JP7077032B2 - 三相同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転子の位置に基づいて三相同期電動機を制御する三相同期電動機の制御装置に関する。

産業、家電、自動車等の様々な分野において、小型・高効率の三相同期電動機（永久磁石同期モータ）が幅広く用いられている。特に、電動パワーステアリング装置などの自動車機器の分野では、小型化および高効率化に優れる永久磁石同期モータが多用されている。

永久磁石同期モータでは、一般に、磁石を備えた回転子の回転位置をホールＩＣなどの磁気検出素子で検出し、その検出結果に基づき、固定子側の電機子コイルを順次励磁して回転子を回転させている。加えて、精密な回転位置検出器であるレゾルバやエンコーダ、ＧＭＲセンサ（ＧＭＲ：Giant Magneto Resistivity effect）などを用いることで、正弦波電流での駆動を実現でき、トルクリプルなどの振動や騒音の低減を図っている。近年では、この回転位置センサを設けずに、モータの回転数やトルク制御を行う回転位置センサレス制御が広く普及している。

回転位置センサレス制御の実用化によって、位置センサにかかる費用（センサ自体のコスト、センサの配線にかかるコストなど）の削減、装置の小型化を実現できる。また、センサが不要となることで、センサにとって劣悪な環境下でのモータ制御可能となる等のメリットがある。

現在、永久磁石同期モータの回転位置センサレス制御は、磁石が備わった回転子が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）を直接検出し、回転子の位置情報として永久磁石同期モータの駆動を行う方法や、対象となるモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定方式などが採用されている。

これらの回転位置センサレス制御にも多くの課題がある。一般的に多く述べられる課題は、モータの回転数が低速のときの位置検出方法である。現在実用化されている大半の回転位置センサレス制御は、永久磁石同期モータが回転することで発生する誘起電圧（速度起電圧）に基づくものである。したがって、誘起電圧が小さい停止、低速域では、感度が低下してしまい、位置情報がノイズに埋もれる可能性がある。この課題の解決策として、特許文献１～４に記載の技術が知られている。

特許文献１に記載された技術では、高周波電流を永久磁石同期モータに通電し、その際発生する電流高調波と永久磁石同期モータの数式モデルから回転子位置を検出する。この技術では、永久磁石同期モータの回転子の突極性により発生する電流高調波を用いることにより位置検出が可能になる。

特許文献２に記載された技術では、永久磁石同期モータの三相固定子巻線のうち、二相を選択して通電する１２０度通電方式をベースとし、非通電相に発生する起電圧（速度に伴う起電圧ではなく、インダクタンスのアンバランスによる起電圧）に基づき、回転子の位置を検出する。この技術では、位置に応じて発生する起電圧を利用するため、完全な停止状態であっても位置情報の取得が可能である。

特許文献３に記載された技術では、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。その際、インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）波と同期して中性点電位を検出することで、特許文献２の技術と同様に、インダクタンスのアンバランスによる起電圧を検出でき、結果的に回転子の位置情報を得ることができる。さらに、特許文献３の技術では、駆動波形を理想的な正弦波電流にすることが可能となる。

特許文献４に記載された技術では、特許文献３に記載された技術と同様に、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）波と同期して中性点電位を検出する際、電源電圧Ｅを分圧して生成される一定の基準電位（（１／３）Ｅ，（２／３）Ｅ）と中性点電位との差から回転子の位置情報を得る。特許文献４の技術においても、駆動波形を理想的な正弦波電流にすることが可能となる。

特許文献１～４の技術の中で、特許文献３および特許文献４の技術は、回転位置センサレス制御の課題の１つであるモータの回転数が低速のときの位置検出手段として有用である。

さらに、永久磁石同期モータの巻線とインバータを１対１で接続した組み合わせを１系統として、永久磁石同期モータ１つに対して、巻線とインバータの組み合わせからなる系統の数を２以上とすると、１系統が故障しても他の系統が動作を継続可能である。ただし、多系統の永久磁石同期モータの駆動システムであっても、系統ごとに永久磁石同期モータの回転子の位置情報を得る必要がある。

特開平７－２４５９８１号公報 特開２００９－１８９１７６号公報 特開２０１０－７４８９８号公報 国際公開第２０１３／１５３６５６号

特許文献１の技術では、永久磁石同期モータの回転子構造に突極性が必要となる。突極性のないもの、少ないものでは位置検出感度が低下してしまい、位置推定が困難となる。また、高感度に検出するには、注入する高周波成分を増加させるか、あるいは周波数を下げる必要がある。この結果、回転脈動や振動・騒音の増大や、永久磁石同期モータの高調波損失の増大を招く。

特許文献２の技術では、三相巻線の非通電相に生じる起電圧を観測するので、永久磁石同期モータが停止状態からの駆動が可能であるが、駆動電流波形が１２０度通電（矩形波）になる。本来、永久磁石同期モータは正弦波状の電流で駆動した方が回転ムラの抑制や、高調波損失を抑制する上で有利となるが、特許文献２の技術において正弦波駆動は困難である。

特許文献３および特許文献４の技術では、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。この中性点電位を、インバータからモータへ印加されるパルス電圧と同期して検出することで、回転子位置に依存した電位変化を得ることができる。また、モータへの印加電圧として、通常の正弦波変調によって得られるＰＷＭ（パルス幅変調）によっても、位置情報が得られる。従って、特許文献３および特許文献４の技術によれば、上述の特許文献１および特許文献２の技術における問題は解決できる。しかし、特許文献３および特許文献４の技術では、複数の三相巻線を有する同期電動機に適用すると、中性点電位に含まれるオフセットによって位置推定誤差が発生するという問題がある。

そこで、本発明は、複数の三相巻線を有する同期電動機の中性点電位にオフセットが含まれていても、回転子位置の検出精度を向上できる三相同期電動機の制御装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による三相同期電動機の制御装置は、第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、第１の三相巻線の中性点電位に基づいて三相同期電動機の回転子位置を推定し、推定される回転子位置に基づいて第１のインバータを制御する第１の制御部と、第２の三相巻線の中性点電位に基づいて三相同期電動機の回転子位置を推定し、推定される回転子位置に基づいて第２のインバータを制御する第２の制御部と、を備えるものであって、第１の制御部は、第１のインバータの直流電圧に基づいて、第１の三相巻線の中性点電位を補正し、第１の制御部は第１の三相巻線の相互インダクタンスに基づき第１の三相巻線の中性点電位を補正する。

本発明によれば、中性点電位のオフセットが補正されるので、回転子位置の検出精度が向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

ＰＷＭ波形および中性点電位波形の一例を示す。 永久磁石同期モータの一例およびモータの巻線とインバータの接続を示す。 インバータ出力電圧のスイッチング状態と検出される中性点電位を示す。 系統１のインバータによってモータを駆動した時の系統１の中性点電位の変動を電磁界解析した結果を示す。 実施形態１である、三相同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 系統１の制御部のブロック図を示す。 インバータ出力電圧のスイッチングパターンを表すベクトル図、並びに回転子位置と電圧ベクトルの関係を示すベクトル図である。 電圧ベクトルが印加された状態における永久磁石同期モータと仮想中性点回路との関係を示す。 系統１の中性点電位検出部の構成を示すブロック図である。 電圧ベクトルＶ（１，０，０）が出力されるときの系統１の巻線における電流・電圧を示す。 オフセットが補正された中性点電位を示す。 実施形態２における、複数の系統を持つ永久磁石同期モータの一例およびモータの巻線とインバータの接続を示す。 実施形態２である、三相同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 実施形態２における系統１の制御部が備える中性点電位検出部における中性点電位オフセット演算手段を示す。 実施形態３である、三相同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 系統１の制御部のブロック図を示す。 系統１における検出位置判定手段が実行する判定処理を示すフロー図である。 実施形態４であるモータ制御装置における系統１の制御部の構成を示すブロック図である。 実施形態５である、三相同期電動機の制御装置構成を示すブロック図である。 実施形態６である電動パワーステアリング装置の構成を示す。

以下、本発明の実施形態について説明するが、まず、中性点電位に発生するオフセットについて説明しておく。

図１は、ＰＷＭ波形および中性点電位波形の一例を示す。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアを比較して、ＰＷＭパルス波形ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗを発生させている。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、正弦波状の波形となるが、低速駆動時には三角波キャリアに比べて十分低い周波数とみなすことができるため、ある瞬間を捉えれば、実質的に図１のように直流とみなすことができる。

ＰＷＭパルス波であるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗは、それぞれ異なるタイミングでオン・オフを繰り返す。図中の電圧ベクトルは、Ｖ（０，０，１）のような名称が付いているが、それらの添え字（０，０，１）は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相のスイッチ状態を示す。すなわち、Ｖ（０，０，１）は、Ｕ相はＰＶｕ＝０、Ｖ相はＰＶｖ＝０、Ｗ相はＰＶｗ＝１を示す。ここで、Ｖ（０，０，０）、ならびにＶ（１，１，１）は、モータへの印加電圧が零となる零ベクトルである。

これらの波形に示すように、通常のＰＷＭ波は、第１の零ベクトルＶ（０，０，０）と第２の零ベクトルＶ（１，１，１）の間において、２種類の電圧ベクトルＶ（０，０，１）とＶ（１，０，１）を発生させている。すなわち、電圧ベクトル推移のパターン「Ｖ（０，０，０）→Ｖ（０，０，１）→Ｖ（１，０，１）→Ｖ（１，１，１）→Ｖ（１，０，１）→Ｖ（０，０，１）→Ｖ（０，０，０）」を一つの周期として、このパターンが繰り返される。零ベクトルの間で使用される電圧ベクトルは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係が変わらない期間は、同じものが用いられる。

図３は、インバータ出力電圧のスイッチング状態と検出される中性点電位を示す。中性点電位は、８つの電圧ベクトル、Ｖ（０，０，０），Ｖ（１，１，１），Ｖ（１，０，０），Ｖ（１，０，１），Ｖ（０，０，１），Ｖ（０，１，１），Ｖ（０，１，０）、Ｖ（１，１，０）のうち、零ベクトルであるＶ（０，０，０），Ｖ（１，１，１）以外の６つの電圧ベクトルに対して検出される。以下では、６つの電圧ベクトル、Ｖ（１，０，０），Ｖ（１，０，１），Ｖ（０，０，１），Ｖ（０，１，１），Ｖ（０，１，０），Ｖ（１，１，０）に対して検出される中性点電位を、図示のように、それぞれ、ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＦとする。

これらの零ベクトル以外の電圧ベクトルが印加される時の中性点電位は、回転子位置に応じて変化する。これを利用して、回転子位置を推定できる。ここで、回転子位置に依存した中性点電位の変化が小さい場合、増幅アンプを用いて電位変化を増幅する。

増幅アンプを使用した場合、増幅アンプに使用されるオペアンプや抵抗、キャパシタの個体特性ばらつきに起因して、オフセット誤差が発生する。これに対し、前述の特許文献４の技術では、電気角１周期に応じてオフセット誤差をメモリに蓄積し、蓄積されたオフセット誤差を検出された中性点電位から減算している。

しかし、零速や極低速での中性点電位を用いた回転位置センサレス制御を、１つの永久磁石同期モータを２つ以上のインバータで駆動するモータ制御装置に対して適用する場合、実用上の問題がある。一例として、１つの永久磁石同期モータを２つのインバータで駆動する場合について述べる。

図２は、複数の系統を持つ永久磁石同期モータの一例およびこのモータの巻線とインバータの接続を示す。本モータは、極数が８、スロット数が１２である、８極１２スロットモータである。積層された電磁鋼板からなる固定子コアに設けられる溝である、永久磁石同期モータ４のスロットには、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線が電磁鋼板に巻かれている。系統１においては、インバータ１と三相巻線４１（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）が接続され、系統２においては、インバータ２と三相巻線４２（Ｕ３，Ｕ４，Ｖ３，Ｖ４，Ｗ３，Ｗ４）が接続されている。系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍと系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓを用いて回転位置センサレス制御を行う。

このとき、系統１の三相巻線４１と系統２の三相巻線４２が同一のステータの電磁鋼板に巻かれているので、系統１の相間、系統２の相間、並びに系統１および系統２の間は、磁気的に結合しているとみなすことができる。このため、系統１における各相の巻線間、系統２の各相の巻線間、並びに系統１の巻線と系統２の巻線の間には、相互インダクタンス成分が存在する。

本発明者の検討によれば、このような相互インダクタンスによって、次に説明するように、中性点電位のオフセットが発生する。

図４は、系統１のインバータ３１によってモータを駆動した時の系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍの変動を電磁界解析した結果を示す。縦軸は、中性点電位の変動を、電源電圧の大きさに対する中性点電位の変動の大きさの割合（但し、「％」）によって表わしている。横軸は、回転子位相を電気角により示す。

図４に示すように、零ベクトル以外の６つの電圧ベクトルに対して検出される中性点電位（図３）、ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＦにオフセットが発生する。電圧ベクトルによっては、オフセットの大きさが異なり、例えば、ＶｎＡでは、電源電圧に対して１．９３％という比較的大きなオフセットが発生している。

本発明者の検討によれば、中性点電位のオフセットは、電源電圧や、磁気的な非対称性および複数のインバータ駆動に起因する、各相のインダクダンスの違いや各相間の相互インダクタンスの違いによって変動する。このようなオフセット誤差を含んだ中性点電位から回転子位置を推定すると、位置推定誤差が発生する。このため、電動機の回転ムラやトルク脈動が生じ、振動・騒音が発生する。

以下で説明する各実施形態は、上述のような中性点電位のオフセットの影響を除去して、中性点電位に基づく回転子位置の推定精度を向上する。

次に、本発明の実施形態１～６について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
（実施形態１）
図５は、本発明の実施形態１である、三相同期電動機の制御装置（以下、「モータ制御装置」と記す）の構成を示すブロック図である。

モータ制御装置３は、三相同期電動機として、永久磁石同期モータ４を駆動制御する。このモータ制御装置３は、直流電源５、インバータ主回路３１１やワンシャント電流検出器３１２を含む系統１のインバータ３１、インバータ主回路３２１やワンシャント電流検出器３２２を含む系統２のインバータ３２、および駆動対象である永久磁石同期モータ４を備えている。

インバータ３１およびインバータ３２は、半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、直流電源５から供給される直流電力を三相交流電力に変換して出力する。そして、インバータ３１およびインバータ３２から出力される三相交流電力によって、永久磁石同期モータ４が駆動される。

本実施形態１においては、インバータ主回路３１１，３２１を構成する半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される。また、インバータ３１，３２は電圧形であり、一般に、半導体スイッチング素子には逆並列に環流ダイオードが接続される。本実施形態１においては、環流ダイオードとして、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを用いているので、図５では、環流ダイオードの図示を省略している。なお、ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを適用しても良い。また、環流ダイオードを外付けしても良い。

永久磁石同期モータ４は、多巻線（本実施形態１では二巻線）モータであり、同一のステータに設けられる三相巻線４１および三相巻線４２を備えている。本実施形態１では、前述の図２に示すように、一つのステータにおいて、系統１の三相巻線４１（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）が設けられる領域と、系統２の三相の三相巻線４２（Ｕ３，Ｕ４，Ｖ３，Ｖ４，Ｗ３，Ｗ４））が設けられる領域とが分割されている。すなわち、回転軸に垂直な円形断面において、特定の直径を境に、一方の半円部に系統１の三相巻線４１が設けられ、他方の半円部に系統２の三相巻線４２が設けられる。この特定の直径を、図２の断面において、横方向（もしくは縦方向）にそろえて見れば、三相巻線４１が設けられる領域と三相巻線４２が設けられる領域とが上下（もしくは左右）に分かれている。そこで、このような構造を、以下、「上下（もしくは左右）分離構造」と呼ぶこととする。

なお、極数とスロット数の組み合わせは、図２に示したような８極１２スロットである。なお、同じステータに複数系統の三相巻線を備え、三相巻線毎にインバータが接続されているならば、極数とスロット数の組み合わせは、所望のモータ性能に応じて、適宜設定して良い。

系統１のインバータ３１は、インバータ主回路３１１やワンシャント電流検出器３１２のほかに、出力プリドライバ３１３を含む。

インバータ主回路３１１は、６個の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｎ１で構成される三相フルブリッジ回路である。

ワンシャント電流検出器３１２は、系統１のインバータ主回路３１１への供給電流Ｉ０－ｍ（直流母線電流）を検出する。

出力プリドライバ３１３は、インバータ主回路３１１の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｎ１を直接駆動するドライバ回路である。

系統２のインバータ３２は、インバータ主回路３２１やワンシャント電流検出器３２２のほかに、出力プリドライバ３２３を含む。

インバータ主回路３２１は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｎ２で構成される三相フルブリッジ回路である。

ワンシャント電流検出器３２２は、系統２のインバータ主回路３２１への供給電流Ｉ０－ｓ（直流母線電流）を検出する。

出力プリドライバ３２３は、インバータ主回路３２１の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｎ２を直接駆動するドライバである。

なお、ワンシャント電流検出器３１２によって検出される直流母線電流Ｉ０－ｍに基づいて、いわゆるワンシャント方式によって、三相巻線４１に流れる三相電流が計測される。また、ワンシャント電流検出器３２２によって検出される直流母線電流Ｉ０－ｓに基づいて、同様に、三相巻線４２に流れる三相電流が計測される。なお、ワンシャント方式については、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

直流電源５は、系統１のインバータ３１および系統２のインバータ３２に直流電力を供給する。なお、インバータ３１とインバータ３２に別々の直流電源で直流電力を供給してもよい。

系統１の制御部６１は、三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍに基づき回転子位置（θｄ－ｍ）を推定演算し、推定演算される回転子位置に基づいて、出力プリドライバ３１３に与えるゲート指令信号を作成する。
作成する。

系統２の制御部６２は、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓに基づき回転子位置（θｄ－ｓ）を推定演算し、推定演算される回転子位置に基づいて、出力プリドライバ３２３に与えるゲート指令信号を作成する。

図６は、系統１の制御部６１のブロック図を示す。制御部６１においては、いわゆるベクトル制御が適用される。なお、系統２の制御部６２の構成については、制御部６１と同様であるため、説明は省略する。

図６に示すように、系統１の制御部６１は、ｑ軸電流指令発生手段（Ｉｑ＊発生手段）６１１、ｄ軸電流指令発生手段（Ｉｄ＊発生手段）６１２、減算手段６１３ａ、減算手段６１３ｂ、ｄ軸電流制御手段（ＩｄＡＣＲ）６１４ａ、ｑ軸電流制御手段（ＩｑＡＣＲ）６１４ｂ、ｄｑ逆変換手段６１５、ＰＷＭ発生手段６１６、電流再現手段６１７、ｄｑ変換手段６１８、サンプル／ホールド手段（Ｓ／Ｈ回路）６１９、速度演算手段６２０、パルスシフト手段６２１、中性点電位検出部６２２、回転位置推定部６２３から構成される。本構成により、制御部６１は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊およびｄ軸電流指令Ｉｑ＊に応じたトルクを永久磁石同期モータ４が発生するように動作する。

Ｉｑ＊発生手段６１１は、電動機のトルク相当のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。Ｉｑ＊発生手段６１１は、通常、実速度ω１を観測しながら、永久磁石同期モータ４の回転数が所定値になるように、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。Ｉｑ＊発生手段６１１の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊は減算手段６１３ｂに出力される。

Ｉｄ＊発生手段６１２は、永久磁石同期モータ４の励磁電流に相当するｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。Ｉｄ＊発生手段６１２の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊は減算手段６１３ａに出力される。

減算手段６１３ａは、Ｉｄ＊発生手段６１２の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｄｑ変換手段６１８の出力するｄ軸電流Ｉｄ、すなわち三相巻線４１に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）をｄｑ変換して得られるｄ軸電流Ｉｄとの偏差を求める。

減算手段６１３ｂは、Ｉｑ＊発生手段６１１の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、ｄｑ変換手段６１８の出力するｑ軸電流Ｉｑ、すなわち三相巻線４１に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）をｄｑ変換して得られるｑ軸電流Ｉｑとの偏差を求める。

ＩｄＡＣＲ６１４ａは、減算手段６１３ａによって演算されるｄ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。また、ＩｑＡＣＲ６１４ｂは、減算手段６１３ｂによって演算されるｑ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ＩｄＡＣＲ６１４ａの出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびＩｑＡＣＲ６１４ｂの出力であるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、ｄｑ逆変換手段６１５に出力される。

ｄｑ逆変換手段６１５は、ｄｑ座標（磁束軸―磁束軸直交軸）系の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相交流座標上の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ｄｑ逆変換手段６１５は、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊および系統１の回転位置推定部６２３（図６）が出力する回転子位置θｄ－ｍに基づき、三相交流座標系の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。ｄｑ逆変換手段６１５は、演算したＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ発生手段６１６に出力する。

ＰＷＭ発生手段６１６は、系統１のインバータ主回路３１１の電力変換動作を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を出力する。ＰＷＭ発生手段６１６は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、これら三相交流電圧指令とキャリア信号（例えば、三角波）とを比較することによりＰＷＭ信号（後述する図９，１０，１４におけるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗ）を発生する。ＰＷＭ発生手段６１６から出力されるＰＷＭ信号は、後述するパルスシフト手段６２１を介して、ゲート指令信号として出力プリドライバ３１３（図４）に入力されると共に、サンプル／ホールド手段６１９に入力される。

電流再現手段６１７は、インバータ主回路３１１からワンシャント電流検出器３１２へ出力される直流母線電流Ｉ０－ｍから、三相巻線４１に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を再現する。再現された三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）は、電流再現手段６１７からｄｑ変換手段６１８に出力される。

ｄｑ変換手段６１８は、三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を、回転座標軸であるｄｑ座標上のＩｄ，Ｉｑに変換する。変換されたＩｄおよびＩｑは、それぞれ、減算手段６１３ａおよび６１３ｂにて電流指令との偏差の演算に用いられる。

サンプル／ホールド手段６１９は、パルスシフト手段６２１を介して入力するＰＷＭ信号に基づき、相電流情報を取得するタイミング、すなわちＰＷＭパルスが切り替わるタイミングで、直流母線電流Ｉ０－ｍの値をサンプリングして、サンプリングした値を保持しながら電流再現手段６１７へ出力する。具体的なサンプリングタイミングについては、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

速度演算手段６２０は、回転位置推定部６２３の推定値である回転子位置θｄ－ｍから、永久磁石同期モータの回転速度ω１を計算する。この演算された回転速度ω１は、Ｉｑ＊発生手段６１１に出力され、磁束軸（ｄ軸）に直交する軸（ｑ軸）における電流制御に用いられる。

パルスシフト手段６２１は、サンプル／ホールド手段６１９によって正確な相電流情報が得られるように直流母線電流にパルス状に流れる相電流の通流時間をサンプリングタイミングにおいて長くするために、ＰＷＭ発生手段６１６からのＰＷＭ信号の位相をシフトして、サンプル／ホールド手段６１９および中性点電位検出部６２２に出力する。なお、パルスシフトは公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

中性点電位検出部６２２は、スター結線される三相巻線の中性点電位Ｖｎ－ｍを検出し、後述するように、Ｖｎ－ｍの検出値からオフセットを除去し、オフセットが除去された中性点電位値Ｖｎ－ｍ’を出力する。

回転位置推定部６２３は、中性点電位検出部６２２から入力するオフセットが除去された中性点電位値Ｖｎ－ｍ’に基づき、三相巻線４１について回転子位置θｄ－ｍを推定演算する。前述のように、零ベクトル以外の電圧ベクトルが印加される時の中性点電位は、回転子位置に応じて変化する。これを利用して、回転子位置を推定する。なお、中性点電位から回転子位置を推定する具体的な手段については、公知技術であるため（例えば、前述の特許文献３および特許文献４参照）、詳細な説明は省略する。

なお、本実施形態１において、系統１の制御部６１は、一個のマイクロコンピュータによって構成される。また、系統２の制御部６２は、別の一個のマイクロコンピュータによって構成される。三相巻線４１の中性点および三相巻線４２の中性点は、それぞれ、系統１における制御用のマイクロコンピュータおよび系統２における制御用のマイクロコンピュータに、配線などによって電気的に接続される。これにより、中性点電位検出部（図６の６２２）は、三相巻線の中性点電位を検出する。もしくは、後述するように（図８）、仮想中性点回路を用いて中性点電位を検出しても良い。

さらに、インバータ主回路３１１、出力プリドライバ３１３、インバータ主回路３２１、出力プリドライバ３２３の各々を、集積回路装置により構成しても良い。また、インバータ３１およびインバータ３２の各々を集積回路装置により構成しても良い。これらにより、モータ制御装置を大幅に小型化できる。また、各種電動装置へのモータ制御装置の実装が容易になったり、各種電動装置を小型化されたりする。

次に、このモータ駆動システムの基本動作について説明する。

本実施形態１においては、同期電動機のトルクを線形化する制御手段として一般的に知られているベクトル制御が適用される。

ベクトル制御技術の原理は、モータの回転子位置を基準とした回転座標軸（ｄｑ座標軸）上にて、トルクに寄与する電流Ｉｑと、磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法である。図６におけるｄ軸電流制御手段６１４ａ、ｑ軸電流制御手段６１４ｂ、ｄｑ逆変換手段６１５、ｄｑ変換手段６１８などは、このベクトル制御技術実現のための主要部分である。

図６の系統１の制御部６１においては、Ｉｑ＊発生手段６１１にて、トルク電流に相当する電流指令Ｉｑ＊が演算され、電流指令Ｉｑ＊と永久磁石同期モータ４の実際のトルク電流Ｉｑが一致するように電流制御が行われる。

電流指令Ｉｄ＊は、非突極型の永久磁石同期モータであれば、通常「零」が与えられる。一方、突極構造の永久磁石同期モータや、界磁弱め制御においては、電流指令Ｉｄ＊と
して負の指令を与える場合もある。

なお、永久磁石同期モータの三相電流は、ＣＴ（Current Transformer）などの電流セ
ンサによって直接検出したり、本実施形態１のように、直流母線電流に基づいて制御器内部にて再現演算したりする。本実施形態１においては、系統１の直流母線電流Ｉ０－ｍや系統２の直流母線電流Ｉ０－ｓから、三相電流を再現演算する。例えば、図６に示す制御部６１においては、パルスシフト手段６２１によって位相シフトされたＰＷＭ信号に応じたタイミングでＳ／Ｈ手段６１９を動作させて直流母線電流Ｉ０－ｍの電流値をサンプリングしてホールドすることにより、三相電流に関する情報を含む直流母線電流Ｉ０－ｍの電流値を取得する。そして、取得された電流値から、電流再現手段６１７によって三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）が再現演算される。なお、再現演算の具体的手段については、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

本実施形態１において、回転座標系における基準となる回転子位置は、三相巻線の中性点電位に基づいて、回転位置推定部によって推定される。例えば、系統１の制御部６１において、回転位置推定部６２３は、中性点電位検出部６２２で検出される、オフセットが除去された中性点電位Ｖｎ－ｍ’に基づき、三相巻線４１について回転子位置θｄ－ｍを推定する。なお、系統２においても、同様に、三相巻線４２について回転子位置が推定される。

以下、本実施形態１における、中性点電位から回転子位置を推定する手段について、系統１を代表として、説明する。

まず、中性点電位の変動について説明する。

インバータ３１の各相の出力電位は、インバータ主回路３１１の上側半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１）もしくは下側半導体スイッチング素子（Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１）のオン／オフ状態によって設定される。これらの半導体スイッチング素子は、各相において、上側および下側の一方がオン状態であれば、他方はオフ状態である。すなわち、各相において、上側および下側半導体スイッチング素子は相補的にオン・オフされる。したがって、インバータ３１の出力電圧は、全部で８通りのスイッチングパターンを有する。

図７は、インバータ出力電圧のスイッチングパターンを表すベクトル図（左図）並びに回転子位置（位相）θｄと電圧ベクトルの関係を示すベクトル図（右図）である。

各ベクトルにはＶ（１，０，０）のように名称をつけている。このベクトル表記において、上側半導体スイッチング素子がオンの状態を「１」で表し、下側半導体スイッチング素子がオンの状態を「０」で表している。また、括弧内の数字の並びは「Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相」の順番にスイッチング状態を表している。インバータ出力電圧は、二つの零ベクトル（Ｖ（０，０，０），Ｖ（１，１，１））を含む八つの電圧ベクトルを用いて表現できる。これら八つの電圧ベクトルを組み合わせることによって、正弦波状の電流を永久磁石同期モータ４に供給する。

図７（右図）が示すように、永久磁石同期モータ４の回転子位置の基準をＵ相方向として、回転子位置（位相）θｄを定義する。回転座標におけるｄｑ座標軸は、磁石磁束Φｍの方向をｄ軸方向としており、反時計回りに回転する。なお、ｑ軸方向は、ｄ軸方向に直交する方向である。

ここで、θｄ＝０度付近である場合、誘起電圧ベクトルＥｍは、その方向がｑ軸方向であるから、電圧ベクトルＶ（１，０，１）およびＶ（０，０，１）の近くに位置している。この場合、主に電圧ベクトルＶ（１，０，１）およびＶ（０，０，１）を用いて永久磁石同期モータ４は駆動される。なお、電圧ベクトルＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）も用いられるが、これらは零ベクトルである。

図８は、電圧ベクトルが印加された状態における永久磁石同期モータ４と仮想中性点回路３４との関係を示す。ここで、Ｌｕ，ＬｖおよびＬｗは、それぞれ、Ｕ相巻線のインダクタンス、Ｖ相巻線のインダクタンスおよびＷ相巻線のインダクタンスである。なお、印加される電圧ベクトルは、上述の電圧ベクトルＶ（１，０，１）（左図）およびＶ（０，０，１）（右図）である。

図８に示す中性点電位Ｖｎ０は、次のように演算することができる。なお、仮想中性点回路の中性点電位を基準電位としている。

電圧ベクトルＶ（１，０，１）の印加時は、式（１）により演算される。

電圧ベクトルＶ（０，０，１）の印加時は、式（２）により演算される。

ここで、「／／」という表記は、二つのインダクタンスの並列回路の総合インダクタンス値であり、例えば、「Ｌｕ／／Ｌｗ」は、式（３）で表される。

三相の巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの大きさが全て等しければ、式（１），（２）より、中性点電位Ｖｎ０は零である。しかし、実際には、回転子の永久磁石磁束分布の影響を受け、少なからずインダクタンスの大きさに差異が生じる。すなわち、インダクタンスＬｕ，ＬｖおよびＬｗの大きさは回転子の位置によって変化し、Ｌｕ，ＬｖおよびＬｗの大きさに差異が生じる。このため、回転子位置に応じて、中性点電位Ｖｎ０の大きさが変化する。

前述の図１には、三角波キャリアを用いたパルス幅変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子が示されている。ここで、三角波キャリアとは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大きさをパルス幅に変換するための基準となる信号であり、この三角波キャリアと三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係を比較することで、ＰＷＭパルスが作成される。図１に示すように、各電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアの大小関係が変化する時点にて、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りが変化している。また、同時点において、零ではない中性点電位Ｖｎ０が検出されている。

図１に示すように、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点以外では、中性点電位Ｖｎ０はほとんど変動していない。これは、回転子位置に応じて生じる三相の巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの大きさの差異が小さいことを示している。これに対し、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点、すなわち零ベクトル以外の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））が印加されている時、モータ電流の変化率が大きくなるので、インダクタンスの大きさの差異が小さくても、比較的大きな中性点電位Ｖｎ０の変動が検出される。従って、ＰＷＭパルス信号ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＷｗに同期して中性点電位を観測すれば、感度よく中性点電位の変動を検出することができる。

次に、検出された中性点電位から回転子位置を推定する手段について説明する。

中性点電位Ｖｎ０は、回転子位置に応じて周期的に変化するので（例えば、上述の特許文献３および特許文献４参照）、予め回転子位置と中性点電位Ｖｎ０との関係を実測あるいはシミュレーションして、回転子位置と中性点電位Ｖｎ０の関係を示すマップデータ、テーブルデータあるいは関数を求めておく。このようなマップデータ、テーブルデータあるいは関数を用いて、検出された中性点電位から回転子位置を推定する。

また、２種類の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））について検出される中性点電位を三相交流量（の二相分）とみなして、座標変換（三相二相変換）を用いて位相量を演算し、この位相量を回転子位置の推定値とする。なお、本手段は、公知技術によるものであるため（例えば、上述の特許文献４参照）、詳細な説明は省略する。

系統１の回転位置推定部６２３（図６）は、上述のような推定手段によって、中性点電位検出部６２２（図６）が出力する中性点電位Ｖｎ－ｍ’に基づいて、回転子位置θｄ－ｍを推定する。これらの推定手段は、所望の位置検出精度や、制御用のマイクロコンピュータの性能に応じて、適宜選択される。なお、系統２についても同様である。

以下では、本実施形態１における中性点電位検出部６２２（図６）について説明する。

系統１の中性点電位検出部６２２は、三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍを検出し、Ｖｎ－ｍの検出値からオフセットを除去し、オフセットが除去された中性点電位値Ｖｎ－ｍ’を出力する。なお、系統２においても、中性点電位検出部が設けられるが、系統１と同様であるため、説明は省略する。

系統１の中性点電位検出部６２２について説明する。

図９は、系統１の中性点電位検出部６２２の構成を示すブロック図である。

図９に示すように、中性点電位検出部６２２は、中性点電位オフセット演算手段６２４と電位検出手段６２５で構成される。

中性点電位オフセット演算手段６２４は、パルスシフト手段６２１（図６）の出力であるゲート指令信号と直流電源５（図５）の出力である電源電圧Ｅから中性点電位オフセットを演算する。

次に、中性点電位オフセット演算手段６２４の機能について、具体的に説明する。

前述の図２の永久磁石同期モータ４は、ステータの三相巻線が上下（もしくは左右）分離構造を有する。なお、三相巻線４１は、図２中で反時計回りに、Ｗ１→Ｕ１→Ｖ１→Ｗ２→Ｕ２→Ｖ２の順番で、ステータの各ティースに巻線が集中的に巻かれている。そのため、三相巻線４１において、ＵＶ相間の相互インダクタンスＭｕｖ１、ＶＷ相間の相互インダクタンスＭｖｗ１、ＷＵ相間の相互インダクタンスＭｗｕ１に違いが生じる。このため、中性点電位のオフセットが発生する。さらに、中性点電位のオフセットは、インバータ３１のスイッチングパターンや電源電圧Ｅによっても変動する。

前述の図４に示すように、中性点電位の内、例えば、Ｖ（１，０，０）が出力されるときに検出されるＶｎＡは、正方向に１．９３％の電圧オフセットを有し、Ｖ（０，１，１）が出力されるときに検出されるＶｎＤは負方向に１．９３％の電圧オフセットを有する。図４に示すように、電圧オフセットは、電圧ベクトル毎に、その方向および大きさが異なり、複雑なパターンを呈する。そこで、本実施形態１では、このような中性点電位のオフセットを、次のように、演算により求める。

オフセットを演算するために、式（４）のような、モータの三相電圧方程式が用いられる。

ここで、Ｖｕｎ１，Ｖｖｎ１，Ｖｗｎ１は、それぞれ、ＵＮ間の相電圧、ＶＮ間の相電圧、ＷＮ間の相電圧である。Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ，Ｍｕｖ，Ｍｖｗ，Ｍｗｕは、それぞれ、Ｕ相の自己インダクタンス、Ｖ相の自己インダクタンス、Ｗ相の自己インダクタンス、ＵＶ相間の相互インダクタンス、ＶＷ相間の相互インダクタンス、ＷＵ相間の相互インダクタンスである。Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１は、それぞれ、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流である。ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは、それぞれ、Ｕ相起電圧、Ｖ相起電圧、Ｗ相起電圧である。Ｒは巻線抵抗である。ｐは微分演算子（ｄ／ｄｔ）である。

図１０は、電圧ベクトルＶ（１，０，０）が出力されるときの系統１の三相巻線４１における電流・電圧を示す。なお、図中の「Ｅ」は、インバータ主回路３１１（図５）を介して三相巻線４１に印加される直流電源５からの電源電圧を示す。

図１０の場合、インバータ主回路３１１のＵ相上アームがオン、Ｖ相およびＷ相下アームがオンとなっており、検出される中性点電位はＶｎＡとなる。なお、図１０における中性点電位は、仮想中性点回路（図８参照）を用いて、基準電位を接地電位（直流電源５（図５参照）の低電位側）として表している。図１０から、相電圧Ｖｕｎ１，Ｖｖｎ１，Ｖｗｎ１と中性点電位ＶｎＡとの関係を示す式（５）が得られる。

式（１）と式（５）、並びに三相平衡電流に関する公知の関係式「Ｉｕ１＋Ｉｖ１＋Ｉｗ１＝０」より、電圧ベクトルＶ（１，０，０）が出力されるときの中性点電位ＶｎＡが算出できる。ただし、三相巻線４１に流れる電流が小さく、かつ、モータが停止しているか、もしくは極低速で回転しているとし、式（４）の右辺の第１項および第３項は無視する。

他の電圧ベクトルが出力されるときの中性点電位ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＦ（図３参照）についても、ＶｎＡに関する式（５）と同様の関係式を求め、求めた関係式と式（１）とから、各中性点電位を算出できる。

上述のように算出される中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＤ，ＶｎＥ，ＶｎＦは式（６）で表される。ただし、各相の自己インダクタンス（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）の大きさは等しく、Ｌであるとする。

式（６）において、相互インダクタンスが零であると、図８について前述したように、算出される中性点電位は零になる。また、前述のように、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点、すなわち零ベクトル以外の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））が印加されている時、モータ電流の変化率が大きくなるので、中性点電位が検出される。従って、この場合は、オフセットなしで中性点電位が検出される。

これに対し、相互インダクタンスが存在すると、式（６）で表されるような中性点電位が算出される。そして、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点において、モータ電流の変化率が大きくなると、中性点電位は、式（６）で表される中性点電位から変動する。すなわち、式（６）で表される中性点電位は、検出される中性点電位に含まれる電圧オフセットに相当する。

なお、本実施形態の三相巻線４１の構成（図２参照）では、ＭｖｗとＭｗｕの大きさは異なるため、零ベクトル以外の６個の電圧ベクトルの各々に対して、零ではないオフセットが算出される（図４参照）。

このように式（６）は、各電圧ベクトルが出力されるときの、中性点電位のオフセットを表している。そして、式（６）が示すように、中性点電位のオフセットは、電源電圧、巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに依存する。

図９に示す中性点電位オフセット演算手段６２４は、式（６）に基づいて、電圧ベクトルすなわちスイッチングパターンに応じてオフセットを演算する。中性点電位オフセット演算手段６２４は、ゲート指令信号に基づいて、スイッチングパターンがいずれの電圧ベクトルに相当するか、すなわち式（６）中のＶｎＡ～ＶｎＦの内のいずれを演算するのかを判定する。

式（６）で用いられる電源電圧Ｅは、直流電源５側から情報を取り込んだり、インバータ主回路３１１の直流側で入力電圧を検出して取得されたりする。なお、電源電圧Ｅは、直接ＡＤ変換して取り出してもよいし、分圧してからＡＤ変換して取り出してもよい。また、ディジタルやアナログのフィルタや平均値処理を使用してもよい。

式（６）における相互インダクタンスおよび自己インダクタンスの値は、実測や電磁界解析などによって求められる。従って、中性点電位検出部６２２に設定される式（６）において、相互インダクタンスおよび自己インダクタンスは予めそれらの定数値が与えられており、電源電圧Ｅすなわちインバータの直流電圧が変数となる。すなわち、中性点電位検出部６２２は、直流電圧に基づいて、式（６）を用いて、中性点電位Ｖｎ－ｍを補正する。

図９に示すように、中性点電位検出部６２２において、中性点電位オフセット演算手段６２４によって演算されたオフセットが、三相巻線４１において検出された中性点電位Ｖｎ－ｍから減算される。そして、電位検出手段６２５は、このようにしてＶｎ－ｍからオフセットが除去された電圧値を、中性点電圧検出値Ｖｎ－ｍ’として出力する。

図１１は、前述の図４に示す中性点電位に対し、上述のような手段によりオフセットが補正された中性点電位を示す。図１１に示すように、中性点電位ＶｎＡ～ＶｎＡのいずれにおいても、図４におけるオフセット（最大１．９３％）が除去されている。

上述のように、中性点電位検出部６２２は、三相巻線における相互インダクタンスおよび自己インダクタンス、電源電圧、並びにゲート指令信号に基づいて、三相巻線において検出される中性点電位（Ｖｎ－ｍ）を、オフセットが除去されるように補正する。このようにオフセットが除去された中性点電位値に基づいて回転子の位置を推定することにより、回転子位置の推定精度が向上する。

なお、本実施形態１において、中性点電位検出部６２２は、中性点電位オフセット演算手段６２４を用いて、中性点電位のオフセットを、常時各スイッチングパターンに応じて補正する。これにより、中性点電位に基づく回転子位置の推定におけるオフセットの影響が常時補償されるので、高精度の回転子位置推定が可能になる。

本実施形態１においては、三相巻線４１内における相間の相互インダクタンスがオフセットの補正に用いられるが、さらに三相巻線４１と三相巻線４２との間における相互インダクタンスを用いても良い。これにより、ステータにおける三相巻線の構成に応じて三相巻線４１と三相巻線４２の磁気的干渉が大きくなる場合などにおいて、回転子位置の推定精度が向上する。なお、この場合は、三相巻線４１と三相巻線４２との間における相互インダクタンスも考慮した三相電圧方程式が用いられる。

上述の式（６）では、インダクタンスの電流依存性は特段考慮されていない。これに対し、インダクタンスの電流依存性を考慮して、ｄｑ変換手段６１８（図６）が出力するｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）に基づき、自己インダンタンスおよび相互インダクタンスを算出しても良い。

上述のように、本実施形態１によれば、三相巻線の中性点電位に基づいて回転子位置を推定する場合に、電源電圧すなわちインバータの直流電圧に基づいて、三相巻線において検出される中性点電位を、三相巻線における相互インダクタンスに依存するオフセットが除去されるように補正するので、中性点電位がオフセットを有していても回転子位置の推定精度を向上することができる。オフセットは制御部の演算機能によって除去されるので、モータ制御装置の部品点数を増やすことなく、回転子位置の推定精度を向上することができる。

また、本実施形態１によれば、各相の相互インダクタンスの大きさが異なり中性点電位のオフセットが大きな三相同期電動機を用いるモータ駆動システムにおいて、極低速度での位置センサレス駆動を実現できる。

また、本実施形態１によれば、三相同期電動機を中性点電位に基づいて制御する場合、三相同期電動機として図２に示すような巻線間の渡りの少ない構造、すなわち比較的大きなオフセットが発生し得る永久磁石同期モータを採用できる。このようなモータは、中性点電位の結線長さを短くでき、組立が容易であるため、モータコストを低減することができる。

なお、上述のような中性点電位のオフセットの補正は、一つのステータに設けられる二つの三相巻線が二つのインバータで駆動される場合に限らず、一つのステータに設けられる一つの三相巻線が一つのインバータで駆動される場合や、一つのステータに設けられる三つ以上の三相巻線が同数のインバータで駆動される場合にも適用でき、同様な効果を得ることができる。
（実施形態２）
次に、本発明の実施形態２について、図１２から図１４を用いて説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

図１２は、実施形態２における、複数の系統を持つ永久磁石同期モータの一例およびこのモータの巻線とインバータの接続を示す。

図１２に示すように、本実施形態２における永久磁石同期モータ４は、実施形態１の場合（図２）と同様に多巻線（二巻線）モータであり、同一のステータに二組の三相巻線（三相巻線４１ａおよび４２ａ）を備えている。系統１の三相巻線４１ａは、Ｕ相巻線Ｕ１およびＵ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＶ３、Ｗ相巻線Ｗ１およびＷ４からなる。また、系統２の三相巻線４２ａは、Ｕ相巻線Ｕ３およびＵ４、Ｖ相巻線Ｖ１およびＶ４、Ｗ相巻線Ｗ２およびＷ３からなる。三相巻線４１ａと三相巻線４２ａは、各系統の二つの相巻線を一組とし、ステータの回転軸方向に垂直な円形断面の周方向において交互に設けられる。すなわち、本実施形態２における永久磁石同期モータ４においては、実施形態１とは異なり、系統１の三相巻線４１ａが設けられる領域と系統２の三相巻線４２ａが設けられる領域が互いに入り組んでいる。そこで、このような構造を、以下、「星型構造」と呼ぶこととする。

図１２のような星型構造の三相巻線の場合、各相の対称性のため、同じ系統内では各相間の相互インダクタンスの大きさがほぼ等しくなる。従って、前述の式（６）においてＭｖｗ＝Ｍｗｕとすれば判るように、一つの系統における相互インダクタンスだけを考慮するならば、中性点電位のオフセットは発生しないと考えられる。

しかし、本実施形態２においては、三相巻線の星型構造により、系統１の三相巻線４１ａと系統２の三相巻線４２ａとの間における磁気的結合が強くなるため、系統１の三相巻線４１ａと系統２の三相巻線４２ａとの間における相互インダクタンスが増加する。このため、中性点電位にオフセットが発生する。すなわち、三相巻線４１ａに接続されるインバータが出力するスイッチングパターンに応じて三相巻線４２ａの中性点電位にオフセットが発生し、三相巻線４２ａに接続されるインバータが出力するスイッチングパターンに応じて三相巻線４１ａの三相巻線の中性点電位にオフセットが発生する。

図１３は、本発明の実施形態２である、三相同期電動機の制御装置（以下、「モータ制御装置」と記す）の構成を示すブロック図である。

図１３に示すように、本実施形態２のモータ制御装置は、系統１の制御部６１ａと系統２の制御部６２ａ間の通信を制御する制御部通信部６３を備える。制御部６１ａおよび制御部６２ａは、実施形態１における制御部（図５の６１，６２）と同様の機能を有するとともに、さらに、制御部通信部６３を介して互いに通信し、自系統における情報を他系統へ送ることができるとともに、他系統に関する情報を取得することができる。これにより、制御部６１ａは、制御部６２ａが出力プリドライバ３２３へ出力するゲート信号、すなわち系統２のインバータ３２が出力するスイッチングパターンを示す情報を取得する。また、制御部６２ａも同様に、系統１のインバータ３１が出力するスイッチングパターンを示す情報を取得する。

図１４は、本実施形態２における系統１の制御部６１ａが備える中性点電位検出部における中性点電位オフセット演算手段６２４ａを示す（実施形態１（図９）における中性点電位オフセット演算手段６２４に対応）。なお、系統２の制御部６２ａの構成は制御部６１ａの構成と同様であるため、制御部６２ａについては説明を省略する。

図１４に示すように、中性点電位オフセット演算手段６２４ａは、系統１のゲート指令信号と、制御部通信部６３によって制御部６２ａから取得される系統２のゲート指令信号と、電源電圧Ｅとに基づいて、系統１のインバータ３１のスイッチングパターンおよび系統２のインバータ３２のスイッチングパターンに応じて、系統１の三相巻線４１ａの中性点電位に発生するオフセットを演算する。なお、本実施形態２の中性点電位検出部（実施形態１（図９）における中性点電位検出部６２２に対応）の他の構成は実施形態１（図９）と同様である。

本実施形態２において、オフセットは、実施形態１と同様に、モータの三相電圧方程式（前述の式（３）に対応）と、各スイッチングパターンにおける相電圧とオフセットとの関係（前述の式（４）に対応）と、三相平衡電流の関係式とから、求める。ただし、自系統の三相電圧方程式においては、自系統の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに加えて、自系統の巻線と他系統の巻線との間の相互インダクタンスが考慮される。したがって、三相電圧方程式は、自系統の相電流に加えて、他系統の電流を含む。また、自系統および他系統のスイッチングパターンに応じて、自系統および他系統に関する三相電圧方程式、相電圧とオフセットとの関係、および三相平衡電流の関係式から、オフセットが求められる。なお、求められるオフセットには、前述の式（６）と同様に、電源電圧Ｅがパラメータとして含まれる。

中性点電位オフセット演算手段６２４ａには、系統１のスイッチンクパターンと系統２のスイッチングパターンの組み合わせと、上述のようにして求められる系統１の三相巻線４１ａの中性点電位のオフセットとの対応を示す式あるいはデータが予め設定されている。中性点電位オフセット演算手段６２４ａは、このような式あるいはデータを用いて、入力する系統１および系統２のゲート指令信号が示す系統１および系統２のスイッチングパターンの組み合わせと、入力する電源電圧Ｅとに基づいて、系統１の三相巻線４１ａの中性点電位のオフセットを演算する。

上述のように、本実施形態２によれば、二系統の三相巻線を備える永久磁石同期モータを二系統のインバータで駆動し、三相巻線の中性点電位に基づいて回転子位置を推定する場合に、自系統における三相巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンス、自系統と他系統の間の相互インダクタンスおよび電源電圧に基づいて、三相巻線において検出される中性点電位を、オフセットが除去されるように補正するので、中性点電位がオフセットを有していても回転子位置の推定精度を向上することができる。オフセットは制御部の演算機能によって除去されるので、モータ制御装置の部品点数を増やすことなく、回転子位置の推定精度を向上することができる。

また、本実施形態２によれば、二系統の三相巻線を備える永久磁石同期モータを二系統のインバータで駆動するモータ駆動システムにおいて、極低速度での位置センサレス駆動を実現できる。

なお、制御部６１ａおよび制御部６２ａを同一のマイクロコンピュータで構成すれば、制御部通信部６３を省略しても、同様にオフセットを補正することができる。

また、本実施形態２におけるオフセット補正手段は、図１２に示すような一つの系統内では相互インダクタンスが等しい永久磁石同期モータに限らず、一つの系統内で相互インダクタンス差があり、かつ系統間に相互インダクタンスが存在するようなる永久磁石同期モータに対しても適用できる。
（実施形態３）
本実施形態３では、上述のような中性点電位による回転子位置推定と、回転位置検出器（例えば、ホールＩＣ、レゾルバ、エンコーダ、ＧＭＲセンサ）による回転位置検知を併用する。通常は、回転位置検出器によって検知される回転子位置に基づいてモータ制御が実行される。また、中性点電位による回転推定位置に基づいて、回転位置検出器の異常が判定される。回転位置検出器が異常と判定されると、中性点電位による回転推定位置に基づいてモータ制御が実行される。これにより、回転位置検出器に故障や信号異常などの不具合が生じても、回転子推定位置によりモータ制御を継続できるので、モータ制御装置の信頼性が向上する。

以下、本発明の実施形態３について、図１５から図１７を用いて説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

図１５は、本発明の実施形態３である、三相同期電動機の制御装置（以下、「モータ制御装置」と記す）の構成を示すブロック図である。

図１５に示すように、実施形態１（図５）の構成に加えて、系統１に回転位置検出器４１１および４１２が設けられ、系統２に回転位置検出器４２１，４２２が設けられる。本実施形態４においては、各系統において複数の回転位置検出器を冗長に設けることにより、回転位置検出器による回転位置検出の信頼性が向上する。なお、後述するように、回転位置検出器４２１，４２２の異常の有無を判定して、正常な回転位置検出器が出力する回転子位置を用いることにより、高精度のモータ制御を維持できる。

さらに、系統１において、回転位置検出器４１１，４１２によって検知される回転子位置θｄ－１１，θｄ－１２が制御部６１ｂに入力される。制御部６１ｂは、回転子位置θｄ－１１，θｄ－１２および、実施形態１と同様に補正される中性点電位に基づいて推定される回転子位置の内、正しい回転子位置を判定する。そして、制御部６１ｂは、正しいと判定された回転子位置を用いて、系統１のインバータ３１の出力プリドライバ３１３に与えるゲート指令信号を作成する。

また、系統２において、回転位置検出器４２１，４２２によって検知される回転子位置θｄ－２１，θｄ－２２が制御部６２ｂに入力される。制御部６２ｂは、回転子位置θｄ－２１，θｄ－２２および、実施形態１と同様に補正される中性点電位に基づいて推定される回転子位置の内、正しい回転子位置を判定する。そして、制御部６２ｂは、正しいと判定された回転子位置を用いて、系統２のインバータ３２の出力プリドライバ３２３に与えるゲート指令信号を作成する。

図１６は、系統１の制御部６１ｂのブロック図を示す。制御部６１ｂにおいては、実施形態１（図６）と同様に、いわゆるベクトル制御が適用される。なお、系統２の制御部６２ｂの構成については、制御部６１ｂと同様であるため、説明は省略する。

図１６が示すように、制御部６１ｂは、実施形態１（図６）の制御部６１の構成に加えて、検出位置判定手段６２６を備える。

検出位置判定手段６２６は、回転位置検出器４１１および回転位置検出器４１２の故障などの異常の有無を、回転子位置θｄ－２１，θｄ－２２、並びにオフセットが補正された中性点電位検出値Ｖｎ－ｍ’に基づいて回転位置推定部６２３によって推定される回転子位置θｄ－ｍに基づいて判定する。そして、異常が無い回転位置検出器から出力される回転子位置を、モータ制御に用いる回転位置θｄ－３１として出力する。なお、回転位置検出器４１１および回転位置検出器４１２の両方とも異常有と判定される場合、検出位置判定手段６２６は、回転位置推定部６２３によって推定される回転子位置θｄ－ｍをモータ制御に用いる回転位置θｄ－３１として出力する。

図１７は、系統１における検出位置判定手段６２６が実行する判定処理を示すフロー図である。なお、系統２における検出位置判定手段が実行する判定処理も同様である。

まず、ステップＳ１１において、検出位置判定手段６２６は、回転位置検出器４１１の出力であるθｄ－１１と回転位置検出器４１２の出力であるθｄ－１２とが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ－１１とθｄ－１２の差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ－１１とθｄ－１２が略一致している場合（ステップＳ１１のＹｅｓ）、ステップＳ１２に進み、θｄ－１１とθｄ－１２が不一致の場合、ステップＳ１３に進む（ステップＳ１１のＮｏ）。

ステップＳ１２において、検出位置判定手段６２６は、θｄ－１１を、正しい回転子位置θｄ－３１として出力する。すなわち、制御部６１ｂにおいて、θｄ－１１がモータ制御に用いられる。なお、本ステップＳ１２において、検出位置判定手段６２６は、θｄ－１１に代えてθｄ－１２を、θｄ－３１として出力してもよい。

ここで、θｄ－１１とθｄ－１２が不一致の場合、回転位置検出器４１１または回転位置検出器４１２のいずれか一方が異常であると判断することができる。そこで、ステップＳ１３およびステップＳ１５により、回転位置推定部６２３が出力する回転子推定位置θｄ－ｍを用いて、回転位置検出器４１１および回転位置検出器４１２のうちいずれの回転位置検出器が異常であるかが判定される。

ステップＳ１３において、検出位置判定手段６２６は、θｄ－１１とθｄ－ｍが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ－１１とθｄ－ｍの差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ－１１とθｄ－ｍが略一致している場合（ステップＳ１３のＹｅｓ）、回転位置検出器４１１は正常であると判断され、ステップＳ１４に進み、θｄ－１１とθｄ－ｍが不一致の場合、回転位置検出器４１１は異常であると判断され、ステップＳ１５に進む（ステップＳ１３のＮｏ）。

ステップＳ１４において、検出位置判定手段６２６は、θｄ－１１を、正しい回転子位置θｄ－３１として出力する。すなわち、制御部６１ｂにおいて、θｄ－１１がモータ制御に用いられる。

ステップＳ１５において、検出位置判定手段６２６は、θｄ－１２とθｄ－ｍが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ－１２とθｄ－ｍの差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ－１２とθｄ－ｍが略一致している場合（ステップＳ１５のＹｅｓ）、回転位置検出器４１２は正常であると判断され、ステップＳ１６に進み、θｄ－１２とθｄ－ｍが不一致の場合、回転位置検出器４１２は異常であると判断され（ステップＳ１５のＮｏ）、ステップＳ１７に進む。

ステップＳ１６において、検出位置判定手段６２６は、θｄ－１２を、正しい回転子位置θｄ－３１として出力する。すなわち、制御部６１ｂにおいて、θｄ－１２がモータ制御に用いられる。

ステップＳ１７では、ステップＳ１３およびステップＳ１５よって回転位置検出器４１１，４１２がともに異常であると判定されているので、検出位置判定手段６２６は、θｄ－ｍを、正しい回転子位置θｄ－３１として出力する。すなわち、制御部６１ｂにおいて、θｄ－ｍがモータ制御に用いられる。

なお、θｄ－１１、θｄ－１２およびθｄ－ｍの各回転子位置が、同じタイミングでの位置であることが好ましい。例えば、回転位置検出器の検出タイミングを補正したり、各位置データを補間などにより補正したりすることで、３つの位置を同一タイミングで比較できる。これにより、回転位置検出器の異常の判定精度が向上する。

上述のように、本実施形態３によれば、回転子推定位置により、冗長に設けられる複数の回転位置検出器のうちいずれが異常であるかを判定することができる。これにより、複数の回転位置検出器のいずれかが異常である場合であっても、正常な回転位置検出器を選択して、正常時（故障していない時）と同様にモータ制御が実行されて所望のモータトルクを出力し続けることができる。さらに、複数の回転位置検出器が共に異常である場合であっても、回転子推定位置を使用してモータ制御が実行できるので、モータ駆動を維持することができる。

なお、本実施形態３における検出位置推定手段および回転位置推定部は、制御系を構成するマイクロコンピュータの機能であり、ハードを追加することなく実現することができる。このため、本実施形態３によれば、モータ制御装置のコストを増大させることなく、モータ制御装置の信頼性を向上することができる。

上述の実施形態３と同様に、複数の回転位置検出器と、中性点電位に基づく回転子位置の推定とを併用する場合、次のような変形例がある。

本変形例においては、系統１が備える複数の回転位置検出器（例えば図１５中の４１１，４１２）が共に異常と判定された後、系統１の制御部（６１ｂ）が中性点電位Ｖｎ－ｍに基づいて推定する回転子位置と系統２の制御部（６２ｂ）が中性点電位Ｖｎ－ｓに基づいて推定する回転子位置とに基づいて、異常と判定された回転位置検出器を除く残りの回転位置検出器の異常の有無が判定される。これにより、残りの回転位置検出器の異常の有無の判定精度が向上する。
（実施形態４）
以下、本発明の実施形態４について、図１８を用いて説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

図１８は、本発明の実施形態４であるモータ制御装置における系統１の制御部６１ｃの構成を示すブロック図である。なお、系統２の制御部も同様の構成を有する。このため、系統２の制御部については、図示および説明を省略する。

図１８に示すように、本実施形態４では、制御部６１ｃが、実施形態１の制御部６１の構成（図６）に加えて、中高速位置推定器６２７と推定位置切り替えスイッチ６２８を備える。

中高速位置推定器６２７は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊ならびにｄｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、永久磁石同期モータ４の定数（インダクタンスや巻線抵抗）から、回転子位置θｄｃ２を推定演算する。これは、誘起電圧に基づく公知の回転子位置推定手段であり、具体的な演算方法については説明を省略する。なお、誘起電圧に基づく回転子位置推定手段として、種々の手段が公知であり、詳細な説明は省略するが、いずれの手段を適用しても良い。

推定位置切り替えスイッチ６２８は、中高速位置推定器６２７が出力するθｄｃ２と、回転位置推定部６２３が補正された中性点電位検出値Ｖｎ－ｍ’に基づいて推定するθｄ－ｍとを、モータ速度（回転速度）に応じて選択し、制御に用いる回転子位置θｄｃ３として出力する。すなわち、モータ速度に応じて、回転子の位置推定アルゴリズムが変更される。例えば、所定値以上の速度を中高速、同所定値より小さな速度を低速とすると、推定位置切り替えスイッチ６２８によって、中高速ではθｄｃ２が選択され、低速ではθｄ－ｍが選択される。なお、本実施形態４においては、モータ速度ω１は、θｄｃ３に基づいて速度演算手段６２０によって演算される。

なお、θｄｃ２とθｄ－ｍの切り替えに代えて、θｄ－ｍとθｄｃ２に、低速域ではθｄ－ｍが支配的になるように、かつ中高速域ではθｄｃ２が支配的になるように重み付けをして、回転子位置θｄｃ３を演算しても良い。この場合、中性点電位に基づく制御と誘起電圧に基づく制御が徐々に切り替えられるので、低速域と高速域の切り替え時に制御の安定性が向上する。また、θｄ－ｍとθｄｃ２を切り替える回転速度にヒステリシスを持たせても良い。これにより、切り替え時におけるハンチングを防止できる。

本実施形態４では、速度演算手段６２０で演算されるモータ速度に応じて、θｄｃ２とθｄ－ｍが切り替えられるが、これに限らず、回転位置センサ（磁極位置センサ、舵角センサなど）により検出されるモータ速度に応じて、θｄｃ２とθｄ－ｍを切り替えてもよい。

上述のように、本実施形態４によれば、低速域から中高速域までの広い速度範囲で、モータ制御に用いる回転子位置の精度が向上するので、同期電動機の速度制御の精度や安定性、もしくは信頼性が向上する。

また、速度増加に伴って中性点電位に大きな高調波成分が発生するモータ構造であっても、高速域に限って、速度誘起電圧を用いて回転子位置を推定することにより、高精度の位置センサレス駆動を実現できる。

なお、図１８における中高速位置推定器６２７および推定位置切り替えスイッチ６２８は、前述の実施形態１～３に適用しても良い。
（実施形態５）
以下、本発明の実施形態５について、図１９を用いて説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

図１９は、本発明の実施形態５である、三相同期電動機の制御装置（以下、「モータ制御装置」と記す）の構成を示すブロック図である。

図１９が示すように、本実施形態５においては、系統１の制御部６１ｄに、自系統の三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍに加えて、他系統である系統２の三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓが入力される。また、系統２の制御部６２ｄにも、同様に、自系統の中性点電位Ｖｎ－ｍに加えて、他系統（系統１）の中性点電位が入力される。

制御部６１ｄおよび６２ｄは、実施形態１における制御部６１および６２の機能を有するとともに、さらに次のような機能を備える。なお、以下では、制御部６１ｄについて説明し、制御部６２ｄについては、同様であるため、説明を省略する。

本実施形態５において、系統１の制御部６１ｄは、系統２の三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓに基づいて、三相巻線４１と三相巻線４２との間の磁気的干渉の影響を受けない場合の三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍ、もしくは磁気的干渉の影響が除去された三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍを用いて回転子位置を推定する。

まず、磁気的干渉の影響を受けない場合の三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍについて説明する。

三相巻線４２に電圧が印加されると、磁気的干渉のため三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍが変動する。従って、三相巻線４２に電圧が印加されていない時に検知される三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍは、磁気的干渉の影響を受けていない。三相巻線４２に電圧が印加されない場合、インバータ３２が出力する電圧ベクトルは零ベクトル、すなわちＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）のいずれかである。

Ｖ（０，０，０）の場合、インバータ主回路３２１の上側半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ２，Ｓｖｐ２，Ｓｗｐ２）がＯＦＦであり、かつ下側半導体スイッチング素子（Ｓｕｎ２，Ｓｖｎ２，Ｓｗｎ２）がＯＮであるから、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓは直流電源５の低電位側の電位、本実施形態５では接地電位（以下、零とする）となる。

また、Ｖ（１，１，１）の場合、インバータ主回路３２１の上側半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ２，Ｓｖｐ２，Ｓｗｐ２）がＯＮであり、かつ下側半導体スイッチング素子（Ｓｕｎ２，Ｓｖｎ２，Ｓｗｎ２）がＯＦＦであるから、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓは直流電源５の高電位側の電位（以下、Ｅとする）となる。

そこで、制御部６１は、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓが零またはＥであるかを判定する。すなわち、制御部６１は、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓに基づいて、三相巻線４２に電圧が印加されているか否かを判定する。制御部６１は、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓが零またはＥであると判定すると、すなわち三相巻線４２に電圧が印加されていないと判定すると、その時に検知される三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍに基づいて、実施形態１と同様に、回転子位置を推定する。

なお、系統１における制御部６１ｄと系統２における制御部６２ｄとで、ＰＷＭ用の三角波キャリアの位相を所定量ずらした構成とすることで、他系統がＶ（０，０，０）かＶ（１，１，１）になるタイミングで自系統における中性点電位を確実に検出することができる。好ましくは、位相を９０度ずらすことにより、確実に、他系統が零ベクトルとなるタイミングで、自系統における中性点電位を検出できる。

次に、巻線４１と三相巻線４２の間の磁気的干渉の影響が除去された巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍについて説明する。

系統２の出力する各電圧ベクトルに対して、巻線４１と三相巻線４２の間の磁気的干渉の影響による巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍの変動を予め実測し、実測値と電圧ベクトルの関係を表すデータ（例えば、テーブルデータ）を作成して、制御部６１ｄに設定しておく。

制御部６１ｄは、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓに基づき、インバータ３２が三相巻線４２へ出力する電圧ベクトルがＶ（０，０，０），Ｖ（１，１，１），Ｖ（１，０，０），Ｖ（０，１，０），Ｖ（０，０，１），Ｖ（１，１，０），Ｖ（１，０，１）のいずれであるかを判定する。制御部６１ｄは、前述のデータから、判定された電圧ベクトルに対応する中性点電位Ｖｎ－ｍの変動の値を読み出し、この値を用いて中性点電位Ｖｎ－ｍを補正する。そして、制御部６１ｄは、補正された中性点電位に基づいて、実施形態１と同様に回転子位置を推定する。

上述のように、本実施形態５によれば、制御部が自系統の三相巻線の中性点電位と他系統の三相巻線の中性点電位とに基づき回転位置を推定するので、自系統の中性点電位に基づく回転子位置推定において、他系統のインバータによる電圧印加に伴う磁気的干渉の影響を除去できる。これにより、回転子位置の推定精度が向上する。このため、１つの永久磁石同期モータを二つのインバータで駆動するモータ駆動システムにおいて、極低速度での位置センサレス駆動が可能になる。
（実施形態６）
図２０は、本発明の実施形態６である電動パワーステアリング装置の構成を示す。

図２０に示すように、電動パワーステアリング装置８において、ステアリングホイール８１の回転トルクをトルクセンサ８２によって検知し、検知された回転トルクに応じて、モータ制御装置３におけるインバータ３１（系統１），３２（系統２）が永久磁石同期モータ（三相巻線４１（系統１）、三相巻線４２（系統２））を駆動制御する。これによって、永久磁石同期モータが発生するモータトルクは、ステアリングアシスト機構８３を介してステアリング機構８４へ伝達される。これにより、運転者によってステアリングホイール８１が操作されると、電動パワーステアリング装置８がステアリングホイール８１への操作入力に応じて操舵力をアシストしながら、ステアリング機構８４によってタイヤ８５が転舵される。

本実施形態６におけるモータ制御装置３は、実施形態３（図１５，１６）のモータ制御装置が適用される。従って、一個の永久磁石同期モータが２台のインバータ３１，３２によって駆動される。インバータ３１，３２は、冗長に設けられる複数の回転位置検出器によって検知される回転子位置と、中性点電位に基づいて推定される回転子位置とに基づいて制御される。

本実施形態６によれば、実施形態３と同様に、回転子推定位置により、複数の回転位置検出器のうちいずれが故障しているかを判定することができるので、複数の回転位置検出器のいずれかが故障した場合であっても、正常な回転位置検出器を選択して、正常時（故障していない時）と同様にモータ制御が実行されて所望のモータトルクを出力し続けることができる。このため、電動パワーステアリング装置は、正常に、アシスト動作を継続することができる。

さらに、複数の回転位置検出器が共に故障した場合であっても、回転子推定位置を使用してモータ制御を継続できるので、電動パワーステアリング装置は、アシスト動作を継続することができる。例えば、車両のタイヤが段差に乗り上げたような場合などでも、電動パワーステアリング装置が、継続して操舵力をアシストできる。

また、複数の回転位置検出器が共に故障した場合に、回転子推定位置を使用してモータ制御を継続できる。これにより、故障であることを運転者に報知すると共に、永久磁石モータの出力を漸減させて、急激にアシスト停止に陥ることが防止できる。これにより、電動パワーステアリング装置が備える複数の回転位置検出器がともに故障したり、異常が発生したりする場合、運転者は安全に自車を停止させることができる。

また、回転位置推定手段は、ハードを追加することなく実現することができる。このため、本実施形態６によれば、コストを増大させることなく、電動パワーステアリング装置の信頼性を向上することができる。

なお、本実施形態６においては、モータ制御装置３として、実施形態３に限らず、実施
形態１，２，４を適用しても良い。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、一つの永久磁石同期モータを駆動するインバータは、二台に限らず、任意の複数台でも良い。また、三相同期電動機は、永久磁石同期モータに限らず、巻線界磁型同期モータでもよい。また、自系統の回転子位置を推定に用いられる他系統のインバータの駆動状態を示す情報として、インバータの出力電圧あるいはモータ端子電圧の検出値を用いても良い。

３…モータ制御装置、４…永久磁石同期モータ、５…直流電源、
８…電動パワーステアリング装置、３１，３２…インバータ、
４１，４１ａ…三相巻線、４２，４２ａ…三相巻線、
６１，６１ａ，６１ｂ，６１ｃ，６１ｄ…制御部、
６２，６２ａ，６２ｂ，６２ｄ…制御部、
６３…制御部通信部、８１…ステアリングホイール、８２…トルクセンサ、
８３…ステアリングアシスト機構、８４…ステアリング機構、８５…タイヤ、
３１１…インバータ主回路、３１２…ワンシャント電流検出器、
３１３…出力プリドライバ、３２１…インバータ主回路、
３２２…ワンシャント電流検出器、３２３…出力プリドライバ、
４１１，４１２，４２１，４２２…回転位置検出器、
６１１…ｑ軸電流指令発生手段、６１２…ｄ軸電流指令発生手段、
６１３ａ…減算手段、６１３ｂ…減算手段、６１４ａ…ｄ軸電流制御手段、
６１４ｂ…ｑ軸電流制御手段、６１５…ｄｑ逆変換手段、
６１６…ＰＷＭ発生手段、６１７…電流再現手段、６１８…ｄｑ変換手段、
６１９…サンプル／ホールド手段、６２０…速度演算手段、
６２１…パルスシフト手段、６２２…中性点電位検出部、
６２３…回転位置推定部、６２４…中性点電位オフセット演算手段、
６２５…電位検出手段、６２６…検出位置判定手段、
６２７…中高速位置推定器、６２８…推定位置切り替えスイッチ

Claims (24)

1. 第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、
   前記第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、
   前記第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、
   前記第１の三相巻線の中性点電位に基づいて前記三相同期電動機の回転子位置を推定し、推定される前記回転子位置に基づいて前記第１のインバータを制御する第１の制御部と、
   前記第２の三相巻線の中性点電位に基づいて前記三相同期電動機の前記回転子位置を推定し、推定される前記回転子位置に基づいて前記第２のインバータを制御する第２の制御部と、
   を備える三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の制御部は、前記第１のインバータの直流電圧に基づいて、前記第１の三相巻線の中性点電位を補正し、
   前記第１の制御部は前記第１の三相巻線の相互インダクタンスに基づき前記第１の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第２の制御部は、前記第２のインバータの直流電圧に基づいて、前記第２の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
3. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の制御部は、前記第１のインバータの直流電圧と、前記第１の三相巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスとに基づき、前記第１の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
4. 請求項３に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の三相巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスは、前記三相同期電動機の電流に応じて変化させることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
5. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の三相巻線および前記第２の三相巻線は前記三相同期電動機の一つのステータに設けられていることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
6. 請求項５に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記一つのステータにおける前記第１の三相巻線および前記第２の三相巻線が設けられる各領域が分かれていることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
7. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の制御部は、前記第１のインバータの直流電圧、前記第１の三相巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンス、前記第２の三相巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに基づき前記第１の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
8. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の制御部は前記第１のインバータの直流電圧に比例するオフセット電圧を除去するように前記第１の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
9. 請求項８に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   前記第１の制御部は、フィルタ処理もしくは平均値処理が施された、前記第１のインバータの直流電圧に基づいて、前記第１の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
10. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１のインバータにおけるスイッチングパターンに応じたオフセット電圧値を用いて前記第１の三相巻線の中性点電位を補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
11. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部は、前記第１の三相巻線の中性点電位を常時補正することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
12. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記三相同期電動機は、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを含む複数のインバータで駆動されることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
13. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部は、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記第２の三相巻線の中性点電位とに基づき前記三相同期電動機の前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
14. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部は、補正された前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき前記三相同期電動機の前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
15. 請求項１４に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部には、回転位置検出器によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置が入力され、
    前記第１の制御部は、前記回転位置検出器によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置と、補正された前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置とを比較することによって、前記回転位置検出器の異常の有無を判定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
16. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部は、前記三相同期電動機の回転速度が所定値より小さいとき、前記第
    １の三相巻線の中性点電位に基づき前記三相同期電動機の前記回転子位置を推定して前記三相
    同期電動機を駆動することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
17. 請求項１６に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記回転速度は舵角センサにより検出されることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
18. 請求項１６に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記回転速度が前記所定値以上であるとき、前記第１の制御部は、前記第１の三相巻線の誘起電圧に基づき前記三相同期電動機の前記回転子位置を推定して前記三相同期電動機を駆動することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
19. 請求項１６に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部が、前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき前記三相同期電動機の前記回転子位置を推定する時の前記回転速度にヒステリシスを持たせることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
20. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部は、前記第１の三相巻線の中性点電位を検出して前記回転子位置を推定し、前記三相同期電動機を駆動することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
21. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部には、第１の回転位置検出器および第２の回転位置検出器の各々によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置が入力され、
    前記第１の制御部は、前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器の各々によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置と、前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置とに基づいて、前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器の異常の有無を判定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
22. 請求項２１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部は、前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器がともに異常であると判定すると、前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づき前記三相同期電動機を駆動することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
23. 請求項２１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器を含む複数の回転位置検出器を備え、
    前記第１の制御部が、前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器が共に異常と判定したあと、前記複数の回転位置検出器の内の前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器を除く残りの異常の有無を、前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置と、前記第２の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置とに基づいて判定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
24. 請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    前記第１の制御部には、第１の回転位置検出器および第２の回転位置検出器の各々によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置が入力され、
    前記第１の制御部は、前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器の各々によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置と、前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置とに基づいて、前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器の異常の有無を判定し、
    前記第１の制御部は、
    前記第１の回転位置検出器または前記第２の回転位置検出器が異常無しと判定すると、前記第１の回転位置検出器または前記第２の回転位置検出器によって検知される前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づき前記三相同期電動機を駆動し、
    前記第１の回転位置検出器および前記第２の回転位置検出器が共に異常と判定すると、前記第１の三相巻線の中性点電位に基づき推定される前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づき前記三相同期電動機を駆動することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。

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