JP6988764B2 - スイッチング素子の駆動回路及びスイッチング回路 - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチング素子の駆動回路、特に、電流駆動型のスイッチング素子の駆動回路及びこれを備えたスイッチング回路に関する。
従来、電力変換器等におけるスイッチング素子としてＳｉＣ（シリコンカーバイド）を材料としたＪＦＥＴ等を用いる技術が提案されていた。このようなスイッチング素子の駆動回路では、誤動作を防止するために、ドレイン・ゲート間に生じる浮遊容量よりも大きな容量を有するコンデンサをスイッチング素子のゲート・ソース間に設けている。さらに、誤動作を防止するために、スピードアップコンデンサＣｇＤを用いて、負バイアス化を実現する技術が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。また、同様に、ツェナーダイオードを用いて、負バイアス化を実現する技術も提案されている（例えば、特許文献２を参照）。
ここで、上述のような従来のスイッチング素子の駆動回路において負バイアス化を用いることで、負バイアス電圧に比例して、スイッチング素子の内部ダイオードによる逆導通損失が増加するという不都合が生じる場合があった。また、逆導通損失は周波数にも比例するため、スイッチングが高周波化する場合にも、逆導通損失の増加は問題となる。
本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の駆動回路において、負バイアス電圧による損失を低減することが可能な技術を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するための本発明は、
電流駆動型のスイッチング素子を駆動する駆動回路であって、
第１端子と第２端子とを有し、前記スイッチング素子のゲート端子に制御信号を出力する制御部と、
前記制御部の前記第１端子に接続される、前記制御信号を形成する電流を規定する第１抵抗と該第１抵抗に並列に接続された第１コンデンサと、
並列に接続された第２抵抗及び第２コンデンサと、
前記第１抵抗及び第１コンデンサから前記ゲート端子に至り、前記スイッチング素子のソース端子から前記制御部の前記第２端子に至る電流の経路と、
を備え、
前記第２抵抗及び第２コンデンサが前記経路に挿入されることを特徴とする。
電流駆動型のスイッチング素子を駆動する駆動回路であって、
第１端子と第２端子とを有し、前記スイッチング素子のゲート端子に制御信号を出力する制御部と、
前記制御部の前記第１端子に接続される、前記制御信号を形成する電流を規定する第１抵抗と該第１抵抗に並列に接続された第１コンデンサと、
並列に接続された第２抵抗及び第２コンデンサと、
前記第１抵抗及び第１コンデンサから前記ゲート端子に至り、前記スイッチング素子のソース端子から前記制御部の前記第２端子に至る電流の経路と、
を備え、
前記第２抵抗及び第２コンデンサが前記経路に挿入されることを特徴とする。
本発明によれば、スイッチング素子のゲートオン時に、制御信号を形成する電流によって、第１コンデンサ、第２コンデンサ及びスイッチング素子の入力容量が充電され、スイッチング素子のゲートオフ時に、蓄積された電荷が第１抵抗及び第２抵抗を介して放電されることにより、スイッチング素子に負バイアス電圧が印加される。この負バイアス電圧
は、スイッチング素子がオン・オフされるデューティーに依存するので、デューティーによって、負バイアス電圧を変更することにより損失を低減することができる。
は、スイッチング素子がオン・オフされるデューティーに依存するので、デューティーによって、負バイアス電圧を変更することにより損失を低減することができる。
また、本発明において、前記第１コンデンサの容量をＣ１、前記第２コンデンサの容量をＣ２、前記スイッチング素子の入力容量をＣｉｓｓ、前記制御信号の電源電圧をＶｄｄ、前記スイッチング素子のターンオン時のゲート・ソース間電圧をＶｄｅｖ、該スイッチング素子に印加される負バイアス電圧をＶｃｃとしたとき、
を満たすようにしてもよい。
このようにすれば、負バイアス電圧を２段階で減衰するように設定することができる。これにより、急峻な電圧、電流変動を抑制するように負バイアス電圧を設定することができる。
また、本発明において、前記スイッチング素子の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３抵抗を接続してもよい。
このようにすれば、デューティーのみならず、第３抵抗の抵抗値によっても負バイアス電圧を変更することができる。
また、本発明において、前記スイッチング素子の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３コンデンサを接続してもよい。
このようにすれば、第３コンデンサの容量値によっても負バイアス電圧を変更することができる。また、第３コンデンサの容量値によって、スイッチング素子のスイッチング速度を変更することもできる。
また、本発明において、前記スイッチング素子を含む経路に並列にミラークランプ回路を設けてもよい。
このようにすれば、スイッチング素子にサージ電圧等の大きな電圧が印加されること防止することができる。
また、本発明において、前記第１コンデンサに直列かつ前記第１抵抗に並列に前記経路に接続された第４抵抗を備えるようにしてもよい。
このようにすれば、第４抵抗により、スイッチング素子のゲートサージを低減することできる。また、スイッチング素子に生じるスイッチングノイズを低減することもできる。
また、本発明において、前記第２抵抗及び前記第２コンデンサと前記スイッチング素子に対して、前記第１抵抗及び前記第１コンデンサ側の経路にカソード端子が接続され、前記制御部側の経路にアノード端子が接続されるショットキーダイオードを設けてもよい。
このようにすれば、スイッチング素子のゲートサージを低減することができる。ここでは、並列に接続された第２抵抗及び第２コンデンサと、スイッチング素子とは、経路上において直列に接続されている。この第２抵抗及び第２コンデンサとスイッチング素子の両
者を跨ぐようにして、ショットキーダイオードのカソード端子及びアノード端子を経路にそれぞれ接続する。
者を跨ぐようにして、ショットキーダイオードのカソード端子及びアノード端子を経路にそれぞれ接続する。
また、本発明において、前記スイッチング素子に並列に、所定電圧に維持する電圧維持手段を接続してもよい。
このようにすれば、電圧維持手段によって、スイッチング素子のゲート電圧を所定電圧に維持することができるので、ゲートサージを低減することができる。
ここでは、電圧維持手段としては、例えばツェナーダイオードを用いることができる。
ここでは、電圧維持手段としては、例えばツェナーダイオードを用いることができる。
また、本発明は、直列に接続された複数の電流駆動型のスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をそれぞれ駆動する前記スイッチング素子の駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング回路である。
前記スイッチング素子をそれぞれ駆動する前記スイッチング素子の駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング回路である。
このようにすれば、スイッチング回路を構成するスイッチング素子において、デューティーを変更することによってゲートオフ時の負バイアス電圧を変更し損失を低減することができる。
本発明によれば、スイッチング素子の駆動回路において、負バイアス電圧による損失を低減することが可能となる。
〔適用例〕
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。本発明は、例えば、図１に示すような、電流駆動型のスイッチング素子のゲート駆動回路１００に適用される。
スイッチング素子１では、直列に接続された他のスイッチング素子から発生するノイズ等の要因によって、ゲートオフ時に誤点弧しないように負バイアス電圧を印加することが行われている。
このような負バイアス電圧として、図２１に示すようなプロファイルの電圧をゲート・ソース間に印加することが行われていた。誤点弧を防止するためには、負バイアス電圧を大きくすることが望ましいが、単に負バイアス電圧を大きくするだけでは、後述するように、損失が大きくなってしまう。
このため、本発明は、負バイアス電圧を適切に変更することによって、損失を低減しようとするものである。このとき、スイッチング素子に負バイアス電圧を印加する本来の目的である誤動作抑制をするように変更することもできる。
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。本発明は、例えば、図１に示すような、電流駆動型のスイッチング素子のゲート駆動回路１００に適用される。
スイッチング素子１では、直列に接続された他のスイッチング素子から発生するノイズ等の要因によって、ゲートオフ時に誤点弧しないように負バイアス電圧を印加することが行われている。
このような負バイアス電圧として、図２１に示すようなプロファイルの電圧をゲート・ソース間に印加することが行われていた。誤点弧を防止するためには、負バイアス電圧を大きくすることが望ましいが、単に負バイアス電圧を大きくするだけでは、後述するように、損失が大きくなってしまう。
このため、本発明は、負バイアス電圧を適切に変更することによって、損失を低減しようとするものである。このとき、スイッチング素子に負バイアス電圧を印加する本来の目的である誤動作抑制をするように変更することもできる。
図１に示すゲート駆動回路によって負バイアス電圧が印加される場合の、スイッチング素子のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、図３に示すようなプロファイルとなる。本発明においては、スイッチング素子に供給されるゲート電流を規定する第１抵抗と、この第１抵抗に並列に接続された第１コンデンサを備える。このような第１抵抗及び第１コンデンサは、それぞれ制限抵抗及びスピードアップコンデンサと呼ばれるものである。
スイッチング素子のゲートを制御するための制御部から出力される制御信号を形成する電流は、制限抵抗及びスピードアップコンデンサを介して、スイッチング素子のゲート端子へと流れる。そして、この電流はスイッチング素子のソース端子から制御部へと流れる。本発明は、この制限抵抗及びスピードアップコンデンサとスイッチング素子を介して制御部へと至る電流の経路に、並列に接続された第２抵抗及び第２コンデンサを挿入することにより、デューティーによって負バイアス電圧を可変とした。
この第２抵抗及び第２コンデンサは、上述の経路上のいずれの位置に挿入してもよく、制限抵抗及びスピードアップコンデンサとスイッチング素子のゲート端子との間に挿入されてもよいし、スイッチング素子のゲート端子と制御部との間に挿入されてもよい。
スイッチング素子のゲートを制御するための制御部から出力される制御信号を形成する電流は、制限抵抗及びスピードアップコンデンサを介して、スイッチング素子のゲート端子へと流れる。そして、この電流はスイッチング素子のソース端子から制御部へと流れる。本発明は、この制限抵抗及びスピードアップコンデンサとスイッチング素子を介して制御部へと至る電流の経路に、並列に接続された第２抵抗及び第２コンデンサを挿入することにより、デューティーによって負バイアス電圧を可変とした。
この第２抵抗及び第２コンデンサは、上述の経路上のいずれの位置に挿入してもよく、制限抵抗及びスピードアップコンデンサとスイッチング素子のゲート端子との間に挿入されてもよいし、スイッチング素子のゲート端子と制御部との間に挿入されてもよい。
経路に直列に接続されるスピードアップコンデンサ、スイッチング素子の入力容量、第２コンデンサが、ゲートオン時に流れるゲート電流によって充電され、ゲートオフ時には、充電された電荷が、制限抵抗及び第２抵抗を通じて放電される。このようなスピードアップコンデンサ、スイッチング素子の入力容量、第２コンデンサに蓄積された電荷の放電の態様によって、図３に示すプロファイルの負バイアス電圧が印加される。
そして、後述するように負バイアス電圧の平均値であるＶｃｃは、スイッチング素子をオン・オフするデューティーに依存するため、デューティーによって負バイアス電圧を変更することができる。また、Ｖｃｃは、第２抵抗の抵抗値にも依存するため、第２抵抗の抵抗値によって負バイアス電圧を変更することができる。
そして、後述するように負バイアス電圧の平均値であるＶｃｃは、スイッチング素子をオン・オフするデューティーに依存するため、デューティーによって負バイアス電圧を変更することができる。また、Ｖｃｃは、第２抵抗の抵抗値にも依存するため、第２抵抗の抵抗値によって負バイアス電圧を変更することができる。
本発明は、また、直列に接続されたスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子を本発明に係る駆動回路によって駆動するスイッチング回路として構成することもできる。このようなスイッチング回路では、スイッチング素子がオフされているときに、他のスイッチング素子が相補的にオンされることによるサージ電圧やノイズが生じる場合でも、負バイアス電圧を適切に変更することにより、誤点弧等の誤動作を防止することができ
る。また、スイッチング素子に大きな電流が流れる場合でも、負バイアス電圧を適切に変更することにより、損失を低減することができる。このように、スイッチング回路に、バイアスを可変とした駆動回路を用いることにより、種々の効果を実現することができる。このようなスイッチング回路としては、複数のスイッチング素子を直列に接続してスイッチングを行う回路であればよく、同期整流型昇圧チョッパや、ＤＣ／ＤＣコンバータや、インバータ等を含むがこれらに限られない。
る。また、スイッチング素子に大きな電流が流れる場合でも、負バイアス電圧を適切に変更することにより、損失を低減することができる。このように、スイッチング回路に、バイアスを可変とした駆動回路を用いることにより、種々の効果を実現することができる。このようなスイッチング回路としては、複数のスイッチング素子を直列に接続してスイッチングを行う回路であればよく、同期整流型昇圧チョッパや、ＤＣ／ＤＣコンバータや、インバータ等を含むがこれらに限られない。
〔実施例１〕
以下では、本発明の実施例に係るゲート駆動回路について、図面を用いて、より詳細に説明する。
以下では、本発明の実施例に係るゲート駆動回路について、図面を用いて、より詳細に説明する。
＜装置構成＞
図１は、本実施例に係るゲート駆動回路１００を示す。
図１は、本実施例に係るゲート駆動回路１００を示す。
スイッチング素子１のゲート端子には、スピードアップコンデンサとして機能するコンデンサ１１の一端が接続されている。このコンデンサ１１の他端は、ドライブ回路１２の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される端子１２３（以下「Ｖｏｕｔ端」という。）に接続されている。このコンデンサ１１にはスイッチング素子１のオン時に微小電流を流すための制限抵抗として機能する抵抗１３が並列に接続されている。そして、スイッチング素子１のソース端子には、コンデンサ１４の一端が接続されている。このコンデンサ１４には抵抗１５が並列に接続されている。そして、このコンデンサ１４の他端はドライブ回路１２の端子１２４（以下「Ｖｅｅ端」という。）に接続されている。ドライブ回路１２は、電圧源Ｖｄｄに接続される端子（以下「Ｖｄｄ端」という。）１２５とＶｅｅ端１２４との間に直列に接続された二つのｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１２１，１２２を有する。二つのＭＯＳＦＥＴ１２１，１２２の中点がＶｏｕｔ端１２３としてコンデンサ１１の他端に接続されている。ドライブ回路１２は、入力信号Ｖ＿ｓｉｇに基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１２１，１２２のオン・オフを切り替える。ＭＯＳＦＥＴ１２１をオンし、ＭＯＳＦＥＴ１２２をオフすることにより、コンデンサ１１の他端はＶｏｕｔ端１２３を介してＶｄｄ端１２５に接続され、コンデンサ１１及び抵抗１３を介してスイッチング素子１にゲート電流が流れる。そして、ＭＯＳＦＥＴ１２１をオフし、ＭＯＳＦＥＴ１２２をオンすることにより、コンデンサ１１の他端はＶｏｕｔ端１２３を介してＶｅｅ端１２４及びコンデンサ１４の他端に接続され、スイッチング素子１のゲート・ソース間に負バイアス電圧が印加される。ここでは、コンデンサ１１は第１コンデンサ、抵抗１３は第１抵抗、コンデンサ１４は第２コンデンサ、抵抗１５は第２抵抗、ドライブ回路１２は制御部、Ｖｏｕｔ端１２３が第１端子、Ｖｅｅ端１２４が第２端子に対応する。また、コンデンサ１１及び抵抗１３からスイッチング素子１のゲート端子に至り、スイッチング素子１のソース端子からドライブ回路１２に至るまで接続された回路が経路に相当する。また、ドライブ回路１２のＭＯＳＦＥＴ１２１，１２２のオン・オフを切り替えることにより、スイッチング素子１のゲート端子に入力される電流が制御信号に相当する。
＜動作原理＞
図２に、スイッチング素子１のゲート端子とソース端子間の電圧（ゲート電圧）Ｖｇｓと、スイッチング素子１のゲート端子に流れる電流Ｉｇ、コンデンサ１４に流れる電流Ｉｃを示す。スイッチング素子１としてＪＦＥＴを用いる場合には、ＪＦＥＴはゲート・ソース間がオーミック接合であるため、ゲート端子にはターンオン時に定常的に電流Ｉｇｏｎが流れる。このとき
で表される。ここで、Ｖｄｅｖはターンオン時のゲート端子とソース端子間の電圧、Ｒｉ
ｇは抵抗１３の抵抗値である。
このとき、ゲート駆動回路１００では、コンデンサ１４に電流Ｉｃが流れる。
コンデンサ１４への充電電荷をＱｃｈａｒｇｅ、放電電荷をＱｄｉｓｃｈａｒｇｅとおくと、コンデンサ１４の充電電荷と放電電荷が等しいことは以下の（１）式で表される。これは、図２に示すＩｃの波形において、Ｉｃと座標軸とで囲まれる斜線が付された二か所の領域の面積が等しいことを意味している。
そして、負バイアス電圧の平均値をＶｃｃ、デューティーをＤ、周波数をｆ、抵抗１５の抵抗値をＲとおくと、ターンオン時のコンデンサ１４の充電電流をＩｃであるから、
である。従って、（１）式は、
と表せる。両辺の積分を実行すると
となる。
（２）式をＶｃｃについて整理すると
となるので、デューティーＤと抵抗１５の抵抗値Ｒによって負バイアス電圧値Ｖｃｃを変更できる。
図２に、スイッチング素子１のゲート端子とソース端子間の電圧（ゲート電圧）Ｖｇｓと、スイッチング素子１のゲート端子に流れる電流Ｉｇ、コンデンサ１４に流れる電流Ｉｃを示す。スイッチング素子１としてＪＦＥＴを用いる場合には、ＪＦＥＴはゲート・ソース間がオーミック接合であるため、ゲート端子にはターンオン時に定常的に電流Ｉｇｏｎが流れる。このとき
ｇは抵抗１３の抵抗値である。
このとき、ゲート駆動回路１００では、コンデンサ１４に電流Ｉｃが流れる。
コンデンサ１４への充電電荷をＱｃｈａｒｇｅ、放電電荷をＱｄｉｓｃｈａｒｇｅとおくと、コンデンサ１４の充電電荷と放電電荷が等しいことは以下の（１）式で表される。これは、図２に示すＩｃの波形において、Ｉｃと座標軸とで囲まれる斜線が付された二か所の領域の面積が等しいことを意味している。
（２）式をＶｃｃについて整理すると
以下、ゲート駆動回路１００の動作原理について詳細に説明する。
図３は、ゲート駆動回路１００によって駆動されるスイッチング素子１のゲート電圧Ｖｇｓのプロファイルを示す。
コンデンサ１１、コンデンサ１４、スイッチング素子１の入力容量をそれぞれＣ１、Ｃ２、Ｃｉｓｓ、ターンオン時のゲート・ソース間電圧をＶｄｅｖとおく。上述したように、Ｖｄｄはゲート電源電圧、Ｖｇｓはゲート電圧、Ｖｃｃは負バイアス電圧値である。
まず、（ア）で示すゲートオン期間は、スイッチング素子１はＪＦＥＴであるため、定常オン電流が流れる。このとき、図４（ａ）のゲート駆動回路１００上に破線の矢印で示した電流の流路の簡易等価回路を図４（ｂ）に示す。このとき、コンデンサ１１、コンデンサ１４、スイッチング素子１の入力容量には、図４（ｂ）の簡易等価回路に示すような極性の電荷がそれぞれ充電される。
図３は、ゲート駆動回路１００によって駆動されるスイッチング素子１のゲート電圧Ｖｇｓのプロファイルを示す。
コンデンサ１１、コンデンサ１４、スイッチング素子１の入力容量をそれぞれＣ１、Ｃ２、Ｃｉｓｓ、ターンオン時のゲート・ソース間電圧をＶｄｅｖとおく。上述したように、Ｖｄｄはゲート電源電圧、Ｖｇｓはゲート電圧、Ｖｃｃは負バイアス電圧値である。
まず、（ア）で示すゲートオン期間は、スイッチング素子１はＪＦＥＴであるため、定常オン電流が流れる。このとき、図４（ａ）のゲート駆動回路１００上に破線の矢印で示した電流の流路の簡易等価回路を図４（ｂ）に示す。このとき、コンデンサ１１、コンデンサ１４、スイッチング素子１の入力容量には、図４（ｂ）の簡易等価回路に示すような極性の電荷がそれぞれ充電される。
次に、（イ）に示す期間では、コンデンサ１１、コンデンサ１４、スイッチング素子１の入力容量の電荷が釣り合うまで、電荷の充放電が発生する。スイッチング素子１の入力
容量Ｃｉｓｓは負の方向に充電されるためＶｇｓは小さくなる。
このとき、下記条件を満たすことで、ゲート電圧は２段階で減少する。
このとき、図５（ａ）のゲート駆動回路上に破線の矢印で示した電流の流路の簡易等価回路を図５（ｂ）に示す。コンデンサ１１、コンデンサ１４、スイッチング素子１の入力容量の電荷の極性は、図５（ｂ）の簡易等価回路に示すようになる。ここでは、簡易等価回路における電流を破線の矢印で示している。
容量Ｃｉｓｓは負の方向に充電されるためＶｇｓは小さくなる。
このとき、下記条件を満たすことで、ゲート電圧は２段階で減少する。
次に、（ウ）に示す期間では、抵抗１３を介して、コンデンサ１１の電荷が放電される。このとき、図６（ａ）のゲート駆動回路上に破線の矢印で示した電流の流路の簡易等価回路を図６（ｂ）に示す。図６（ｂ）の簡易等価回路において、抵抗１３を流れる電流を破線の矢印で示している。放電は、コンデンサ１１の電荷が０になるまで行われる。このときスイッチング素子１は負の方向に充電されるためゲート電圧Ｖｇｓは小さくなる。
次に、（エ）に示す期間では、抵抗１５を介してコンデンサ１４の電荷が放電される。このとき、図７（ａ）のゲート駆動回路上に破線の矢印で示した電流の流路の簡易等価回路を図７（ｂ）に示す。スイッチング素子１の電荷が放電するため、ゲート電圧Ｖｇｓは＋方向へ増加する。
このように、本実施例に係るゲート駆動回路１００によれば、デューティーを変更することにより、負バイアス電圧値を変更することができる。これによって、スイッチング素子１の誤動作を防止しつつデッドタイム時（逆導通時）の損失を低減することができる。また、本実施例によれば、図３に示すようなプロファイルでゲート電圧を制御することができる。（イ）及び（ウ）の期間におけるように、スイッチング素子１のゲートオフ時に２段階でゲート電圧を減衰させるので、ゲートサージを低減することができ、また低ノイズ化を実現することもできる。
このように、本実施例に係るゲート駆動回路１００によれば、デューティーを変更することにより、負バイアス電圧値を変更することができる。これによって、スイッチング素子１の誤動作を防止しつつデッドタイム時（逆導通時）の損失を低減することができる。また、本実施例によれば、図３に示すようなプロファイルでゲート電圧を制御することができる。（イ）及び（ウ）の期間におけるように、スイッチング素子１のゲートオフ時に２段階でゲート電圧を減衰させるので、ゲートサージを低減することができ、また低ノイズ化を実現することもできる。
〔実施例２〕
図８に、本発明の実施例２に係るゲート駆動回路２００を示す。
実施例１と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、実施例１のスイッチング素子１のゲート端子とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端の間と、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端との間にスイッチング素子１６を設けている。ここでは、スイッチング素子１６としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、ゲート端子とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端との間にドレイン端子を、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端側にソース端子を接続している。また、スイッチング素子１６のゲート端子はドライブ回路１２に接続され、スイッチング素子１６はドライブ回路１２から入力される信号によって制御される。
図８に、本発明の実施例２に係るゲート駆動回路２００を示す。
実施例１と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、実施例１のスイッチング素子１のゲート端子とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端の間と、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端との間にスイッチング素子１６を設けている。ここでは、スイッチング素子１６としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、ゲート端子とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端との間にドレイン端子を、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端側にソース端子を接続している。また、スイッチング素子１６のゲート端子はドライブ回路１２に接続され、スイッチング素子１６はドライブ回路１２から入力される信号によって制御される。
このスイッチング素子１６はミラークランプ回路として機能するものであり、ゲート電圧ＶｇｓがＶｍｉｒｒｏｒ電圧以下（例えばＶａ（負バイアス電圧値の最小値）＋２Ｖ）になった場合に、スイッチング素子１６がターンオンしてＶｇｓ＝Ｖaとなるように設定
する。図９に、本実施例に係るゲート駆動回路２００によって駆動されるスイッチング素子１のゲート電圧Ｖｇｓのプロファイルを示す。図９の（ウ´）に示す期間において、上述のように、ゲート電圧ＶｇｓがＶｍｉｒｒｏｒ以下となった場合に、ゲート電圧ＶｇｓがＶaに引き下げられている。このようにすれば、同期整流型コンバータのスイッチング
素子のゲート駆動回路として用いた場合に、対向アームのスイッチング素子がオンであるときにスイッチング素子１６をターンオンして負バイアス電圧値を大きくすることで、誤
動作を抑制できる。また、デッドタイム期間の導通損失を低減することができる。
する。図９に、本実施例に係るゲート駆動回路２００によって駆動されるスイッチング素子１のゲート電圧Ｖｇｓのプロファイルを示す。図９の（ウ´）に示す期間において、上述のように、ゲート電圧ＶｇｓがＶｍｉｒｒｏｒ以下となった場合に、ゲート電圧ＶｇｓがＶaに引き下げられている。このようにすれば、同期整流型コンバータのスイッチング
素子のゲート駆動回路として用いた場合に、対向アームのスイッチング素子がオンであるときにスイッチング素子１６をターンオンして負バイアス電圧値を大きくすることで、誤
動作を抑制できる。また、デッドタイム期間の導通損失を低減することができる。
〔実施例３〕
図１０に、本発明の実施例３に係るゲート駆動回路３００を示す。
実施例１と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、スイッチング素子１のゲート・ソース間に並列に抵抗１７を接続している。抵抗１７の一端は、スイッチング素子１のゲート端子と、コンデンサ１１及び抵抗１３の一端との間に接続される。そして、抵抗１７の他端は、スイッチング素子１のソース端子と、コンデンサ１４及び抵抗１５の一端との間に接続される。
本実施例では、実施例１と同様にデューティーによってスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更できるのみならず、抵抗１７の抵抗値によってもスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することができる。
本実施例によれば、スイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することにより、スイッチング素子１の誤動作を防止しつつ損失を低減することができる。ここでは、抵抗１７が第３抵抗に相当する。
図１０に、本発明の実施例３に係るゲート駆動回路３００を示す。
実施例１と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、スイッチング素子１のゲート・ソース間に並列に抵抗１７を接続している。抵抗１７の一端は、スイッチング素子１のゲート端子と、コンデンサ１１及び抵抗１３の一端との間に接続される。そして、抵抗１７の他端は、スイッチング素子１のソース端子と、コンデンサ１４及び抵抗１５の一端との間に接続される。
本実施例では、実施例１と同様にデューティーによってスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更できるのみならず、抵抗１７の抵抗値によってもスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することができる。
本実施例によれば、スイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することにより、スイッチング素子１の誤動作を防止しつつ損失を低減することができる。ここでは、抵抗１７が第３抵抗に相当する。
〔実施例４〕
図１１に、本発明の実施例４に係るゲート駆動回路４００を示す。
実施例３と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、実施例３のゲート・ソース間に接続した抵抗１７に並列にコンデンサ１８を接続している。
本実施例では、実施例１と同様にデューティーによって、さらに実施例３と同様に抵抗１７の抵抗値によってスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更できるのみならず、コンデンサ１８の容量値によってもスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することができる。ここでは、コンデンサ１８が第３コンデンサに相当する。
本実施例によれば、スイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することにより、スイッチング素子１の誤動作を防止しつつ損失を低減することができる。
また、コンデンサ１８の容量値によってスイッチング素子のスイッチング速度を変更することもできる。
図１１に、本発明の実施例４に係るゲート駆動回路４００を示す。
実施例３と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、実施例３のゲート・ソース間に接続した抵抗１７に並列にコンデンサ１８を接続している。
本実施例では、実施例１と同様にデューティーによって、さらに実施例３と同様に抵抗１７の抵抗値によってスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更できるのみならず、コンデンサ１８の容量値によってもスイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することができる。ここでは、コンデンサ１８が第３コンデンサに相当する。
本実施例によれば、スイッチング素子１の負バイアス電圧値を変更することにより、スイッチング素子１の誤動作を防止しつつ損失を低減することができる。
また、コンデンサ１８の容量値によってスイッチング素子のスイッチング速度を変更することもできる。
〔実施例５〕
図１２に、本発明の実施例５に係るゲート駆動回路５００を示す。
実施例２及び実施例４と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、スイッチング素子１のゲート・ソース間に並列にスイッチング素子１６を接続している。スイッチング素子１６は、抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端の間と、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端との間に接続されている。ここでは、スイッチング素子１６としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端との間にドレイン端子を、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端側にソース端子を接続している。また、スイッチング素子１６のゲート端子はドライブ回路１２に接続され、スイッチング素子１６はドライブ回路１２から入力される信号によって制御される。
スイッチング素子１６はミラークランプとして機能する。スイッチング素子１６の機能は、実施例２において説明したところと同様である。
本実施例では、スイッチング素子１６を設けることにより、同期整流型コンバータのスイッチング素子のゲート駆動回路として用いた場合に、対向アームのスイッチング素子がオンであるときに負バイアス電圧値を大きくすることで、誤点弧を防止することができ、ゲートサージが低減する。また、デッドタイム期間の導通損失を低減することができる。
図１２に、本発明の実施例５に係るゲート駆動回路５００を示す。
実施例２及び実施例４と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、スイッチング素子１のゲート・ソース間に並列にスイッチング素子１６を接続している。スイッチング素子１６は、抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端の間と、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端との間に接続されている。ここでは、スイッチング素子１６としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端との間にドレイン端子を、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端側にソース端子を接続している。また、スイッチング素子１６のゲート端子はドライブ回路１２に接続され、スイッチング素子１６はドライブ回路１２から入力される信号によって制御される。
スイッチング素子１６はミラークランプとして機能する。スイッチング素子１６の機能は、実施例２において説明したところと同様である。
本実施例では、スイッチング素子１６を設けることにより、同期整流型コンバータのスイッチング素子のゲート駆動回路として用いた場合に、対向アームのスイッチング素子がオンであるときに負バイアス電圧値を大きくすることで、誤点弧を防止することができ、ゲートサージが低減する。また、デッドタイム期間の導通損失を低減することができる。
〔実施例６〕
図１３に、本発明の実施例６に係るゲート駆動回路６００を示す。
実施例５と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、コンデンサ１１と直列に抵抗１９を接続し、この直列に接続されたコンデンサ１１及び抵抗１９に並列に抵抗１３を接続している。ここでは、コンデンサ１１に対して、ドライブ回路１２のＶｏｕｔ端１２３側に抵抗１９を接続している。ここでは、抵抗１９は第４抵抗に相当する。
本実施例では、抵抗１９の抵抗値を変更することにより、スイッチング素子１のスイッチング速度を変更することができる。これにより、ゲートサージ及びスイッチングノイズを低減することができる。
図１３に、本発明の実施例６に係るゲート駆動回路６００を示す。
実施例５と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、コンデンサ１１と直列に抵抗１９を接続し、この直列に接続されたコンデンサ１１及び抵抗１９に並列に抵抗１３を接続している。ここでは、コンデンサ１１に対して、ドライブ回路１２のＶｏｕｔ端１２３側に抵抗１９を接続している。ここでは、抵抗１９は第４抵抗に相当する。
本実施例では、抵抗１９の抵抗値を変更することにより、スイッチング素子１のスイッチング速度を変更することができる。これにより、ゲートサージ及びスイッチングノイズを低減することができる。
〔実施例７〕
図１４に、本発明の実施例７に係るゲート駆動回路７００を示す。
実施例６と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端の間と、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端との間に、スイッチング素子１６と並列にショットキーダイオード２０を接続した。ショットキーダイオード２０は、スイッチング素子１のゲート端子側にカソード端子が、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端側にアノード端子がそれぞれ接続される。ショットキーダイオード２０を設けることにより、ゲートサージを低減することができる。
図１４に、本発明の実施例７に係るゲート駆動回路７００を示す。
実施例６と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とコンデンサ１１及び抵抗１３の一端の間と、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端との間に、スイッチング素子１６と並列にショットキーダイオード２０を接続した。ショットキーダイオード２０は、スイッチング素子１のゲート端子側にカソード端子が、コンデンサ１４及び抵抗１５の他端側にアノード端子がそれぞれ接続される。ショットキーダイオード２０を設けることにより、ゲートサージを低減することができる。
〔実施例８〕
図１５に、本発明の実施例８に係るゲート駆動回路８００を示す。
実施例７と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、スイッチング素子１のゲート端子側の抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とショットキーダイオード２０のカソード端子との間と、スイッチング素子１のソース端子側の抵抗１７及びコンデンサ１８の他端と、コンデンサ１４及び抵抗１５の一端との間に、ツェナーダイオード２１を接続している。ツェナーダイオード２１は、スイッチング素子１のゲート端子側にカソード端子が、スイッチング素子１のソース端子側にアノード端子が接続される。ツェナーダイオード２１を設けることにより、ゲートサージをクランプすることができ、ゲートサージを低減することができる。ここでは、ツェナーダイオードが電圧維持手段に相当する。
図１５に、本発明の実施例８に係るゲート駆動回路８００を示す。
実施例７と同様の構成については、同様の符号を付して詳細な説明を省略する。
本実施例では、スイッチング素子１のゲート端子側の抵抗１７及びコンデンサ１８の一端とショットキーダイオード２０のカソード端子との間と、スイッチング素子１のソース端子側の抵抗１７及びコンデンサ１８の他端と、コンデンサ１４及び抵抗１５の一端との間に、ツェナーダイオード２１を接続している。ツェナーダイオード２１は、スイッチング素子１のゲート端子側にカソード端子が、スイッチング素子１のソース端子側にアノード端子が接続される。ツェナーダイオード２１を設けることにより、ゲートサージをクランプすることができ、ゲートサージを低減することができる。ここでは、ツェナーダイオードが電圧維持手段に相当する。
〔シミュレーション〕
図１に示す実施例１に係るゲート駆動回路１００に対応するモデルとして図１６に示すゲート駆動回路１０１を作成し、回路シミュレータソフト（名称：ＳＩＭｅｔｒｉｘ）を用いて、デューティーを変更することにより、負バイアス電圧値を変更できるかを確認した。
回路シミュレータでは、ゲート電圧を１２Ｖ、駆動周波数を７０ｋＨｚ、デューティーを可変、抵抗１３の抵抗値を８２Ω、抵抗１５の抵抗値を１６８Ω、コンデンサ１１の容量を２．２ｎＦ、コンデンサ１４の容量を１００ｎＦと設定して、シミュレーションを行った。
図１７は、スイッチング素子１のゲート電圧Ｖｇｓのシミュレーション結果の波形を示す。図１７（ａ）がデューティー２０％、図１７（ｂ）がデューティー４０％、図１７（ｃ）がデューティー６０％、図１７（ｄ）がデューティー８０％と設定した場合の波形を示す。図１７（ａ）において矢印Ａで示す負バイアス電圧値は、−２．２Ｖ、図１７（ｂ）において矢印Ｂで示す負バイアス電圧値は−３．５Ｖ、図１７（ｃ）において矢印Ｃで示す負バイアス電圧値は−４．３Ｖ、図１７（ｄ）において矢印Ｄで示す負バイアス電圧値は−５．０Ｖであった。
このように、モデル回路に関するシミュレーションによっても、デューティーを変更することにより、負バイアス電圧値を変更できることが確認できた。
図１に示す実施例１に係るゲート駆動回路１００に対応するモデルとして図１６に示すゲート駆動回路１０１を作成し、回路シミュレータソフト（名称：ＳＩＭｅｔｒｉｘ）を用いて、デューティーを変更することにより、負バイアス電圧値を変更できるかを確認した。
回路シミュレータでは、ゲート電圧を１２Ｖ、駆動周波数を７０ｋＨｚ、デューティーを可変、抵抗１３の抵抗値を８２Ω、抵抗１５の抵抗値を１６８Ω、コンデンサ１１の容量を２．２ｎＦ、コンデンサ１４の容量を１００ｎＦと設定して、シミュレーションを行った。
図１７は、スイッチング素子１のゲート電圧Ｖｇｓのシミュレーション結果の波形を示す。図１７（ａ）がデューティー２０％、図１７（ｂ）がデューティー４０％、図１７（ｃ）がデューティー６０％、図１７（ｄ）がデューティー８０％と設定した場合の波形を示す。図１７（ａ）において矢印Ａで示す負バイアス電圧値は、−２．２Ｖ、図１７（ｂ）において矢印Ｂで示す負バイアス電圧値は−３．５Ｖ、図１７（ｃ）において矢印Ｃで示す負バイアス電圧値は−４．３Ｖ、図１７（ｄ）において矢印Ｄで示す負バイアス電圧値は−５．０Ｖであった。
このように、モデル回路に関するシミュレーションによっても、デューティーを変更することにより、負バイアス電圧値を変更できることが確認できた。
次に、上述の回路シミュレータソフトを用いて、図１６に示すモデル回路において、抵抗１５の抵抗値を変更することにより、負バイアス電圧値を変更できるかを確認した。
ここでは、デューティーを８０％とし、抵抗１５の抵抗値を除き、上述と同様に設定した。抵抗１５の抵抗値を１６８Ωと設定した場合と、５００Ωに変更した場合とでシミュレーションを行った。抵抗１５の抵抗値を１６８Ωに設定した場合は、図１７（ｄ）と同様である。抵抗１５の抵抗値を５００Ωに設定した場合の、スイッチング素子のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓのシミュレーション結果の波形を図１８に示す。図１８において、矢印Ｅで示した負バイアス電圧値は−７．０Ｖであった。
このように、モデル回路に関するシミュレーションによっても、抵抗１５の抵抗値を変更することにより、負バイアス電圧値を大きく変更できることが確認できた。
ここでは、デューティーを８０％とし、抵抗１５の抵抗値を除き、上述と同様に設定した。抵抗１５の抵抗値を１６８Ωと設定した場合と、５００Ωに変更した場合とでシミュレーションを行った。抵抗１５の抵抗値を１６８Ωに設定した場合は、図１７（ｄ）と同様である。抵抗１５の抵抗値を５００Ωに設定した場合の、スイッチング素子のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓのシミュレーション結果の波形を図１８に示す。図１８において、矢印Ｅで示した負バイアス電圧値は−７．０Ｖであった。
このように、モデル回路に関するシミュレーションによっても、抵抗１５の抵抗値を変更することにより、負バイアス電圧値を大きく変更できることが確認できた。
〔実施例９〕
図１９に本実施例９に係る同期整流型昇圧チョッパ回路１０を示す。
同期整流型昇圧チョッパ回路１０は、スイッチング素子１ａ，１ｂ、ゲート駆動回路１００ａ，１００ｂ、入力電源２、リアクトル３、バイパスコンデンサ４、負荷５等を備える。この同期整流型昇圧チョッパ回路１０においては、二つのスイッチング素子１ａ，１ｂが直列に接続され、それぞれにゲート駆動回路１００ａ，１００ｂが接続されている。ゲート駆動回路としては、実施例１に係るゲート駆動装置に限らず、他の実施例に係るゲート駆動回路を用いてもよい。同期整流型昇圧チョッパ回路１０機能は公知のものであるため詳細な説明は省略する。
図１９に本実施例９に係る同期整流型昇圧チョッパ回路１０を示す。
同期整流型昇圧チョッパ回路１０は、スイッチング素子１ａ，１ｂ、ゲート駆動回路１００ａ，１００ｂ、入力電源２、リアクトル３、バイパスコンデンサ４、負荷５等を備える。この同期整流型昇圧チョッパ回路１０においては、二つのスイッチング素子１ａ，１ｂが直列に接続され、それぞれにゲート駆動回路１００ａ，１００ｂが接続されている。ゲート駆動回路としては、実施例１に係るゲート駆動装置に限らず、他の実施例に係るゲート駆動回路を用いてもよい。同期整流型昇圧チョッパ回路１０機能は公知のものであるため詳細な説明は省略する。
図２０（ａ）にハイサイドのスイッチング素子１ａのデューティーが小さい場合を示し、図２０（ｂ）にハイサイドのスイッチング素子１ｂのデューティーが大きい場合を示す。図２０（ａ）に示すようにハイサイドのスイッチング素子のデューティーが小さい場合には、電流ＩＬは大きくなる。このときデューティーが小さいので負バイアス電圧Ｖｃｃも小さくなるので、導通損失を低減することができる。スイッチング素子１ａに負バイアス電圧（−Ｖａ）を印加した場合に、スイッチング素子１ａのオフ動作時の導通損失は以下の式で表される。
ここで、Ｖｓｄ（＠Ｖｇｓ＝０）は、Ｖｇｓが０の場合のＶｓｄの値を示し、ＶｃｃはＶａの平均値を示す。
上述の導通損失の式からわかるように、電流ＩＬが大きい場合でも、負バイアス電圧ＶａすなわちＶｃｃを小さくすることによって、導通損失を低減できる。２０（ｂ）に示すようにハイサイドのスイッチング素子のデューティーが大きい場合には、スイッチング素子１ａの負バイアス電圧値Ｖｃｃも大きくなるが、この場合には、電流ＩＬは小さくなるので、導通損失の低減効果は損なわれない。
また、他のスイッチング素子のスイッチング動作によってノイズが発生する場合にも、負バイアス電圧の平均値であるＶｃｃを大きくすることなく、必要なタイミングで負バイアス電圧値を大きくするように設定することで、誤動作を防止しつつ、損失を低減することができる。
上述の導通損失の式からわかるように、電流ＩＬが大きい場合でも、負バイアス電圧ＶａすなわちＶｃｃを小さくすることによって、導通損失を低減できる。２０（ｂ）に示すようにハイサイドのスイッチング素子のデューティーが大きい場合には、スイッチング素子１ａの負バイアス電圧値Ｖｃｃも大きくなるが、この場合には、電流ＩＬは小さくなるので、導通損失の低減効果は損なわれない。
また、他のスイッチング素子のスイッチング動作によってノイズが発生する場合にも、負バイアス電圧の平均値であるＶｃｃを大きくすることなく、必要なタイミングで負バイアス電圧値を大きくするように設定することで、誤動作を防止しつつ、損失を低減することができる。
このように、同期整流型昇圧チョッパ回路１０のスイッチング素子１のゲート駆動回路として、上述の実施例に係るゲート駆動を用いることにより、スイッチング素子１の誤動作を防止するとともに損失を低減することができるので、信頼性が高く、高効率の同期整流型昇圧チョッパ回路１０を実現することができる。
ここでは、同期整流型昇圧チョッパ回路を例として説明したが、本発明の実施例に係るゲート駆動回路によって駆動されるスイッチング素子が、複数個直列に接続されたスイッ
チング回路であればよく、ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータであってもよい。
ここでは、同期整流型昇圧チョッパ回路を例として説明したが、本発明の実施例に係るゲート駆動回路によって駆動されるスイッチング素子が、複数個直列に接続されたスイッ
チング回路であればよく、ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータであってもよい。
なお、以下には本発明の構成要件と実施例の構成とを対比可能とするために、本発明の構成要件を図面の符号付きで記載しておく。
＜発明１＞
電流駆動型のスイッチング素子（１）を駆動する駆動回路（１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００）であって、
第１端子（１２３）と第２端子（１２４）とを有し、前記スイッチング素子（１）のゲート端子に制御信号を出力する制御部（１２）と、
前記制御部（１２）の前記第１端子（１２３）に接続される、前記制御信号を形成する電流を規定する第１抵抗（１３）と該第１抵抗（１３）に並列に接続された第１コンデンサ（１１）と、
並列に接続された第２抵抗（１５）及び第２コンデンサ（１４）と、
前記第１抵抗（１３）及び第１コンデンサ（１１）から前記ゲート端子に至り、前記スイッチング素子（１）のソース端子から前記制御部（１２）の前記第２端子（１２４）に至る電流の経路と、
を備え、
前記第２抵抗（１５）及び第２コンデンサ（１４）が前記経路に挿入されることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
＜発明２＞
前記第１コンデンサ（１１）の容量をＣ１、前記第２コンデンサ（１４）の容量をＣ２、前記スイッチング素子（１）の入力容量をＣｉｓｓ、前記制御信号の電源電圧をＶｄｄ、前記スイッチング素子（１）のターンオン時のゲート・ソース間電圧をＶｄｅｖ、該スイッチング素子（１）に印加される負バイアス電圧をＶｃｃとしたとき、
を満たすことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明３＞
前記スイッチング素子（１）の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３抵抗（１７）を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。＜発明４＞
前記スイッチング素子（１）の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３コンデンサ（１８）を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明５＞
前記スイッチング素子（１）を含む経路に並列にミラークランプ回路（１６）を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明６＞
前記第１コンデンサ（１１）に直列かつ前記第１抵抗（１３）に並列に前記経路に接続された第４抵抗（１９）を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明７＞
前記第２抵抗（１５）及び前記第２コンデンサ（１４）と前記スイッチング素子（１）に対して、前記第１抵抗（１３）及び前記第１コンデンサ（１１）側の経路にカソード端子が接続され、前記制御部（１２）側の経路にアノード端子が接続されるショットキーダイオード（２０）を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明８＞
前記スイッチング素子（１）に並列に、所定電圧に維持する電圧維持手段（２１）を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明９＞
直列に接続された複数の電流駆動型のスイッチング素子（１）と、
前記スイッチング素子（１）をそれぞれ駆動する請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路（１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００）と、
を備えたことを特徴とするスイッチング回路（１０）。
＜発明１＞
電流駆動型のスイッチング素子（１）を駆動する駆動回路（１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００）であって、
第１端子（１２３）と第２端子（１２４）とを有し、前記スイッチング素子（１）のゲート端子に制御信号を出力する制御部（１２）と、
前記制御部（１２）の前記第１端子（１２３）に接続される、前記制御信号を形成する電流を規定する第１抵抗（１３）と該第１抵抗（１３）に並列に接続された第１コンデンサ（１１）と、
並列に接続された第２抵抗（１５）及び第２コンデンサ（１４）と、
前記第１抵抗（１３）及び第１コンデンサ（１１）から前記ゲート端子に至り、前記スイッチング素子（１）のソース端子から前記制御部（１２）の前記第２端子（１２４）に至る電流の経路と、
を備え、
前記第２抵抗（１５）及び第２コンデンサ（１４）が前記経路に挿入されることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
＜発明２＞
前記第１コンデンサ（１１）の容量をＣ１、前記第２コンデンサ（１４）の容量をＣ２、前記スイッチング素子（１）の入力容量をＣｉｓｓ、前記制御信号の電源電圧をＶｄｄ、前記スイッチング素子（１）のターンオン時のゲート・ソース間電圧をＶｄｅｖ、該スイッチング素子（１）に印加される負バイアス電圧をＶｃｃとしたとき、
＜発明３＞
前記スイッチング素子（１）の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３抵抗（１７）を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。＜発明４＞
前記スイッチング素子（１）の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３コンデンサ（１８）を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明５＞
前記スイッチング素子（１）を含む経路に並列にミラークランプ回路（１６）を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明６＞
前記第１コンデンサ（１１）に直列かつ前記第１抵抗（１３）に並列に前記経路に接続された第４抵抗（１９）を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明７＞
前記第２抵抗（１５）及び前記第２コンデンサ（１４）と前記スイッチング素子（１）に対して、前記第１抵抗（１３）及び前記第１コンデンサ（１１）側の経路にカソード端子が接続され、前記制御部（１２）側の経路にアノード端子が接続されるショットキーダイオード（２０）を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明８＞
前記スイッチング素子（１）に並列に、所定電圧に維持する電圧維持手段（２１）を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
＜発明９＞
直列に接続された複数の電流駆動型のスイッチング素子（１）と、
前記スイッチング素子（１）をそれぞれ駆動する請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路（１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００）と、
を備えたことを特徴とするスイッチング回路（１０）。
１ ：スイッチング素子
１１，１４，１８ ：コンデンサ
１２ ：ドライブ回路
１２３：Ｖｏｕｔ端
１２４：Ｖｅｅ端
１３，１５，１７，１９ ：抵抗
１００ ：ゲート駆動回路
１６ ：スイッチング素子
２０ ：ショットキーダイオード
２１ ：ツェナーダイオード
１０ ：同期整流型昇圧チョッパ
１１，１４，１８ ：コンデンサ
１２ ：ドライブ回路
１２３：Ｖｏｕｔ端
１２４：Ｖｅｅ端
１３，１５，１７，１９ ：抵抗
１００ ：ゲート駆動回路
１６ ：スイッチング素子
２０ ：ショットキーダイオード
２１ ：ツェナーダイオード
１０ ：同期整流型昇圧チョッパ
Claims (9)
- 電流駆動型のスイッチング素子を駆動する駆動回路であって、
第１端子と第２端子とを有し、前記スイッチング素子のゲート端子に制御信号を出力する制御部と、
前記制御部の前記第１端子に接続される、前記制御信号を形成する電流を規定する第１抵抗と該第１抵抗に並列に接続された第１コンデンサと、
並列に接続された第２抵抗及び第２コンデンサと、
前記第１抵抗及び第１コンデンサから前記ゲート端子に至り、前記スイッチング素子のソース端子から前記制御部の前記第２端子に至る電流の経路と、
を備え、
前記第２抵抗及び第２コンデンサが前記経路に挿入されることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。 - 前記第１コンデンサの容量をＣ１、前記第２コンデンサの容量をＣ２、前記スイッチング素子の入力容量をＣｉｓｓ、前記制御信号の電源電圧をＶｄｄ、前記スイッチング素子のターンオン時のゲート・ソース間電圧をＶｄｅｖ、該スイッチング素子に印加される負バイアス電圧をＶｃｃとしたとき、
- 前記スイッチング素子の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３抵抗を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
- 前記スイッチング素子の前記ゲート端子と前記ソース端子との間に第３コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
- 前記スイッチング素子を含む経路に並列にミラークランプ回路を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
- 前記第１コンデンサに直列かつ前記第１抵抗に並列に前記経路に接続された第４抵抗を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
- 前記第２抵抗及び前記第２コンデンサと前記スイッチング素子に対して、前記第１抵抗及び前記第１コンデンサ側の経路にカソード端子が接続され、前記制御部側の経路にアノード端子が接続されるショットキーダイオードを設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
- 前記スイッチング素子に並列に、所定電圧に維持する電圧維持手段を接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
- 直列に接続された複数の電流駆動型のスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をそれぞれ駆動する請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング回路。
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