JP7203661B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

特許文献１には、逆変換器および制御部を備える電力変換装置において、逆変換器は、ワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子を備える複数の上アームおよび下アームを有し、制御部は、逆変換器に過電流が流れた際に、上下アームの内の一方であり過電流の経路上に配置される第１アームをオフにし、かつ、第１アームの対となる第２アームをオンにした後に、第２アームに流れる電流に応じて第２アームをオフにすることで、大きな電流がボディダイオードに流れ、通電劣化現象が加速されることを防止する技術が開示されている。

特開２０１６－２２６１９７号公報

ところで、特許文献１に開示された技術では、帰還経路に流れる電流が一定の閾値を超えないように制御する。しかしながら、特定のスイッチング素子の場合には、電流の傾きであるｄｉ／ｄｔについても制御する必要があるが、特許文献１に開示された技術では、電流の傾きについては制御することができないという問題点がある。

本発明は、以上のような状況に鑑みてなされたものであり、電流の傾きについても制御可能な電力変換装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明の一側面は、内部ダイオードを有する２つの半導体スイッチが直列接続されて構成される第１アームと、前記第１アームと並列接続され、前記内部ダイオードを有する２つの前記半導体スイッチが直列接続されて構成される第２アームと、前記第１アームの中間点と、前記第２アームの中間点とにそれぞれ設けられ、負荷が接続される出力端子と、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する前記半導体スイッチを所定の周期でオン／オフ制御することで、前記第１アームおよび前記第２アームに印加される直流電力を交流電力に変換する制御を行う制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する前記半導体スイッチが有する前記内部ダイオードに順方向の電流が流れる場合には、当該内部ダイオードを有する前記半導体スイッチを、前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御することで、前記内部ダイオードを流れる電流を抑制する制御を行う、ことを特徴とする。
このような構成によれば、電流の傾きについても制御が可能になる。

また、本発明の一側面は、前記制御手段は、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する４つの前記半導体スイッチのうち一方の対角線上に位置する２つの前記半導体スイッチをオンの状態にすることで前記負荷に電流を通じている際に、過電流が検出された場合にはオンの状態にされている２つの前記半導体スイッチの一方をオフの状態にするとともに、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御することで前記内部ダイオードを流れる電流を抑制する制御を行うことを特徴とする。
このような構成によれば、過電流の検出に応じて、短い周期でスイッチングすることで、内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制することができる。

また、本発明の一側面は、前記制御手段は、前記過電流が検出された場合には、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチ前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御するとともに、デューティ比が増加するように制御を行うことを特徴とする。
このような構成によれば、オフの状態にした半導体スイッチが有する内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制することができる。

また、本発明の一側面は、前記制御手段は、前記過電流が検出された場合には、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御するとともに、オン時の制御電圧が増加するように制御を行うことを特徴とする。
このような構成によれば、電流の傾きが徐々に増加するように制御することができる。

また、本発明の一側面は、前記制御手段は、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する４つの前記半導体スイッチのうち一方の対角線上に位置する２つの前記半導体スイッチをＰＷＭ制御に応じてオンの状態にすることで前記負荷に電流を通じている際に、過電流が検出された場合にはオンの状態にされている２つの前記半導体スイッチの一方をオフの状態にするとともに、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期であって、前記過電流を検出した時点における前記ＰＷＭ制御のパルス幅に応じたデューティ比によりオン／オフ制御することで前記内部ダイオードを流れる電流を抑制する制御を行うことを特徴とする。
このような構成によれば、ＰＷＭのパルス幅に応じた制御により、内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制することができる。

また、本発明の一側面は、前記制御手段は、前記半導体スイッチをオフからオンに切り換える際に、当該半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフする制御を所定の期間実行することを特徴とする。
このような構成によれば、半導体スイッチの切り換えの際に生じる電流の傾きについても抑制することができる。

また、本発明の一側面は、前記半導体スイッチは、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴであることを特徴とする。
このような構成によれば、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴの内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制することができる。

本発明によれば、電流の傾きについても制御可能な電力変換装置を提供することが可能となる。

従来例の構成と流れる電流を説明するための図である。 従来例の動作を説明するための図である。 従来例の構成と流れる電流を説明するための図である。 従来例の構成と流れる電流を説明するための図である。 従来例の動作を説明するための図である。 従来例の構成と流れる電流を説明するための図である。 従来例の動作を説明するための図である。 従来例の動作を説明するための図である。 カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴの構成例を示す図である。 図９に示すカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴの動作を説明するための図である。 本発明の構成例を示す図である。 図１１に示す構成例を制御する論理回路の構成例である。 図１２に示す論理回路に入力される信号を生成する回路の構成例である。 図１２に示す論理回路の構成例である。 図１４に示す論理回路の動作を示す真理値表である。 図１４に示す論理回路の動作を示す真理値表である。 本発明の実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の変形実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の変形実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の変形実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の変形実施形態の動作を説明するための図である。

次に、本発明の実施形態について説明する。以下では、図１～図８を参照して、従来の電力変換装置における過電流を抑制する動作について説明した後、本発明の実施形態について説明する。

図１は、従来の電力変換装置１０の構成例を示す図である。図１に示す例では、電力変換装置１０は、内部ダイオード１５，１６を有する半導体スイッチ１１，１２（以下、適宜Ｑ１，Ｑ２と称する）が直列接続された第１アーム１１２と、内部ダイオード１７，１８を有する半導体スイッチ１３，１４（以下、適宜Ｑ３，Ｑ４と称する）が直列接続された第２アーム１３４とを有している。半導体スイッチ１１のソースおよび半導体スイッチのドレインと、半導体スイッチ１３のソースおよび半導体スイッチ１４のドレインとの間には出力端子２１，２２を介して負荷２０が接続されている。また、半導体スイッチ１１，１３のドレインと、半導体スイッチ１２，１４のソースとの間には電解コンデンサ１９が接続されている。

ここで、半導体スイッチ１１，１２が直列接続された第１アーム１１２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動アームとされ、半導体スイッチ１３，１４が直列接続された第２アーム１３４は、極性駆動アームとされる。

図２は、図１に示す従来例の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２（Ａ）および図２（Ｂ）に示すように、半導体スイッチ１１，１２には、相互に異なる極性のＰＷＭパルスが印加される。また、図２（Ｃ）および図２（Ｄ）に示すように、半導体スイッチ１３，１４には、相互に異なる極性の極性パルスが印加される。

図２において、矢印で示すタイミングで、負荷２０に対して過電流が流れていることが検知されたとする。すなわち、図１（Ａ）に破線の矢印で示すように、半導体スイッチ１１、負荷２０、および、半導体スイッチ１４を介して過電流が通じたとする。このような場合、図示しない制御部は、半導体スイッチ１４をオフの状態にする（ゲートブロックする）。これにより、負荷２０に流れる電流を遮断することができる。

ところで、負荷２０がインダクタンス成分を有する場合、電流を遮断しても負荷２０に電流が流れ続けようとするので、半導体スイッチ１４をオフの状態にすると、図１（Ｂ）に示すように、半導体スイッチ１３の内部ダイオード１７を介して電流が流れることになる。内部ダイオード１７の耐電流特性は半導体スイッチ１３よりも小さいので、内部ダイオード１７に過大な負荷がかかることになる。

そこで、従来においては、図２（Ｃ）および図３（Ａ）に示すように、半導体スイッチ１３をオンの状態に制御することで（帰還経路ＯＮにすることで）、内部ダイオード１７に流れる電流を、半導体スイッチ１３にバイパスさせ、内部ダイオード１７に過負荷がかかることを防止する。

負荷２０に流れる過電流が解消した場合には、通常のＰＷＭ制御に戻るために、図３（Ｂ）に示すように、半導体スイッチ１４をオンにし、半導体スイッチ１３をオフの状態にする。

以上は、半導体スイッチ１１から半導体スイッチ１４に電流が流れる場合の例であるが、図４に破線の矢印で示すように、半導体スイッチ１３から半導体スイッチ１２に電流が流れる場合においても同様の動作が可能である。すなわち、図５において、矢印で示すタイミングで、負荷２０に対して過電流が流れていることが検知されたとする。すなわち、図４（Ａ）に破線の矢印で示すように、半導体スイッチ１３、負荷２０、および、半導体スイッチ１２を介して過電流が通じたとする。このような場合、図示しない制御部は、半導体スイッチ１２をオフの状態にする（ゲートブロックする）。これにより、負荷２０に流れる電流を遮断することができる。

このとき、負荷２０がインダクタンス成分を有する場合、負荷２０に電流が流れ続けようとするので、図４（Ｂ）に示すように、内部ダイオード１５を介して電流が流れることになる。内部ダイオード１５の耐電流特性は半導体スイッチ１１よりも小さいので、内部ダイオード１５に過大な負荷がかかることになる。

そこで、図５（Ａ）および図６（Ａ）に示すように、半導体スイッチ１１をオンの状態に制御する（帰還経路ＯＮにする）ことで、負荷２０に流れる電流を、半導体スイッチ１１にバイパスさせ、内部ダイオード１５に過負荷がかかることを防止する。

負荷２０に流れる過電流が解消した場合には、通常のＰＷＭ制御に戻るために、図６（Ｂ）に示すように、半導体スイッチ１２をオンにし、半導体スイッチ１１をオフの状態にする。

なお、図１および図２の例では、半導体スイッチ１１，１４を介して負荷２０に電流が流れている際に過大電流が検出され、半導体スイッチ１４をオフにするようにしたが、図７（Ａ）に示すように、半導体スイッチ１１をオフにする（ゲートブロックする）ようにしてもよい。その際、内部ダイオード１６、負荷２０、および、半導体スイッチ１４を介して電流が通じるので、内部ダイオード１６に負荷がかかる。そこで、この場合には、図７（Ｂ）に示すように半導体スイッチ１２をオンの状態にする（帰還経路ＯＮにする）ことで、内部ダイオード１６に流れる電流をバイパスさせることができる。

また、図４および図５の例では、半導体スイッチ１３，１２を介して負荷２０に電流が流れている際に過大電流が検出され、半導体スイッチ１２をオフにするようにしたが、図８（Ｃ）に示すように、半導体スイッチ１３をオフにする（ゲートブロックする）ようにしてもよい。その際、内部ダイオード１８、負荷２０、および、半導体スイッチ１２を介して電流が通じるので、内部ダイオード１８に負荷がかかる。そこで、この場合には、図８（Ｄ）に示すように半導体スイッチ１４をオンの状態にする（帰還経路ＯＮにする）ことで、内部ダイオード１８に流れる電流をバイパスさせることができる。

ところで、半導体スイッチ１１～１４として、図９に示すカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴを使用する場合を考える。図９に示すカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）は、Ｓｉ－ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型のＦＥＴ（Field Effect Transistor）と、ゲート電圧を印加しない場合にオンの状態となるノーマリＯＮ型ＧａＮ－ＨＥＭＴがカスコード接続されて構成されている。

図９に示すカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴでは、ゲートとソースの間に駆動電圧が印加されていない場合、Ｓｉ－ＭＯＳはオフの状態となるので、ノーマリＯＮ型ＧａＮ－ＨＥＭＴのゲートの電圧はソースよりも低くなることからオフの状態となる。一方、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴのゲートとソースの間に駆動電圧が印加されている場合、Ｓｉ－ＭＯＳはオンの状態となるので、ノーマリＯＮ型ＧａＮ－ＨＥＭＴのゲートの電圧はソースと略同じになることからオンの状態となる。

以上は、ドレインとソース間に順方向の電圧（ドレイン電圧＞ソース電圧）が印加された場合の動作である。ドレインとソース間に逆方向の電圧（ドレイン電圧＜ソース電圧）が印加された場合、図１０に示すように、Ｖｇｓ（ゲートとソース間の電圧）とＶｔｈ（閾値電圧）との関係によって、Ｓｉ－ＭＯＳまたは内部ダイオードのいずれかを電流が流れる。すなわち、Ｖｇｓ＜Ｖｔｈの場合には、図１０（Ａ）に示すように内部ダイオードに電流が流れる。また、Ｖｇｓ＞Ｖｔｈの場合には、図１０（Ｂ）に示すようにＳｉ－ＭＯＳに電流が流れる。

ところで、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴが有する内部ダイオードは、電流の時間的変化を示すｄｉ／ｄｔが所定の閾値を超えないように制御する必要がある。ｄｉ／ｄｔが所定の閾値を超えた場合、内部のインダクタンス成分による逆起電力により、内部ダイオードがコラプスを生じる可能性があるためである。

そこで、本発明の実施形態では、図９および図１０に示すカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴのような形態の内部ダイオードを有する半導体スイッチを用いた場合であっても、ｄｉ／ｄｔが所定の閾値を超えないように制御することを特徴とする。なお、以下では、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴを、図９の矢印の先に示すように簡略化して示すものとする。

（Ａ）本発明の実施形態の構成の説明
図１１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置３０の構成例を示す図である。図１１において、電力変換装置３０は、電解コンデンサ１９、負荷２０、および、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４を有している。

ここで、電解コンデンサ１９は、図示しない直流電源から供給される直流電力を平滑化して出力する。

カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４は、図９および図１０に示す構成を有し、後述する論理回路５１から供給されるドライブ信号によってオン／オフの状態が制御され、例えば、１５０Ｖの直流電圧を１００Ｖの交流電圧に変換して出力する。なお、図１１に示す回路の前段に昇圧回路または降圧回路を設けることで、出力電圧を変更可能としてもよい。

カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１，３２は直列接続されて第１アーム３１２を構成する。カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１のソースと、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２のドレインの間には出力端子２１を介して負荷２０が接続される。

カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３，３４は直列接続されて第２アーム３３４を構成する。カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３のソースと、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４のドレインの間には出力端子２２を介して負荷２０が接続される。

負荷２０は、例えば、家電製品等であり、製品の種類によって、様々なインピーダンス成分を有する。

図１２は、図１１に示すカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４を駆動するための制御回路５０の構成例を示している。図１２の例では、制御回路５０は、論理回路５１およびドライブ回路５２～５５を有している。

論理回路５１は、図１４を参照して後述する構成を有する論理回路であり、入力される信号の論理値に応じた値を出力する。なお、論理回路５１には、駆動ＰＷＭパルス、極性パルス、過電流検出信号、および、過電流時パルスが入力される。

ここで、駆動ＰＷＭパルス信号は、通常時（異常な電流が流れていない場合）におけるＰＷＭ信号で、例えば、１００ｋＨｚの周波数を有する信号である。

極性パルス信号は、出力しようとする交流電力の周波数（例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）でハイ（High）／ロー（Low）を繰り返す信号である。

過電流検出信号は、通常時はハイの状態であり、負荷２０に過電流が流れた場合には、ローの状態になる信号である。

過電流時パルス信号は、過電流時に使用される周波数が高いＰＷＭ信号で、例えば、１ＭＨｚ（駆動ＰＷＭパルスの１０～１００倍程度の周波数）の信号である。

ドライブ回路５２～５５は、論理回路５１から出力される信号の電力を増幅し、Ｑ１駆動信号～Ｑ４駆動信号として、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４のゲートに供給する。

図１３は、論理回路５１に供給する信号を生成するための回路を示している。図１３（Ａ）は、通常時における駆動ＰＷＭパルス信号を生成して出力する回路、および、異常時における過電流時パルス信号を生成して出力する回路を示している。図１３（Ａ）では、比較器６１には５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波が入力されるとともに、１００ｋＨｚまたは１ＭＨｚの三角波信号が入力され、例えば、正弦波信号＞三角波信号の場合には出力をハイの状態にし、正弦波信号＜三角波信号の場合には出力をローの状態にすることで、正弦波に対応するＰＷＭ信号を出力する。

図１３（Ｂ）は、極性パルス信号を生成して出力する回路を示している。図１３（Ｂ）では、比較器６２には５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波が入力されるとともに、基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、Ｖｒｅｆ＝０）が入力されている。比較器は、例えば、正弦波信号＞基準電圧Ｖｒｅｆの場合には出力をハイの状態にし、正弦波信号＜基準電圧Ｖｒｅｆの場合には出力をローの状態にすることで、正弦波に対応する極性パルス信号を生成して出力する。

図１３（Ｃ）は、過電流検出信号を生成して出力する回路を示している。図１３（Ｃ）の例は、増幅器６３および比較器６４によって構成される。増幅器６３は、例えば、負荷２０またはカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４に流れる電流を検出するための検出抵抗の両端の電圧を増幅して出力する。比較器６４は、増幅器の出力と閾値電圧とを比較し、増幅器の出力＞閾値電圧の場合には出力をローの状態にし、増幅器の出力＜閾値電圧の場合には出力をハイの状態にすることで過電流検出信号を生成して出力する。

図１４は、図１２に示す論理回路５１の構成例を示している。図１４の例では、論理回路５１は、ＮＯＴ回路７１，７２、ＡＮＤ回路７３～７６、および、ＯＲ回路７７，７８を有している。

図１５および図１６は、図１５に示す回路の真理値表を示している。ここで、ｎＯＣは過電流検出信号を示し、ＯＣ＿ＰＷＭは過電流時パルス信号を示し、ＰＯＬＥは極性パルス信号を示し、また、ＰＷＭは駆動ＰＷＭパルス信号を示している。

図１５は過電流検出時（ｎＯＣ＝０）における真理値表を示している。図１５に示すように、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３，３４であるＱ３，Ｑ４はＰＯＬＥ（極性パルス信号）によってのみ変化し、ＰＷＭ（駆動ＰＷＭパルス信号）やＯＣ＿ＰＷＭ（過電流時パルス信号）による影響は受けない。また、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１，３２であるＱ１，Ｑ２はＯＣ＿ＰＷＭ（過電流時パルス信号）が１のときに、ＰＯＬＥ（極性パルス信号）に応じてどちらかが１となる。また、ＯＣ＿ＰＷＭ（過電流時パルス信号）が０のときはＱ１，Ｑ２は０のままである。さらに、過電流検知時は対角となる素子（Ｑ１，Ｑ４もしくはＱ２，Ｑ３）が同時にオンの状態になることはない。

図１６は、通常動作時の真理値表を示している。図１６に示すように、Ｑ３，Ｑ４はＰＯＬＥ（極性パルス信号）によってのみ変化し、ＰＷＭ（駆動ＰＷＭパルス信号）やＯＣ＿ＰＷＭ（過電流時パルス信号）による影響は受けない（なお、過電流検知時も同様なのでｎＯＣ（過電流検出信号）の影響も受けない）。また、Ｑ１，Ｑ２はＰＷＭ（駆動ＰＷＭパルス信号）によってのみ変化する。ＰＯＬＥ（極性パルス信号）やＯＣ＿ＰＷＭ（過電流時パルス信号）の影響は受けない。

（Ｂ）本発明の実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の実施形態の動作について説明する。図１７は、本発明の実施形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１７に示すように、本実施形態では、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１，３２にはＰＷＭパルス信号が供給され、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３，３４には極性パルス信号が供給される。なお、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４は、ゲートに印加される信号がハイの状態になった場合にはオンの状態になり、ゲートに印加される信号がローの状態になった場合にはオフの状態になるのは、図１等に示す半導体スイッチ１１～１４と同様である。

カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３，３４がそれぞれオフおよびオンの状態で、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１，３２がそれぞれオンおよびオフの場合には、図１１（Ａ）に間隔が短い破線で示すように、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１、負荷２０、および、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４を介して電流が流れる。

このような状態において、図１７に矢印で示すように過電流が発生したとすると、過電流検出信号がローの状態になる。この結果、論理回路５１は、図１７（Ｄ）に示すように、Ｑ４駆動信号をローの状態にする（ゲートブロックする）ので、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４がオフの状態になる。

負荷２０がインダクタス成分を有する場合、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４がオフの状態になると、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３を介して電流が流れ続けようとする。このとき、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３がオフの状態を維持する場合、内部ダイオードに全ての電流が流れるため、ｄｉ／ｄｔが規定値を超えてしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では、図１７（Ｃ）の一部を下段に拡大して示すように、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３を通常時よりも短い周期（例えば、１／１０～１／１００の周期）でスイッチングする。これにより、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３を流れる電流は、図１０（Ａ）および図１０（Ｂ）に示すように、内部ダイオードとＳｉ－ＭＯＳとを交互に流れることから、内部ダイオードに流れる電流がｄｉ／ｄｔの規定値を超えることを防止できる。

なお、以上では、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１からカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４へ過電流が流れた際に、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４をオフの状態にするようにしたが、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４はオンのままで、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１をオフの状態にするようにしてもよい。その場合には、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２の内部ダイオードに電流が流れるので、当該内部ダイオードに流れる電流がｄｉ／ｄｔの既定値を超えることを防止するために、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２を、通常よりも短い周期でオン／オフするようにしてもよい。

また、以上は、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１，３４がオンの場合に過電流が流れた場合の動作であるが、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２，３３がオンの場合に過電流が流れた場合にも同様の動作によって、内部ダイオードに流れるｄｉ／ｄｔを減少させるようにしてもよい。

より詳細には、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２，３３がオンの場合に過電流が検出されたとき、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２，３３のいずれか一方をオフの状態にする。例えば、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３２をオフの状態にすると、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１の内部ダイオードを介して電流が流れ続けようとするので、その場合には、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１を通常よりも短い周期（例えば、１／１０～１／１００の周期）でスイッチングさせることで、内部ダイオードに流れる電流を減少させることができる。

一方、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３をオフの状態にすると、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４の内部ダイオードを介して電流が流れ続けようとするので、その場合には、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３４を通常よりも短い周期（例えば、１／１０～１／１００の周期）でスイッチングさせることで、内部ダイオードに流れる電流を減少させることができる。

以上に説明したように、本発明の実施形態によれば、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３１～３４を有する電力変換装置において、過電流が検出された場合には、オンの状態にされている２つのカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴの一方をオフの状態にするとともに、オフの状態にしたカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴに対して直列接続されている他のカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴを、通常の周期よりも短い周期でオン／オフするようにしたので、内部ダイオードに流れる電流のｄｉ／ｄｔを抑制し、内部ダイオードに負荷がかかったり破損したりすることを防止できる。

（Ｃ）変形実施形態の説明
以上の実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の実施形態では、図１７に示すように、帰還経路に該当するカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ（図１７の例ではカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴ３３）を同じデューティ比によってオン／オフするようにしたが、例えば、図１８に示すように、内部ダイオードを流れる電流が時間の経過とともに増加するようにデューティ比を変化させてもよい。このような制御によれば、内部ダイオードに流れる電流が徐々に増加することから、内部ダイオードに流れる電流のｄｉ／ｄｔをより確実に抑制することができる。なお、このような動作を実現するための構成としては、例えば、図１３（Ａ）に示すＶｉｎとして、ランプ関数を用いるようにすればよい。もちろん、これ以外の構成でもよい。

また、以上の各実施形態では、帰還経路に該当するカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴを駆動する電圧は一定としたが、例えば、図１９に示すように、内部ダイオードを流れる電流が時間の経過とともに増加するように駆動電圧を変化させてもよい。このような制御によれば、内部ダイオードに流れる電流が徐々に増加することから、内部ダイオードに流れる電流のｄｉ／ｄｔをより確実に抑制することができる。なお、このような動作を実現するための構成としては、例えば、図１３（Ａ）に示す比較器６１の出力信号と、ランプ関数との積を演算するようにすればよい。もちろん、これ以外の構成でもよい。

また、図２０に示すように、過電流を検出した際のＰＷＭパルスのデューティ比に応じて、帰還経路に該当するカスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴのデューティ比を変化させるようにしてもよい。より詳細には、過電流を検出した際のＰＷＭパルスのデューティ比が小さい場合には、図２０（Ｅ）に示すように小さいデューティ比でスイッチングし、過電流を検出した際のＰＷＭデューティ比が大きい場合には、図２０（Ｆ）に示すように大きいデューティ比でスイッチングするようにしてもよい。このような構成によれば、内部ダイオードに流れる電流に応じた適切なデューティ比によってスイッチングすることができる。なお、このような動作を実現するための構成としては、例えば、図１３（Ａ）に示すＶｉｎを、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて変化させるようにすればよい。もちろん、これ以外の構成でもよい。

また、以上の実施形態では、過電流が流れる場合の制御を例に挙げて説明したが、例えば、図２１に示すように、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴをオフからオンの状態に切り換える際に、内部ダイオードに過電流が流れることを防止するために、通常よりも短い周期で一時的にスイッチングするようにしてもよい。なお、このような動作を実現するための構成としては、例えば、オフからオンに切り換える際に、図１３（Ａ）に示す比較回路に供給する発振信号の周期が一時的に短くなるようにすればよい。もちろん、これ以外の構成でもよい。

なお、図１１～図１４等に示す回路は一例であって、本発明がこれらの回路に限定されるものではない。

また、以上の実施形態では、半導体スイッチとして、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴを例に挙げて説明したが、これ以外の半導体スイッチを用いるようにしてもよい。

１０ 電力変換装置
１１～１４ 半導体スイッチ
１５～１８ 内部ダイオード
１９ 電解コンデンサ
２０ 負荷
２１～２２ 出力端子
３０ 電力変換装置
５０ 制御回路
５１ 論理回路
５２～５５ ドライブ回路
６１，６２，６４ 比較器
６３ 増幅器
７１，７２ ＮＯＴ回路
７３～７６ ＡＮＤ回路
７７，７８ ＯＲ回路
１１２，３１２ 第１アーム
１３４，３３４ 第２アーム

Claims (7)

1. 内部ダイオードを有する２つの半導体スイッチが直列接続されて構成される第１アームと、
   前記第１アームと並列接続され、前記内部ダイオードを有する２つの前記半導体スイッチが直列接続されて構成される第２アームと、
   前記第１アームの中間点と、前記第２アームの中間点とにそれぞれ設けられ、負荷が接続される出力端子と、
   前記第１アームおよび前記第２アームを構成する前記半導体スイッチを所定の周期でオン／オフ制御することで、前記第１アームおよび前記第２アームに印加される直流電力を交流電力に変換する制御を行う制御手段と、を有し、
   前記制御手段は、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する前記半導体スイッチのいずれかが有する前記内部ダイオードに順方向の電流が流れる場合には、前記内部ダイオードの当該内部ダイオードを有する前記半導体スイッチを、前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御することで、前記内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制する制御を行う、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する４つの前記半導体スイッチのうち一方の対角線上に位置する２つの前記半導体スイッチをオンの状態にすることで前記負荷に電流を通じている際に、過電流が検出された場合にはオンの状態にされている２つの前記半導体スイッチの一方をオフの状態にするとともに、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御することで前記内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、前記過電流が検出された場合には、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御するとともに、デューティ比が増加するように制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御手段は、前記過電流が検出された場合には、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフ制御するとともに、オン時の制御電圧が増加するように制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段は、前記第１アームおよび前記第２アームを構成する４つの前記半導体スイッチのうち一方の対角線上に位置する２つの前記半導体スイッチをＰＷＭ制御に応じてオンの状態にすることで前記負荷に電流を通じている際に、過電流が検出された場合にはオンの状態にされている２つの前記半導体スイッチの一方をオフの状態にするとともに、オフの状態にした前記半導体スイッチと同じアームにおける他方の前記半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期であって、前記過電流を検出した時点における前記ＰＷＭ制御のパルス幅に応じたデューティ比によりオン／オフ制御することで前記内部ダイオードを流れる電流の傾きを抑制する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記制御手段は、前記半導体スイッチをオフからオンに切り換える際に、当該半導体スイッチを前記所定の周期よりも短い周期でオン／オフする制御を所定の期間実行することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記半導体スイッチは、カスコード型ＧａＮ－ＨＥＭＴであることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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