JP7147393B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流センサの異常を判定するインバータ制御装置に関する。

従来、インバータと多相回転電機との間に流れる相電流を検出する電流センサの異常を検出する装置が知られている。例えば特許文献１に開示された電流検出装置は、交流三相電源から負荷に供給される各相電流値の三相和が０から乖離していることに基づいて異常を検出する。

特開平３－１５５３２２号公報

異常判定を実現するための最も簡便な構成は、インバータの電流制御を実行する演算装置と同じ演算装置で異常判定を実施するものである。ところが近年、インバータ制御装置にさまざまな機能が折り込まれる傾向にあり、処理負荷増大により単一の演算装置では処理をまかなうことが難しくなっている。この解決手段として、インバータの制御装置内に複数の演算装置を配置し、処理を分担する方式が採用されている。特に近年、異常な高トルクを回避するといった安全設計の要求及びコスト低減の観点から、電流制御機能を有する電流制御部と異常判定機能を有する異常判定部とが別々の演算装置に配置される構成が知られている。

ここで、演算装置自体の故障検出能力が高いことを「安全要求が高い」と表し、演算装置自体の故障検出能力が低いことを「安全要求が低い」と表す。この技術動向では、安全要求が低い電流制御部は、安全機構が備わっていない廉価な演算装置に配置し、安全要求が高い異常検出部は、安全機構が備わっている高価な演算装置に配置することで、故障検出性能の確保とコスト低減の両立とが図られる。

ところで、電圧型インバータでは、インバータの各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに伴って電流リプルが発生する。しかし、電流リプルのピークやボトムをサンプリングして異常判定に用いると、異常判定閾値を大きく設定せざるを得なくなり、異常検出の精度が低下する。そこで、異常検出の精度を高める観点から、例えばＰＷＭ制御における搬送波のピーク及びボトムのタイミングで実効的な電流をサンプリングすることが望まれる。

しかし、電流制御部及び異常判定部が処理を分担する構成では、電流制御部が管理している搬送波のタイミングを異常判定部が認識できないため、実効的な電流値をサンプリングすることができない。そのため、異常判定部が異常判定に用いる電流値が電流リプルの影響を受けるおそれがある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、電流制御部と異常判定部とが処理を分担するインバータ制御装置において、異常判定部が電流リプルの影響を受けずに電流センサの異常を適切に判定可能なインバータ制御装置を提供することにある。

本発明は、直流電源（１０）と多相回転電機（８０）との間に設けられ電力を相互に変換するインバータ（６０）の動作を制御するインバータ制御装置に係る。本発明の第一の態様のインバータ制御装置は、電流制御部（３０、３５）と、異常判定部（４０、４５）と、タイミング指示部（５０）と、を備える。

電流制御部は、インバータと多相回転電機との間に流れる相電流を検出する複数の電流センサ（７１、７２、７３）から取得した電流センサ値に基づいて、インバータの動作を制御する。異常判定部は、電流センサ値に基づいて複数の電流センサのうちいずれか一つ以上の電流センサの異常を判定する。タイミング指示部は、電流制御部もしくは異常判定部の内部、又は、電流制御部及び異常判定部の外部に設けられ、異常判定部による異常判定に用いられる電流センサ値が検出されるタイミングを指示する。そして異常判定部は、タイミング指示部に指示されたタイミングにおける電流センサ値に基づいて電流センサの異常を判定する。

第一の態様では、タイミング指示部から電流制御部及び異常判定部へ、又は、電流制御部と異常判定部との間で、タイミング指示部により指示されたタイミング通知信号が通信される。異常判定に用いられる電流センサ値のタイミングがタイミング指示部により指示されるため、異常判定部は、電流リプルの影響を受けることなく、電流センサの異常を適切に判定することができる。

また、第二の態様では、電流制御部及び異常判定部は、それぞれの処理を同期して実行するように調整されており、異常判定部は、異常判定に用いられる電流センサ値が検出されるタイミングが予め通知される。

他の参考態様では、異常判定部は、インバータの特定の相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングに基づいて決定されるタイミングにおける電流センサ値に基づいて電流センサの異常を判定する。異常判定に用いられる電流センサ値のタイミングが特定の相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングに基づいて決定されるため、異常判定部は、電流リプルの影響を受けることなく電流センサの異常を適切に判定することができる。

各実施形態のインバータ制御装置が適用されるモータ駆動システムの全体構成図。 電流センサ値の電流リプルと「実効的な電流」との関係を説明する図。 第１実施形態のインバータ制御装置の構成図。 異常判定マイコンの作動を示すフローチャート。 第１実施形態によるマイコンの処理を示すタイムチャート。 （ａ）正常時の三相和波形図、（ｂ）異常時の三相和波形図、（ｃ）異常時の三相和絶対値のフィルタ値等の波形図。 異常判定処理のフローチャート。 第２実施形態によるマイコンの処理を示すタイムチャート。 （ａ）第３、（ｂ）第４実施形態のインバータ制御装置の構成図。 （ａ）第５、（ｂ）第６実施形態のインバータ制御装置の構成図。 第７実施形態のインバータ制御装置の構成図。 （ａ）第８、（ｂ）第９実施形態のインバータ制御装置の構成図。 第１０実施形態による電流制御部及び異常判定部の同期を説明する図。 第１１実施形態による電流サンプルのタイミングを説明する図。 第１２実施形態のインバータ制御装置の構成図。 フィルタ処理された電流値を異常判定に用いる参考形態の概念図。

以下、インバータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、第１～第１２実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態のインバータ制御装置は、「多相回転電機」としてのモータを動力源として備えるハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される。なお、第１１実施形態は参考形態に相当する。

［システム構成］
まず、各実施形態のインバータ制御装置が適用されるモータ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。モータ駆動システム９０は、「直流電源」としてのバッテリ１０と、「多相回転電機」としてのモータ８０とがインバータ６０を介して電気的に接続されている。本実施形態のバッテリ１０は、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池である。バッテリ１０の正極は直流母線Ｌｐに接続され、バッテリ１０の負極はグランド線Ｌｎに接続される。

モータ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態のモータ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備えたモータジェネレータである。なお、一般にモータ制御では座標変換演算等に用いる回転角を検出する回転角センサが設けられるが、図１での図示、及び明細書文中での言及を省略する。

インバータ６０は、バッテリ１０とモータ８０との間に設けられ直流電力と交流電力とを相互に変換する。すなわち、インバータ６０は、力行動作時には、バッテリ１０の直流電力を交流電力に変換してモータ８０に供給し、回生動作時には、モータ８０が発生した交流電力を直流電力に変換してバッテリ１０に回生する。

インバータ６０は、上下アームの６つのスイッチング素子６１－６６がブリッジ接続されている。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子６１－６６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。平滑コンデンサ１５は、直流母線Ｌｐとグランド線Ｌｎとの間に接続され、インバータ６０に入力される直流電圧を平滑化する。

インバータ６０とモータ８０の各相巻線との間の電流経路８１、８２、８３には、各相を流れる相電流を検出する電流センサ７１、７２、７３が設けられる。ここで、三相の電流センサ７１、７２、７３が設けられる構成は、第１～第１１実施形態に対応するものであり、第１２実施形態のみ、電流センサの配置構成が異なる。

インバータ制御装置２０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

インバータ制御装置２０は、電流センサ７１、７２、７３が検出した電流センサ値を取得し、電流値に基づいて演算した駆動信号をインバータ６０に出力し、インバータ６０の動作を制御する。つまり、インバータ制御装置２０は、基本機能として、「電流制御」の機能を備えている。

なお詳しくは、インバータ制御装置２０は、電流センサ値の他、モータ８０の回転角等を取得し、上位制御回路から入力されるトルク指令に従ってモータ８０がトルクを出力するように駆動信号を演算する。ただし、このような一般的なモータ制御は周知技術であるため詳細な説明を省略する。加えて本実施形態のモータ制御は、電圧指令値と搬送波とを比較することにより電圧パルス信号を生成するＰＷＭ制御を実行するものである。

また、インバータ制御装置２０は、電流センサ７１、７２、７３が検出した電流センサ値に基づき、いずれかの電流センサに異常が発生したことを検出する機能を有している。つまり、インバータ制御装置２０は、「電流制御」の機能の他、「異常判定」の機能を備えている。

ここで、電流センサ値の電流リプルと「実効的な電流」との関係について、図２を参照して説明する。実効的な電流は正弦波で示されるのに対し、実際に検出される電流には、電圧型インバータ６０の各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作に応じて変動するリプル成分が含まれる。図２においてリプル成分の振幅をＩ_ripと表す。

すると、電流センサ７１、７２、７３の検出した電流値をサンプルするタイミングによって、リプルの概中間の電流値をサンプルする場合には実効的な電流が取得されるが、リプルのピーク又はボトムの電流値をサンプルする場合には実効的な電流が取得されないこととなる。ＰＷＭ制御では、搬送波のピーク又はボトムのタイミングでサンプルすると、リプルの概中間の電流値をサンプルすることができる。図２の（＊１）部には、搬送波のピークタイミングでサンプルした電流値を白丸印で示す。

そして、インバータ制御装置２０による電流センサ７１、７２、７３の異常検出において、異常検出の精度を高める観点から、異常判定に用いる電流センサ値は、実効的な電流であることが好ましい。つまり、リプルのピーク又はボトムの電流値をサンプルして異常判定に用いることは好ましくない。図２の（＊２）部には、リプルのピークに相当する電流値をハッチング付きの丸印で示す。続いて、その理由について説明する。

従来、特許文献１（特開平３－１５５３２２号公報）に開示されているように、電流の三相和が０から乖離していることに基づいて電流センサの異常を検出する技術が知られている。ところで、電流センサには、製造ばらつき等によってゲイン誤差やオフセット誤差が発生する。これらの誤差がセンサ値に乗ると、センサに故障が発生していなくても、三相和は０から乖離する。そのため、異常判定閾値は、これらの誤差を考慮して、０でない値に設定されなければならない。以下、０でない値、すなわち、絶対値が０より大きい値を「非零の値」と記す。

実効的な電流がサンプルできる場合、図２における電流リプルＩ_ripはセンサ値に影響しない。したがって、各相の電流センサ値にゲイン誤差及びオフセット誤差が乗った際のセンサ取得値及び三相和（Ｘ）は数式１で表される。ここで、＊＝ｕ，ｖ，ｗとすると、＊相について、Ｉ_{*_sens}はセンサ取得値、Ｉ_*0は実効的な電流、ｇ_*はゲイン誤差、ｏｆｓ_*はオフセット誤差を表す。

このように、実効的な電流がサンプルできる場合、異常判定閾値は、数式１の三相和Ｘに含まれるゲイン誤差ｇ_*、オフセット誤差ｏｆｓ_*の各項を積上げして設定される。

一方、実効的な電流がサンプルできない場合、図２における電流リプルＩ_ripがセンサ値に含まれる。したがって、各相の電流センサ値にゲイン誤差及びオフセット誤差が乗った際のセンサ取得値及び三相和（Ｘ）は数式２で表される。Ｉ_*ripは、＊相についての電流リプルを表す。

このように、実効的な電流がサンプルできない場合、数式２の三相和Ｘには、数式１の三相和Ｘに対し、電流リプルＩ_ripに由来する下線部の項が追加される。積上げする項が増えるため、異常判定閾値を大きく設定しなければならず、異常検出の感度が低下する。つまり、異常検出の感度を向上させるためには、異常判定に用いる電流値として実効的な電流をサンプルする必要がある。

したがって、インバータ制御装置２０は、搬送波のピーク又はボトムのタイミングでサンプルした実効的な電流を異常判定に用いるようにすることが望まれる。その実現手段として、一つのマイコン内に「電流制御」及び「異常判定」の機能を備える構成では、電流制御で管理している搬送波のピーク及びボトムのタイミングで電流値をサンプリングし、電流制御及び異常判定に共通に使用することが可能である。

ところで、［発明が解決しようとする課題］の欄に記載したように、近年、安全設計の要求及びコスト低減の観点から、電流制御機能を有する電流制御部と、異常判定機能を有する異常判定部との処理を分担させる構成が採用されている。このような構成では、異常判定部が実効的な電流を取得するために、電流制御部から異常判定部に電流値の情報を通信にて送信することが考えられる。しかし、その場合、本来、安全要求が低くてもよい電流制御部の電流サンプリング機能や通信機能に安全機構が要求されるため、電流制御部のコストが増加することとなる。

また、電流制御部とは別に異常判定部側で電流値をサンプリングし、異常判定に用いることが考えられる。しかし、その場合、電流制御部が管理している搬送波のピーク及びボトムのタイミングが異常判定部では分からないため、実効的な電流値をサンプリングすることができない。

そこで本実施形態では、電流制御部と異常判定部とが処理を分担する構成のインバータ制御装置２０において、異常判定部が実効的な電流を取得し、電流リプルの影響を受けずに電流センサの異常を適切に判定可能とすることを図る。そのための具体的な構成について、以下、実施形態毎に詳しく説明する。

（第１実施形態）
第１実施形態によるインバータ制御装置２０の構成を図３に示す。インバータ制御装置２０は、電流制御マイコン３０、異常判定マイコン４０及び搬送波生成器５０を備える。電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０は、「電流制御部」及び「異常判定部」がそれぞれ一つのマイコンで構成されたものである。また、「タイミング指示部」としての搬送波生成器５０は、第１実施形態では電流制御部３０の内部に設けられている。

電流制御マイコン３０は、電流センサ７１、７２、７３から取得した三相の電流センサ値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、インバータ６０に駆動信号を出力し、インバータ６０の各スイッチング素子６１－６６の動作を制御する。これによりインバータ６０は、力行動作時には、バッテリ１０の直流電力を交流電力に変換してモータ８０に供給し、回生動作時には、モータ８０が発生した交流電力を直流電力に変換してバッテリ１０に回生する。異常判定マイコン４０は、電流センサ値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて電流センサ７１、７２、７３のうちいずれか一つ以上の電流センサの異常を判定する。

「タイミング指示部」としての搬送波生成器５０は、異常判定マイコン４０による異常判定に用いられる電流センサ値が検出されるタイミングを指示する。異常判定マイコン４０は、搬送波生成器５０に指示されたタイミングにおける電流センサ値に基づいて電流センサ７１、７２、７３の異常を判定する。具体的に、搬送波生成器５０は、「異常判定に用いられる電流センサ値が検出されるタイミング」として、ＰＷＭ制御における搬送波のピーク又はボトムのタイミングを指示する。以下、搬送波のピーク又はボトムのタイミングを、単に「搬送波タイミング」と記す。なお、「搬送波」は適宜「キャリア」と読み替えてもよいが、本明細書では「搬送波」に統一して記載する。

電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０は、それぞれ、ＡＤコンバータ（図中「ＡＤＣ」）３１、４１を含む。電流センサ７１、７２、７３のアナログ電流信号は、ＡＤコンバータ３１、４１でＡＤ変換され、電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０にそれぞれ取得される。

また、第１実施形態では、電流制御マイコン３０から異常判定マイコン４０に割込みの発生を通知する割込み通知用の信号線２８が設けられている。この信号線２８は専用線であってもよいし、ＵＡＲＴ等のマイコン間のデータ通信線であってもよい。通信線を用いる場合、専用線を設ける場合に比べ、配線コストを低減することができる。

電流制御マイコン３０は、ＡＤ変換された電流値を搬送波タイミングに従って取得し、インバータ６０の動作を制御する。また、電流制御マイコン３０は、割込みのタイミングが発生すると、信号線２８を経由して割込みの発生を異常判定マイコン４０に通知する。異常判定マイコン４０は、割込み発生の通知を受けて、ＡＤ変換された電流値を取得し、異常判定に用いる。

異常判定マイコン４０の作動を図４のフローチャートに示す。以下のフローチャートで記号Ｓは「ステップ」を表す。異常判定マイコン４０は、Ｓ１０で電流制御マイコン３０からの割込み通知信号を受信する。次に異常判定マイコン４０は、Ｓ２０で、電流センサ７１、７２、７３から取得したアナログ電流信号をＡＤ変換してＲＡＭへ格納する。そして異常判定マイコン４０は、Ｓ３０で、ＲＡＭに格納された電流値を読出し、異常判定に用いる。

図５に異常判定マイコン４０の処理として、タスク及び信号の流れを示す。異常判定マイコン４０のタスクには、搬送波タイミング処理及び異常判定処理がある。搬送波タイミング処理の周期は、異常判定処理の周期より速い。搬送波タイミング処理では、異常判定マイコン４０は三相の電流センサ値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを取得し、ＡＤ変換した値をＲＡＭに格納する。搬送波タイミング処理より周期の遅い異常判定処理では、異常判定マイコン４０は各処理タイミングでＲＡＭから電流値を読出し、異常判定に用いる。

三相に電流センサ７１、７２、７３が設けられる構成での異常判定処理について、図６の電流波形図、及び、図７のフローチャートを参照して説明する。異常判定処理では、まず三相の電流センサ値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの総和を計算し、三相和（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ）を求める。全ての電流センサ７１、７２、７３が正しい電流値を検出できている場合、図６（ａ）に示すように、キルヒホッフの法則により三相和は０で一定となる。しかし、電流センサ７１、７２、７３のいずれかに異常が発生し、正しい電流値を検出できない場合、三相和は０で一定とならず、図６（ｂ）に示すように変動する。

図６（ｂ）の三相和波形は交流波形であり、そのままで異常判定に用いるのは難しい。そこで、三相和の絶対値をフィルタ処理し、「三相和絶対値のフィルタ値」を算出する。図６（ｃ）に示すように、異常時の「三相和絶対値のフィルタ値」は、非零の略一定値となる。その「非零の略一定値」が異常判定閾値より大きい場合、いずれかの電流センサが異常と判定される。

ここで、異常判定閾値は、電流センサ７１、７２、７３のゲイン誤差、オフセット誤差等の特性ばらつきや異常判定マイコン４０の演算誤差等を考慮して、誤判定を防止するように設定されることが好ましい。

図７に、図４のＳ３０である異常検出処理の詳細なフローチャートを示す。異常判定マイコン４０は、Ｓ３１で電流の三相和を演算し、Ｓ３２で三相和絶対値のフィルタ値を算出する。続いて異常判定マイコン４０は、Ｓ３３で三相和絶対値のフィルタ値を異常判定閾値と比較する。三相和絶対値のフィルタ値が異常判定閾値より大きい場合、Ｓ３４で、いずれかの電流センサが異常と判定される。三相和絶対値のフィルタ値が異常判定閾値以下の場合、Ｓ３５で、全ての電流センサ７１、７２、７３が正常であると判定される。

以上のように第１実施形態では、搬送波生成器５０を内部に有する電流制御マイコン３０から異常判定マイコン４０へ、異常判定に用いられる電流センサ値のタイミングとして、リプルのタイミングについて管理されたタイミングが指示される。これにより異常判定マイコン４０は、電流リプルの影響を受けることなく、電流センサ７１、７２、７３の異常を適切に判定することができる。

（第２実施形態）
次に図８を参照し、第１実施形態に対し異常判定マイコン４０の処理方法が異なる第２実施形態について説明する。第２実施形態では、搬送波タイミング処理で、ＡＤ取得のみでなく、三相和絶対値のフィルタ値まで算出してＲＡＭに格納する。第２実施形態では、異常判定処理周期と三相和の振動周期、すなわち電気周期とが近くなった場合に発生するエイリシアリングを抑制することができる。

（第３、第４実施形態）
次に図９を参照し、第３、第４実施形態について説明する。第３、第４実施形態では、搬送波生成器５０は、電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０の外部に設けられる。搬送波生成器５０からの搬送波信号は、電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０の両方に送信される。これにより、第１実施形態における電流制御マイコン３０から異常判定マイコン４０への通知信号の通信遅れによるサンプル遅れを回避することができる。

図９（ａ）に示す第３実施形態では、電流センサ７１、７２、７３からのアナログ電流信号は、ＡＤコンバータ３１、４１でＡＤ変換され、電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０にそれぞれ取得される。

図９（ｂ）に示す第４実施形態は、第３実施形態の変形例であり、異常判定マイコン４０が取得したＡＤ変換後の電流値を、デジタル信号として異常判定マイコン４０から電流制御マイコン３０に送信する。この構成では、電流制御マイコン３０側のＡＤコンバータ３１を廃止することができるため、低コスト化につながる。

（第５、第６実施形態）
次に図１０を参照し、第５、第６実施形態について説明する。第５、第６実施形態では、搬送波生成器５０は、異常判定マイコン４０の内部に設けられる。異常判定マイコン４０は、搬送波生成器５０による搬送波の生成を、電流制御マイコン３０の入力回路（図中「ＩＮＴ」）３２へ通知する。

通知の方法としては、専用線による通知、通信線による通知、後述の第１０実施形態に記載するＣＰＵ時間の同期による方法等を利用可能である。電流制御マイコン３０は、異常判定マイコン４０からの通知に基づいて、電流制御マイコン３０が用いる搬送波を異常判定マイコン４０の搬送波に同期させる。搬送波の同期方法としては、ＰＬＬ（位相同期回路）による信号の位相同期手法などが知られている。

搬送波生成器５０は、異常判定に供する信号の取得源であり、高い信頼性が必要とされる。したがって、第１実施形態のように搬送波生成器５０を電流制御マイコン３０の内部に設ける場合、搬送波生成器５０の信頼性向上のために電流制御マイコン３０を高コスト化させる必要があり、コスト低減の目的に反する。そこで第５、第６実施形態では、もともと信頼性の高い異常判定マイコン４０の内部に搬送波発生器５０を設けることで、インバータ制御装置全体のコストアップが抑えられる。

図１０（ａ）に示す第５実施形態では、電流センサ７１、７２、７３からのアナログ電流信号は、ＡＤコンバータ３１、４１でＡＤ変換され、電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０にそれぞれ取得される。

図１０（ｂ）に示す第６実施形態は、第５実施形態の変形例であり、異常判定マイコン４０が取得したＡＤ変換後の電流値を、デジタル信号として異常判定マイコン４０から電流制御マイコン３０に送信する。この構成では、電流制御マイコン３０側のＡＤコンバータ３１を廃止することができるため、低コスト化につながる。

（第７、第８、第９実施形態）
次に図１１、図１２を参照し、第７～第９実施形態について説明する。第７～第９実施形態では、一つのマイコン２５内に、「電流制御部」としての電流制御コア３５、「異常判定部」としての異常判定コア４５、及び搬送波生成器５０が設けられる。この構成では、一つのマイコン２５が「インバータ制御装置」として機能する。マイコン一つの構成とすることで、二つのマイコンを含む第１～第６実施形態に比べコスト低減が図れる。また、マイコン内部に高信頼部分と低コスト部分とを分けることで、コスト低減が図れる。

図１１に示す第７実施形態は、電流制御コア３５に搬送波生成器５０が付随している。電流センサ７１、７２、７３からのアナログ電流信号は、ＡＤコンバータ３６、４６でＡＤ変換され、電流制御コア３５及び異常判定コア４５にそれぞれ取得される。また、電流制御コア３５から異常判定コア４５に搬送波の生成が通知される。

図１２（ａ）に示す第８実施形態は、電流制御コア３５及び異常判定コア４５の外部に搬送波生成器５０が設けられる。この構成では、第７実施形態に比べ、異常判定コア４５で電流取得するタイミング遅れを防止することができる。

図１２（ｂ）に示す第９実施形態は、第８実施形態の変形例であり、異常判定コア４５が取得した電流値を、異常判定コア４５からＲＡＭ２６を介して電流制御コア３５に送信する。すなわち、異常判定コア４５は、取得した電流値をＲＡＭ２６に書込み、電流制御コア３５は、ＲＡＭ２６に書込まれた電流値を読出す。この構成では、電流制御コア３５側のＡＤコンバータ３６を廃止することができる。高い信頼性が求められる異常判定コア４５は、例えばロックステップコア等で構成されることが好ましい。

（第１０実施形態）
上記各実施形態では、搬送波生成器５０から電流制御部３０、３５及び異常判定部４０、４５へ、又は、電流制御部３０、３５と異常判定部４０、４５との間で搬送波タイミング信号が通知される。すなわち、実際に搬送波が生成されたとき、電流制御部３０、３５と異常判定部４０、４５との共通のタイミングが決定される。それに対し、第１０実施形態では、電流制御部３０、３５及び異常判定部４０、４５は、それぞれの処理を同期して実行するように調整されており、異常判定部４０、４５は、異常判定に用いられる電流センサ値が検出されるタイミングが予め通知される。

例えば電流制御マイコン３０の内部に搬送波生成器５０が設けられる構成では、電流制御マイコン３０及び異常判定マイコン４０のＣＰＵ時間が同期された状態で、電流制御マイコン３０から異常判定マイコン４０へ、搬送波の発生予定時刻が通知される。通知を受けた異常判定マイコン４０は、予定のタイミングに検出された電流センサ値に基づいて異常判定を実施する。

ＣＰＵ時間とは、例えばマイコンの起動後の時間や、同期信号からの経過時間をカウントしているカウンタ値である。同期の方法は、両マイコン３０、４０に電源が同時に投入されるようにしてもよいし、図１３に示すように、いずれか一方のマイコンから他方のマイコンへ同期信号を送信してもよい。図示例では、電流制御部及び異常判定部の起動後、電流制御部から異常判定部へ同期信号が送信される。或いは、両マイコンの外部から同期信号が送信されるようにしてもよい。また起動時のほかモータ８０の駆動中に回転数等の動作条件が変更された場合等にも、同期信号が送信され、同期状態が適正に継続されるようにしてもよい。

搬送波タイミング信号が通知される他の実施形態に比べ、第１０実施形態では、通信遅れに伴うサンプルタイミングのずれを解消することができる。

（第１１実施形態）
第１１実施形態では、異常判定部４０、４５は、スイッチング素子６１－６６のＯＮ／ＯＦＦタイミングに基づいて決定されるタイミングにおける電流センサ値に基づいて電流センサ７１、７２，７３の異常を判定する。例えば異常判定部４０、４５は、特定の相のスイッチングタイミングを認識し、図１４に示すように、ＯＮ／ＯＦＦタイミングの中間タイミングを電流サンプルすべきタイミングとして認識する。例えば特定の相をＵ相とすると、Ｕ相のスイッチングタイミングに基づいて決定されたタイミングで、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが同時にサンプリングされ、その三相和により異常が判定される。

ここで、上アーム素子については、電圧指令値が換算されたｄｕｔｙ比が搬送波を上回るときＯＮ、ｄｕｔｙ比が搬送波を下回るときＯＦＦとなる。上アーム素子のＯＮタイミングの中間タイミングは搬送波のボトム（谷）のタイミングに相当し、ＯＦＦタイミングの中間タイミングは搬送波のピーク（山）のタイミングに相当する。下アーム素子については、その逆となる。

異常判定部４０、４５がスイッチタイミングを認識する方法としては、電流制御部３０、３５が指令するスイッチング信号を取り込んでもよいし、電流のピーク、ボトムからスイッチタイミングを推測してもよい、いずれの方法においても、電流を高速サンプルして、計測値をバッファにためておき、スイッチタイミングが確定した後に中間値をサンプル値として決定することができる。

第１１実施形態では、異常判定に用いられる電流センサ値のタイミングが特定の相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングに基づいて決定されるため、異常判定部４０、４５は、電流リプルの影響を受けることなく電流センサの異常を適切に判定することができる。また、第１１実施形態ではタイミング指示部を設ける必要がなく、インバータ制御装置の構成を簡易にすることができる。なお、「タイミング指示部が不要」とは、例えばＰＷＭ制御における搬送波生成器自体が不要になるという意味ではない。搬送波生成器自体は存在しても、搬送波タイミングを異常判定部４０、４５等に通知する構成が不要であり、少なくともタイミング指示部として機能する必要が無いという意味である。

（第１２実施形態）
図１５に示す第１２実施形態は、図３に示す第１実施形態に対し電流センサの配置構成が異なる。図３の構成では、三相に電流センサ７１、７２、７３が設けられるのに対し、図１５の構成では、一相（例えばＵ相）には電流センサが設けられず、残り二相（例えばＶ相及びＷ相）に各二個の電流センサ７２、７５及び７３、７６が冗長的に設けられる。なお、残り二相に各三個以上の電流センサが冗長的に設けられてもよい。

この構成では、冗長化されたＶ相の電流センサ７２、７５間の偏差、及び、冗長化されたＷ相の電流センサ７３、７６間の偏差に基づき、電流センサの異常判定が実施される。また、第１実施形態と同様に、搬送波生成器５０が内部に設けられた電流制御部３０から異常判定部４０に割込み通知信号を送信する構成の他、上記各実施形態によるタイミング指示の構成を適用することができる。

（参考形態）
リプルの影響を回避する電流値を異常判定部４０、４５が異常判定に用いるための他の構成を、参考形態として図１６に示す。この参考形態では、フィルタ処理によりリプル成分が除去された電流センサ値が異常判定部４０、４５に取得される。そもそも、マイコンのＡＤポートへ入力される信号線にリプル成分が乗ることがリプル発生の原因である。そして、リプルの周波数成分は、実効的な電流が有する周波数成分より高いことが一般的である。そこで、電流センサと異常判定部４０、４５との間にフィルタを設け、リプル成分を除去することが有効である。

その実現方法として、ＡＤポートまでにアナログフィルタを構成する方法と、リプルを除去すべくＡＤ取得後にデジタルフィルタを構成する方法とがある。フィルタ処理によりリプルを除去することで、サンプリングタイミングに関係なく実効的な電流値の取得が可能となる。したがって、タイミング指示部が不要となるため、構成が簡易になる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態（第１１実施形態を除く）では、モータ制御で一般的に用いられるＰＷＭ制御の構成を想定し、「タイミング指示部」は搬送波生成器５０により構成されている。しかし、例えばパルスパターン制御のようにＰＷＭ搬送波を用いないモータ制御構成の場合等、搬送波タイミングとは異なるタイミングを指示する「タイミング指示部」が設けられてもよい。

（ｂ）本発明における「多相回転電機」は三相交流モータに限らず、四相以上の多相交流モータであってもよい。四相以上のＮ相でも、全ての電流センサの正常時には、キルヒホッフの法則に基づきＮ相和が０になることを用いて異常判定処理が可能である。また、第１２実施形態に準じ、（Ｎ－１）相に各二個以上の電流センサが冗長的に設けられてもよい。

（ｃ）本発明によるインバータ制御装置は、車両のモータに電力供給するインバータに限らず、どのような用途の回転電機に電力供給するインバータに適用されてもよい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・バッテリ（直流電源）、
２０・・・インバータ制御装置、 ２５・・・マイコン（インバータ制御装置）、
３０・・・電流制御マイコン（電流制御部）、
３５・・・電流制御コア（電流制御部）、
４０・・・異常判定マイコン（異常判定部）、
４５・・・異常判定コア（異常判定部）、
５０・・・搬送波生成器（タイミング指示部）、
６０・・・インバータ、
７１、７２、７３・・・電流センサ、 ８０・・・モータ（多相回転電機）。

Claims (6)

1. 直流電源（１０）と多相回転電機（８０）との間に設けられ電力を相互に変換するインバータ（６０）の動作を制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータと前記多相回転電機との間に流れる相電流を検出する複数の電流センサ（７１、７２、７３）から取得した電流センサ値に基づいて、前記インバータの動作を制御する電流制御部（３０、３５）と、
   前記電流センサ値に基づいて前記複数の電流センサのうちいずれか一つ以上の電流センサの異常を判定する異常判定部（４０、４５）と、
   前記電流制御部もしくは前記異常判定部の内部、又は、前記電流制御部及び前記異常判定部の外部に設けられ、前記異常判定部による異常判定に用いられる前記電流センサ値が検出されるタイミングを指示するタイミング指示部（５０）と、
   を備え、
   前記タイミング指示部から前記電流制御部及び前記異常判定部へ、又は、前記電流制御部と前記異常判定部との間で、前記タイミング指示部により指示されたタイミング通知信号が通信され、
   前記異常判定部は、前記タイミング指示部に指示されたタイミングにおける前記電流センサ値に基づいて前記電流センサの異常を判定するインバータ制御装置。
2. 直流電源（１０）と多相回転電機（８０）との間に設けられ電力を相互に変換するインバータ（６０）の動作を制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータと前記多相回転電機との間に流れる相電流を検出する複数の電流センサ（７１、７２、７３）から取得した電流センサ値に基づいて、前記インバータの動作を制御する電流制御部（３０、３５）と、
   前記電流センサ値に基づいて前記複数の電流センサのうちいずれか一つ以上の電流センサの異常を判定する異常判定部（４０、４５）と、
   前記電流制御部もしくは前記異常判定部の内部、又は、前記電流制御部及び前記異常判定部の外部に設けられ、前記異常判定部による異常判定に用いられる前記電流センサ値が検出されるタイミングを指示するタイミング指示部（５０）と、
   を備え、
   前記異常判定部は、前記タイミング指示部に指示されたタイミングにおける前記電流センサ値に基づいて前記電流センサの異常を判定し、
   前記電流制御部及び前記異常判定部は、それぞれの処理を同期して実行するように調整されており、前記異常判定部は、異常判定に用いられる前記電流センサ値が検出されるタイミングが予め通知されるインバータ制御装置。
3. 前記タイミング指示部は、前記電流制御部及び前記異常判定部の外部に設けられる請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 前記タイミング指示部は、前記電流制御部の内部に設けられる請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
5. 前記タイミング指示部は、前記異常判定部の内部に設けられる請求項１に記載のインバータ制御装置。
6. 前記タイミング指示部は搬送波生成器により構成され、
   異常判定に用いられる前記電流センサ値が検出されるタイミングとして、搬送波のピーク又はボトムのタイミングを指示する請求項１～５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。

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