JP6978688B2 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。

近年、スマートフォンの爆発的な普及に伴って、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇している。その対策として、第３世代の携帯電話から第４世代の携帯電話への移行や、新しい周波数帯の割り当てが行われている。しかしながら、サービスの提供を望む事業者が多いことから、各事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。

携帯電話のサービスにおいては、複数のアンテナ素子を利用したマルチアンテナシステムによって、周波数の利用効率の向上を目指すための検討が進められている。既に普及している無線標準規格であるＩＥＥＥ（The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.）８０２．１１ｎでは、送信と受信との双方に複数のアンテナ素子を用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output；マイモ）伝送技術を用いて空間多重伝送が行われる。これにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、伝送容量が高められ、周波数利用効率が向上する。

なお、一般的には、「ＭＩＭＯ」とは、送信局側及び受信局側ともに複数のアンテナ素子を備えるシステムのことを指す。一方、送信局側が備えるアンテナ素子が複数であり、受信局側が備えるアンテナ素子が単数であるシステムは、一般的には、「ＭＩＭＯ」ではなく「ＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output；マイソ）」と呼ばれる。しかしながら、以下の説明においては、送信局側が備えるアンテナ素子が複数であり、受信局側が備えるアンテナ素子が単数であるシステムも含めて、「ＭＩＭＯ」という。

また、昨今の通信方式においては、複数の周波数成分（サブキャリア）に分割して周波数軸上で信号処理を行う方式が一般的である。このような方式として、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）変調方式、及びＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier - Frequency Domain Equalization；シングルキャリア−周波数領域等化）方式等がある。以下の説明においては、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥ等の区別は特に行わず、これらの複数の周波数成分（サブキャリア）に分割して周波数軸上で信号処理を行う方式を総称して、「サブキャリア」という。

さらに、近年、１００素子以上のアンテナ素子を備え、それぞれのアンテナ素子を介して送受信される信号に対して所定の係数を乗算して合成することによって、高い指向性利得と高次の空間多重を実現する、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ（大規模ＭＩＭＯ）技術が注目されている。このような多素子アンテナを用いた指向性制御技術として、フェーズドアレーアンテナを用いた技術が知られている。フェーズドアレーアンテナは、見通し波を平面波と捉えた場合、アンテナ素子ごとの経路長差に伴う複素位相の回転量の差を調整し、同位相で合成することによって指向性利得を向上させる。

一般的に、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯに対しては、指向性利得の確保に加えて、高次の空間多重を行わせることが期待されている。超多素子のアンテナの信号の全てを、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器及びＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器を用いてデジタル信号処理する場合、演算量が膨大になる。これにより、多くのデバイスが必要になるためコストが高くなり、さらにデバイスの消費電力も大きくなる。

上記のようなデバイスに係るコストや消費電力の増大を回避するため、２段階型の信号処理が注目されている。ここでいう２段階型の信号処理とは、まず１段階目のアナログ信号処理として、ある程度の指向性形成処理をアナログ処理により実施し、信号系統数が絞り込まれた後で、次に２段階目のデジタル信号処理として、限定的な系統数のデジタル信号に対してウエイト乗算の信号分離の演算処理を行う信号処理のことである。

上記の２段階目のデジタル信号処理では、例えば、Ｎ系統の信号系列が空間多重される場合において、送信側が指向性形成による仮想的なＮ本の送信アンテナで送信し、受信側も指向性形成により仮想的なＮ本の受信アンテナで受信し、等価的にＮ×ＮのＭＩＭＯチャネルによって通信する場合の処理と同等な処理が行われる。

この際、形成される複数の指向性ビームのメインローブが重ならない場合においては、サイドローブレベルが低減されれば、Ｎ×ＮのＭＩＭＯチャネル行列の非対角成分の絶対値が対角成分の絶対値に比べて相対的に小さく設定されることになる。これにより、Ｎ系統の信号の直交度が高まることになり、良好な通信特性を示すことになる。一方、サイドローブレベルが高ければ、無視できない干渉が残ることになり、上記の２段階目の信号処理を高効率で実施することが必須となる。

ここで、サイドローブレベルを低減させるための技術として、アレーアンテナのアンテナ素子ごとの振幅に、テーラー分布やチェビシェフ分布に従う変化を与える技術が知られている（例えば、非特許文献１）。

高橋 徹，"知識ベース 知識の森 ４群−２編−７章「アレーアンテナ」",電子情報通信学会， pp.8-10, 2013年, インターネット<URL：http://www.ieice-hbkb.org/files/04/04gun_02hen_07.pdf>

従来、上記の低サイドローブ化技術は、振幅も合わせて調整可能なデジタル信号処理を前提とするものである。なぜならば、アナログ信号処理を行う移相器では、あくまでも複素位相の回転のみを施すだけであり、振幅の調整はできないためである。しかしながら、上述したように、デジタル信号処理を行うには、アンテナ素子ごとのＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の実装が不可欠であるため、コスト及び消費電力の面で課題がある。そのため、アナログ信号処理によって所望の方向へ適切なビームを向けるための、各アンテナ素子ごとの振幅調整を素子ごとの位相回転に加えて実施できる技術が求められている。

本発明は上記事情を鑑みてなされたものであり、アナログ信号処理によって低サイドローブ化を実現することができる無線通信装置及び無線通信方法を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と複数の端末局装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末局装置とが通信を行うことが可能な無線通信システムにおける基地局装置又は端末局装置である無線通信装置であって、無線周波数帯の信号とベースバンド帯又は中間周波数帯の信号との間の周波数変換を含む信号処理を行う高周波回路と、信号送信時又は信号受信時の前記アンテナ素子ごとの利得が前記アンテナ素子の位置に依存する所定の値となるように、移相器又は減衰器を用いたアナログ信号処理によって利得調整するアナログ信号処理回路と、を備え、前記アナログ信号処理回路は、前記アンテナ素子の数に相当する２以上の整数Ｎ、及び１以上の整数Ｍに対し前記高周波回路と前記複数のアンテナ素子との間を分配又は結合して１対（Ｎ×Ｍ）の接続を行う第１の分配結合器と、前記第１の分配結合器と前記複数のアンテナ素子それぞれとの間に接続された少なくとも１つの移相器と、を備える無線通信装置である。

また、本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記アナログ信号処理回路は、前記第１の分配結合器と、前記第１の分配結合器とそれぞれ接続される前記複数のアンテナ素子のうち少なくとも１つとの間に接続された少なくとも１つの固定アッテネータをさらに備え、アンテナの中心部近傍に配置された前記アンテナ素子よりも端部に配置された前記アンテナ素子の方が、前記固定アッテネータの減衰量がより大きくなるように設定される。

また、本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第１の分配結合器は、２以上の整数Ｍに対し、１対（Ｎ×Ｍ）の分配又は結合を行い、前記複数のアンテナ素子のそれぞれには個別に第２の分配結合器が接続され、前記第２の分配結合器は１対Ｍの分配又は結合を行い、前記第２の分配結合器と前記第１の分配結合器との間にはＭ系統の移相器が並列で接続される。

また、本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記アンテナ素子ごとのＭ系統の前記移相器のうちの１つの移相器をＮ系統の全てのアンテナ素子について合成した際に形成される指向性ビームの方向が指向性を向けるべきターゲットの方位の近傍で、かつ、ターゲットの方位とは異なる方向を向いており、かつ、Ｍ種類の形成される指向性ビームの方向の平均が指向性を向けるべきターゲットの方位となるように設定される。

また、本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記固定アッテネータのアンテナ素子ごとの減衰量が、チェビシェフ分布又はテーラー分布に従う。

また、本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、アンテナの中心部からの距離ｄとなる前記アンテナ素子の振幅が、所定のΔθに対して、２｛Ｃｏｓ（２πｄΔθ／λ）｝に比例するように設定される。

また、本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と複数の端末局装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末局装置とが通信を行うことが可能な無線通信システムにおける基地局装置又は端末局装置である無線通信装置による無線通信方法であって、高周波回路が、無線周波数帯の信号とベースバンド帯又は中間周波数帯の信号との間の周波数変換を含む信号処理を行うステップと、分配結合器と、前記分配結合器と前記複数のアンテナ素子との間に接続された少なくとも１つの移相器と、を備えるアナログ信号処理回路が、信号送信時又は信号受信時の前記アンテナ素子ごとの利得が前記アンテナ素子の位置に依存する所定の値となるように、移相器又は減衰器を用いたアナログ信号処理によって利得調整するステップと、前記分配結合器が、前記アンテナ素子の数に相当する２以上の整数Ｎ、及び１以上の整数Ｍに対し前記高周波回路と前記複数のアンテナ素子との間を分配又は結合して１対（Ｎ×Ｍ）の接続を行うステップと、を有する無線通信方法である。

本発明により、アナログ信号処理によって低サイドローブ化を実現することができる。

従来技術におけるフェーズドアレーの概要を示す図である。 全てのアンテナ素子の信号を単純合成した場合の指向性利得特性を示した図である。 ＭＩＭＯ伝送の概要を示す図である。 従来技術におけるＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の概要を示す図である。 従来技術における無線局装置の構成を示すブロック図である。 従来技術におけるアナログ信号処理回路の構成を示す図である。 指向性ビームの角度とアンテナ開口との関係を示す図である。 本発明第１の実施形態におけるアレーアンテナ装置の構成を示す図である。 送信時におけるアナログ信号処理回路の動作を示すフローチャートである。 受信時におけるアナログ信号処理回路の動作を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態におけるアレーアンテナ装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態を適用した際の特性を表す図である。 本発明の第２の実施形態を適用した際の特性を表す図である。

まず、本発明に係る無線通信装置及び無線通信方法の説明を容易にするため、従来のフェーズドアレーについて説明する。
図１は、従来技術におけるフェーズドアレーの概要を示す図である。図１において、符号２０−１〜２０−４は、アンテナ素子を示す。符号２１−１〜２１−４は、移相器を示す。符号２２は、電波の到来方向を示す矢印である。ここでは、説明を簡単にするため、アンテナ素子間隔ｄで１次元にアンテナ素子が配置されているリニアアレーの場合について示す。

到来方向２２（入射角θ）からの電波をアンテナ素子２０−１〜２０−４で受信する場合、見通し環境を想定して平面波近似を行えば、各アンテナ素子には素子間でｄＳｉｎθの経路長差が存在する。なお、図１に示すように、アンテナ素子２０−１〜２０−４の符号の添え字（「１」〜「４」）の番号が大きいほど経路長はより短くなる。

ここで、到来波の波長をλとすれば、上記の経路長差により、各アンテナ素子には素子間で−２π×ｄＳｉｎθ／λの複素位相回転が生じる。例えば、アンテナ素子２０−１を基準に考えれば、アンテナ素子２０−２には−２π×ｄＳｉｎθ／λ×１の複素位相差、アンテナ素子２０−３には−２π×ｄＳｉｎθ／λ×２の複素位相差、・・・、及びアンテナ素子２０−ｋには−２π×ｄＳｉｎθ／λ×（ｋ−１）の複素位相差がそれぞれ発生する。

これらの到来波を全て同位相で受信するためには、上記の複素位相差をキャンセルする必要がある。上記の複素位相差をキャンセルするため、アンテナ素子２０−１における受信信号に対しては複素位相回転２π×ｄＳｉｎθ／λ×０を、アンテナ素子２０−２における受信信号に対しては複素位相回転２π×ｄＳｉｎθ／λ×１を、アンテナ素子２０−３における受信信号に対しては複素位相回転２π×ｄＳｉｎθ／λ×２を、・・・、及びアンテナ素子２０−ｋにおける受信信号に対しては複素位相回転２π×ｄＳｉｎθ／λ×（ｋ−１）を、それぞれ付与すれば良い。

このような複素位相回転の付与は、一般的に、アナログ回路の移相器を用いて実現することが可能である。したがって、移相器２１−１〜２１−４に対してそれぞれ上記の位相回転を与える設定を施せば、移相器２１−１〜２１−４からの出力を合成することで到来方向２２への指向性利得を高めることが可能である。素子間隔ｄと到来方向とが予め既知であるならば、これらの値を事前に設定することで、到来方向への指向性利得を安定的に稼ぐことが可能になる。

ここで、フェーズドアレーにおける送受信信号の複素位相回転の実現方法としては、移相器を用いてアナログ信号処理として位相回転を施す方法や、複素数表示のサンプリングされたデジタル信号に対して所定の複素数の係数を乗算して位相回転を施す方法等がある。一般的に、デジタル信号処理のためには、アンテナ素子ごとにＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器が必要であるが、これらのデバイスは消費電力も大きいうえにコストも高いため、超多素子のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯでは敬遠される傾向がある。

次に、この様なフェーズドアレーにより形成される指向性利得パターンの一例を図２に示す。ここでは説明を簡単にするため、１次元のリニアアレーを想定し、５０素子を１／２波長間隔で直線的に配置している。最も簡単な指向性ビーム形成の例としては、正面方向に指向性利得を確保する構成であり、図２は、全てのアンテナ素子の信号を単純合成（すなわち、アンテナ素子ごとのウエイトが全て１、ないしは位相回転が全てゼロ度に相当）した場合の指向性利得特性を示した図である。

ここで、ゼロ度方向の高利得領域はメインローブと呼ばれる。メインローブでは、ターゲットとなる無線局の方位に誤差があったとしても、誤差が所定の角度幅（ターゲットの方位の近傍の方向）であれば、比較的高い指向性利得を確保することができる。一方、角度±３．３度方向の２番目のピーク、及びそれ以降のピークはサイドローブと呼ばれる。サイドローブは、本来はメインローブから外れており指向性利得を確保すべきでない方向でありながら、相対的に他よりも高めの指向性利得が得られている領域となる。

一般的なフェーズドアレーアンテナの場合、このサイドローブレベルは、メインローブに対して−１３ｄＢ程度となることが知られている。そのため、このサイドローブレベルは、微弱ではあるが無視することができない、ターゲット以外の無線局装置への与被干渉となり得る。

次に、このようなマルチアンテナによる伝送技術を発展させた技術として、ＭＩＭＯ伝送技術がある。ＭＩＭＯ伝送技術により、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と複数の端末局装置とを具備し、基地局装置と端末局装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムを構築することができる。ＭＩＭＯ伝送技術においては、送信局と受信局との間の伝送路情報を把握することで、より効率的な伝送を行うことが可能となる。

図３は、ＭＩＭＯ伝送の概要を示す図である。ここでは、ある周波数成分に着目した説明として、サブキャリアないし周波数成分を表す添え字等は省略している。図３において、符号１１は送信局を、及び符号１２は受信局を示す。図３に示す構成例では、送信局１１及び受信局１２は、それぞれ２本ずつのアンテナ素子を備えている。

送信局１１の送信アンテナａｔ１と受信局１２の受信アンテナａｒ１との間のチャネル情報（振幅、複素位相の回転量を表す情報）をｈ１１、送信局１１の送信アンテナａｔ１と受信局１２の受信アンテナａｒ２との間のチャネル情報をｈ２１、送信局１１の送信アンテナａｔ２と受信局１２の受信アンテナａｔ１との間のチャネル情報をｈ１２、及び送信局１１の送信アンテナａｔ２と受信局１２の受信アンテナａｒ２との間のチャネル情報をｈ２２と表した場合、送信局１１の２本の送信アンテナから送信される信号ｔ１、ｔ２と、受信局１２の２本の受信アンテナで受信される信号ｒ１、ｒ２との関係は、雑音信号ｎ１、ｎ２を用いて、以下の式（１）で表される。

基本的にＭＩＭＯ伝送では、受信側の受信信号とチャネル行列とに基づいて、送信側の信号が推定される。式（１）の雑音項が十分に小さいならば、以下の式（２）に示すように、両辺にチャネル行列の逆行列を乗算することで、受信信号から送信信号を推定することができる。

一般的には、雑音レベルは比較的小さく、受信アンテナ間の相関はある程度小さいことが想定される。結果的に、チャネル行列の複数の固有値の絶対値の最大値と最小値とのギャップが限定的であるならば、チャネル行列の逆行列等を用いて送信信号を推定し、信号検出を行うことが可能になる。

この演算処理は言い換えると、式（１）の連立方程式を解くことに相当する。物理的意味としては、送信アンテナａｔ２から送信され受信アンテナａｒ２にて受信された信号に基づいて、送信アンテナａｔ２から送信され受信アンテナａｒ１にて受信された信号を予測する。この予測値を代入して干渉信号をキャンセルすることで、送信アンテナａｔ１から送信され受信アンテナａｒ１にて受信された信号が検出される。

次に、図１に示したアレーアンテナを複数備えたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術について説明する。
図４は、従来技術におけるＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の概要を示す図である。図４において、符号１０１−１は、第１の送信局を示す。符号１０１−２は、第２の送信局を示す。符号１０２は、受信局を示す。符号１０３−１及び１０３−２は、各送信局が備えるアレーアンテナを示す。符号１０４−１及び１０４−２は、受信局が備えるサブアレーを示す。

図４に示す無線通信システムは、複数の端末局装置と複数のアンテナ素子を備えた基地局装置とを具備する。この無線通信システムは、双方向での通信が可能であるが、ここでは説明を簡単にするために、一例として、２台の端末局装置から１台の基地局装置への信号送信の状況を、２台の送信局１０１−１〜１０１−２及び受信局１０２との間の通信として説明する。同様の処理を送信側においても施すことで、送受を逆転させた動作も実現可能である。

まず、送信局１０１−１〜１０１−２は、アレーアンテナ１０３−１〜１０３−２をそれぞれ制御し、受信局の各サブアレー１０４−１〜１０４−２に向けた指向性ビームをそれぞれ形成する。同様に受信局１０２は、サブアレー１０４−１〜１０４−２を制御し、図１と同様に、サブアレー１０４−１は送信局１０１−１に、サブアレー１０４−２は送信局１０１−２に向けた指向性を形成する。

この指向性ビームを用いると、送信局１０１−１と送信局１０１−２の方位とが異なる場合には、サブアレー１０４−１は、送信局１０１−２からの信号に対する指向性利得が低くなり、干渉信号は相対的に抑圧された状態で受信される。同様に、サブアレー１０４−２は、送信局１０１−１からの信号に対する指向性利得が低くなり、干渉信号は相対的に抑圧された状態で受信される。したがって、この指向性ビームのみであっても信号対干渉電力比（ＳＩＲ：Signal to Interference Ratio）は概ね良好になるが、それでも除去しきれない干渉成分を更に抑圧するために、デジタル処理により干渉分離処理を施すことが可能である。

この場合の処理は、あたかもサブアレー１０４−１及び１０４−２を単なる受信アンテナと見なせば、サブアレーによる合成後の信号は、単なる２×２のＭＩＭＯ信号処理と見なすことが可能である。これにより、何らかの手法で２×２の行列のチャネル情報を取得できるならば、デジタル処理により簡易に信号分離を施すことが可能である。

図５は、従来技術における無線局装置の構成を示すブロック図である。図５において、符号１０２は、受信局を示す。符号１０４−１〜１０４−２は、サブアレー（アンテナ）を示す。符号１１１−１−１〜１１１−１−Ｎ及び符号１１１−２−１〜１１１−２−Ｎは、それぞれアンテナ素子を示す。符号１１２−１〜１１２−２は、アナログ信号処理回路を示す。符号１１３−１〜１１３−２は、ＲＦ回路（高周波回路）を示す。符号１１４−１〜１１４−２は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢ回路）を示す。符号１１５は、デジタル信号処理回路を示す。符号１１６は、制御回路を示す。

この構成では、信号の送信及び受信の双方向において対称的な信号処理が施されるため、ここでは信号受信時の処理を中心に説明する。サブアレー１０４−１〜１０４−２は、それぞれＮ本のアンテナ素子１１１−１−１〜１１１−１−Ｎ、１１１−２−１〜１１１−２−Ｎを実装している。一つのサブアレー１０４−１に着目すれば、アンテナ素子１１１−１−１〜１１１−１−Ｎは、アナログ信号処理回路１１２−１に接続される。アナログ信号処理回路１１２−１内にはアンテナ素子１１１−１−１〜１１１−１−Ｎごとに移相器が配置され、アンテナ素子ごとに無線周波数帯にて個別の複素位相回転を施すことが可能である。

ここでは、例えば図１において説明したような手法によって指向性形成が行われる。アナログ信号処理回路１１２−１内では、このように複素位相回転が施された信号は、分配結合器で合成され、１系統の信号に集約される。アナログ信号処理回路１１２−１〜１１２−２でそれぞれ集約された信号は、ＲＦ回路１１３−１〜１１３−２にて無線周波数とベースバンド帯又は中間周波数帯との周波数変換が施され、デジタル信号処理回路１１５に入力される。

サブアレー１０４−１〜１０４−２が形成する指向性により、各サブアレー１０４−１〜１０４−２が対応する送信局からの信号は概ね信号分離されているが、若干のクロストーク成分が残留する。デジタル信号処理回路１１５は、これらのクロストーク成分を抑圧し、高精度の信号分離を行う。

デジタル信号処理回路１１５が行う信号処理は、周波数領域で周波数成分ごとに行われてもよいし、時間領域で行われてもよい。この信号処理によりクロストーク成分が抑圧された信号は、それぞれの送信局との間で１対１での通信が行われている場合と同様の信号として扱うことが可能となる。これにより、各ベースバンド信号処理回路１１４−１〜１１４−２は、通常の１対１での通信と同様の機能で信号検出処理を行い、送信局が送信した信号を検出する。

逆方向の送信信号処理に関しては、各ベースバンド信号処理回路１１４−１〜１１４−２で生成された信号に対して、エア上での干渉成分を抑圧するための信号処理がデジタル信号処理回路１１５で実施される。その信号処理が施された信号が、ＲＦ回路１１３−１〜１１３−２に入力される。入力された信号は、ＲＦ回路１１３−１〜１１３−２にてベースバンド帯と無線周波数との間の周波数変換が施され、それぞれがアナログ信号処理回路１１２−１〜１１２−２に入力される。

一つのアナログ信号処理回路１１２−１に着目すれば、入力された信号は分配結合器でＮ系統の信号に分配され、それぞれ個別の移相器で複素位相回転が施される。これらの信号が、アナログ信号処理回路１１２−１に接続されるサブアレー１０４−１の、アンテナ素子１１１−１−１〜１１１−１−Ｎのそれぞれから送信される。送信される信号は、アナログ信号処理回路１１２−１で形成される指向性方向の受信局と安定的に通信を行うことができる。

デジタル信号処理回路１１５で行われる信号処理は、基本的に式（２）と同様の信号処理でよい。ただし、その他の信号処理を利用することも可能である。また、アナログ信号処理回路１１２−１〜１１２−２が各移相器に与える位相情報は、制御回路１１６が管理する。制御回路１１６は、事前に行う何らかの手法で指向性利得が最大となる方向に指向性を向けるための位相情報を取得して、制御を行う。

図６は、従来技術におけるアナログ信号処理回路の構成を示す図である。図６において、符号５１（５１−１，５１−２，・・・，５１−Ｎ）は、アンプ（送信系においてはハイパワーアンプ、受信系においてはローノイズアンプに相当）を示す。符号５２（５２−１，５２−２，・・・，５２−Ｎ）は、移相器を示す。符号５３は、分配合成器を示す。符号１１１（（１１１−１，１１１−２，・・・，１１１−Ｎ））は、アンテナ素子を示す。符号１０４は、サブアレー（アンテナ）を示す。符号１１２は、アナログ信号処理回路を示す。以下の説明においては、アンテナ素子ごとの処理は共通であるため、各系統の添え字は省略して説明する。

まず受信時の処理としては、信号がアンテナ素子１１１で受信されると、アンプ５１で信号が増幅される。増幅された信号は、移相器５２で所定の位相回転が施され、分配結合器５３で合成されて出力される。この信号は、各アンテナ素子１１１からの信号が概ね同位相合成となるように、図１のフェーズドアレー型の処理により位相回転量が決定され、図５の制御回路１１６にて指示がなされる。なお、この出力信号は、図５のＲＦ回路１１３へ出力される。

一方、送信時の処理としては、図５のＲＦ回路１１３から入力された信号に対し、分配結合器５３で信号が分配される。分配された信号は、各移相器５２で所定の複素位相回転が施され、アンプ５１で増幅された後に、アンテナ素子１１１より送信される。このアンテナ素子より送信される信号に対して、通信相手局のアンテナ素子において概ね同位相合成となるように、図１のフェーズドアレー型の処理により位相回転量が決定され、図５の制御回路１１６にて指示がなされる。

［第１の実施形態］
以下、本発明の第１の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
上述したように、本来、低サイドローブ化の実現のためには、各アンテナ素子に対して施されるべき振幅が、指向性形成ごとに異なる値となるように調整されることが好ましい。例えば、図７に示すように、送信局装置のアンテナ開口がＸであったとしても、正面から角度θ方向に指向性ビームを向ける場合には、正面方向に比べてアンテナ開口がＣｏｓθ倍に縮んで見えることになる。

非特許文献１に記載の技術によれば、このアンテナ開口長の変化も考慮されて、アンテナ素子ごとに乗算すべき係数の絶対値（振幅に相当）が可変とされることになるが、このアンテナ開口の縮小はθが大きな場合にのみ顕著となる。そのため、概ね正面方向に限定してサービスが施される場合には、正面方向に指向性ビームを向ける場合におけるアレーアンテナの中心部からの距離に対する振幅値（遠いアンテナ素子ほど所定の割合で振幅が小さくなる）の設定は、固定アッテネータ（減衰器）を用いることで実現される。

図８は、本発明第１の実施形態におけるアレーアンテナ装置の構成を示す図である。図８において、符号５０（５０−１，５０−２，・・・，５０−Ｎ）は、アンテナ素子を示す。ここで、Ｎは２以上の整数である。符号５１（５１−１，５１−２，・・・，５１−Ｎ）は、アンプを示す。符号５２（５２−１，５２−２，・・・，５２−Ｎ）は、移相器を示す。符号５３は、分配結合器（第１の分配結合器）を示す。符号５４（５４−１，５４−２，・・・，５４−Ｎ）は、固定アッテネータを表す。
図８に示すように、固定アッテネータ５４（５４−１，５４−２，・・・，５４−Ｎ）は、分配結合器５３（第１の分配結合器）と、分配結合器５３とそれぞれ接続される複数のアンテナ素子５０（５０−１，５０−２，・・・，５０−Ｎ）との間に接続される。なお、図８においては、全てのアンテナ素子５０（５０−１，５０−２，・・・，５０−Ｎ）に対し、それぞれ固定アッテネータ５４（５４−１，５４−２，・・・，５４−Ｎ）が接続される構成を一例として示しているが、これに限られるものではない。固定アッテネータ５４は、分配結合器５３と、分配結合器５３とそれぞれ接続される複数のアンテナ素子５０（５０−１，５０−２，・・・，５０−Ｎ）のうち少なくとも１つとの間に少なくとも１つ接続される。具体的には、アレーアンテナの中心部付近のアンテナ素子は減衰量がゼロで構わないので、この様な素子には固定のアッテネータを配置する必要がない。この意味で、必ずしも全てのアンテナ素子に固定アッテネータを接続する必要はなく、全体のアンテナ素子の中の一部のアンテナ素子において固定アッテネータを接続する構成で構わない。

なお、点線で囲まれた符号１０４の領域は、従来技術のサブアレー１０４に相当する部分である。また、点線で囲まれた符号１１２の領域は、従来技術のアナログ信号処理回路１１２に相当する部分である。上記と同様に、以下の説明においては、アンテナ素子ごとの各系統の添え字を含めて記載すべきだが、共通の処理になるためにここでは省略して説明する。

まず、受信時の処理としては、信号がアンテナ素子５０で受信されると、アナログ信号処理回路１１２は、アンプ５１で信号を増幅し、増幅した信号に対して移相器５２で所定の位相回転を施し、固定アッテネータ５４で所定のレベルに振幅を減衰させる。アナログ信号処理回路１１２は、この信号を分配結合器５３で合成して出力する。

この信号は、各アンテナ素子５０からの信号が概ね同位相合成となるように、図１のフェーズドアレーによる処理により位相回転量が調整され、その位相回転量は図５の制御回路１１６にて指示がなされる。なお、この出力信号は、図５に示したＲＦ回路１１３に出力される。

一方、送信時の処理としては、図５のＲＦ回路１１３から信号が入力されると、アナログ信号処理回路１１２は、分配結合器５３で信号を分配し、分配した信号に対して固定アッテネータ５４で所定のレベルに振幅を減衰させ、移相器５２で所定の複素位相回転を施す。アナログ信号処理回路１１２は、この信号をアンプ５１で増幅した後にアンテナ素子５０を介して送信する。このアンテナ素子より送信される信号に対して、通信相手局のアンテナ素子において概ね同位相合成となるように、図１のフェーズドアレーによる処理により位相回転量が調整され、その位相回転量は図５の制御回路１１６にて指示がなされる。

上述した固定アッテネータ５４の各減衰量は、非特許文献１に記載のように、アンテナの中心部（ないしは中心部近傍）のアンテナ素子を０ｄＢ（実効上、固定アッテネータを省略して対応する）とするように設定され、アンテナ素子の中心部から離れるほど、チェビシェフ分布やテーラー分布、ないしは後述する第２の実施形態で示す複数ビームの合成により得られる減衰量等に基づいて設定されるものとする。

この設定量は一意に定まるものではなく、メインローブの幅を狭くしたい場合には、比較的端部の減衰量が抑えられることが好ましい。その場合にはサイドローブの抑圧量は、限定的であり、サイドローブの目標値等に基づいて事前にシミュレーション等の設計段階で定められた値で構わない。

以下、アナログ信号処理回路１１２の動作について説明する。
まず送信時の動作を示す。図９は、送信時におけるアナログ信号処理回路１１２の動作を示すフローチャートである。

各アンテナ素子５０に対し全系統で共通の送信信号が入力されると、分配結合器５３で１系統の送信信号をアンテナ素子系統ごとに分岐し（ステップＳ００１）、これを固定アッテネータ５４に入力する。固定アッテネータ５４では電力を所定の値だけ減衰し（ステップＳ００２）、これを移相器５２に入力する。移相器５２はアンテナ素子５０ごとに個別に設定された位相情報を基に複素位相を回転させる（ステップＳ００３）。移相器５２で複素位相を回転させた信号はアンプに入力され、ここで信号を増幅し（ステップＳ００４）、アンテナ素子より信号を送信する（ステップＳ００５）。

この固定アッテネータ５４の減衰量の設定は、アンテナ素子５０ごとに個別に設定される。例えば、リニアアレーであるならば、リニアアレーの中心からの距離を引数として、チェビシェフ分布やテーラー分布、ないしは後述する第２の実施形態で与えられるようなその他の所定の減衰量等に合わせて電力を減衰させる。固定アッテネータ５４は、電力を減衰させた受信信号を移相器５２に入力する。

各アンテナ素子５０は、入力された信号を送信する（ステップＳ００５）。

次に、受信時の動作を示す。図１０は、受信時におけるアナログ信号処理回路１１２の動作を示すフローチャートである。

各アンテナ素子５０にて受信された受信信号は、各アンテナ素子５０にそれぞれ接続されたアンプ５１に入力され、ここで信号を増幅する（ステップＳ１０１）。

移相器５２では、アンテナ素子５０ごとに個別に設定された位相情報を基に複素位相を回転させる（ステップＳ１０２）。移相器５２、複素位相を回転させた信号を固定アッテネータ５４に出力し、ここで電力を所定の値だけ減衰させる（ステップＳ１０３）。固定アッテネータ５４から出力された全系統の信号は、分配結合器５３を介して合成され、１系統の信号に集約される。この固定アッテネータ５４の減衰量の設定は、上述の様にアンテナ素子５０ごとに個別に設定される。すなわち、送信と受信とで、共通の減衰量で運用される。
上記のような構成をとることで、アナログ信号処理でありながら、疑似的にデジタル信号処理と同様な低サイドローブの指向性パターンを実現することができる。

［第２の実施形態］
以下、本発明の第２の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１１は、本発明の第２の実施形態におけるアレーアンテナ装置の構成を示す図である。
図１１において、符号５０（５０−１，５０−２，・・・，５０−Ｎ）は、アンテナ素子を示す。符号５１（５１−１，５１−２，・・・，５１−Ｎ）は、アンプを示す。符号５５（５５−１，５５−２，・・・，５５−Ｎ）及び符号５６（５６−１，５６−２，・・・，５６−Ｎ）は、移相器を示す。符号５７（５７−１，５７−２，・・・，５７−Ｎ）は、分配結合器(第２の分配結合器)を表す。符号５８は、分配結合器（第１の分配結合器）を表す。

なお、点線で囲まれた符号１０４の領域は、従来技術のサブアレー１０４に相当する部分である。また、点線で囲まれた符号１１２の領域は、従来技術のアナログ信号処理回路１１２に相当する部分である。上記と同様に、以下の説明においては、アンテナ素子ごとの各系統の添え字を含めて記載すべきだが、共通の処理になるためにここでは省略して説明する。

第１の実施形態では、固定アッテネータ５４を用いて振幅情報をアナログ処理により調整していた。しかしながら、固定アッテネータ５４の設計において、所望の減衰量を精度良くデバイス上で実現することは容易ではない。そこで、第２の実施形態では、２つの移相器（移相器５５及び移相器５６）からの信号を合成することで、振幅情報を所望の値に調整する方法を示す。

なお、ここでは、２つの移相器（移相器５５及び移相器５６）からの信号を合成する構成としたが、３つ以上の移相器からの信号を合成する構成であってもよい。すなわち、分配結合器５７（第２の分配結合器）と分配結合器５８（第１の分配結合器）との間にはＭ系統（Ｍは２以上の整数）の移相器が並列に接続される構成である。

図１１に示すように、第２の実施形態におけるアレーアンテナ装置は、各アンテナ素子５０と信号の入出力ポートとの間には、それぞれ２つの移相器のペア（移相器５５及び移相器５６）が配置されている。以下、説明を簡単にするために、１次元リニアアレーの場合を例にして説明する。

このリニアアレーの正面から角度θ方向に指向性ビームを形成する場合には、上述したように、到来する平面波に対し、隣接するアンテナ素子間で生じる経路長差はｄＳｉｎθとなる。これにより、第１の実施形態におけるアレーアンテナ装置では、２π×ｄＳｉｎθ／λの位相回転を移相器５２にて施すことで、θ方向への指向性形成を実現可能であった。

これに対し、第２の実施形態におけるアレーアンテナ装置では、事前に定められた角度Δθに対し、２つの移相器群（移相器５５及び移相器５６）のうちの１つの移相器（例えば、移相器５５）にてθ＋Δθ方向に指向性形成を行い、他方の移相器（例えば、移相器５５）にてθ−Δθ方向に指向性形成を行う。

すなわち、アンテナ素子５０（５０−１、５０−２、・・・、５０−Ｎ）ごとのＭ系統（ここでは、Ｍ＝２）の移相器（ここでは、移相器５５及び移相器５６）のうちの１つの移相器（ここでは、移相器５５又は移相器５６）をＮ系統の全てのアンテナ素子５０（５０−１、５０−２、・・・、５０−Ｎ）について合成した際に形成される指向性ビームの方向が指向性を向けるべきターゲットの方位とは異なるターゲットの近傍の方向を向いており、かつ、Ｍ種類の形成される指向性ビームの方向の平均が指向性を向けるべきターゲットの方位となるように設定される。

θ±Δθ方向への指向性形成は、アレーアンテナの中心からｄ離れた素子において２π×ｄＳｉｎ（θ±Δθ）／λの位相回転を、移相器５５及び移相器５６にて施すことで実現することができる。この２π×ｄＳｉｎ（θ±Δθ）／λに対して、角度θの周りでテーラー展開による１次近似を行った場合、以下のようになる。

式（３）を用いて、２つの移相器（移相器５５及び移相器５６）によって行われる位相回転を、複素数で表記されたウエイトと見なし、複素数上で合成すると、以下のようになる。

すなわち、Δθ＝０のときに、ｅ^ｊＡのウエイトが乗算されるのに対し、２つの移相器（移相器５５及び移相器５６）を経由した信号を合成した後の信号は、複素位相はｅ^ｊＡのままでありながら、振幅に関しては２Ｃｏｓ（ＢΔθ）に比例して減衰することになる。ここでのＢにはアンテナ素子間隔ｄが含まれるため、アンテナの中心部近傍を基準とするならば、その中心部近傍から離れるほどＢの値の絶対値はより大きくなる。その結果、２Ｃｏｓ（ＢΔθ）の項は小さくなり、アレーアンテナの端部に行くほど振幅を低下させることができる。

以下、シミュレーション結果について、図面参照して説明する。
図１２及び図１３は、本発明の第２の実施形態を適用した際の特性を表す図である。シミュレーション条件として、１／２波長間隔に５１個のアンテナ素子を１次元に並べたリニアアレーにおいて、θ＝０度（正面方向に指向性を向けた状態）、Δθ＝０．５度とした。

図１２では、正面の利得最大の方向の指向性利得に対する相対利得差を縦軸とし、正面方向からの角度差を横軸として、プロットされている。また、図１３では、２つのアナログビームを合成した結果として、リニアアレーの中心からのアンテナ素子の距離（中心から何番目のアンテナ素子であるかを示している）と、その際にそのアンテナ素子から送受信される信号の相対電力値とが示されている。

図１２に示すように、中心のメインローブの左右のサイドローブの最大相対レベルは−２１ｄＢ程度である。図２では、上述したように−１３ｄＢ程度であったことを考慮すれば、サイドローブレベルが８ｄＢほど抑えられ、不要な輻射を効率的に抑えられていることが分かる。

この際、各アンテナ素子５０で送受信される信号の相対的な電力差を示したものが図１３である。アンテナポジションの中心からの距離の増大に応じて式（４）の２Ｃｏｓ（ＢΔθ）のＢの値が増大するため、その結果、２Ｃｏｓ（ＢΔθ）が減少して振幅及び電力が減衰する。図１３に示すように、アンテナ中心部から約１５アンテナ素子分以上離れたアンテナ素子では電力が−３ｄＢ以下となっており、電力的な視点で見ると最大指向性方向の利得確保には有効に機能させることができない。しかし、図１２に示すように、サイドローブの低減には有効に寄与していることが分かる。

この状況は、アンテナ端部の電力減衰は等価的には有効なアンテナ開口が縮小しているのと等価である。そのため、メインローブのビーム幅が実効的には広がって見えることになり、通信相手となる無線局方向に対しては利得最大の方向に対して角度誤差があっても利得差は低めに抑えられるという利点がある。その一方で、その他の無線局装置に対しては不要放射を抑制することが可能となっており、空間多重伝送を行う場合には相互与被干渉のレベルを低減するのに有効である。

このΔθの値は、周波数、アンテナ素子数、アンテナ素子間隔（波長で規格化したアンテナ開口）、アンテナ配置等をパラメータとしてシミュレーションにより特性を評価し、所望のメインローブ幅とサイドローブレベルを満たすように設定すればよい。

なお、別途行うシステム設計でΔθが定まれば、θに対し２π×ｄＳｉｎ（θ±Δθ）／λの値をテーブルとして別途実装し、その値を各移相器群の個別の移相器に設定すれば、それにより所望のビームを形成することが可能である。

なお、以上の説明ではリニアアレーを用いる場合を例として説明したが、例えば正方アレーのように指向性ビームの走査可能な方向が水平／垂直の２次元方向とすることも可能である。

例えば、指向性ビームを向けるべき方位を水平方向の角度θｘと、垂直方向の角度θｙの組み合わせにより与える場合、水平方向のアンテナ素子間隔をｄｘ、垂直方向のアンテナ素子間隔をｄｙとすれば、（θｘ，θｙ）に対し、（θｘ＋Δθ，θｙ＋Δθ）、（θｘ＋Δθ，θｙ−Δθ）、（θｘ−Δθ，θｙ＋Δθ）、（θｘ−Δθ，θｙ−Δθ）の４つの方向に対し個別に指向性形成を行うように、２π×｛ｄｘＳｉｎ（θｘ±Δθ）＋ｄｙＳｉｎ（θｙ±Δθ）／λ｝に対応した位相回転を施す４つの移相器群を実装すればよい。

［その他の補足説明］
上記の説明においては、アレーアンテナ装置を送信及び受信で分離する場合の構成を示したが、ＴＤＤ（Time Division Duplex；時分割複信）−ＳＷを実装し、ハイパワーアンプやローノイズアンプをＴＤＤ−ＳＷよりもアンテナから遠い位置に配置する構成とすることも可能である。この場合、図８及び図１１におけるアンプ５１を図面から削除し、アンプを図５のＲＦ回路１１３内に実装する構成とすることも可能である。

また、本発明の第１の実施形態におけるアンテナ素子５０ごとの減衰量の値を、非特許文献１におけるテーラー分布、チェビシェフ分布に基づいて設定するほか、上述の図１３で示した減衰量をアンテナポジションに対応させて設定することも可能である。この場合、本来、減衰量は指向性を向ける方向θに依存するが、アッテネータを固定とする必要があるため、θ＝０度の場合の値で代用する。その場合、式（４）における２Ｃｏｓ（ＢΔθ）のＢは２πｄ／λに置き換えられ、２Ｃｏｓ（２πｄΔθ／λ）と書き換えることができる。

したがって、アンテナの中心部からの距離がｄとなるアンテナ素子の振幅が、所定のΔθに対して２Ｃｏｓ（２πｄΔθ／λ）に比例するように設計を行えばよい。但し、２次元の平面アンテナの場合には、アレーアンテナの中心部に対し、水平方向の距離がｄｘ、垂直方向の距離がｄｙとなる場合、それぞれの減衰量の積として４Ｃｏｓ（２πｄｘΔθ／λ）×Ｃｏｓ（２πｄｙΔθ／λ）とすることも可能である。

また、本発明は固定的な指向性を形成するシステムであっても、適応的に指向性を任意の方向に形成する場合であっても、利用可能である。適応的に指向性形成を行う場合には、その他の一般的なシステムで用いられる任意の指向性決定手段を合わせて実装し、その取得した指向性を向けるべきターゲットの方向に対し（θｘ±Δθ，θｙ±Δθ）に対応した方向への指向性形成のための位相回転を各移相器に設定すれば、対応可能である。

また、上記の説明ではリニアアレーや正方アレーを用いる場合を例として説明したが、その他の構成のアンテナにも適応可能である。また、移相器群の数も、典型的な例として、リニア（１次元）アレー時の２、正方（ないしは２次元）アレー時の４について説明したが、リニアアレーでも３とすることも可能であるし、正方アレー時に３以下とすることも可能であり、その他の数を設定することも可能である。

以上、本発明の一実施形態について説明した。従来、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯにおいて、サイドローブを抑える技術として、デジタル信号処理やアナログ回路である移相器とデジタル信号処理を合わせた制御技術が提案されているが、デジタル信号処理を行うためのＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の使用によりコストや消費電力が増加するという課題があった。これに対し、本発明の一実施形態に係る技術によれば、アッテネータや複数の移相器により、各アンテナ素子に対し入出力信号の位相と振幅とを所望の分布で生成することができる。これにより、本発明の一実施形態に係る技術によれば、サイドローブを低減する指向性ビームの形成が可能となる。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

上述した実施形態における無線通信装置をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

１１…送信局、１２…受信局、２０…アンテナ素子、２１…移相器、５１…アンプ、５２…移相器、５３…分配結合器、５４…固定アッテネータ、５５…移相器、５６…移相器、５７…分配結合器、５８…分配結合器、１０１…送信局、１０２…受信局、１０３…アレーアンテナ、１０４…サブアレー、１１１…アンテナ素子、１１２…アナログ信号処理回路、１１３…ＲＦ、１１４…ＢＢ、１１５…デジタル信号処理回路、１１６…制御回路

Claims (4)

1. Ｎを２以上の整数として、Ｎ個のアンテナ素子を備えた無線通信装置であって、
   無線周波数帯の信号とベースバンド帯又は中間周波数帯の信号との間の周波数変換を含む信号処理を行う高周波回路と、
   信号送信時又は信号受信時の前記アンテナ素子ごとの利得が前記アンテナ素子の位置に依存する所定の値となるように、移相器を用いたアナログ信号処理によって利得調整するアナログ信号処理回路と、
   を備え、
   前記アナログ信号処理回路は、
   Ｍを２以上の整数として、前記高周波回路と前記Ｎ個のアンテナ素子との間を分配又は結合して１対（Ｎ×Ｍ）の接続を行う第１の分配結合器と、
   前記Ｎ個のアンテナ素子のそれぞれに個別に接続され、それぞれ１対Ｍの分配又は結合を行うＮ個の第２の分配結合器と、
   前記第１の分配結合器とＮ個の前記第２の分配結合器のそれぞれとの間に前記アンテナ素子ごとにＭ系統ずつ並列に接続された（Ｎ×Ｍ）個の移相器と、
   を備え、
   （Ｎ×Ｍ）個の前記移相器それぞれの位相回転量は、前記アンテナ素子ごとのＭ系統の前記移相器のうちの１系統の移相器の出力信号によりＮ個の前記アンテナ素子から送信される信号を合成した場合に形成される指向性ビームの方向が指向性を向けるべき方向とは異なる方向を向いており、かつ、各系統の移相器の出力信号によりＮ個の前記アンテナ素子から送信される信号を合成した場合に形成される各指向性ビームの方向のＭ系統についての平均となる方向が前記指向性を向けるべき方向となるように設定される
   無線通信装置。
2. Ｎを２以上の整数として、Ｎ個のアンテナ素子を備えた無線通信装置であって、
   無線周波数帯の信号とベースバンド帯又は中間周波数帯の信号との間の周波数変換を含む信号処理を行う高周波回路と、
   信号送信時又は信号受信時の前記アンテナ素子ごとの利得が前記アンテナ素子の位置に依存する所定の値となるように、移相器を用いたアナログ信号処理によって利得調整するアナログ信号処理回路と、
   を備え、
   前記アナログ信号処理回路は、
   前記高周波回路と前記Ｎ個のアンテナ素子との間を分配又は結合して１対（Ｎ×２）の接続を行う分配結合器と、
   前記分配結合器と前記Ｎ個のアンテナ素子それぞれとの間に接続された（Ｎ×２）個の移相器と、
   を備え、
   アンテナの中心部からの距離ｄとなる前記アンテナ素子の振幅が、所定のΔθに対して、２｛Ｃｏｓ（２πｄΔθ／λ）｝に比例するように設定される
   無線通信装置。
3. Ｎを２以上の整数として、Ｎ個のアンテナ素子を備えた無線通信装置による無線通信方法であって、
   高周波回路が、無線周波数帯の信号とベースバンド帯又は中間周波数帯の信号との間の周波数変換を含む信号処理を行うステップと、
   Ｍを２以上の整数として、前記高周波回路と前記Ｎ個のアンテナ素子との間を分配又は結合して１対（Ｎ×Ｍ）の接続を行う第１の分配結合器と、前記Ｎ個のアンテナ素子のそれぞれに個別に接続され、それぞれ１対Ｍの分配又は結合を行うＮ個の第２の分配結合器と、前記第１の分配結合器とＮ個の前記第２の分配結合器のそれぞれとの間に前記アンテナ素子ごとにＭ系統ずつ並列に接続された（Ｎ×Ｍ）個の移相器と、を備えるアナログ信号処理回路が、信号送信時又は信号受信時の前記アンテナ素子ごとの利得が前記アンテナ素子の位置に依存する所定の値となるように、移相器を用いたアナログ信号処理によって利得調整するステップと、
   を有し、
   （Ｎ×Ｍ）個の前記移相器それぞれの位相回転量は、前記アンテナ素子ごとのＭ系統の前記移相器のうちの１系統の移相器の出力信号によりＮ個の前記アンテナ素子から送信される信号を合成した場合に形成される指向性ビームの方向が指向性を向けるべき方向とは異なる方向を向いており、かつ、各系統の移相器の出力信号によりＮ個の前記アンテナ素子から送信される信号を合成した場合に形成される各指向性ビームの方向のＭ系統についての平均となる方向が前記指向性を向けるべき方向となるように設定される
   無線通信方法。
4. Ｎを２以上の整数として、Ｎ個のアンテナ素子を備えた無線通信装置による無線通信方法であって、
   高周波回路が、無線周波数帯の信号とベースバンド帯又は中間周波数帯の信号との間の周波数変換を含む信号処理を行うステップと、
   前記高周波回路と前記Ｎ個のアンテナ素子との間を分配又は結合して１対（Ｎ×２）の接続を行う分配結合器と、前記分配結合器と前記Ｎ個のアンテナ素子それぞれとの間に接続された（Ｎ×２）個の移相器と、を備えるアナログ信号処理回路が、信号送信時又は信号受信時の前記アンテナ素子ごとの利得が前記アンテナ素子の位置に依存する所定の値となるように、移相器を用いたアナログ信号処理によって利得調整するステップと、
   を有し、
   アンテナの中心部からの距離ｄとなる前記アンテナ素子の振幅が、所定のΔθに対して、２｛Ｃｏｓ（２πｄΔθ／λ）｝に比例するように設定される
   無線通信方法。

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