には、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧以下となる場合よりも大きくする。

本発明では、オペアンプが、受信信号を包絡線検波して得た検波信号から所定のオフセット値を差し引いたオフセット検波信号と、出力ノードの電圧との差分に基づき基準電圧を生成する。これにより、オフセット検波信号の値が基準電圧より低い状態にある間は基準電圧の電圧値が徐々に低下し、オフセット検波信号の値が基準電圧より高い状態にある間は基準電圧の電圧値が徐々に増加する。

ここで、本発明では、オフセット検波信号の値が基準電圧より高い場合には、低い場合に比べてオペアンプの動作電流を大きくする。かかる動作電流の調整により、基準電圧の電圧値が低下する際の時間経過に伴う変化率よりも、基準電圧の電圧値が増加する際の時間経過に伴う変化率が高くなる。

これにより、基準電圧の電圧値の低下量が抑えられるので、受信信号の振幅に拘わらず、当該基準電圧を検波信号の振幅の範囲内に維持させることが可能となる。更に、受信信号が変調信号を含まない状態から、変調信号を含む状態へ遷移した際に、迅速に、基準電圧の中心値を安定化させることが可能となる。

本発明に係る半導体装置としてのデータ復調回路１００の内部構成を示すブロック図である。 データ復調回路１００の内部動作の一例を示すタイムチャートである。 基準電圧生成部１３の構成の一例を示す回路図である。 動作電流調整回路ＢＡＣの動作を示す図である。

以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、本発明に係る半導体装置に含まれるデータ復調回路１００の内部構成を示すブロック図である。図１に示すように、データ復調回路１００は、電源部１０、アンテナ１１、包絡線検波部１２、基準電圧生成部１３、及びコンパレータ１４を含む。

電源部１０は、アンテナ１１が無線送信波を受信して得た高周波の受信信号Ｒによって発電し、直流の電源電位ＶＤＤを生成する。電源部１０は、かかる電源電位ＶＤＤを、基準電圧生成部１３及びコンパレータ１４に供給する。尚、電源部１０としては発電機能を備えていない、直流の電源電位ＶＤＤを生成するバッテリであっても良い。

包絡線検波部１２は、当該受信信号Ｒを包絡線検波して、図２の一点鎖線にて示すような波形を有する検波信号ＥＶを得る。すなわち、包絡線検波部１２は、図２に示すように、受信信号Ｒに高周波信号が含まれている間は正側のピーク電圧値Ｖｐを有し、高周波信号が含まれていない期間中は負側のピーク電圧値Ｖｎを有する検波信号ＥＶを生成する。この際、検波信号ＥＶの振幅（Ｖｐ−Ｖｎ）は、受信信号Ｒに含まれる高周波信号の振幅に対応した大きさを有する。

尚、図２に示す一例では、時点ｔ１より前の時点において受信信号Ｒに含まれる高周波信号は、電源部１０で発電を行う為の発振信号であり、情報データを変調した変調信号とは異なる。つまり、図２では、時点ｔ１より前の時点では変調信号を含まない受信信号Ｒを受け、時点ｔ１以降に、変調信号を含む受信信号Ｒを受ける状態を示している。

包絡線検波部１２は、上記のように生成した検波信号ＥＶを、基準電圧生成部１３及びコンパレータ１４に供給する。

基準電圧生成部１３は、検波信号ＥＶに基づき基準電圧ＲＥＦを生成し、これをコンパレータ１４に供給する。

コンパレータ１４は、検波信号ＥＶの電圧値と基準電圧ＲＥＦの大きさとを比較し、その比較結果に基づいて２値の情報データを表すデータ信号ＤＡＴを得る。例えばコンパレータ１４は、検波信号ＥＶの電圧値が基準電圧ＲＥＦよりも高い場合には論理レベル１（又は０）を有し、検波信号ＥＶの電圧値が基準電圧ＲＥＦ以下である場合には論理レベル０（又は１）を有するデータ信号ＤＡＴを出力する。

図３は、基準電圧生成部１３の内部構成の一例を示す回路図である。

図３に示すように、基準電圧生成部１３は、差動回路ＤＦＲ及び出力回路ＯＰＴを含むオペアンプ部と、動作電流調整回路ＢＡＣ、及びキャパシタＣ１を有する。

オペアンプ部の差動回路ＤＦＲは、ｎチャネルＭＯＳ（complementary metal oxide semiconductor）型のトランジスタＭ１４、Ｍ１５、Ｍ４６及びＭ６０と、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭ１６及びＭ１７と、電流源Ｇ１とを含む。

トランジスタＭ１４のゲート端は出力ノードＬ０に接続されており、そのドレイン端は、トランジスタＭ１７のゲート端及びドレイン端と、ノードＬ２とに接続されている。トランジスタＭ１５のゲート端には検波信号ＥＶが供給されており、そのドレイン端は、トランジスタＭ１６のゲート端及びドレイン端と、ノードＬ１とに接続されている。トランジスタ１６及び１７各々のソース端には電源電位ＶＤＤが印加されている。トランジスタＭ１４及びＭ１５各々のソース端は、動作電流ノードＬＣを介してトランジスタＭ４６のドレイン端に接続されている。

トランジスタＭ４６のソース端には接地電位ＶＳＳが印加されており、そのゲート端はトランジスタＭ６０のゲート端及びドレイン端に接続されている。電流源Ｇ１は電源電位ＶＤＤに基づき所定の一定電流を生成し、これをトランジスタＭ６０のゲート端及びドレイン端と、トランジスタＭ４６のゲート端とに供給する。トランジスタＭ６０のソース端には接地電位ＶＳＳが印加されている。

出力回路ＯＰＴは、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭ１８及びＭ１９と、ｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭ５３及びＭ５４とを含む。

トランジスタＭ１８のゲート端はノードＬ２に接続されており、ソース端には電源電位ＶＤＤが印加されている。トランジスタＭ１８のドレイン端は、トランジスタＭ５４のゲート端及びドレイン端と、トランジスタＭ５３のゲート端とに接続されている。トランジスタＭ１９のゲート端はノードＬ１に接続されており、ソース端には電源電位ＶＤＤが印加されている。トランジスタＭ１９のドレイン端は、トランジスタＭ５３のドレイン端と、出力ノードＬ０とに接続されている。トランジスタＭ５３及びＭ５４各々のソース端には接地電位ＶＳＳが印加されている。

出力ノードＬ０にはキャパシタＣ１の一端が接続されており、当該キャパシタＣ１の他端には接地電位ＶＳＳが印加されている。

動作電流調整回路ＢＡＣは、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭ２０及びＭ２２と、ｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭ５５〜Ｍ５８とを含む。

トランジスタＭ２０及びＭ２２各々のソース端には電源電位ＶＤＤが印加されている。トランジスタＭ２２のゲート端はノードＬ１に接続されており、そのドレイン端は、ノードＬ３を介してトランジスタＭ５５及びＭ５６各々のゲート端と、トランジスタＭ５６及びＭ５７各々のドレイン端とに接続されている。

トランジスタＭ２０のゲート端はノードＬ２に接続されており、そのドレイン端は、ノードＬ４を介してトランジスタＭ５７のゲート端と、トランジスタＭ５８のゲート端及びドレイン端とに接続されている。トランジスタＭ５５のドレイン端は動作電流ノードＬＣに接続されている。トランジスタＭ５５〜Ｍ５８各々のソース端には接地電位ＶＳＳが印加されている。

尚、上記したトランジスタＭ５７及びＭ５８からなる第１の電流ミラー回路の電流ミラー比、並びにトランジスタＭ５５及びＭ５６からなる第２の電流ミラー回路の電流ミラー比は、例えば１倍である。

以下に、図３に示す回路の動作について説明する。

差動回路ＤＦＲ内では、電流源Ｇ１、トランジスタＭ４６及びＭ６０を含む動作電流生成部が、所定の固定電流値を有する電流を基本動作電流Ｉｃとして生成し、これを動作電流ノードＬＣに流す。この際、当該動作電流ノードＬＣに流れる電流が、オペアンプ部（ＤＦＲ、ＯＰＴ）を動作させる動作電流となる。

また、差動回路ＤＦＲ内では、トランジスタＭ１４及びＭ１５を含む差動対が、動作電流ノードＬＣに流れる電流を、検波信号ＥＶの値に対応した電流値を有する電流Ｉａと、出力ノードＬ０の電圧に対応した電流値を有する電流Ｉｂとに分け、電流ＩａをノードＬ１に流すと共に電流ＩｂをノードＬ２に流す。

かかる構成により、基準電圧ＲＥＦと、検波信号ＥＶの電圧値との差分に対応した第１の電圧値を有する電圧Ｖ１がノードＬ１に印加され、当該差分に対応した第２の電圧値を有する電圧Ｖ２がノードＬ２に印加される。

尚、差動回路ＤＦＲの差動対（Ｍ１４、Ｍ１５）は、図２に示すオフセット電圧Ｖｏｆ分のオフセットが掛かるように構築されている。そこで、検波信号ＥＶからオフセット電圧Ｖｏｆを差し引いた電圧値をオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）として、図３に示す回路の動作を説明する。

先ず、例えば図２の時点ｔ１より前の区間、又は時点ｔ３〜ｔ４の区間において示すように、基準電圧ＲＥＦと、オフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）とが等しい場合、差動回路ＤＦＲのトランジスタＭ１５及びノードＬ１に流れる電流Ｉａと、トランジスタＭ１４及びノードＬ２に流れる電流Ｉｂとが等しくなる。これにより、ノードＬ１の電圧Ｖ１及びノードＬ２のＶ２は互いに同一の高電圧値となり、出力回路ＯＰＴのトランジスタＭ１８、Ｍ１９、Ｍ５３及びＭ５４はオフ状態となる。その結果、図２に示すように、基準電圧ＲＥＦの電圧値は現時点での電圧値に維持される。

また、例えば図２の時点ｔ１から時点ｔ２の区間において示すように、基準電圧ＲＥＦよりもオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値の方が低い場合には、トランジスタＭ１５に流れる電流ＩａよりもトランジスタＭ１４に流れる電流Ｉｂの方が大きくなる。これにより、ノードＬ２の電圧Ｖ２がノードＬ１の電圧Ｖ１よりも低い電圧値となり、出力回路ＯＰＴのトランジスタＭ１８がオン状態となる。すると、当該トランジスタＭ１８は、電源電位ＶＤＤに基づく電流をトランジスタＭ５３及びＭ５４のゲート端に供給し、トランジスタＭ５３及びＭ５４各々のゲート端の電圧を増加する。これにより、トランジスタＭ５３がオン状態となり、当該トランジスタＭ５３は出力ノードＬ０から電荷を引き抜く。その結果、図２の時点ｔ１から時点ｔ２の区間に示すように、基準電圧ＲＥＦの電圧値が徐々に低下する。

また、例えば図２の時点ｔ２から時点ｔ３の区間に示すように、基準電圧ＲＥＦよりもオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値の方が高い場合には、トランジスタＭ１４に流れる電流ＩｂよりもトランジスタＭ１５に流れる電流Ｉａの方が大きくなる。これにより、ノードＬ１の電圧Ｖ１が電圧Ｖ２よりも低い電圧値となる。すると、出力回路ＯＰＴのトランジスタＭ１９がオン状態となり、当該トランジスタＭ１９が電源電位ＶＤＤに基づく電流を出力ノードＬ０に供給する。その結果、図２の時点ｔ２から時点ｔ３の区間に示すように、基準電圧ＲＥＦの電圧値が増加する。

このように、出力回路ＯＰＴは、ノードＬ１及びＬ２の電圧に対応した電流を出力ノードＬ０に供給することにより出力ノードＬ０に基準電圧ＲＥＦを生成する。

ここで、動作電流調整回路ＢＡＣ内では、トランジスタＭ２２が、ノードＬ１の電圧Ｖ１に対応した電流Ｉ１をノードＬ３に供給し、トランジスタＭ２０が、ノードＬ２の電圧Ｖ２に対応した電流Ｉ２をノードＬ４に供給する。また、動作電流調整回路ＢＡＣ内において、トランジスタＭ５７及びＭ５８を含む第１の電流ミラー回路は、ノードＬ４に流れる電流Ｉ２の電流値に対応した第１のミラー電流Ｉｍを生成する。また、動作電流調整回路ＢＡＣ内において、トランジスタＭ５５及びＭ５６を含む第２の電流ミラー回路は、ノードＬ３に流れる電流Ｉ１から上記した第１のミラー電流Ｉｍを差し引いた電流Ｉ３に対応した第２のミラー電流を、調整電流Ｉｄとして生成する。動作電流調整回路ＢＡＣは、動作電流ノードＬＣに流れる基本動作電流Ｉｃに、当該調整電流Ｉｄを加えた電流を動作電流として動作電流ノードＬＣに流す。

上記した構成により、オペアンプ部（ＤＦＲ、ＯＰＴ）は、検波信号ＥＶからオフセット値を差し引いたオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）と、出力ノードＬ０の電圧との差分に応じた電圧を基準電圧ＲＥＦとして、出力ノードＬ０を介して出力する。

動作電流調整回路ＢＡＣは、オフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の値が基準電圧ＲＥＦより高い場合には、当該オフセット検波信号の値が基準電圧ＲＥＦ以下となる場合よりも、オペアンプ部（ＤＦＲ、ＯＰＴ）の動作電流を大きくする。つまり、動作電流調整回路ＢＡＣは、差動回路ＤＦＲの動作電流生成部（Ｇ１、Ｍ４６、Ｍ６０）で生成された基本動作電流Ｉｃに調整電流Ｉｄを加えることにより、オペアンプ部の動作電流を大きくする。これにより、基準電圧ＲＥＦの電圧値が増加する際の時間経過に伴う変化率が、低下する際の変化率よりも高くなる。

例えば、図２の時点ｔ１より前の区間、又は時点ｔ３〜ｔ４の区間において示すように、基準電圧ＲＥＦとオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値とが等しい場合には、電圧Ｖ１及びＶ２は互いに同一の電圧値となる。

よって、動作電流調整回路ＢＡＣのトランジスタＭ２２に流れる電流Ｉ１、及びトランジスタＭ２０に流れる電流Ｉ２は同一の電流値となる。これにより、第１の電流ミラー回路（Ｍ５７、Ｍ５８）のＭ５７には、電流Ｉ２と同一の電流値を有する電流Ｉ１が流れる。よって、第２の電流ミラー回路（Ｍ５５、Ｍ５６）が受ける電流Ｉ３の電流値はゼロとなり、それに伴い、トランジスタＭ５５に流れる調整電流Ｉｄの電流値もゼロとなる。

従って、図４に示すように、基準電圧ＲＥＦとオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値とが等しい場合には、動作電流生成部（Ｇ１、Ｍ４６、Ｍ６０）で生成された基本動作電流Ｉｃだけが動作電流ノードＬＣに流れ、当該基本動作電流Ｉｃがそのままオペアンプの動作電流となる。

また、例えば図２の時点ｔ１から時点ｔ２の区間に示すように、基準電圧ＲＥＦよりもオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値の方が低い場合には、ノードＬ２の電圧Ｖ２がノードＬ１の電圧Ｖ１よりも低い電圧値となる。よって、動作電流調整回路ＢＡＣのトランジスタＭ２２に流れる電流Ｉ１は、トランジスタＭ２０に流れる電流Ｉ２よりも小さくなる。また、トランジスタＭ５７に流れる電流は電流Ｉ１よりも大きくなる為、第２の電流ミラー回路（Ｍ５５、Ｍ５６）が受ける電流Ｉ３の電流値はゼロとなる。それに伴い、トランジスタＭ５５に流れる調整電流Ｉｄの電流値もゼロとなる。

従って、図４に示すように、基準電圧ＲＥＦよりもオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値の方が低い場合にも、動作電流生成部（Ｇ１、Ｍ４６、Ｍ６０）で生成された基本動作電流Ｉｃだけが動作電流ノードＬＣに流れ、当該基本動作電流Ｉｃがそのままオペアンプの動作電流となる。

また、例えば図２の時点ｔ２から時点ｔ３の区間において示すように、基準電圧ＲＥＦよりもオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値の方が高い場合には、ノードＬ１の電圧Ｖ１がノードＬ２の電圧Ｖ２よりも低い電圧値となる。よって、動作電流調整回路ＢＡＣのトランジスタＭ２２に流れる電流Ｉ１は、トランジスタＭ２０に流れる電流Ｉ２よりも大きくなる。この際、第１の電流ミラー回路（Ｍ５７、Ｍ５８）では、電流Ｉ２と等しい電流値を有する第１のミラー電流ＩｍをトランジスタＭ５７に流すので、第２の電流ミラー回路（Ｍ５５、Ｍ５６）には、電流Ｉ１から、第１のミラー電流Ｉｍ（Ｉｍ＝Ｉ２）を差し引いた電流値を有する電流Ｉ３が供給される。

第２の電流ミラー回路（Ｍ５５、Ｍ５６）は、かかる電流Ｉ３に対応した電流値を有する調整電流Ｉｄを動作電流ノードＬＣから引き抜く。これにより、動作電流ノードＬＣに流れる動作電流は、基本動作電流Ｉｃに調整電流Ｉｄを加えたものとなる。この際、電流Ｉ１は差動回路ＤＦＲのトランジスタＭ１５に流れる電流Ｉａに対応しており、電流Ｉａは検波信号ＥＶの電圧値に対応している。

つまり、動作電流調整回路ＢＡＣは、図４に示すように基準電圧ＲＥＦよりもオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値の方が高い場合には、当該オフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の電圧値に対応した電流値を有する調整電流Ｉｄを生成し、これを基本動作電流Ｉｃに加える。よって、この調整電流Ｉｄを加えた分だけ動作電流の電流値が増えるので、その分だけオペアンプ部（ＤＦＲ、ＯＰＴ）の応答速度が高くなる。

すなわち、上記した動作電流調整によれば、オフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の値が基準電圧ＲＥＦより高い場合には、オフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の値が基準電圧ＲＥＦ以下となる場合に比べてオペアンプ（ＤＦＲ、ＯＰＴ）の動作電流が大きくなる。これにより、基準電圧ＲＥＦの電圧値の増加区間（例えば時点ｔ２〜ｔ３）での時間経過に伴う変化率が、基準電圧ＲＥＦの電圧値の低下区間（例えば時点ｔ１〜ｔ２）での時間経過に伴う変化率よりも高くなる。

よって、変調信号受信時における基準電圧ＲＥＦの電圧値の低下量が抑えられるので、当該基準電圧ＲＥＦを、常に検波信号ＥＶの負側のピーク値Ｖｎよりも高い電圧値、つまり検波信号ＥＶの振幅の範囲内に維持させることが可能となる。更に、受信信号Ｒが変調信号を含まない状態（例えば図４の時点ｔ１以前）から、変調信号を含む状態（例えば図４の時点ｔ１以降）へ遷移した際に、迅速に、基準電圧ＲＥＦの中心値を安定化することが可能となる。

従って、データ復調回路１００によれば、受信信号Ｒの振幅が小さい場合であっても、当該受信信号が変調信号を含まない状態から変調信号を含む状態へ遷移した直後から、精度良くデータ信号の復調を行うことが可能となる。

尚、上記実施例では、第２の電流ミラー回路（Ｍ５５、Ｍ５６）の電流ミラー比を１倍としているが、その電流ミラー比は１倍に限定されない。この際、第２の電流ミラー回路（Ｍ５５、Ｍ５６）の電流ミラー比を変更することにより、調整電流Ｉｄを任意の大きさに設定、つまりオペアンプの応答速度を調整することが可能となる。

また、上記実施例では、図２に示すように検波信号ＥＶの正側のピーク値ＶｐからオフセットＶｏｆ分だけ低い電圧値を有し、検波信号ＥＶが負側のピーク値Ｖｎの状態にある間はその電圧値を徐々に低下させ、検波信号ＥＶが正側のピーク値Ｖｐの状態にある間はその電圧値を徐々に増加させた電圧を基準電圧ＲＥＦとして生成している。

しかしながら、検波信号ＥＶの負側のピーク値ＶｎからオフセットＶｏｆ分だけ高い電圧値を有し、検波信号ＥＶが正側のピーク値Ｖｐの状態にある間はその電圧値を徐々に低下させ、検波信号ＥＶが負側のピーク値Ｖｎの状態にある間はその電圧値を徐々に低下させた電圧を基準電圧ＲＥＦとして生成するようにしても良い。

要するに、半導体装置としてのデータ復調回路１００としては、以下の包絡線検波部、基準電圧生成部、及びコンパレータを含むものであれば良い。

すなわち、包絡線検波部（１２）は、受信信号（Ｒ）を包絡線検波して検波信号（ＥＶ）を得る。基準電圧生成部（１３）は、検波信号（ＥＶ）に基づき基準電圧（ＲＥＦ）を生成する。コンパレータ（１４）は、検波信号の値と基準電圧の大きさとを比較し、比較結果に基づいてデータ信号（ＤＡＴ）を生成する。尚、基準電圧生成部（１３）は、以下のオペアンプ及び動作電流調整回路を含む。オペアンプ（ＤＦＲ、ＯＰＴ）は、出力ノード（Ｌ０）を有し、検波信号（ＥＶ）から所定のオフセット値（Ｖｏｆ）を差し引いたオフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）と出力ノード（Ｌ０）の電圧との差分に応じた電圧を基準電圧（ＲＥＦ）として出力ノードに出力する。動作電流調整回路（ＢＡＣ）は、オフセット検波信号（ＥＶ−Ｖｏｆ）の値が基準電圧（ＲＥＦ）より高い場合には、オフセット検波信号の値が基準電圧以下となる場合よりもオペアンプ（ＤＦＲ、ＯＰＴ）の動作電流を大きくする。

１２ 包絡線検波部
１３ 基準電圧生成部
１４ コンパレータ
１００ データ復調回路
ＢＡＣ 動作電流調整回路
ＤＦＲ 差動回路

Claims (6)

1. 所定の受信信号を復調してデータ信号を生成する半導体装置であって、
   前記受信信号を包絡線検波して検波信号を得る包絡線検波部と、
   前記検波信号に基づき基準電圧を生成する基準電圧生成部と、
   前記検波信号の値と前記基準電圧の大きさとを比較し、比較結果に基づいて前記データ信号を生成するコンパレータと、を含み、
   前記基準電圧生成部は、
   出力ノードを有し、前記検波信号から所定のオフセット値を差し引いたオフセット検波信号と前記出力ノードの電圧との差分に応じた電圧を前記基準電圧として前記出力ノードに出力するオペアンプと、
   前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧より高い場合には、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧以下となる場合よりも前記オペアンプの動作電流を大きくする動作電流調整回路と、を含むことを特徴とする半導体装置。
2. 前記オペアンプは、所定の固定電流値を有する電流を基本動作電流として生成する動作電流生成部を含み、
   前記動作電流調整回路は、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧より高い場合に、前記オフセット検波信号の値と前記基準電圧との差分に対応した電流値を有する調整電流を前記基本動作電流に加えることにより前記動作電流を大きくすることを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記オペアンプは、
   前記基本動作電流、又は前記基本動作電流に前記調整電流を加えた電流が流れる動作電流ノードと、
   前記動作電流ノードに流れる電流を、前記検波信号の値に対応した電流値を有する第１の電流と前記出力ノードの電圧に対応した電流値を有する第２の電流とに分け、前記第１の電流を第１のノードに流すと共に前記第２の電流を第２のノードに流す差動対と、を含み、
   前記動作電流調整回路は、
   前記第１のノードの電圧に対応した電流を第３のノードに供給する第１のトランジスタと、
   前記第２のノードの電圧に対応した電流を第４のノードに供給する第２のトランジスタと、
   前記第４のノードに流れる電流の電流値に対応した第１のミラー電流を生成する第１の電流ミラー回路と、
   前記第３のノードに流れる電流から前記第１のミラー電流を差し引いた電流の電流値に対応した第２のミラー電流を前記調整電流として生成する第２の電流ミラー回路と、を含むことを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。
4. 前記基準電圧生成部は、一端に前記出力ノードが接続されており他端に接地電位が印加されているキャパシタを含むことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１に記載の半導体装置。
5. 前記受信信号はデータを担う変調信号を含み、前記変調信号を復調してデータ信号を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１に記載の半導体装置。
6. 所定の受信信号を包絡線検波して得た検波信号の値及び基準電圧の大きさを比較し、比較結果に基づいて前記データ信号を生成するデータ復調回路における前記基準電圧の生成方法であって、
   前記検波信号から所定のオフセット値を差し引いたオフセット検波信号と、出力ノードの電圧との差分に応じた電圧を前記基準電圧として前記出力ノードに出力するオペアンプ
   の動作電流を、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧より高い場合には、前記オフセット検波信号の値が前記基準電圧以下となる場合よりも大きくすることを特徴とするデータ復調回路の基準電圧生成方法。

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