JP7174657B2 - Abnormality detection device for power conversion circuit - Google Patents
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Description
本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力を変換する回路の異常を検出する装置に関する。 The present invention relates to an apparatus for detecting an abnormality in a circuit that converts electric power through switching operations of semiconductor switching elements.
例えばインバータ等の電力変換回路において、半導体スイッチング素子に異常が発生した箇所を特定することが提案されている。 For example, in a power conversion circuit such as an inverter, it has been proposed to identify a location where an abnormality has occurred in a semiconductor switching element.
この提案では、半導体スイッチング素子の故障時にその制御ＩＣが出力するフェール信号によって、信号検出回路における故障した半導体スイッチング素子に対応する箇所の回路状態を、故障した半導体スイッチング素子毎に異なる内容で変化させる。したがって、信号検出回路の判定箇所において生じる電圧変化の内容によって、故障した半導体スイッチング素子を特定することができる。 In this proposal, when a semiconductor switching element fails, a fail signal output by the control IC is used to change the circuit state of the portion corresponding to the failed semiconductor switching element in the signal detection circuit with different contents for each failed semiconductor switching element. . Therefore, the faulty semiconductor switching element can be specified by the content of the voltage change occurring at the determination point of the signal detection circuit.
なお、上述した提案では、信号検出回路の構成上の都合から、各半導体スイッチング素子に対応する箇所にフォトトランジスタ等の絶縁素子を用い、信号検出回路を各半導体スイッチング素子に対応する制御ＩＣから絶縁させている（以上、例えば、特許文献１）。 In the above proposal, due to the configuration of the signal detection circuit, an insulating element such as a phototransistor is used at a location corresponding to each semiconductor switching element to insulate the signal detection circuit from the control IC corresponding to each semiconductor switching element. (see, for example, Patent Document 1).
上述した提案では、制御ＩＣが出力するフェール信号によって信号検出回路上に生じる電圧変化の内容を、故障した半導体スイッチング素子の特定に用いるために、高価な絶縁素子を信号検出回路に用いるので、信号検出回路にはコスト面の課題がある。 In the above-mentioned proposal, an expensive insulating element is used in the signal detection circuit in order to use the content of the voltage change generated on the signal detection circuit by the fail signal output by the control IC to identify the failed semiconductor switching element. The detection circuit has cost issues.
また、例えばフォトカプラ等の、電気エネルギーを他のエネルギーに変換して信号を伝達する絶縁素子は、それほど寿命が長い素子ではない。したがって、電力変換回路に存在する半導体スイッチング素子に応じた数の絶縁素子を必要とする信号検出回路は、寿命の面で信頼性にも課題がある。 Also, an insulating element such as a photocoupler that converts electrical energy into other energy to transmit a signal does not have a very long life. Therefore, the signal detection circuit, which requires the number of insulating elements corresponding to the number of semiconductor switching elements present in the power conversion circuit, has problems in terms of life and reliability.
本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力を変換する回路の異常を、コスト面で有利な長寿命の素子で検出できるようにすることにある。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to make it possible to detect an abnormality in a circuit that converts electric power through the switching operation of a semiconductor switching element using a long-life element that is advantageous in terms of cost. It is in.
上記目的を達成するため、本発明の１つの態様による電力変換回路の異常検出装置は、
電力変換回路の各半導体スイッチング素子に位相以外の要素の内容が少なくとも同じ制御信号をそれぞれ出力する各駆動回路の消費電力を、前記電力変換回路の複数に分割した異常検出対象の単位で他の異常検出対象と比較する比較部と、
前記比較部が前記異常検出対象の単位で比較した前記駆動回路の消費電力の差分の内容と比較した２つの前記異常検出対象とから、異常な前記半導体スイッチング素子が属する前記異常検出対象を特定する特定部と、
を備える。
In order to achieve the above object, an abnormality detection device for a power conversion circuit according to one aspect of the present invention includes:
The power consumption of each drive circuit that outputs at least the same control signal to each semiconductor switching element of the power conversion circuit with at least the same content of elements other than the phase is divided into a plurality of the power conversion circuits to detect other abnormalities. a comparison unit that compares with a detection target;
The abnormality detection target to which the abnormal semiconductor switching element belongs is specified from the contents of the difference in the power consumption of the drive circuit compared by the comparison unit in units of the abnormality detection targets and the two abnormality detection targets compared. a specific part;
Prepare.
本発明によれば、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力を変換する回路の異常を、コスト面で有利な長寿命の素子で検出できるようにすることができる。 According to the present invention, it is possible to detect an abnormality in a circuit that converts electric power through the switching operation of a semiconductor switching element using a long-life element that is advantageous in terms of cost.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電力変換回路の異常検出装置が適用される電動車両のパワーコントロールユニットを示すブロック図である。図１に示す本実施形態のパワーコントロールユニット１は、電気自動車（ＥＶ）やプラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ）等の電動車両に搭載される。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a power control unit of an electric vehicle to which an abnormality detection device for a power conversion circuit according to one embodiment of the present invention is applied. A power control unit 1 of the present embodiment shown in FIG. 1 is mounted on an electric vehicle such as an electric vehicle (EV) or a plug-in hybrid vehicle (PHEV).
本実施形態のパワーコントロールユニット１は、電動車両に搭載された高電圧バッテリＨＢの充放電に関する要素と、同じく電動車両に搭載された低電圧バッテリＬＢの充電に関する要素とを集約したものである。 The power control unit 1 of this embodiment is a combination of elements related to charging and discharging of the high voltage battery HB mounted on the electric vehicle and elements related to charging of the low voltage battery LB also mounted on the electric vehicle.
そして、パワーコントロールユニット１は、外部機器等の接続ポートとして、高電圧バッテリポートＨＢＰ、低電圧バッテリポートＬＢＰ、信号ポートＳＰ、電源ポートＰＰ、急速充電ポートＱＰ及び商用電源ポートＣＰを有している。 The power control unit 1 has a high-voltage battery port HBP, a low-voltage battery port LBP, a signal port SP, a power port PP, a quick charge port QP, and a commercial power port CP as connection ports for external devices. .
高電圧バッテリポートＨＢＰには、メインリレー（Ｍ／Ｒ）３（コンタクタに相当）を介して高電圧バッテリＨＢが接続される。したがって、高電圧バッテリポートＨＢＰと高電圧バッテリＨＢとは、メインリレー３のオンオフによって接続、遮断される。メインリレー３がオンされると、高電圧バッテリＨＢは高電圧バッテリポートＨＢＰに、高電圧の電力（例えば、直流４００Ｖ）を供給する。高電圧バッテリＨＢが供給する高電圧の電力は、電動車両の推進用モータＭの駆動に用いられる。 A high voltage battery HB is connected to the high voltage battery port HBP via a main relay (M/R) 3 (corresponding to a contactor). Therefore, the high-voltage battery port HBP and the high-voltage battery HB are connected and disconnected by turning the main relay 3 on and off. When the main relay 3 is turned on, the high voltage battery HB supplies high voltage power (for example, DC 400 V) to the high voltage battery port HBP. The high-voltage power supplied by the high-voltage battery HB is used to drive the propulsion motor M of the electric vehicle.
なお、高電圧バッテリＨＢは、端子電圧を測定する不図示のセンサを有している。センサが測定した高電圧バッテリＨＢの端子電圧は、後述する電動車両の車両統合コントローラ（ＶＣＭ）５に入力される。 The high-voltage battery HB has a sensor (not shown) for measuring terminal voltage. The terminal voltage of the high-voltage battery HB measured by the sensor is input to a vehicle integrated controller (VCM) 5 of the electric vehicle, which will be described later.
低電圧バッテリポートＬＢＰには、低電圧バッテリＬＢが接続される。低電圧バッテリＬＢは、電動車両の補機（車載の計器、ランプ等の電装品類）ＡＣＣに、動作用の低電圧の電力（例えば、直流１２Ｖ）を供給する。
A low voltage battery LB is connected to the low voltage battery port LBP. The low-voltage battery LB supplies low-voltage power (for example,
電動車両の補機ＡＣＣは、上述した車両統合コントローラ５と、後述するパワーコントロールユニット１のコントローラ２７とを含んでいる。このため、車両統合コントローラ５及びコントローラ２７は、低電圧バッテリＬＢから供給される低電圧の直流電力で動作する。
The accessory ACC of the electric vehicle includes the vehicle integrated controller 5 described above and a
車両統合コントローラ５は、例えば、電動車両に複数搭載されたＥＣＵ（Electronic Control Unit 又はEngine Control Unit ）のうちの１つで構成することができる。このため、車両統合コントローラ５は、例えば、ＥＣＵ同士の通信に用いる電動車両のＬＡＮを利用して、高電圧バッテリＨＢのセンサが接続された他のＥＣＵから、センサが測定した高電圧バッテリＨＢの端子電圧を取得することができる。 The vehicle integrated controller 5 can be composed of, for example, one of a plurality of ECUs (Electronic Control Units or Engine Control Units) mounted on the electric vehicle. For this reason, the vehicle integrated controller 5 uses, for example, the LAN of the electric vehicle used for communication between ECUs to transmit the high-voltage battery HB sensor-measured high-voltage battery HB sensor from another ECU to which the high-voltage battery HB sensor is connected. Terminal voltage can be obtained.
そして、車両統合コントローラ５は、取得した高電圧バッテリＨＢの端子電圧により、高電圧バッテリＨＢの充電状態（例えば、ＳＯＣ：State of Charge ）を検出する。さらに、車両統合コントローラ５は、検出した高電圧バッテリＨＢの充電状態に応じて、急速充電時のメインリレー３のオンオフを制御することができる。 Then, the vehicle integrated controller 5 detects the state of charge (for example, SOC: State of Charge) of the high voltage battery HB based on the acquired terminal voltage of the high voltage battery HB. Furthermore, the vehicle integrated controller 5 can control on/off of the main relay 3 during rapid charging according to the detected state of charge of the high voltage battery HB.
また、車両統合コントローラ５は、不図示のセンサが検出した電動車両のアクセル操作量を取得する。車両統合コントローラ５は、例えば、アクセル操作量を検出する不図示のセンサが接続された他のＥＣＵから、電動車両のＬＡＮを介してアクセル操作量を取得することができる。そして、車両統合コントローラ５は、取得したアクセル操作量に応じて、推進用モータＭに対するトルク指令値を決定することができる。 The vehicle integrated controller 5 also acquires the accelerator operation amount of the electric vehicle detected by a sensor (not shown). For example, the vehicle integrated controller 5 can acquire the accelerator operation amount via the LAN of the electric vehicle from another ECU to which a sensor (not shown) that detects the accelerator operation amount is connected. Then, the vehicle integrated controller 5 can determine a torque command value for the propulsion motor M according to the acquired accelerator operation amount.
信号ポートＳＰには、車両統合コントローラ５が接続されている。車両統合コントローラ５は、決定したトルク指令値を信号ポートＳＰに出力する。 A vehicle integrated controller 5 is connected to the signal port SP. The vehicle integrated controller 5 outputs the determined torque command value to the signal port SP.
電源ポートＰＰには、車両統合コントローラ５の外部電源出力ポート（図示せず）接続されている。車両統合コントローラ５は、低電圧バッテリＬＢから供給された低電圧の電力（例えば、直流１２Ｖ）から生成した電源電圧ＶＣＣを、電源ポートＰＰに出力する。
An external power output port (not shown) of the vehicle integrated controller 5 is connected to the power port PP. The vehicle integrated controller 5 outputs to the power supply port PP a power supply voltage VCC generated from low voltage power (for example,
急速充電ポートＱＰには、急速充電器ＱＣの充電ケーブル７のコネクタ９が接続される。充電ケーブル７を急速充電ポートＱＰに接続すると、充電ケーブル７を介して急速充電器ＱＣから急速充電ポートＱＰに、高電圧バッテリＨＢの急速充電用の直流電力（例えば、最大直流６００Ｖ）が供給される。
A connector 9 of a
また、充電ケーブル７を急速充電ポートＱＰに接続すると、急速充電器ＱＣの通信線がパワーコントロールユニット１内のＬＡＮに接続される。このＬＡＮには、上述したように、コントローラ２７が接続されている。したがって、充電ケーブル７を急速充電ポートＱＰに接続すると、急速充電器ＱＣとコントローラ２７とが通信可能に接続される。
Also, when the
商用電源ポートＣＰには、普通充電用の充電ケーブル１１のコネクタ１３が接続される。充電ケーブル１１は、コネクタ１３の反対側にプラグ１５を有している。充電ケーブル１１のプラグ１５は、商用電源の普通充電用コンセント（図示せず）に接続される。商用電源に接続された充電ケーブル１１を商用電源ポートＣＰに接続すると、商用電源の交流電力（例えば、単相交流２００Ｖ）が、充電ケーブル１１を介して商用電源ポートＣＰに供給される。
A
また、充電ケーブル１１は、コントロールボックス１７を有している。コントロールボックス１７には、充電ケーブル１１の通信線が接続されている。充電ケーブル１１を商用電源ポートＣＰに接続すると、充電ケーブル１１の通信線がパワーコントロールユニット１内のＬＡＮに接続される。したがって、充電ケーブル１１を商用電源ポートＣＰに接続すると、コントローラ２７がコントロールボックス１７と通信可能に接続される。
Also, the
上述した外部機器等が接続されたパワーコントロールユニット１は、ジャンクションボックス（Ｊ／Ｂ）１９、プラグイン用充電器ＣＨＧ、ＤＣＤＣコンバータ２１、インバータユニット２３、放電回路２５及び上述したコントローラ２７を内部に有している。
The power control unit 1 to which the above-described external devices are connected includes a junction box (J/B) 19, a plug-in charger CHG, a
ジャンクションボックス１９は、不図示のＱＣリレーを有している。ＱＣリレーは、急速充電ポートＱＰと高電圧バッテリポートＨＢＰとの接続をオンオフする。ＱＣリレーのオンオフにより、急速充電ポートＱＰから入力される急速充電用の直流電力の、高電圧バッテリポートＨＢＰから高電圧バッテリＨＢへの出力が、許容、禁止される。
プラグイン用充電器ＣＨＧは、コントローラ２７から供給される電源電圧ＶＣＣによって動作する。プラグイン用充電器ＣＨＧは、商用電源ポートＣＰから入力される商用電源の交流電力を、高電圧バッテリＨＢの普通充電用の直流電力（例えば、最大直流４００Ｖ）に変換する。そして、変換した直流電力を、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８を経て、高電圧バッテリポートＨＢＰから高電圧バッテリＨＢに出力する。
Plug-in charger CHG operates with power supply voltage VCC supplied from
プラグイン用充電器ＣＨＧには、例えば、商用電源の交流電力を直流に変換する整流回路（図示せず）と、整流した直流電力を昇圧するＤＣＤＣコンバータ（図示せず）とを用いることができる。整流回路は、例えば、ダイオードブリッジ回路で構成することができる。また、ＤＣＤＣコンバータは、例えば、絶縁トランスとパワー半導体スイッチング素子とを有する絶縁型ＤＣＤＣコンバータで構成することができる。 For the plug-in charger CHG, for example, a rectifier circuit (not shown) that converts AC power of a commercial power source into DC power and a DCDC converter (not shown) that boosts the rectified DC power can be used. . The rectifier circuit can be composed of, for example, a diode bridge circuit. Also, the DCDC converter can be composed of, for example, an insulated DCDC converter having an insulating transformer and power semiconductor switching elements.
なお、プラグイン用充電器ＣＨＧのパワー半導体スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いることができる。また、プラグイン用充電器ＣＨＧには、整流回路の前段（商用電源ポートＣＰ側）にＤＣリンク用コンデンサ（図示せず）を設けることができる。 For example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used as the power semiconductor switching element of the plug-in charger CHG. Further, the plug-in charger CHG can be provided with a DC link capacitor (not shown) in the preceding stage of the rectifier circuit (commercial power port CP side).
ＤＣＤＣコンバータ２１は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８上の高電圧の直流電力の一部を、低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力（例えば、直流１２Ｖ）に変換する。
The
即ち、ＤＣＤＣコンバータ２１は、高電圧バッテリポートＨＢＰから入力される高電圧バッテリＨＢの直流電力の一部を、低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力に変換し、低電圧バッテリポートＬＢＰから低電圧バッテリＬＢに出力する。また、ＤＣＤＣコンバータ２１は、プラグイン用充電器ＣＨＧが出力する高電圧バッテリＨＢの普通充電用の直流電力の一部を、低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力に変換し、低電圧バッテリポートＬＢＰから低電圧バッテリＬＢに出力する。
That is, the
ＤＣＤＣコンバータ２１には、例えば、非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータを用いることができる。非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータは、絶縁トランスの一次側にＬＬＣ回路を有しており、二次側に整流回路を有している。
For the
この非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータでは、一次側のＬＬＣ回路におけるパワー半導体スイッチング素子のオンオフ動作により、高電圧バッテリＨＢ又はプラグイン用充電器ＣＨＧからの直流電力の一部が交流に変換される。そして、トランスにおいて一次側コイルと二次側コイルとの巻数比に応じて降圧された交流電力が、整流回路で低電圧バッテリＬＢの充電用の直流電力に変換される。 In this asymmetrical half-bridge LLC converter, part of the DC power from the high-voltage battery HB or the plug-in charger CHG is converted to AC by the ON/OFF operation of the power semiconductor switching elements in the LLC circuit on the primary side. Then, the AC power stepped down according to the turns ratio between the primary coil and the secondary coil in the transformer is converted into DC power for charging the low-voltage battery LB in the rectifier circuit.
なお、ＤＣＤＣコンバータ２１のパワー半導体スイッチング素子にも、プラグイン用充電器ＣＨＧと同じく、例えば、ＩＧＢＴを用いることができる。
For example, an IGBT can be used for the power semiconductor switching element of the
インバータユニット２３は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８に接続されている。インバータユニット２３は、車両統合コントローラ５から電源ポートＰＰを介して供給される電源電圧ＶＣＣによって動作する。
The
インバータユニット２３は、平滑コンデンサ２９、パワーモジュール（ＰＭ）３１（請求項中の電力変換回路、インバータ回路に相当）、モータコントローラ（ＭＣ）３３、ドライブ回路（ＤＲ）３５及び異常検出部３７を有している。
The
平滑コンデンサ２９は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８を流れる高電圧の直流電力の電流を平滑化する。
The smoothing
即ち、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８を流れる高電圧の直流電力には、スイッチングノイズが重畳される。このスイッチングノイズは、プラグイン用充電器ＣＨＧ又はＤＣＤＣコンバータ２１のパワー半導体スイッチング素子がオンオフ動作することで発生する。平滑コンデンサ２９は、パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズが重畳された高電圧の直流電力の電流を平滑化する。そして、平滑コンデンサ２９は、平滑化した高電圧の直流電力を、ＤＣＤＣコンバータ２１に供給される一部を除いて、ＵＶＷの各相に分けてパワーモジュール３１に出力する。
That is, switching noise is superimposed on the high-voltage DC power flowing through the
パワーモジュール３１は、ＵＶＷ各相の上アーム及び下アームにパワー半導体スイッチング素子（図示せず）をそれぞれ有する三相交流のインバータ回路である。パワーモジュール３１では、各パワー半導体スイッチング素子のオンオフ動作により、平滑コンデンサ２９で平滑化された高電圧バッテリＨＢの直流電力が三相交流電力に変換される。パワー半導体スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴを用いることができる。変換された三相交流電力は、推進用モータＭのＵＶＷの各相のコイルにそれぞれ供給される。
The
図２はパワーモジュール３１の詳細な構成を示す回路図である。図２に示すように、インバータユニット２３のパワーモジュール３１は、推進用モータＭの各相のコイル（図示せず）に対応する上アーム及び下アームのパワー半導体スイッチング素子を有している。本実施形態のパワーモジュール３１は、パワー半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｑ１～Ｑ６（請求項中の半導体スイッチング素子に相当）を用いている。
FIG. 2 is a circuit diagram showing the detailed configuration of the
各相の上アームのＩＧＢＴＱ１～Ｑ３と下アームのＩＧＢＴＱ４～Ｑ６とは、正極（Ｐ極）ライン３１Ｐと負極（Ｎ極）ライン３１Ｎとの間に推進用モータＭへの出力線３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗを挟んで直列に接続されている。正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎには、メインリレー３、電力経路２８の正極（Ｐ極）ライン２８Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン２８Ｎ、平滑コンデンサ２９を介して、高電圧バッテリＨＢからの高電圧の直流電力が供給される。
The IGBTs Q1 to Q3 of the upper arm and the IGBTs Q4 to Q6 of the lower arm of each phase are connected between the positive (P pole)
なお、図１のブロック図では、平滑コンデンサ２９につながるパワーモジュール３１の正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎを、ＵＶＷの３相に分けてそれぞれ記載している。しかし、図２の回路図では、ＵＶＷの各相の正極（Ｐ極）ライン３１Ｐ及び負極（Ｎ極）ライン３１Ｎを、模式的に１本の線でそれぞれ示している。
In the block diagram of FIG. 1, the positive (P-pole)
推進用モータＭは、インバータユニット２３のパワーモジュール３１からＵＶＷの各相のコイルに供給される交流電力によって回転する。推進用モータＭが回転することで、電動車両が走行する。
The propulsion motor M is rotated by AC power supplied from the
モータコントローラ３３は、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮを介して、信号ポートＳＰ及びコントローラ２７に接続されている。モータコントローラ３３には、信号ポートＳＰに接続された車両統合コントローラ５からのトルク指令値が入力される。モータコントローラ３３は、入力されたトルク指令値に応じたデューティー比のパルス信号を、ドライブ回路３５に出力する。
The
ドライブ回路３５は、モータコントローラ３３から入力されたパルス信号に基づいてゲート駆動信号（請求項中の制御信号に相当）を生成し、パワーモジュール３１の各ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のゲートに出力する。このゲート駆動信号によりドライブ回路３５は、パワーモジュール３１の各ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６をオンオフ動作させる。
The
ドライブ回路３５からゲートに入力されるゲート駆動信号により、パワーモジュール３１の各ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６は、車両統合コントローラ５からのトルク指令値に応じたトルクを推進用モータＭに出力させるパターンでオンオフ動作する。
The IGBTs Q1 to Q6 of the
図３はドライブ回路３５の詳細な構成を模式的に示すブロック図である。図３に示すように、ドライブ回路３５は、６つのスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮ（請求項中の駆動回路に相当）を有している。各スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮは、車両統合コントローラ５からインバータユニット２３に供給される電源電圧ＶＣＣ（例えば、直流１２Ｖ）によって動作する。
FIG. 3 is a block diagram schematically showing the detailed configuration of the
スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＶＰ，３５ＷＰは、図２のパワーモジュール３１の上アームのＩＧＢＴＱ１～Ｑ３のゲートに、制御信号としてのゲート駆動信号を出力する。スイッチング駆動回路３５ＵＮ，３５ＶＮ，３５ＷＮは、図２のパワーモジュール３１の下アームのＩＧＢＴＱ４～Ｑ６のゲートに、制御信号としてのゲート駆動信号を出力する。
The switching drive circuits 35UP, 35VP, 35WP output gate drive signals as control signals to the gates of the IGBTs Q1 to Q3 on the upper arm of the
各スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮは、パワーモジュール３１の対応するＩＧＢＴＱ１，Ｑ４，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ３，Ｑ６を、ゲート駆動信号によりオンオフ動作させる。
Each switching drive circuit 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, 35WN causes the corresponding IGBTs Q1, Q4, Q2, Q5, Q3, Q6 of the
なお、各スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮが対応するＩＧＢＴＱ１，Ｑ４，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ３，Ｑ６に出力するゲート駆動信号は、位相のずれを除いて波形パターンが同じパルス信号である。したがって、各スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮがゲート駆動信号の出力のために消費する電力（電流）は、互いに同じである。 The gate drive signals output to the corresponding IGBTs Q1, Q4, Q2, Q5, Q3, and Q6 by the switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN are pulses having the same waveform pattern except for phase shifts. is a signal. Therefore, the power (current) consumed by the switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP and 35WN for outputting the gate drive signals is the same.
また、ドライブ回路３５は、シャント抵抗３９ＵＰ，３９ＵＮ，３９ＶＰ，３９ＶＮ，３９ＷＰ，３９ＷＮを有している。各シャント抵抗３９ＵＰ，３９ＵＮ，３９ＶＰ，３９ＶＮ，３９ＷＰ，３９ＷＮは、各スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮに電源電圧ＶＣＣをそれぞれ供給する電源線に並列接続されている。
The
シャント抵抗３９ＵＰ，３９ＵＮは、パワーモジュール３１のＵ相のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮを測定するために使用される。同様に、シャント抵抗３９ＶＰ，３９ＶＮは、パワーモジュール３１のＶ相のＩＧＢＴＱ２，Ｑ５に対応するスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮを測定するために使用される。また、シャント抵抗３９ＷＰ，３９ＷＮは、パワーモジュール３１のＷ相のＩＧＢＴＱ３，Ｑ６に対応するスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮを測定するために使用される。
The shunt resistors 39UP and 39UN are used to measure the consumption currents IUP and IUN of the switching drive circuits 35UP and 35UN corresponding to the U-phase IGBTs Q1 and Q4 of the
なお、インバータユニット２３は、直流電力を三相以上の多相交流電力に変換するものであってもよい（その場合のインバータの構成の説明は省略する）。また、インバータユニット２３の異常検出部３７の構成については後述する。
Note that the
放電回路２５は、平滑コンデンサ２９の残留電荷を放電させる回路で、例えば、放電抵抗４１と不図示の放電スイッチとの直列回路を含む構成とすることができる。この直列回路は、ジャンクションボックス１９と高電圧バッテリポートＨＢＰとを結ぶ電力経路２８上の、インバータユニット２３とジャンクションボックス１９との間に設けられる。
The
放電抵抗４１と放電スイッチとの直列回路は、電力経路２８の正極（Ｐ極）ライン２８Ｐと負極（Ｎ極）ライン２８Ｎとの間に跨がって接続されている。不図示の放電スイッチは、通常はオフ（開放）されている。平滑コンデンサ２９の残留電荷を放電回路２５で放電させるときには、不図示の放電スイッチが、コントローラ２７の制御によってオン（閉成）される。
A series circuit of the discharge resistor 41 and the discharge switch is connected across a positive (P pole)
コントローラ２７は、低電圧バッテリＬＢから低電圧バッテリポートＬＢＰを経て供給される低電圧の直流電力で動作する。コントローラ２７は、信号ポートＳＰ及びインバータユニット２３のモータコントローラ３３の他、ＤＣＤＣコンバータ２１及びプラグイン用充電器ＣＨＧにも、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮを介して接続されている。
The
コントローラ２７は、急速充電ポートＱＰに急速充電器ＱＣの充電ケーブル７が接続されて急速充電器ＱＣとの通信が確立すると、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーをオンさせる。これにより、急速充電ポートＱＰと高電圧バッテリポートＨＢＰとが電力経路２８を介して接続されて、高電圧バッテリＨＢの急速充電が可能な状態となる。
The
また、コントローラ２７は、商用電源に接続された普通充電用の充電ケーブル１１が商用電源ポートＣＰに接続されて、充電ケーブル１１のコントロールボックス１７から接続確認の信号を受信すると、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーをオフさせる。これにより、急速充電ポートＱＰが電力経路２８から切り離されると共に、プラグイン用充電器ＣＨＧと高電圧バッテリポートＨＢＰとが電力経路２８を介して接続されて、高電圧バッテリＨＢの普通充電が可能な状態となる。
When the
なお、高電圧バッテリＨＢの急速充電及び普通充電のどちらが可能な状態においても、高電圧バッテリＨＢの充電と並行して、ＤＣＤＣコンバータ２１により変換された低電圧の直流電力による低電圧バッテリＬＢの充電が可能となる。
It should be noted that even in a state in which either rapid charging or normal charging of the high-voltage battery HB is possible, the low-voltage battery LB is charged with the low-voltage DC power converted by the
また、インバータユニット２３により三相交流電力に変換された高電圧バッテリＨＢの高電圧の直流電力で推進用モータＭが動作される電動車両の走行時には、コントローラ２７は、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーをオフさせる。そして、コントローラ２７は、インバータユニット２３の駆動等を開始させる。
Further, when the electric vehicle runs in which the propulsion motor M is driven by the high voltage DC power of the high voltage battery HB converted into three-phase AC power by the
さらに、コントローラ２７は、高電圧バッテリＨＢの端子電圧に応じて、普通充電時の充電電流の目標値を決定し、プラグイン用充電器ＣＨＧに通知することができる。高電圧バッテリＨＢの端子電圧は、例えば、高電圧バッテリＨＢに設けた電圧センサの測定値を、車両統合コントローラ５から取得することができる。あるいは、高電圧バッテリＨＢの急速充電及び推進用モータＭの回転が行われていないときに、パワーコントロールユニット１内に設けた電圧センサ（図示せず）で測定した高電圧バッテリポートＨＢＰの電圧を、高電圧バッテリＨＢの端子電圧として取得してもよい。
Further, the
また、コントローラ２７は、取得した高電圧バッテリＨＢの端子電圧により、インバータユニット２３の平滑コンデンサ２９の端子間電圧（インバータのＤＣ入力間電圧）を監視する。そして、監視したＤＣ入力間電圧の高さに応じて、プラグイン用充電器ＣＨＧの動作を制御する。さらに、コントローラ２７は、放電回路２５の不図示の放電スイッチのオンオフによる平滑コンデンサ２９の蓄積電荷の放電動作を制御する。
The
さらに、コントローラ２７は、急速充電用又は普通充電用の充電ケーブル７，１１の急速充電ポートＱＰ又は商用電源ポートＣＰに対する接続を検出すると、その旨を、信号ポートＳＰに接続された車両統合コントローラ５に通知することができる。
Further, when the
なお、パワーコントロールユニット１内のＬＡＮは、例えば、ＣＡＮ（Controller Area Network ）等の通信プロトコルを用いる車載ネットワークによって構成することができる。 Note that the LAN in the power control unit 1 can be configured by an in-vehicle network using a communication protocol such as CAN (Controller Area Network).
以上のように構成された本実施形態のパワーコントロールユニット１では、車両統合コントローラ５によりメインリレー３がオンされると、高電圧バッテリＨＢの高電圧の直流電力がメインリレー３を介して高電圧バッテリポートＨＢＰに入力される。高電圧バッテリポートＨＢＰに入力された高電圧の直流電力の一部はＤＣＤＣコンバータ２１に供給され、残りは全てインバータユニット２３に供給される。
In the power control unit 1 of this embodiment configured as described above, when the main relay 3 is turned on by the vehicle integrated controller 5, the high-voltage DC power of the high-voltage battery HB is transmitted through the main relay 3. Input to battery port HBP. A portion of the high-voltage DC power input to the high-voltage battery port HBP is supplied to the
ＤＣＤＣコンバータ２１に供給された高電圧の直流電力は、低電圧の直流電力に変換され、低電圧バッテリＬＢの充電用電力として低電圧バッテリポートＬＢＰに出力される。インバータユニット２３に供給された高電圧の直流電力は、インバータユニット２３により三相交流電力に変換され、推進用モータＭのＵＶＷの各相のコイルにそれぞれ供給される。三相交流電力が供給された推進用モータＭは、車両統合コントローラ５がアクセルの操作量に応じて決定したトルク指令値に応じた速度で回転される。
The high-voltage DC power supplied to the
また、パワーコントロールユニット１では、電動車両の駐車中に、急速充電用の充電ケーブル７の急速充電ポートＱＰに対する接続をコントローラ２７が検出すると、ジャンクションボックス１９のＱＣリレーがコントローラ２７によってオンされる。また、コントローラ２７から通知された車両統合コントローラ５によりメインリレー３がオンされる。
In the power control unit 1 , when the
ＱＣリレーがＯＮされると、急速充電器ＱＣからの高電圧の直流電力が急速充電ポートＱＰに入力される。急速充電ポートＱＰに入力された高電圧の直流電力の一部はＤＣＤＣコンバータ２１に供給され、残りは全て高電圧バッテリポートＨＢＰに供給される。
When the QC relay is turned on, high voltage DC power from the quick charger QC is input to the quick charge port QP. A portion of the high voltage DC power input to the quick charge port QP is supplied to the
ＤＣＤＣコンバータ２１に供給された高電圧の直流電力は、低電圧の直流電力に変換され、低電圧バッテリＬＢの充電用電力として低電圧バッテリポートＬＢＰに出力される。高電圧バッテリポートＨＢＰに供給された高電圧の直流電力は、高電圧バッテリＨＢの急速充電用の電力として、メインリレー３を介して高電圧バッテリＨＢに出力される。
The high-voltage DC power supplied to the
さらに、パワーコントロールユニット１では、電動車両の駐車中に、商用電源に接続された普通充電用の充電ケーブル１１の商用電源ポートＣＰに対する接続をコントローラ２７が検出すると、商用電源の交流電力が商用電源ポートＣＰに入力される。商用電源ポートＣＰに入力された商用電源の交流電力は、プラグイン用充電器ＣＨＧで高電圧の直流電力に変換される。変換された高電圧の直流電力は高電圧バッテリポートＨＢＰに供給される。高電圧バッテリポートＨＢＰに供給された高電圧の直流電力は、高電圧バッテリＨＢの普通充電用の電力として、メインリレー３を介して高電圧バッテリＨＢに出力される。
Further, in the power control unit 1, when the
ところで、パワーモジュール３１のＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生すると、高電圧バッテリＨＢの高電圧の直流電力をパワーモジュール３１により交流に変換する動作に影響する可能性がある。そこで、本実施形態のパワーコントロールユニット１では、パワーモジュール３１のＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生したらそれを検出できる構成とした。本実施形態では、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の異常検出を、インバータユニット２３の異常検出部３７を用いて実現する構成とした。
By the way, if an abnormality occurs in the IGBTs Q1 to Q6 of the
そこで、インバータユニット２３の異常検出部３７の構成について、図４を参照して説明する。
Therefore, the configuration of the
図４は異常検出部３７の要部の構成を示すもので、（ａ）は相別の異常検出モジュール３７Ａの回路図、（ｂ）はアーム別の異常検出モジュール３７Ｂの回路図である。なお、図４（ａ），（ｂ）では、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の異常発生時に、対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮ，ＩＶＰ，ＩＶＮ，ＩＷＰ，ＩＷＮが低下する場合の構成を説明する。
FIG. 4 shows the configuration of the main part of the
図４（ａ）に示すように、相別の異常検出モジュール３７Ａは、３つの比較器ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷ（請求項中の比較部に相当）と、検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１と、電源電圧ＶＣＣが供給されるプルアップ抵抗Ｒ１とを有している。
As shown in FIG. 4A, the phase-by-phase
相別の異常検出モジュール３７Ａでは、ＵＶＷの各相を異常検出対象の１単位としている。そして、比較器ＣＯＭＵにおいて、Ｕ相のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮをＶ相のスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮと比較する。また、比較器ＣＯＭＶにおいて、Ｖ相のスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮをＷ相のスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮと比較する。さらに、比較器ＣＯＭＷにおいて、Ｗ相のスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮをＵ相のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮと比較する。
In the phase-by-phase
そのために、比較器ＣＯＭＵの「＋」側の入力端子には、Ｕ相消費電流ＩＵに相当する電圧が入力される。Ｕ相消費電流ＩＵは、パワーモジュール３１のＵ相のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮを合計したものである。比較器ＣＯＭＵの「－」側の入力端子には、Ｖ相消費電流ＩＶの０．９倍に相当する電圧が入力される。Ｖ相消費電流ＩＶは、パワーモジュール３１のＶ相のＩＧＢＴＱ２，Ｑ５に対応するスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮを合計したものである。
Therefore, a voltage corresponding to the U-phase consumption current IU is input to the "+" side input terminal of the comparator COMU. The U-phase consumption current IU is the sum of the consumption currents IUP and IUN of the switching drive circuits 35UP and 35UN corresponding to the U-phase IGBTs Q1 and Q4 of the
なお、図３のＵ相のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮに相当する電圧は、Ｕ相の各シャント抵抗３９ＵＰ，３９ＵＮの両端に現れる電位差によって取得することができる。Ｖ相のスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮに相当する電圧も、Ｖ相の各シャント抵抗３９ＶＰ，３９ＶＮの両端に現れる電位差によって取得することができる。 The voltages corresponding to the consumption currents IUP and IUN of the U-phase switching drive circuits 35UP and 35UN in FIG. 3 can be obtained from the potential difference appearing across the U-phase shunt resistors 39UP and 39UN. The voltages corresponding to the consumption currents IVP and IVN of the V-phase switching drive circuits 35VP and 35VN can also be obtained from the potential difference appearing across the V-phase shunt resistors 39VP and 39VN.
Ｖ相消費電流ＩＶの０．９倍に相当する電圧は、消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮに相当する電圧を足し合わせた電圧を、１：９の抵抗比の抵抗ＲＶ２，ＲＧ１で分圧することで取得することができる。 A voltage corresponding to 0.9 times the V-phase consumption current IV is obtained by dividing the voltage obtained by adding the voltages corresponding to the consumption currents IVP and IVN with resistors RV2 and RG1 having a resistance ratio of 1:9. be able to.
また、図４（ａ）に示すように、比較器ＣＯＭＶの「＋」側の入力端子には、Ｖ相消費電流ＩＶに相当する電圧が入力される。比較器ＣＯＭＵの「－」側の入力端子には、Ｗ相消費電流ＩＷの０．９倍に相当する電圧が入力される。Ｗ相消費電流ＩＷは、パワーモジュール３１のＷ相のＩＧＢＴＱ３，Ｑ６に対応するスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮを合計したものである。
Further, as shown in FIG. 4A, a voltage corresponding to the V-phase consumption current IV is input to the "+" side input terminal of the comparator COMV. A voltage equivalent to 0.9 times the W-phase consumption current IW is input to the "-" side input terminal of the comparator COMU. The W-phase consumption current IW is the sum of the consumption currents IWP and IWN of the switching drive circuits 35WP and 35WN corresponding to the W-phase IGBTs Q3 and Q6 of the
なお、図３のＷ相のスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮに相当する電圧は、Ｗ相の各シャント抵抗３９ＷＰ，３９ＷＮの両端に現れる電位差によって取得することができる。Ｗ相消費電流ＩＷの０．９倍に相当する電圧は、消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮに相当する電圧を足し合わせた電圧を、１：９の抵抗比の抵抗ＲＷ２，ＲＧ２で分圧することで取得することができる。 The voltages corresponding to the consumption currents IWP and IWN of the W-phase switching drive circuits 35WP and 35WN in FIG. 3 can be obtained from the potential difference appearing across the W-phase shunt resistors 39WP and 39WN. A voltage corresponding to 0.9 times the W-phase consumption current IW is obtained by dividing the voltage obtained by adding the voltages corresponding to the consumption currents IWP and IWN with resistors RW2 and RG2 having a resistance ratio of 1:9. be able to.
さらに、図４（ａ）に示すように、比較器ＣＯＭＷの「＋」側の入力端子には、Ｗ相消費電流ＩＷに相当する電圧が入力される。比較器ＣＯＭＷの「－」側の入力端子には、Ｕ相消費電流ＩＵの０．９倍に相当する電圧が入力される。 Further, as shown in FIG. 4A, a voltage corresponding to the W-phase consumption current IW is input to the "+" side input terminal of the comparator COMW. A voltage equivalent to 0.9 times the U-phase consumption current IU is input to the "-" side input terminal of the comparator COMW.
Ｕ相消費電流ＩＵの０．９倍に相当する電圧は、消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮに相当する電圧を足し合わせた電圧を、１：９の抵抗比の抵抗ＲＵ２，ＲＧ３で分圧することで取得することができる。 A voltage corresponding to 0.9 times the U-phase consumption current IU is obtained by dividing the sum of the voltages corresponding to the consumption currents IUP and IUN with resistors RU2 and RG3 having a resistance ratio of 1:9. be able to.
ここで、各比較器ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷの「－」側の入力端子に、Ｖ相消費電流ＩＶ、Ｗ相消費電流ＩＷ、Ｕ相消費電流ＩＵにそれぞれ相当する電圧の０．９倍としたのは、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６が正常であるときの各消費電流の変動幅を考慮したためである。したがって、各比較器ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷの「－」側の入力端子にそれぞれ入力する電圧を、Ｖ相消費電流ＩＶ、Ｗ相消費電流ＩＷ、Ｕ相消費電流ＩＵにそれぞれ相当する電圧の何倍にするかは、異常検出の精度によって任意に決定することができる。 Here, the input terminals on the "-" side of the comparators COMU, COMV, and COMW are set to 0.9 times the voltages corresponding to the V-phase consumption current IV, W-phase consumption current IW, and U-phase consumption current IU, respectively. This is because the fluctuation range of each consumption current when the IGBTs Q1 to Q6 are normal is taken into consideration. Therefore, the voltages input to the "-" side input terminals of the comparators COMU, COMV, and COMW are multiplied by the voltages corresponding to the V-phase consumption current IV, W-phase consumption current IW, and U-phase consumption current IU, respectively. It can be determined arbitrarily depending on the accuracy of abnormality detection.
なお、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の異常発生時に、対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮ，ＩＶＰ，ＩＶＮ，ＩＷＰ，ＩＷＮが増加する場合は、１よりも大きい倍数に決定してもよい。 When an abnormality occurs in IGBTs Q1 to Q6, if the current consumption IUP, IUN, IVP, IVN, IWP, and IWN of the corresponding switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN increases, the value is greater than 1. It may be determined in multiples.
そして、各比較器ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷの「－」側の入力端子にそれぞれ入力される電圧の値は、１以外の係数により重み付けされた他の異常検出対象の駆動回路の消費電力（消費電流）に相当する。 The voltage values input to the "-" side input terminals of the comparators COMU, COMV, and COMW, respectively, are weighted by a factor other than 1, and the power consumption (current consumption) of the other drive circuit to be detected as an abnormality is weighted ).
検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１の一端は、各比較器ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷの出力端子に直列に接続されている。検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１の他端は、プルアップ抵抗Ｒ１の接地側の端子に並列接続されている。各検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１は、それぞれ異なる抵抗値を有している。 One ends of the detection resistors RU1, RV1, RW1 are connected in series to the output terminals of the comparators COMU, COMV, COMW. The other ends of the detection resistors RU1, RV1, and RW1 are connected in parallel to the ground-side terminal of the pull-up resistor R1. Each detection resistor RU1, RV1, RW1 has a different resistance value.
上述した相別の異常検出モジュール３７Ａでは、Ｕ相のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４に異常が発生すると、対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮが低下する。そして、比較器ＣＯＭＵの「＋」側の入力端子に入力されるＵ相消費電流ＩＵに相当する電圧が、比較器ＣＯＭＵの「－」側の入力端子に入力されるＶ相消費電流ＩＶの０．９倍に相当する電圧以下となって、比較器ＣＯＭＵの出力が反転する。
In the phase-by-phase
このため、異常検出モジュール３７Ａにおけるプルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１とによる電源電圧ＶＣＣの分圧比が、検出抵抗ＲＵ１について変化する。そして、プルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１との接続点Ｓ１に現れる電圧ＯＵＴ１に、検出抵抗ＲＵ１の抵抗値に応じた変化が発生する。
Therefore, the voltage division ratio of the power supply voltage VCC by the pull-up resistor R1 and the detection resistors RU1, RV1, RW1 in the
同様に、Ｖ相のＩＧＢＴＱ２，Ｑ５に異常が発生すると、対応するスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮが低下する。そして、比較器ＣＯＭＶの「＋」側の入力端子に入力されるＶ相消費電流ＩＶに相当する電圧が、比較器ＣＯＭＶの「－」側の入力端子に入力されるＷ相消費電流ＩＷの０．９倍に相当する電圧以下となって、比較器ＣＯＭＶの出力が反転する。 Similarly, when an abnormality occurs in V-phase IGBTs Q2 and Q5, the consumption currents IVP and IVN of the corresponding switching drive circuits 35VP and 35VN decrease. Then, the voltage corresponding to the V-phase consumption current IV input to the “+” side input terminal of the comparator COMV becomes 0 of the W-phase consumption current IW input to the “−” side input terminal of the comparator COMV. When the voltage becomes equal to or lower than the voltage corresponding to .9 times, the output of the comparator COMV is inverted.
このため、異常検出モジュール３７Ａにおけるプルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１とによる電源電圧ＶＣＣの分圧比が、検出抵抗ＲＶ１について変化する。そして、プルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１との接続点Ｓ１に現れる電圧ＯＵＴ１に、検出抵抗ＲＶ１の抵抗値に応じた変化が発生する。
Therefore, the voltage division ratio of the power supply voltage VCC by the pull-up resistor R1 and the detection resistors RU1, RV1, RW1 in the
また、Ｗ相のＩＧＢＴＱ３，Ｑ６に異常が発生すると、対応するスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮが低下する。そして、比較器ＣＯＭＷの「＋」側の入力端子に入力されるＷ相消費電流ＩＷに相当する電圧が、比較器ＣＯＭＷの「－」側の入力端子に入力されるＵ相消費電流ＩＵの０．９倍に相当する電圧以下となって、比較器ＣＯＭＷの出力が反転する。 Further, when an abnormality occurs in the W-phase IGBTs Q3 and Q6, the consumption currents IWP and IWN of the corresponding switching drive circuits 35WP and 35WN decrease. Then, the voltage corresponding to the W-phase consumption current IW input to the "+" side input terminal of the comparator COMW becomes 0 of the U-phase consumption current IU input to the "-" side input terminal of the comparator COMW. The output of the comparator COMW is inverted when the voltage drops below the voltage corresponding to .9 times.
このため、異常検出モジュール３７Ａにおけるプルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１とによる電源電圧ＶＣＣの分圧比が、検出抵抗ＲＷ１について変化する。そして、プルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１との接続点Ｓ１に現れる電圧ＯＵＴ１に、検出抵抗ＲＷ１の抵抗値に応じた変化が発生する。
Therefore, the voltage division ratio of the power supply voltage VCC by the pull-up resistor R1 and the detection resistors RU1, RV1, and RW1 in the
なお、異常検出モジュール３７Ａの接続点Ｓ１に現れる電圧ＯＵＴ１の値は、モータコントローラ３３によって検出される。
The
図４（ｂ）に示すように、アーム別の異常検出モジュール３７Ｂは、２つの比較器ＣＯＭＰ，ＣＯＭＮ（請求項中の比較部に相当）と、検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１と、電源電圧ＶＣＣが供給されるプルアップ抵抗Ｒ２とを有している。
As shown in FIG. 4(b), the
比較器ＣＯＭＰの「＋」側の入力端子には、上アーム消費電流ＩＰに相当する電圧が入力される。上アーム消費電流ＩＰは、パワーモジュール３１の上アームのＩＧＢＴＱ１～Ｑ３に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＶＰ，３５ＷＰの消費電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰを合計したものである。比較器ＣＯＭＰの「－」側の入力端子には、下アーム消費電流ＩＮの０．９倍に相当する電圧が入力される。下アーム消費電流ＩＮは、パワーモジュール３１の下アームのＩＧＢＴＱ４～Ｑ６に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＮ，３５ＶＮ，３５ＷＮの消費電流ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮを合計したものである。
A voltage corresponding to the upper arm consumption current IP is input to the "+" side input terminal of the comparator COMP. The upper arm consumption current IP is the sum of the consumption currents IUP, IVP and IWP of the switching drive circuits 35UP, 35VP and 35WP corresponding to the IGBTs Q1 to Q3 of the upper arm of the
なお、図３の上アームのスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＶＰ，３５ＷＰの消費電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰに相当する電圧は、上アームの各シャント抵抗３９ＵＰ，３９ＶＰ，３９ＷＰの両端に現れる電位差によって取得することができる。下アームのスイッチング駆動回路３５ＵＮ，３５ＶＮ，３５ＷＮの消費電流ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮに相当する電圧も、下アームの各シャント抵抗３９ＵＮ，３９ＶＮ，３９ＷＮの両端に現れる電位差によって取得することができる。 The voltages corresponding to the consumption currents IUP, IVP, and IWP of the upper arm switching drive circuits 35UP, 35VP, and 35WP in FIG. can be done. Voltages corresponding to the consumption currents IUN, IVN, and IWN of the switching drive circuits 35UN, 35VN, and 35WN of the lower arms can also be obtained from potential differences appearing across the respective shunt resistors 39UN, 39VN, and 39WN of the lower arms.
下アーム消費電流ＩＮの０．９倍に相当する電圧は、消費電流ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮに相当する電圧を足し合わせた電圧を、１：９の抵抗比の抵抗ＲＮ２，ＲＧ４で分圧することで取得することができる。 A voltage equivalent to 0.9 times the current consumption of the lower arm IN is obtained by dividing the sum of the voltages corresponding to the current consumptions IUN, IVN, and IWN by resistors RN2 and RG4 with a resistance ratio of 1:9. can be obtained.
図４（ｂ）に示すように、比較器ＣＯＭＮの「＋」側の入力端子には、下アーム消費電流ＩＮに相当する電圧が入力される。比較器ＣＯＭＮの「－」側の入力端子には、上アーム消費電流ＩＰの０．９倍に相当する電圧が入力される。 As shown in FIG. 4B, a voltage corresponding to the lower arm consumption current IN is input to the "+" side input terminal of the comparator COMN. A voltage equivalent to 0.9 times the upper arm consumption current IP is input to the "-" side input terminal of the comparator COMN.
上アーム消費電流ＩＰの０．９倍に相当する電圧は、消費電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰに相当する電圧を足し合わせた電圧を、１：９の抵抗比の抵抗ＲＰ２，ＲＧ５で分圧することで取得することができる。 The voltage equivalent to 0.9 times the upper arm current consumption IP is obtained by dividing the sum of the voltages corresponding to the current consumption IUP, IVP, and IWP by resistors RP2 and RG5 with a resistance ratio of 1:9. can be obtained.
ここで、各比較器ＣＯＭＰ，ＣＯＭＮの「－」側の入力端子に、下アーム消費電流ＩＮ、上アーム消費電流ＩＰにそれぞれ相当する電圧の０．９倍としたのは、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６が正常であるときの各消費電流の変動幅を考慮したためである。したがって、各比較器ＣＯＭＰ，ＣＯＭＮの「－」側の入力端子にそれぞれ入力する電圧を、下アーム消費電流ＩＮ、上アーム消費電流ＩＰにそれぞれ相当する電圧の何倍にするかは、異常検出の精度によって任意に決定することができる。 Here, the input terminal on the "-" side of each comparator COMP, COMN is set to 0.9 times the voltage corresponding to the lower arm consumption current IN and the upper arm consumption current IP, respectively, because the IGBTs Q1 to Q6 are normal. This is because the fluctuation range of each consumption current is taken into consideration when . Therefore, how many times the voltage corresponding to the lower arm consumption current IN and the upper arm consumption current IP should be applied to the input terminals on the "-" side of the comparators COMP and COMN depends on the abnormality detection. It can be determined arbitrarily depending on the accuracy.
なお、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の異常発生時に、対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮ，ＩＶＰ，ＩＶＮ，ＩＷＰ，ＩＷＮが増加する場合は、１よりも大きい倍数に決定してもよい。 When an abnormality occurs in IGBTs Q1 to Q6, if the current consumption IUP, IUN, IVP, IVN, IWP, and IWN of the corresponding switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN increases, the value is greater than 1. It may be determined in multiples.
そして、各比較器ＣＯＭＰ，ＣＯＭＮの「－」側の入力端子にそれぞれ入力される電圧の値は、１以外の係数により重み付けされた他の異常検出対象の駆動回路の消費電力（消費電流）に相当する。 The voltage values input to the "-" side input terminals of the comparators COMP and COMN are the power consumption (current consumption) of the other drive circuit subject to abnormality detection weighted by a coefficient other than 1. Equivalent to.
検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１の一端は、各比較器ＣＯＭＰ，ＣＯＭＮの出力端子に直列に接続されている。検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１の他端は、プルアップ抵抗Ｒ１の接地側の端子に並列接続されている。各検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１は、それぞれ異なる抵抗値を有している。 One ends of the detection resistors RP1 and RN1 are connected in series to the output terminals of the comparators COMP and COMN. The other ends of the detection resistors RP1 and RN1 are connected in parallel to the ground side terminal of the pull-up resistor R1. Each detection resistor RP1, RN1 has a different resistance value.
上述したアーム別の異常検出モジュール３７Ｂでは、上アームのＩＧＢＴＱ１～Ｑ３に異常が発生すると、対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＶＰ，３５ＷＰの消費電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰが低下する。そして、比較器ＣＯＭＰの「＋」側の入力端子に入力される上アーム消費電流ＩＰに相当する電圧が、比較器ＣＯＭＰの「－」側の入力端子に入力される下アーム消費電流ＩＮの０．９倍に相当する電圧以下となって、比較器ＣＯＭＰの出力が反転する。
In the arm-by-arm
このため、異常検出モジュール３７Ｂにおけるプルアップ抵抗Ｒ２と検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１とによる電源電圧ＶＣＣの分圧比が、検出抵抗ＲＰ１について変化する。そして、プルアップ抵抗Ｒ１と検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１との接続点Ｓ２に現れる電圧ＯＵＴ２に、検出抵抗ＲＰ１の抵抗値に応じた変化が発生する。
Therefore, the voltage division ratio of the power supply voltage VCC by the pull-up resistor R2 and the detection resistors RP1 and RN1 in the
同様に、下アームのＩＧＢＴＱ４～Ｑ６に異常が発生すると、対応するスイッチング駆動回路３５ＵＮ，３５ＶＮ，３５ＷＮの消費電流ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮが低下する。そして、比較器ＣＯＭＮの「＋」側の入力端子に入力される下アーム消費電流ＩＮに相当する電圧が、比較器ＣＯＭＮの「－」側の入力端子に入力される上アーム消費電流ＩＰの０．９倍に相当する電圧以下となって、比較器ＣＯＭＮの出力が反転する。 Similarly, when an abnormality occurs in IGBTs Q4-Q6 of the lower arms, the consumption currents IUN, IVN and IWN of the corresponding switching drive circuits 35UN, 35VN and 35WN decrease. Then, the voltage corresponding to the lower arm consumption current IN input to the “+” side input terminal of the comparator COMN becomes 0 of the upper arm consumption current IP input to the “−” side input terminal of the comparator COMN. When the voltage drops below the voltage corresponding to .9 times, the output of the comparator COMN is inverted.
このため、異常検出モジュール３７Ｂにおけるプルアップ抵抗Ｒ２と検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１とによる電源電圧ＶＣＣの分圧比が、検出抵抗ＲＰ１について変化する。そして、プルアップ抵抗Ｒ２と検出抵抗ＲＰ１，ＲＮ１との接続点Ｓ２に現れる電圧ＯＵＴ２に、検出抵抗ＲＮ１の抵抗値に応じた変化が発生する。
Therefore, the voltage division ratio of the power supply voltage VCC by the pull-up resistor R2 and the detection resistors RP1 and RN1 in the
なお、異常検出モジュール３７Ｂの接続点Ｓ２に現れる電圧ＯＵＴ２の値は、モータコントローラ３３によって検出される。
The
図３のモータコントローラ３３は、図４（ａ），（ｂ）の各異常検出モジュール３７Ａ，３７Ｂの接続点Ｓ１，Ｓ２に現れる電圧ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の値から、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の有無の確認及び異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の特定を行う。
The
次に、モータコントローラ３３がプログラムにしたがって実行するＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の異常検出に関する制御の手順の一例を、図５のフローチャートを参照して説明する。モータコントローラ３３は、図５のフローチャートに示す手順を、周期的に繰り返し実行する。
Next, an example of a control procedure regarding abnormality detection of the IGBTs Q1 to Q6 executed by the
まず、モータコントローラ３３は、異常検出モジュール３７Ａ，３７Ｂの接続点Ｓ１，Ｓ２に現れる電圧ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の値から、パワーモジュール３１のＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生したか否かを確認する（ステップＳ１）。いずれかのＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生した場合は（ステップＳ１でＹＥＳ）、モータコントローラ３３は、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６を特定する（ステップＳ３）。
First, the
パワーモジュール３１のどの相のＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生したかは、異常検出モジュール３７Ａの接続点Ｓ１に現れる電圧ＯＵＴ１の値によって特定することができる。また、パワーモジュール３１の上アーム及び下アームのどちらのＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生したかは、異常検出モジュール３７Ｂの接続点Ｓ２に現れる電圧ＯＵＴ２の値によって特定することができる。これにより、モータコントローラ３３は、どのＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生したかを特定することができる。
Which phase of the IGBTs Q1 to Q6 of the
そして、モータコントローラ３３は、異常が発生したものと特定したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの駆動制限処理を行った後（ステップＳ５）、一連の処理を終了する。
Then, the
駆動制限処理は、例えば、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮが出力するゲート駆動信号の、信号レベルを下げ、あるいは、デューティー比を下げる内容でもよい。また、信号レベルを０としたり、デューティー比を０％として、実質的にゲート駆動信号の出力を禁止する内容としてもよい。 The drive limit processing, for example, lowers the signal level or the duty ratio of the gate drive signals output by the switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN corresponding to the IGBTs Q1 to Q6 in which an abnormality has occurred. It can be content. Alternatively, the signal level may be set to 0 or the duty ratio may be set to 0% to substantially prohibit the output of the gate drive signal.
また、ステップＳ１でＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に異常が発生していない場合（ＮＯ）は、モータコントローラ３３は、駆動制限処理を実行中のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの有無を確認する（ステップＳ７）。
Further, if no abnormality has occurred in the IGBTs Q1 to Q6 in step S1 (NO), the
駆動制限処理を実行中のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮがある場合は（ステップＳ７でＹＥＳ）、実行中の駆動制限処理を終了した後（ステップＳ９）、一連の処理を終了する。また、駆動制限処理を実行中のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮがない場合は（ステップＳ７でＮＯ）、一連の処理を終了する。 If there are switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN that are executing the drive limiting process (YES in step S7), after completing the drive limiting process being executed (step S9), a series of processes exit. If there is no switching drive circuit 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, 35WN executing the drive limiting process (NO in step S7), the series of processes is terminated.
以上の説明からも明らかなように、本実施形態では、図５のフローチャートにおけるステップＳ３が、請求項中の特定部に対応する処理となっている。また、本実施形態では、図５中のステップＳ５が、請求項中の禁止部及び制限部に対応する処理となっている。 As is clear from the above description, in this embodiment, step S3 in the flowchart of FIG. 5 corresponds to the specifying part in the claims. Further, in the present embodiment, step S5 in FIG. 5 is processing corresponding to the prohibition part and the restriction part in the claims.
このように、本実施形態では、インバータユニット２３のＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮを、ＵＶＷの相又はパワーモジュール３１の上下のアームを異常検出対象の単位に分けた。そして、各異常検出対象の単位で、スイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流に相当する電圧を、異常検出部３７の比較器ＣＯＭＮ，ＣＯＭＰ，ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷで比較した。そして、比較した結果から、異常なＩＧＢＴＱ１～Ｑ６が存在する異常検出対象（相、アーム）をモータコントローラ３３で特定するようにした。
As described above, in this embodiment, the switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN of the IGBTs Q1 to Q6 of the
このため、絶縁素子のような高価で寿命の長さに問題がある素子を使わず、消費電流の検出と比較のための安価で寿命の長い素子によって、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６を特定することができる。 Therefore, the IGBTs Q1 to Q6 in which an abnormality has occurred are identified by means of inexpensive and long-life elements for detecting and comparing current consumption, without using expensive elements such as insulating elements that have problems with long life. be able to.
なお、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に対応するスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの駆動制限処理を行うための構成は、省略してもよい。また、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の属するアームを特定する異常検出モジュール３７Ｂを省略し、異常検出部３７を、異常が発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の属する相を特定する異常検出モジュール３７Ａのみで構成してもよい。
It should be noted that the configuration for performing drive restriction processing for the switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN corresponding to the IGBTs Q1 to Q6 in which an abnormality has occurred may be omitted. Further, the
その場合、ドライブ回路３５でスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流を測定する構成を、図６のブロック図に別例として示す構成とすることができる。この構成では、Ｕ相のスイッチング駆動回路３５ＵＰ，３５ＵＮの消費電流ＩＵＰ，ＩＵＮを合計したＵ相消費電流ＩＵを、１つのシャント抵抗３９Ｕで測定することができる。また、Ｖ相のスイッチング駆動回路３５ＶＰ，３５ＶＮの消費電流ＩＶＰ，ＩＶＮ、Ｗ相のスイッチング駆動回路３５ＷＰ，３５ＷＮの消費電流ＩＷＰ，ＩＷＮも、それぞれ１つのシャント抵抗３９Ｖ，３９Ｗでそれぞれ測定することができる。
In that case, the configuration for measuring the current consumption of the switching drive circuits 35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, and 35WN in the
このため、上アームと下アームのどちらのＩＧＢＴＱ１～Ｑ６で異常が発生したかを特定できないものの、シャント抵抗３９Ｕ，３９Ｖ，３９Ｗ及び電流検出回路の数を半分の３つに減らして、低コストでの異常検出を実現させることができる。
Therefore, although it is not possible to identify which of the IGBTs Q1 to Q6 on the upper arm or the lower arm has the abnormality, the number of
さらに、異常検出部３７は、インバータユニット２３の外に設けてもよい。また、異常検出部３７の接続点Ｓ１，Ｓ２の電圧ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の値から異常の発生したＩＧＢＴＱ１～Ｑ６を特定する処理を、モータコントローラ３３以外の例えばコントローラ２７で行うように構成してもよい。
Furthermore, the
また、本実施形態では、電動車両の高電圧バッテリＨＢの直流電力を交流に変換して推進用モータＭに出力するパワーモジュール３１（インバータ回路）の、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の異常を検出する場合について説明した。しかし、本発明は、電動車両以外で用いられるインバータ回路の半導体スイッチング素子の異常を検出する場合にも、適用可能である。 Further, in this embodiment, a case of detecting an abnormality in IGBTs Q1 to Q6 of a power module 31 (inverter circuit) that converts DC power from a high-voltage battery HB of an electric vehicle into AC power and outputs the power to the propulsion motor M will be described. did. However, the present invention can also be applied to detecting an abnormality in a semiconductor switching element of an inverter circuit used in a vehicle other than an electric vehicle.
さらに、本実施形態では、電力変換回路がインバータ（パワーモジュール３１）である場合について説明した。しかし、本発明は、例えばフルブリッジ回路を有するＤＣＤＣコンバータ等、インバータ回路以外の電力変換回路にも適用可能である。詳しくは、複数の駆動回路がそれぞれ出力する位相以外の要素の内容が少なくとも同じ制御信号で、各駆動回路にそれぞれ対応する各半導体スイッチング素子を駆動する電力変換回路にも、広く適用することができる。 Furthermore, in this embodiment, the case where the power conversion circuit is an inverter (power module 31) has been described. However, the present invention is also applicable to power conversion circuits other than inverter circuits, such as DCDC converters having a full bridge circuit. More specifically, it can be widely applied to a power conversion circuit in which a plurality of drive circuits output at least the same control signals in elements other than the phase, and drive semiconductor switching elements corresponding to the respective drive circuits. .
本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力を変換する回路において利用することができる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used in a circuit that converts power by switching operations of semiconductor switching elements.
１ パワーコントロールユニット
３ メインリレー（Ｍ／Ｒ）
５ 車両統合コントローラ
７ 急速充電器の充電ケーブル
９ コネクタ
１１ 普通充電用の充電ケーブル
１３ コネクタ
１５ プラグ
１７ コントロールボックス
１９ ジャンクションボックス（Ｊ／Ｂ）
２１ ＤＣＤＣコンバータ
２３ インバータユニット
２５ 放電回路
２７ コントローラ（特定部、禁止部、制限部）
２８ 電力経路
２８Ｎ 電力経路の負極（Ｎ極）ライン
２８Ｐ 電力経路の正極（Ｐ極）ライン
２９ 平滑コンデンサ
３１ パワーモジュール（インバータ回路、電力変換回路）
３１Ｎ パワーモジュールの負極（Ｎ極）ライン
３１Ｐ パワーモジュールの正極（Ｐ極）ライン
３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗ パワーモジュールの出力線
３３ モータコントローラ
３５ ドライブ回路
３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮ スイッチング駆動回路（駆動回路）
３７ 異常検出部
３７Ａ 相別の異常検出モジュール
３７Ｂ アーム別の異常検出モジュール
３９Ｕ，３９Ｖ，３９Ｗ，３９ＵＰ，３９ＵＮ，３９ＶＰ，３９ＶＮ，３９ＷＰ，３９ＷＮ シャント抵抗
４１ 放電抵抗
ＡＣＣ 補機
ＣＨＧ プラグイン用充電器
ＣＯＭＮ，ＣＯＭＰ，ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷ 比較器（比較部、コンパレータ）
ＣＰ 商用電源ポート
ＨＢ 高電圧バッテリ
ＨＢＰ 高電圧バッテリポート
ＩＮ 下アーム消費電流
ＩＰ 上アーム消費電流
ＩＵ Ｕ相消費電流
ＩＵＰ，ＩＵＮ，ＩＶＰ，ＩＶＮ，ＩＷＰ，ＩＷＮ スイッチング駆動回路の消費電流（駆動回路の消費電流、駆動回路の消費電力）
ＩＶ Ｖ相消費電流
ＩＷ Ｗ相消費電流
ＬＢ 低電圧バッテリ
ＬＢＰ 低電圧バッテリポート
Ｍ 推進用モータ
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２ 接続点に現れる電圧
ＰＰ 電源ポート
Ｑ１～Ｑ６ ＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）
ＱＣ 急速充電器
ＱＰ 急速充電ポート
Ｒ１ プルアップ抵抗
Ｒ２ プルアップ抵抗
Ｓ１，Ｓ２ 接続点
ＲＮ１，ＲＰ１，ＲＵ１，ＲＶ１，ＲＷ１ 検出抵抗
ＲＮ２，ＲＰ２，ＲＵ２，ＲＶ２，ＲＷ２，ＲＧ１～ＲＧ５ 抵抗
ＳＰ 信号ポート
ＶＣＣ 電源電圧
1 power control unit 3 main relay (M/R)
5 vehicle integrated
21
28
31N Negative pole (N pole) line of
37
CP Commercial power port HB High-voltage battery HBP High-voltage battery port IN Lower arm current consumption IP Upper arm current consumption IU U-phase current consumption IUP, IUN, IVP, IVN, IWP, IWN Switching drive circuit current consumption (drive circuit consumption current, power consumption of the drive circuit)
IV V-phase current consumption IW W-phase current consumption LB Low-voltage battery LBP Low-voltage battery port M Propulsion motor OUT1, OUT2 Voltage appearing at the connection point PP Power supply port Q1 to Q6 IGBT (semiconductor switching element)
QC Quick charger QP Quick charge port R1 Pull-up resistor R2 Pull-up resistor S1, S2 Connection point RN1, RP1, RU1, RV1, RW1 Detection resistor RN2, RP2, RU2, RV2, RW2, RG1 to RG5 Resistor SP Signal port VCC Power-supply voltage
Claims (7)
前記比較部（ＣＯＭＮ，ＣＯＭＰ，ＣＯＭＵ，ＣＯＭＶ，ＣＯＭＷ）が前記異常検出対象の単位で比較した前記駆動回路（３５ＵＰ，３５ＵＮ，３５ＶＰ，３５ＶＮ，３５ＷＰ，３５ＷＮ）の消費電力（ＩＵＰ，ＩＵＮ，ＩＶＰ，ＩＶＮ，ＩＷＰ，ＩＷＮ）の差分の内容と比較した２つの前記異常検出対象とから、異常な前記半導体スイッチング素子（Ｑ１～Ｑ６）が属する前記異常検出対象を特定する特定部（２７）と、
を備える電力変換回路（３１）の異常検出装置。 Consumption of each drive circuit (35UP, 35UN, 35VP, 35VN, 35WP, 35WN) that outputs control signals having at least the same content of elements other than phase to each semiconductor switching element (Q1 to Q6) of the power conversion circuit (31) Comparison units (COMN, COMP, COMU) for comparing the electric power (IUP, IUN, IVP, IVN, IWP, IWN) with other abnormality detection targets in units of the plurality of divided abnormality detection targets of the power conversion circuit (31) , COMV, COMW) and
Power consumption (IUP, IUN, IVP, an identification unit (27) for identifying the abnormality detection target to which the abnormal semiconductor switching element (Q1 to Q6) belongs, from the two abnormality detection targets compared with the content of the difference of IVN, IWP, IWN);
An abnormality detection device for a power conversion circuit (31) comprising:
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