JP7301535B2 - measuring device - Google Patents
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Description
本発明は、測定対象の挿入位相を測定する測定装置に関するものである。 TECHNICAL FIELD The present invention relates to a measuring apparatus for measuring an insertion phase of an object to be measured.
この種の測定装置の一例として、下記の特許文献１に開示された測定装置（ベクトル・ネットワーク・アナライザ）が知られている。この測定装置は、１つのポートを有する励振／受信ユニットを２つ備えている。各励振／受信ユニットは同一に構成されて、各励振／受信ユニットは、信号ジェネレータと、信号ジェネレータと独立した専用オシレータ（内部オシレータ）とをそれぞれ備えている。
As an example of this type of measuring device, a measuring device (vector network analyzer) disclosed in
この測定装置では、各励振／受信ユニットのポートを測定ラインを介して２ポートオブジェクトである被テストデバイスに接触させた状態において、一方の励振／受信ユニットは、このユニット内に設けられた信号ジェネレータが出力する励振信号を被テストデバイスに供給する。また、一方の励振／受信ユニットは、この励振信号をミキサで、このユニット内に設けられた内部オシレータが生成するオシレータ信号を用いて中間周波数の信号に変換してコントロールユニットに出力する。他方の励振／受信ユニットは、被テストデバイスを経由した励振信号を受信すると共に、この受信した励振信号を、このユニット内に設けられた内部オシレータが生成するオシレータ信号を用いて中間周波数の信号に変換してコントロールユニットに出力する。コントロールユニットは、各励振／受信ユニットとバスを介して接続されて、一方の励振／受信ユニット内の信号ジェネレータから出力される励振信号の周波数および位相と、一方の励振／受信ユニット内の内部オシレータから出力されるオシレータ信号の周波数および位相と、他方の励振／受信ユニット内の信号ジェネレータから出力される励振信号の周波数および位相と、他方の励振／受信ユニット内の内部オシレータから出力されるオシレータ信号の周波数および位相とを個別に調整することが可能となっている。 In this measurement apparatus, in a state in which the port of each excitation/receiving unit is in contact with the device under test which is a two-port object via the measurement line, one excitation/receiving unit is connected to the signal generator provided in this unit. to the device under test. One excitation/reception unit converts this excitation signal into an intermediate frequency signal using an oscillator signal generated by an internal oscillator provided in this unit by a mixer, and outputs the intermediate frequency signal to the control unit. The other excitation/reception unit receives an excitation signal that has passed through the device under test and converts the received excitation signal into an intermediate frequency signal using an oscillator signal generated by an internal oscillator provided in this unit. Convert and output to the control unit. The control unit is connected to each excitation/reception unit via a bus, and controls the frequency and phase of the excitation signal output from the signal generator in one excitation/reception unit and the internal oscillator in one excitation/reception unit. the frequency and phase of the oscillator signal output from the other excitation/receiving unit, the frequency and phase of the excitation signal output from the signal generator in the other excitation/receiving unit, and the oscillator signal output from the internal oscillator in the other excitation/receiving unit It is possible to adjust the frequency and phase of each separately.
この構成により、この測定装置では、コントロールユニットが、一方の励振／受信ユニットから出力される中間周波数の信号と、他方の励振／受信ユニットから出力される中間周波数の信号とに基づいて、励振信号が被テストデバイスを通過したときの位相のずれ（挿入位相）を測定することが可能となっている。また、この測定装置では、各励振／受信ユニットをメイン・ハウジングから分離して、被テストデバイスの測定場所近傍に単独動作ユニットとして配置することも可能となっている。 With this configuration, in this measuring device, the control unit generates the excitation signal based on the intermediate frequency signal output from one excitation/reception unit and the intermediate frequency signal output from the other excitation/reception unit. It is possible to measure the phase shift (insertion phase) when the is passed through the device under test. The measurement apparatus also allows each excitation/reception unit to be separated from the main housing and placed as a single operating unit near the measurement location of the device under test.
ところが、上記した測定装置では、励振／受信ユニット内に配設する信号ジェネレータおよび内部オシレータとして、周波数だけでなく位相についても調整可能な高機能で高価なジェネレータやオシレータを使用する構成のため、この測定装置には、装置コストが上昇するという解決すべき課題が存在している。 However, in the above-described measurement apparatus, as the signal generator and internal oscillator arranged in the excitation/reception unit, high-performance and expensive generators and oscillators capable of adjusting not only the frequency but also the phase are used. There is a problem to be solved in the measuring device that the cost of the device increases.
本発明は、かかる解決すべき課題に鑑みてなされたものであり、周波数だけが調整可能な安価なジェネレータやオシレータ（安価な発振装置）で構成し得る測定装置を提供することを主目的とする。 The present invention has been made in view of such problems to be solved, and the main object thereof is to provide a measuring apparatus that can be configured with an inexpensive generator or oscillator (inexpensive oscillator) that can adjust only the frequency. .
上記目的を達成すべく請求項１記載の測定装置は、測定対象の一方の電極に接続される第１ポートから励振信号を出力する励振ユニット、当該励振ユニットと別体にして構成されて、前記測定対象の他方の電極に接続される第２ポートから当該測定対象を通過した前記励振信号を通過信号として受信する受信ユニット、および処理部を備え、前記励振ユニットは、第１周波数の第１正弦波信号、および当該第１周波数のｍ倍（ｍは２以上の任意の自然数）の第２周波数であって前記第１正弦波信号と同一振幅の第２正弦波信号を含む第１信号を出力する第１信号出力部と、前記第１正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に当該第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第１周波数の信号である第１余弦波信号、および前記第２正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に前記第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第２周波数の信号である第２余弦波信号を含む第２信号を出力する第２信号出力部と、前記第１正弦波信号と同一振幅の第１正弦波励振信号、および当該第１正弦波励振信号の位相を９０°ずらした信号である第１余弦波励振信号を設定された局発周波数で出力する第１局発部と、前記第１信号、前記第１余弦波励振信号、前記第２信号および前記第１正弦波励振信号に基づいて、前記局発周波数に前記第１周波数が加算された第１加算周波数の第１正弦波加算信号、および前記局発周波数に前記第２周波数が加算された第２加算周波数の第２正弦波加算信号を含む信号を前記励振信号として前記第１ポートに出力する第１信号生成部とを備え、前記受信ユニットは、前記第１正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３正弦波信号、および前記第２正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４正弦波信号を含む第３信号を出力する第３信号出力部と、前記第１余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３余弦波信号、および前記第２余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４余弦波信号を含む第４信号を出力する第４信号出力部と、前記第１正弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２正弦波励振信号および前記第１余弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２余弦波励振信号を設定された前記局発周波数で出力する第２局発部と、前記第３信号、前記第２余弦波励振信号、前記第４信号および前記第２正弦波励振信号に基づいて、前記励振信号と同一振幅であって同一周波数の内部励振信号を出力する第２信号生成部と、前記第１正弦波信号と同一振幅の正弦波基準信号を設定された前記局発周波数で出力する基準局発部と、前記第１正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第１位相ずれ分だけ位相がずれた第１正弦波通過信号、および前記第２正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第２位相ずれ分だけ位相がずれた第２正弦波通過信号を含む前記第２ポートで受信される前記通過信号と、前記正弦波基準信号とをミキシングして第１出力ミキシング信号として出力すると共に、前記正弦波基準信号および前記内部励振信号をミキシングして第２出力ミキシング信号として出力する受信側ミキサ部とを備え、前記処理部は、前記第１局発部、前記第２局発部および前記基準局発部に対して前記局発周波数を設定する周波数設定処理、前記第１周波数であって前記第１位相ずれ分を含む第１余弦波受信信号と前記第２周波数であって前記第２位相ずれ分を含む第２余弦波受信信号とが加算された信号を前記第１出力ミキシング信号から抽出すると共に、前記第１周波数の第１余弦波参照信号と前記第２周波数の第２余弦波参照信号とが加算された信号を前記第２出力ミキシング信号から抽出するフィルタ処理、並びに前記第１余弦波受信信号および前記第１余弦波参照信号の位相差と前記第２余弦波受信信号および前記第２余弦波参照信号の位相差との差分値を、前記第１位相ずれ分および前記第２位相ずれ分の差分位相として算出すると共に、前記第１加算周波数および前記第２加算周波数に対応させて前記差分位相を記憶する位相算出処理を実行可能に構成されて、前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を予め規定された測定周波数帯域に亘って変更しつつ当該周波数設定処理から前記位相算出処理までの各処理を実行することにより、前記測定対象に関する前記差分位相についての前記第１周波数および前記第２周波数の差分周波数間隔毎の変化状態を示す差分位相変化データを測定する差分位相測定処理を実行する。
In order to achieve the above object, the measuring apparatus according to
また、請求項２記載の測定装置は、請求項１記載の測定装置において、前記処理部は、前記測定対象に代えてスルー校正用の標準器が前記第１ポートおよび前記第２ポート間に接続された状態において、前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を前記測定周波数帯域に亘って変更しつつ当該周波数設定処理から前記位相算出処理までの各処理を実行することにより、当該測定周波数帯域内における前記標準器に関する前記差分位相についての前記差分周波数間隔毎の変化状態を示す補正用差分位相変化データを測定する補正用差分位相測定処理と、前記差分位相変化データを前記補正用差分位相変化データで補正する補正処理とを実行する。
The measuring apparatus according to
また、請求項３記載の測定装置は、測定対象の一方の電極に接続される第１ポートから励振信号を出力する励振ユニット、当該励振ユニットと別体にして構成されて、前記測定対象の他方の電極に接続される第２ポートから当該測定対象を通過した前記励振信号を通過信号として受信する受信ユニット、および処理部を備え、前記励振ユニットは、第１周波数の第１正弦波信号、および当該第１周波数のｍ倍（ｍは２以上の任意の自然数）の第２周波数であって前記第１正弦波信号と同一振幅の第２正弦波信号を含む第１信号を出力する第１信号出力部と、前記第１正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に当該第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第１周波数の信号である第１余弦波信号、および前記第２正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に前記第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第２周波数の信号である第２余弦波信号を含む第２信号を出力する第２信号出力部と、前記第１正弦波信号と同一振幅の第１正弦波励振信号、および当該第１正弦波励振信号の位相を９０°ずらした信号である第１余弦波励振信号を設定された局発周波数で出力する第１局発部と、前記第１信号および前記第１余弦波励振信号をミキシングして第１ミキシング信号として出力する第１ミキサ部と、前記第２信号および前記第１正弦波励振信号をミキシングして第２ミキシング信号として出力する第２ミキサ部と、前記第１ミキシング信号および前記第２ミキシング信号を加算することにより、前記局発周波数に前記第１周波数が加算された第１加算周波数の第１正弦波加算信号、および前記局発周波数に前記第２周波数が加算された第２加算周波数の第２正弦波加算信号を含む信号を前記励振信号として前記第１ポートに出力する第１加算部とを備え、前記受信ユニットは、前記第１正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３正弦波信号、および前記第２正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４正弦波信号を含む第３信号を出力する第３信号出力部と、前記第１余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３余弦波信号、および前記第２余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４余弦波信号を含む第４信号を出力する第４信号出力部と、前記第１正弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２正弦波励振信号および前記第１余弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２余弦波励振信号を設定された前記局発周波数で出力する第２局発部と、前記第３信号および前記第２余弦波励振信号をミキシングして第３ミキシング信号として出力する第３ミキサ部と、前記第４信号および前記第２正弦波励振信号をミキシングして第４ミキシング信号として出力する第４ミキサ部と、前記第３ミキシング信号および前記第４ミキシング信号を加算すると共に内部励振信号として出力する第２加算部と、前記第１正弦波信号と同一振幅の正弦波基準信号を設定された前記局発周波数で出力する基準局発部と、前記第２ポートで受信される前記通過信号であって、前記第１正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第１位相ずれ分だけ位相がずれた第１正弦波通過信号、および前記第２正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第２位相ずれ分だけ位相がずれた第２正弦波通過信号を含む信号と、前記正弦波基準信号とをミキシングして第５ミキシング信号として出力する第５ミキサ部と、前記正弦波基準信号および前記内部励振信号をミキシングして第６ミキシング信号として出力する第６ミキサ部とを備え、前記処理部は、前記励振ユニット内の前記第１局発部と、前記受信ユニット内の前記第２局発部および前記基準局発部とに対して前記局発周波数を設定する周波数設定処理、前記第１周波数であって前記第１位相ずれ分を含む第１余弦波受信信号と前記第２周波数であって前記第２位相ずれ分を含む第２余弦波受信信号とが加算された信号を第５信号として前記第５ミキシング信号から抽出する第１フィルタ処理、前記第１周波数の第１余弦波参照信号と前記第２周波数の第２余弦波参照信号とが加算された信号を第６信号として前記第６ミキシング信号から抽出する第２フィルタ処理、前記第１余弦波受信信号および前記第１余弦波参照信号の位相差と前記第２余弦波受信信号および前記第２余弦波参照信号の位相差との差分値を、前記第１位相ずれ分および前記第２位相ずれ分の差分位相として算出する位相算出処理、並びに前記第１加算周波数および前記第２加算周波数の組に対応させて前記差分位相を記憶する記憶処理を実行可能に構成されて、前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を、増加させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数と一致するように、減少させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数と一致するように、予め規定された測定周波数帯域に亘って段階的に変更しつつ当該周波数設定処理から前記記憶処理までの各処理を実行することにより、当該測定周波数帯域内における前記測定対象に関する前記差分位相についての前記第１周波数および前記第２周波数の差分周波数間隔毎の変化状態を示す差分位相変化データを測定する差分位相測定処理を実行する。
Further, the measuring apparatus according to
また、請求項４記載の測定装置は、請求項３記載の測定装置において、前記処理部は、前記測定対象に代えてスルー校正用の標準器が前記第１ポートおよび前記第２ポート間に接続された状態において、前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を、増加させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数と一致するように、減少させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数と一致するように、前記測定周波数帯域に亘って段階的に変更しつつ当該周波数設定処理から前記記憶処理までの各処理を実行することにより、当該測定周波数帯域内における前記標準器に関する前記差分位相についての前記差分周波数間隔毎の変化状態を示す補正用差分位相変化データを測定する補正用差分位相測定処理と、前記差分位相変化データを前記補正用差分位相変化データで補正する補正処理とを実行する。
Further, the measuring apparatus according to
また、請求項５記載の測定装置は、請求項１または３記載の測定装置において、前記処理部は、前記測定周波数帯域内における前記差分周波数間隔で規定される複数の周波数のうちの任意の１つの特定周波数の正弦波信号を含む前記励振信号を前記励振ユニットから出力したときに前記受信ユニットで受信される前記通過信号に含まれる当該特定周波数の正弦波信号に生じる位相ずれと、前記差分位相変化データとに基づいて、前記測定周波数帯域内における前記複数の周波数での位相ずれを示す位相変化データを算出する位相データ算出処理を実行する。
Further, the measuring apparatus according to
また、請求項６記載の測定装置は、請求項２または４記載の測定装置において、前記処理部は、前記測定周波数帯域内における前記差分周波数間隔で規定される複数の周波数のうちの任意の１つの特定周波数の正弦波信号を含む前記励振信号を前記励振ユニットから出力したときに前記受信ユニットで受信される前記通過信号に含まれる当該特定周波数の正弦波信号に生じる位相ずれと、前記補正処理において補正された前記差分位相変化データとに基づいて、前記測定周波数帯域内における前記複数の周波数での位相ずれを示す位相変化データを算出する位相データ算出処理を実行する。
Further, the measuring apparatus according to
また、請求項７記載の測定装置は、請求項１から６のいずれかに記載の測定装置において、前記第１信号出力部は、前記第１正弦波信号および前記第２正弦波信号が加算された前記第１信号を出力し、前記第２信号出力部は、前記第１余弦波信号および前記第２余弦波信号が加算された前記第２信号を出力し、前記第３信号出力部は、前記第３正弦波信号および前記第４正弦波信号が加算された前記第３信号を出力し、前記第４信号出力部は、前記第３余弦波信号および前記第４余弦波信号が加算された前記第４信号を出力する。
The measuring apparatus according to
また、請求項８記載の測定装置は、請求項１から６のいずれかに記載の測定装置において、前記第１信号出力部は、前記第１正弦波信号および前記第２正弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第１信号を出力し、前記第２信号出力部は、前記第１余弦波信号および前記第２余弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第２信号を出力し、前記第３信号出力部は、前記第３正弦波信号および前記第４正弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第３信号を出力し、前記第４信号出力部は、前記第３余弦波信号および前記第４余弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第４信号を出力する。
The measuring apparatus according to claim 8 is the measuring apparatus according to any one of
また、請求項９記載の測定装置は、請求項１から８のいずれかに記載の測定装置において、前記励振ユニットおよび前記受信ユニットは、移動機構を介して相対的に移動可能に構成されている。 According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a measuring apparatus according to any one of the first to eighth aspects, wherein the excitation unit and the receiving unit are configured to be relatively movable via a moving mechanism. .
また、請求項１０記載の測定装置は、請求項９記載の測定装置において、前記移動機構を備えている。 Moreover, the measuring apparatus according to claim 10 is the measuring apparatus according to claim 9, further comprising the moving mechanism.
請求項１，３記載の測定装置によれば、励振ユニットの第１局発部、並びに受信ユニットの第２局発部および基準局発部を、周波数および位相について調整可能な高機能で高価な発振装置ではなく、周波数だけが調整可能な安価な発振装置で構成することができるため、装置全体のコストを大幅に低減しつつ、測定周波数帯域内における測定対象に関する差分位相ついての差分周波数間隔毎の変化状態を示す差分位相変化データを自動的に測定することができる。
According to the measuring apparatus of
また、請求項２，４記載の測定装置によれば、励振ユニットの第１局発部、並びに受信ユニットの第２局発部および基準局発部を、周波数だけが調整可能な安価な発振装置で構成して、装置全体のコストを大幅に低減しつつ、測定周波数帯域内における標準器に関する差分位相ついての差分周波数間隔毎の変化状態を示す補正用差分位相変化データを自動的に測定することができる。
Further, according to the measuring apparatus of
また、請求項５記載の測定装置によれば、特定周波数での位相ずれと、差分位相変化データとに基づいて、測定対象についての測定周波数帯域内における複数の周波数（差分周波数間隔で規定される複数の周波数）での位相ずれを示す位相変化データを自動的に算出することができる。
Further, according to the measuring apparatus of
また、請求項６記載の測定装置によれば、特定周波数での位相ずれと、補正処理において補正用差分位相変化データを用いて補正された差分位相変化データとに基づいて、測定対象についての測定周波数帯域内における複数の周波数（差分周波数間隔で規定される複数の周波数）での位相ずれを示す位相変化データを、正確に、かつ自動的に算出することができる。
Further, according to the measuring apparatus of
また、請求項７記載の測定装置によれば、線形な測定対象についての差分位相変化データ、ひいては位相変化データを自動的に測定することができる。
Further, according to the measuring apparatus of
また、請求項８記載の測定装置によれば、非線形な測定対象についての差分位相変化データ、ひいては位相変化データを自動的に測定することができる。 Further, according to the measuring apparatus of claim 8, it is possible to automatically measure differential phase change data, and thus phase change data, for a nonlinear measurement object.
また、請求項９，１０記載の測定装置によれば、励振ユニットおよび受信ユニットが移動機構を介して相対的に移動可能に構成されているため、異なる位置に配設された複数の測定対象の各電極に第１ポートおよび第２ポートを自動的に接続することができる結果、複数の測定対象についての差分位相変化データ、ひいては位相変化データを連続して測定することができる。 Further, according to the measuring apparatus of claims 9 and 10, since the excitation unit and the receiving unit are configured to be relatively movable via the moving mechanism, a plurality of objects to be measured arranged at different positions can be measured. As a result of the ability to automatically connect the first port and the second port to each electrode, differential phase change data, and thus phase change data, for multiple measurement targets can be measured continuously.
以下、測定装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the measuring device will be described with reference to the accompanying drawings.
まず、この測定装置としての測定装置１の構成について、図１を参照して説明する。
First, the configuration of a
測定装置１は、図１に示すように、励振ユニット２、受信ユニット３、移動機構４、処理部５、記憶部６および出力部７を備え、測定対象（ＤＵＴ）１００の伝送特性（Ｓ２１パラメータ）を測定可能に構成されている。本例では一例として、測定装置１は、励振ユニット２に設けられて測定対象１００に励振信号Ｓｔｘ１を出力するための第１ポート２８と、受信ユニット３に設けられて測定対象１００を通過した励振信号Ｓｔｘ１を通過信号Ｓｐａとして受信するための第２ポート４３とを備えて、伝送特性の一例である挿入位相θＩＰについての周波数特性を予め規定された測定周波数帯域に亘って測定するベクトルネットワークアナライザとして機能する。
The measuring
励振ユニット２は、図１に示すように、第１筐体２１、第１信号出力部２２、第２信号出力部２３、第１局発部２４、第１ミキサ部２５、第２ミキサ部２６、第１加算部２７、第１ポート２８および第１プローブ２９を備えている。また、励振ユニット２は、デジタル伝送路Ｌ１を介して処理部５に接続されている。
The
第１筐体２１は、移動機構４により、測定対象１００やスルー校正用の標準器１０１の設置位置の近傍領域において、任意の方向に移動可能に支持されている。第１筐体２１には、第１信号出力部２２、第２信号出力部２３、第１局発部２４、第１ミキサ部２５、第２ミキサ部２６、第１加算部２７、第１ポート２８および第１プローブ２９が一体的に配設されている。
The
第１信号出力部２２は、第１周波数ｆ１の第１正弦波信号Ｓ１ａ（＝sin(２πｆ１ｔ)）、および第１周波数ｆ１より高い第２周波数ｆ２であって第１正弦波信号Ｓ１ａと同一振幅の第２正弦波信号Ｓ１ｂ（＝sin(２πｆ２ｔ)）を含む第１信号Ｓ１を出力する。第２信号出力部２３は、第１正弦波信号Ｓ１ａに対して位相が９０°ずれると共に第１正弦波信号Ｓ１ａと同一振幅で、かつ第１周波数ｆ１の信号である第１余弦波信号Ｓ２ａ（＝cos(２πｆ１ｔ)）、および第２正弦波信号Ｓ１ｂに対して位相が９０°ずれると共に第１正弦波信号Ｓ１ａと同一振幅で、かつ第２周波数ｆ２の信号である第２余弦波信号Ｓ２ｂ（＝cos(２πｆ２ｔ)）を含む第２信号Ｓ２を出力する。
The first
具体的には、第１信号出力部２２は、図２に示すように、クロック発生部２２ａ、アドレス発生部２２ｂ、第１波形メモリ２２ｃおよび第１Ｄ／Ａ変換部２２ｄを備えている。この場合、クロック発生部２２ａは、周波数ｆ１，ｆ２よりも十分に高い予め規定された周波数ｆｓのクロック信号Ｓｃｋを発生させてアドレス発生部２２ｂに出力する。なお、この周波数ｆｓについては、後述する局発周波数ｆＴＸＬＯと同様にして処理部５によって設定可能として、周波数ｆ１，ｆ２を変更し得る構成とすることもできる。
Specifically, as shown in FIG. 2, the first
アドレス発生部２２ｂは、例えば、カウンタなどで構成されて、第１波形メモリ２２ｃに対するアドレス信号Ｓａｄ（後述するスタートアドレスＡＤｓｔからエンドアドレスＡＤｅｎ（スタートアドレスＡＤｓｔよりも上位のアドレス）までのアドレスを示す信号）を、示されるアドレスをクロック信号Ｓｃｋに同期してインクリメントしつつ発生させて出力する。また、アドレス発生部２２ｂは、アドレス信号Ｓａｄで示されるアドレスがエンドアドレスＡＤｅｎに達したときには、アドレス信号Ｓａｄで示されるアドレスをスタートアドレスＡＤｓｔに戻して、インクリメント動作を継続する。
The
第１波形メモリ２２ｃは、例えば、ＲＯＭなどの半導体メモリで構成されて、スタートアドレスＡＤｓｔからエンドアドレスＡＤｅｎまでのアドレス空間に対応する記憶領域に、第１信号Ｓ１についての波形データＤｗ１が予め記憶されている。本例では、第１正弦波信号Ｓ１ａと第２正弦波信号Ｓ１ｂとを含む信号の一例として、図３に示す波形で表される第１信号Ｓ１（第１正弦波信号Ｓ１ａと第２正弦波信号Ｓ１ｂとが加算された信号（＝sin(２πｆ１ｔ)＋sin(２πｆ２ｔ)）のための波形データＤｗ１が、ｎ周期分（ｎは任意の自然数）だけ、スタートアドレスＡＤｓｔとエンドアドレスＡＤｅｎのそれぞれにおいて立ち上がりのゼロクロス点となるように記憶されている。なお、図３では一例として、第２周波数ｆ２が第１周波数ｆ１の２倍の周波数となる例についての波形を示しているが、２倍に限定されるものではなく、第２周波数ｆ２は第１周波数ｆ１のｍ倍（ｍは２以上の任意の自然数）であればよい。
The
第１Ｄ／Ａ変換部２２ｄは、第１波形メモリ２２ｃから出力される波形データＤｗ１を入力すると共に波形データＤｗ１で示される電圧値の電圧を出力することにより、図３に示される第１信号Ｓ１を生成して出力する。
The first D/
第２信号出力部２３は、図２に示すように、クロック発生部２２ａ（第１信号出力部２２と共有）、アドレス発生部２２ｂ（第１信号出力部２２と共有）、第２波形メモリ２３ｃおよび第２Ｄ／Ａ変換部２３ｄを備えている。この場合、第２信号Ｓ２は、その位相が第１信号Ｓ１の位相に対して一定に維持（９０°ずれた状態が維持）される必要がある。よって、クロック発生部２２ａは、第１信号出力部２２と第２信号出力部２３とで共有される構成となっている。一方、アドレス発生部２２ｂについては、本例の測定装置１では、装置構成をより簡易なものとするために、第２信号Ｓ２用の波形データＤｗ２を記憶させる第２波形メモリ２３ｃでのアドレス空間を、第１信号Ｓ１用の波形データＤｗ１を記憶させる第１波形メモリ２２ｃでのアドレス空間と一致させて、第１信号出力部２２と共有させているが、この構成に限定されるものではない。第２信号Ｓ２用の波形データＤｗ２の第２波形メモリ２３ｃでのアドレス空間が、第１信号Ｓ１用の波形データＤｗ１の第１波形メモリ２２ｃでのアドレス空間と異なる構成のときには、第２信号出力部２３は、第１信号出力部２２とは個別のアドレス発生部を有する構成を採用することになる。
As shown in FIG. 2, the second
第２波形メモリ２３ｃは、例えば、ＲＯＭなどの半導体メモリで構成されて、スタートアドレスＡＤｓｔからエンドアドレスＡＤｅｎまでのアドレス空間に対応する記憶領域に、第２信号Ｓ２についての波形データＤｗ２が予め記憶されている。本例では、第１余弦波信号Ｓ２ａと第２余弦波信号Ｓ２ｂとを含む信号の一例として、図４に示す波形で表される第２信号Ｓ２（第１余弦波信号Ｓ２ａと第２余弦波信号Ｓ２ｂとが加算された信号（＝cos(２πｆ１ｔ)＋cos(２πｆ２ｔ)）のための波形データＤｗ２が、ｎ周期分だけ、スタートアドレスＡＤｓｔとエンドアドレスＡＤｅｎのそれぞれにおいて最大ピーク点となるように記憶されている。
The
第２Ｄ／Ａ変換部２３ｄは、第２波形メモリ２３ｃから出力される波形データＤｗ２を入力すると共に波形データＤｗ２で示される電圧値の電圧を出力することにより、図４に示される第２信号Ｓ２を生成して出力する。
The second D/
第１局発部２４は、一例として図１に示すように、局発２４ａと移相器２４ｂとを備えて、第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａ、および第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａの位相を９０°ずらした信号である第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂを出力する。
The first
具体的には、局発２４ａは、処理部５によって設定された局発周波数ｆＴＸＬＯで正弦波信号としての第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ１)）を生成して出力可能に構成されている。この場合、処理部５は、この局発周波数ｆＴＸＬＯ示す周波数データＤｆＬＯ１をデジタル伝送路Ｌ１を介して第１局発部２４の局発２４ａに出力し、局発２４ａは、この周波数データＤｆＬＯ１を取得して、周波数データＤｆＬＯ１で示される局発周波数ｆＴＸＬＯの第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａを出力する。移相器２４ｂは、第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａを入力すると共に、位相を９０°ずらして第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂ（＝cos(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ１)）を出力する。なお、この位相差θｔｘ１は、局発２４ａと非同期で同じ局発周波数ｆＴＸＬＯの信号である正弦波基準信号Ｓｒ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ））を生成して出力する後述の基準局発部３８のこの正弦波基準信号Ｓｒの位相を基準としたときの位相差を示すものとする。
Specifically, the
第１ミキサ部２５は、第２ミキサ部２６および第１加算部２７と共に第１信号生成部を構成し、第１信号Ｓ１および第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂをミキシングして第１ミキシング信号Ｓｍｘ１として出力する。第１ミキシング信号Ｓｍｘ１は、下記の式（１）で表される。第２ミキサ部２６は、第２信号Ｓ２および第１正弦波励振信号ＬＯ１ａをミキシングして第２ミキシング信号Ｓｍｘ２として出力する。第２ミキシング信号Ｓｍｘ２は、下記の式（２）で表される。
The
第１加算部２７は、第１ミキシング信号Ｓｍｘ１および第２ミキシング信号Ｓｍｘ２を加算して、励振信号Ｓｔｘ１として第１ポート２８に出力する。励振信号Ｓｔｘ１は、下記の式（３）で表されるように、局発周波数ｆＴＸＬＯに第１周波数ｆ１が加算された第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の第１正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）ｔ＋θｔｘ１)）、および局発周波数ｆＴＸＬＯに第２周波数ｆ２が加算された第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の第２正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）ｔ＋θｔｘ１)）を含む信号である。第１ポート２８には、第１プローブ２９が装着されていることから、第１加算部２７から出力された励振信号Ｓｔｘ１は、第１プローブ２９に出力される。
The
また、励振信号Ｓｔｘ１は、第１プローブ２９を介して測定対象１００に出力（供給）されると共に、測定対象１００を通過して、通過信号Ｓｐａとして受信ユニット３で受信される。通過信号Ｓｐａは、下記の式（４）で表されるように、励振信号Ｓｔｘ１を構成する上記の第１正弦波加算信号に対して測定対象１００を通過する際に生じる第１位相ずれθＤＵＴｆ１分だけ位相がずれた第１正弦波通過信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）ｔ＋θｔｘ１＋θＤＵＴｆ１)）、および励振信号Ｓｔｘ１を構成する上記の第２正弦波加算信号に対して測定対象１００を通過する際に生じる第２位相ずれθＤＵＴｆ２分だけ位相がずれた第２正弦波通過信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）ｔ＋θｔｘ１＋θＤＵＴｆ２)）を含む信号である。つまり、第１位相ずれθＤＵＴｆ１は、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の信号成分が測定対象１００を通過することによって生じる位相ずれであり、第２位相ずれθＤＵＴｆ２は、第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の信号成分が測定対象１００を通過することによって生じる位相ずれである。
The excitation signal Stx1 is output (supplied) to the
受信ユニット３は、図１に示すように、第２筐体３１、第３信号出力部３２、第４信号出力部３３、第２局発部３４、第３ミキサ部３５、第４ミキサ部３６、第２加算部３７、基準局発部３８、第５ミキサ部３９、第６ミキサ部４０、第１Ａ／Ｄ変換部４１、第２Ａ／Ｄ変換部４２、第２ポート４３および第２プローブ４４を備えて、励振ユニット２と別体に構成されている。また、受信ユニット３は、デジタル伝送路Ｌ２を介して処理部５に接続されている。
The receiving
第２筐体３１は、第１筐体２１に対して独立して構成されると共に、移動機構４により、測定対象１００の設置位置の近傍領域において、任意の方向に第１筐体２１と独立して移動可能に支持されている。第２筐体３１には、第３信号出力部３２、第４信号出力部３３、第２局発部３４、第３ミキサ部３５、第４ミキサ部３６、第２加算部３７、基準局発部３８、第５ミキサ部３９、第６ミキサ部４０、第１Ａ／Ｄ変換部４１、第２Ａ／Ｄ変換部４２、第２ポート４３および第２プローブ４４が一体的に配設されている。
The
第３信号出力部３２は、図２に示すように、第１信号出力部２２と同一に構成された構成要素（クロック発生部２２ａ、アドレス発生部２２ｂ、第１波形メモリ２２ｃおよび第１Ｄ／Ａ変換部２２ｄ）を備えて、一例として第１信号出力部２２と同一に構成されている。この構成により、第３信号出力部３２は、図３に示すように、第１正弦波信号Ｓ１ａに対応する第３正弦波信号Ｓ３ａ（＝sin(２πｆ１ｔ＋θＤＬＹ)）と第２正弦波信号Ｓ１ｂに対応する第４正弦波信号Ｓ３ｂ（＝sin(２πｆ２ｔ＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ)）とが加算された第３信号Ｓ３（＝sin(２πｆ１ｔ＋θＤＬＹ)＋sin(２πｆ２ｔ＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ)）を出力する。
As shown in FIG. 2, the third
第４信号出力部３３は、第２信号出力部２３と同一に構成された構成要素（クロック発生部２２ａ、アドレス発生部２２ｂ、第２波形メモリ２３ｃおよび第２Ｄ／Ａ変換部２３ｄ）を備えて、一例として第２信号出力部２３と同一に構成されている。この構成により、第４信号出力部３３は、図４に示すように、第１余弦波信号Ｓ２ａに対応する第３余弦波信号Ｓ４ａ（＝cos(２πｆ１ｔ＋θＤＬＹ)）と第２余弦波信号Ｓ２ｂに対応する第４余弦波信号Ｓ４ｂ（＝cos(２πｆ２ｔ＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ)）とが加算された第４信号Ｓ４（＝cos(２πｆ１ｔ＋θＤＬＹ)＋cos(２πｆ２ｔ＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ)）を出力する。
The fourth
この場合、受信ユニット３側のクロック発生部２２ａは、励振ユニット２側のクロック発生部２２ａに対して、同じ周波数ｆｓのクロック信号Ｓｃｋを非同期で発生させてアドレス発生部２２ｂに出力する。これにより、第３正弦波信号Ｓ３ａは、上記したように、対応する第１正弦波信号Ｓ１ａ（同じ周波数ｆ１の信号）に対して一定の位相差（遅延）θＤＬＹを持った状態で出力され、第３余弦波信号Ｓ４ａも上記したように、対応する第１余弦波信号Ｓ２ａ（同じ周波数ｆ１の信号）に対して同じ位相差（遅延）θＤＬＹを持った状態で出力される。また、周波数ｆ２の第４正弦波信号Ｓ３ｂおよび第４余弦波信号Ｓ４ｂでは、周波数ｆ１の信号での位相差θＤＬＹ分の時間は、位相差（遅延）（＝（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ）分の時間に相当する。したがって、第４正弦波信号Ｓ３ｂは、上記したように、対応する第２正弦波信号Ｓ１ｂ（同じ周波数ｆ２の信号）に対して一定の位相差（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹを持った状態で出力され、第４余弦波信号Ｓ４ｂも上記したように、対応する第２余弦波信号Ｓ２ｂ（同じ周波数ｆ２の信号）に対して同じ位相差（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹを持った状態で出力される。
In this case, the
第２局発部３４は、第１局発部２４の局発２４ａと同一に構成された局発３４ａ、および第１局発部２４の移相器２４ｂと同一に構成された移相器３４ｂを備えて、一例として第１局発部２４と同一に構成されて、第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａに対応する第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａ、および第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａの位相を９０°ずらした信号であって第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂに対応する第２余弦波励振信号ＳＬＯ２ｂを出力する。
The second
具体的には、局発３４ａは、処理部５によって設定された局発周波数ｆＴＸＬＯ（局発２４ａと同一の周波数）で正弦波信号としての第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ２)）を生成して出力可能に構成されている。この場合、処理部５は、この局発周波数ｆＴＸＬＯ示す周波数データＤｆＬＯ２（本例では、周波数データＤｆＬＯ１で示される局発周波数ｆＴＸＬＯと同じ）をデジタル伝送路Ｌ２を介して第２局発部３４の局発３４ａおよび基準局発部３８に出力する。局発３４ａは、この周波数データＤｆＬＯ２を取得して、周波数データＤｆＬＯ２で示される局発周波数ｆＴＸＬＯの第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａを出力する。移相器３４ｂは、第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａを入力すると共に、位相を９０°ずらして第２余弦波励振信号ＳＬＯ２ｂ（＝cos(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ２)）を出力する。なお、第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａおよび第２余弦波励振信号ＳＬＯ２ｂは、基準局発部３８から出力される後述の正弦波基準信号Ｓｒ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ））と同じ局発周波数ｆＴＸＬＯではあるが、非同期であることから、上記の位相差θｔｘ２は、この正弦波基準信号Ｓｒの位相を基準としたときの位相差を示すものとする。
Specifically, the local oscillator 34a generates a second sinusoidal excitation signal S LO2a (=sin(2πf TXLO t+θ tx2 )) can be generated and output. In this case, the
第３ミキサ部３５は、第４ミキサ部３６および第２加算部３７と共に第２信号生成部を構成する。また、第３ミキサ部３５は、一例として第１ミキサ部２５と同一に構成されて、第３信号Ｓ３および第２余弦波励振信号ＳＬＯ２ｂをミキシングして第３ミキシング信号Ｓｍｘ３として出力する。第３ミキシング信号Ｓｍｘ３は、下記の式（５）で表される。第４ミキサ部３６は、一例として第２ミキサ部２６と同一に構成されて、第４信号Ｓ４および第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａをミキシングして第４ミキシング信号Ｓｍｘ４として出力する。第４ミキシング信号Ｓｍｘ４は、下記の式（６）で表される。
The
第２加算部３７は、一例として第１加算部２７と同一に構成されて、第３ミキシング信号Ｓｍｘ３および第４ミキシング信号Ｓｍｘ４を加算して、内部励振信号Ｓｔｘ２として出力する。内部励振信号Ｓｔｘ２は、下記の式（７）で表される。
The
基準局発部３８は、処理部５によって設定された局発周波数ｆＴＸＬＯ（局発２４ａと同一の周波数）であって第１正弦波信号Ｓ１ａと同一振幅の正弦波基準信号Ｓｒ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ））を生成して出力可能に構成されている。この場合、基準局発部３８は、処理部５から上記の周波数データＤｆＬＯ２を取得して、周波数データＤｆＬＯ２で示される局発周波数ｆＴＸＬＯの正弦波基準信号Ｓｒを出力する。
The reference
第５ミキサ部３９は、第６ミキサ部４０と共に受信側ミキサ部を構成し、第２ポート４３に装着された第２プローブ４４を介して第２ポート４３で受信された通過信号Ｓｐａおよび正弦波基準信号Ｓｒをミキシングして第５ミキシング信号（第１出力ミキシング信号）Ｓｍｘ５として出力する。第６ミキサ部４０は、内部励振信号Ｓｔｘ２および正弦波基準信号Ｓｒをミキシングして第６ミキシング信号（第２出力ミキシング信号）Ｓｍｘ６として出力する。この場合、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５および第６ミキシング信号Ｓｍｘ６は、それぞれ、第１周波数ｆ１の余弦波信号と、周波数（２ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の余弦波信号と、第２周波数ｆ２の余弦波信号と、周波数（２ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の余弦波信号とを含む信号である。
The
第１Ａ／Ｄ変換部４１は、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５に含まれる上記の各信号の周波数に対して十分に高い周波数で第５ミキシング信号Ｓｍｘ５をサンプリングすることにより、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５の瞬時値を示す波形データＤｗ３に変換すると共に、デジタル伝送路Ｌ２を介して処理部５に出力する。第２Ａ／Ｄ変換部４２は、第６ミキシング信号Ｓｍｘ６に含まれる上記の各信号の周波数に対して十分に高い周波数で第６ミキシング信号Ｓｍｘ６をサンプリングすることにより、第６ミキシング信号Ｓｍｘ６の瞬時値を示す波形データＤｗ４に変換すると共に、デジタル伝送路Ｌ２を介して処理部５に出力する。
The first A/
移動機構４は、互いに別体に構成された励振ユニット２および受信ユニット３を支持すると共に、励振ユニット２および受信ユニット３を独立して任意の方向に（例えば、Ｘ方向、Ｙ方向およびＺ方向（３軸方向）に相対的に）移動可能に構成されている。この構成により、測定装置１は、任意の位置に配設された測定対象１００に対して、励振ユニット２および受信ユニット３を独立して移動させて、励振ユニット２の第１プローブ２９を測定対象１００の各電極１００ａ，１００ｂのうちの一方の電極１００ａに接触させると共に、受信ユニット３の第２プローブ４４を他方の電極１００ｂに接触させることが可能な所謂フライング型の測定装置（ベクトルネットワークアナライザ）１として構成されている。
The moving
処理部５は、一例として、コンピュータを有して構成されて、周波数設定処理、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理、差分位相測定処理、補正用差分位相測定処理、補正処理、特定周波数での位相ずれを測定する位相ずれ測定処理（キャリブレーション処理）、測定対象１００についての測定周波数帯域内の複数の周波数での位相ずれ（挿入位相θＩＰの周波数特性）を示す位相変化データＤＩＰを算出する位相データ算出処理、および移動機構４に対する制御処理を実行する。また、処理部５は、測定した挿入位相θＩＰの周波数特性を示す位相変化データＤＩＰを出力部７に出力して、出力部７に出力させる出力処理を実行する。
As an example, the
記憶部６は、一例として、ＲＯＭやＲＡＭなどの半導体メモリを有して構成されて、測定対象１００の各電極１００ａ，１００ｂの座標データ（１または２以上の測定対象１００についての座標データ）、および標準器１０１の各電極１０１ａ，１０１ｂの座標データが予め記憶されている。また、記憶部６には、位相変化データＤＩＰが記憶される。
The
出力部７は、一例として、表示装置で構成されて、処理部５から出力される位相変化データＤＩＰで示される挿入位相θＩＰの周波数特性を、画面上に、図表として、またはグラフとして表示する（出力する）。なお、出力部７は、表示装置に代えて種々のインターフェース回路で構成することもでき、外部インターフェース回路で構成されたときには、外部インターフェース回路を介して伝送路で接続された外部装置にこの位相変化データＤＩＰを出力し、また媒体用インターフェース回路で構成されたときには、この媒体用インターフェース回路に接続された記憶媒体にこの位相変化データＤＩＰを記憶させる。
The
次に、測定装置１の動作について、図面を参照して説明する。なお、理解の容易のため、測定周波数帯域は、一例としてその下限周波数は１ＧＨｚであり、その上限周波数は２ＧＨｚであるものとする。また、図８に示すように、測定周波数帯域の下限周波数１ＧＨｚから始まり、１００ＭＨｚ単位で増加する各周波数（上限周波数２ＧＨｚまでの１１個の周波数）を測定周波数帯域内の複数の周波数の一例として、これらの周波数での位相ずれ（挿入位相θＩＰ）を測定するものとする。また、第１信号出力部２２、第２信号出力部２３、第３信号出力部３２および第４信号出力部３３から出力される各信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を構成する２つの周波数成分の第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２については、それぞれ１００ＭＨｚおよび２００ＭＨｚに規定されて、各信号出力部２２，２３，３２，３３は、１００ＭＨｚ，２００ＭＨｚの各周波数ｆ１，ｆ２の信号成分で構成される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を出力しており、かつこの出力状態は維持されるものとする。また、処理部５は、励振ユニット２および受信ユニット３に出力する周波数データＤｆＬＯ１，ＤｆＬＯ２で示される上記の局発周波数ｆＴＸＬＯを図５～図７に示すように、０．９ＧＨｚから１．８ＧＨｚまで、１００ＭＨｚ単位で変更するものとする。
Next, operation of the measuring
まず、測定装置１では、処理部５は、補正用差分位相測定処理を実行して、キャリブレーション用の測定対象である標準器１０１についての補正用差分位相変化データＤＤＩＣを測定する。この補正用差分位相変化データＤＤＩＣは、図５に示すように、局発周波数ｆＴＸＬＯ（または挿入位相θＩＰを測定する際の第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）毎の差分位相θＤＩ（θＤＩＣとも表記する）を示すデータである。
First, in the measuring
この補正用差分位相測定処理では、処理部５は、周波数設定処理、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理および記憶処理を、周波数設定処理において設定する局発周波数ｆＴＸＬＯを、増加させるときには新たに設定する局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）が直前に設定した局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）と一致するように、減少させるときには新たに設定する局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）が直前に設定した局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）と一致するように、測定周波数帯域に亘って段階的に変更しつつ実行することにより、測定周波数帯域内における標準器１０１に関する差分位相θＤＩＣについての差分周波数間隔（ｆ２－ｆ１）毎の変化状態を示すデータでもある上記の補正用差分位相変化データＤＤＩＣを測定する。この例では一例として、処理部５は、上記したように、局発周波数ｆＴＸＬＯを、０．９ＧＨｚから１．８ＧＨｚまで１００ＭＨｚ単位で増加させる。これにより、例えば、局発周波数ｆＴＸＬＯを０．９ＧＨｚから１．０ＧＨｚに増加させるときには、図５に示すように、新たに設定する局発周波数ｆＴＸＬＯ（＝１．０ＧＨｚ）に基づく第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．１ＧＨｚ）は直前に設定した局発周波数ｆＴＸＬＯ（＝０．９ＧＨｚ）に基づく第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２＝１．１ＧＨｚ）と一致するようになる。
In this correction differential phase measurement process, the
最初に、処理部５は、記憶部６に記憶されている標準器１０１の各電極１０１ａ，１０１ｂの座標データに基づいて移動機構４に対する制御処理を実行することにより、励振ユニット２を電極１０１ａの近傍に移動させて、第１プローブ２９を電極１０１ａに接触させると共に、受信ユニット３を電極１０１ｂの近傍に移動させて、第２プローブ４４を電極１０１ｂに接触させる。
First, the
次いで、処理部５は、周波数設定処理を実行する。この周波数設定処理では、処理部５は、励振ユニット２および受信ユニット３に対して周波数データＤｆＬＯ１,ＤｆＬＯ２を出力することにより、第１局発部２４、第２局発部３４および基準局発部３８での局発周波数ｆＴＸＬＯを設定する。本例の補正用差分位相測定処理では、処理部５は、０．９ＧＨｚから１．８ＧＨｚまで１００ＭＨｚ単位で局発周波数ｆＴＸＬＯを増加させる。したがって、処理部５は、１回目は、０．９ＧＨｚを示す周波数データＤｆＬＯ１,ＤｆＬＯ２を励振ユニット２および受信ユニット３に対して出力する。これにより、第１局発部２４、第２局発部３４および基準局発部３８は、それぞれ、局発周波数ｆＴＸＬＯを０．９ＧＨｚに設定して、第１局発部２４は、この局発周波数ｆＴＸＬＯの第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ１)）および第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂ（＝cos(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ１)）を出力する。また、第２局発部３４は、この局発周波数ｆＴＸＬＯの第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ２)）および第２余弦波励振信号ＳＬＯ２ｂ（＝cos(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ２)）を出力する。また、基準局発部３８は、この局発周波数ｆＴＸＬＯの正弦波基準信号Ｓｒ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ））を出力する。
Next, the
これにより、励振ユニット２では、第１ミキサ部２５が、第１信号Ｓ１および第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂをミキシングして第１ミキシング信号Ｓｍｘ１を出力し、第２ミキサ部２６が、第２信号Ｓ２および第１正弦波励振信号ＬＯ１ａをミキシングして第２ミキシング信号Ｓｍｘ２を出力し、さらに、第１加算部２７が、第１ミキシング信号Ｓｍｘ１および第２ミキシング信号Ｓｍｘ２を加算して、励振信号Ｓｔｘ１として第１ポート２８に出力する。したがって、励振信号Ｓｔｘ１は、第１ポート２８および第１プローブ２９を介して、標準器１０１の電極１０１ａに供給（出力）される。
As a result, in the
受信ユニット３は、標準器１０１を通過したこの励振信号Ｓｔｘ１を、第２プローブ４４および第２ポート４３を経由して通過信号Ｓｐａとして受信する。
The receiving
受信ユニット３では、各信号出力部３２，３３、第２局発部３４、各ミキサ部３５，３６および第２加算部３７が、上記した励振ユニット２の各信号出力部２２，２３、第１局発部２４、各ミキサ部２５，２６および第１加算部２７と同様に動作して、励振信号Ｓｔｘ１に対応する内部励振信号Ｓｔｘ２を生成して第６ミキサ部４０に出力している。
In the receiving
また、受信ユニット３では、第５ミキサ部３９が、受信された通過信号Ｓｐａおよび正弦波基準信号Ｓｒをミキシングして第５ミキシング信号Ｓｍｘ５として出力し、第６ミキサ部４０が、内部励振信号Ｓｔｘ２および正弦波基準信号Ｓｒをミキシングして第６ミキシング信号Ｓｍｘ６として出力する。この場合、上記したように、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５および第６ミキシング信号Ｓｍｘ６は、それぞれ、第１周波数ｆ１の余弦波信号と、周波数（２ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の余弦波信号と、第２周波数ｆ２の余弦波信号と、周波数（２ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の余弦波信号とを含んでいる。
In the receiving
第１Ａ／Ｄ変換部４１は、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５をサンプリングすることにより、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５の瞬時値を示す波形データＤｗ３に変換して出力し、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、第６ミキシング信号Ｓｍｘ６をサンプリングすることにより、第６ミキシング信号Ｓｍｘ６の瞬時値を示す波形データＤｗ４に変換して出力する。受信ユニット３は、各波形データＤｗ３，Ｄｗ４をデジタル伝送路Ｌ２を介して処理部５に出力する。
The first A/
続いて、処理部５は、波形データＤｗ３，Ｄｗ４を取得すると共に、波形データＤｗ３に対して第１フィルタ処理を実行し、かつ波形データＤｗ４に対して第２フィルタ処理を実行する。第１フィルタ処理では、処理部５は、波形データＤｗ３に対してデジタル的にローパスフィルタ処理を実行することにより、周波数（２ｆＴＸＬＯ）以上の周波数の信号成分を除去して、下記の式（８）で表される第５信号としての信号成分Ｓｓａ１（第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２の各信号成分）を抽出する。また、第２フィルタ処理では、処理部５は、波形データＤｗ４に対してデジタル的にローパスフィルタ処理を実行することにより、周波数（２ｆＴＸＬＯ）以上の周波数の信号成分を除去して、下記の式（９）で表される第６信号としての信号成分Ｓｓａ２（第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２の各信号成分）を抽出する。なお、処理部５は、この第１フィルタ処理および第２フィルタ処理を併せて、１つのフィルタ処理として実行してもよい。
Subsequently, the
この場合、信号成分Ｓｓａ１の第１項が、第１周波数ｆ１であって第１位相ずれθＤＵＴｆ１分を含む第１余弦波受信信号であり、その第２項が、第２周波数ｆ２であって第２位相ずれθＤＵＴｆ２分を含む第２余弦波受信信号である。また、信号成分Ｓｓａ２の第１項が、第１周波数ｆ１の第１余弦波参照信号であり、その第２項が、第２周波数ｆ２の第２余弦波参照信号である。 In this case, the first term of the signal component Ssa1 is the first cosine received signal at the first frequency f1 and containing the first phase shift θ DUTf1 , the second term of which is the second frequency f2 is a second cosine wave received signal containing a second phase shift θ DUTf2 . The first term of the signal component Ssa2 is the first cosine wave reference signal of the first frequency f1 , and the second term thereof is the second cosine wave reference signal of the second frequency f2 .
次いで、処理部５は、位相算出処理を実行する。この位相算出処理では、処理部５は、抽出した信号成分Ｓｓａ１および信号成分Ｓｓａ２に対して、デジタル的にフィルタ処理やＦＦＴ処理を実行することにより、信号成分Ｓｓａ１を構成する第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ１（＝θｔｘ１＋θＤＵＴｆ１）および第２周波数ｆ２の信号成分についての位相θ２（＝θｔｘ１＋θＤＵＴｆ２）を算出すると共に、信号成分Ｓｓａ２を構成する第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ３（＝θｔｘ２＋θＤＬＹ）および第２周波数ｆ２の信号成分についての位相θ４（＝θｔｘ２＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ）を算出する。また、処理部５は、同じ第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ１，θ３の差分（θ１－θ３）を算出すると共に、同じ第２周波数ｆ２の信号成分についての位相θ２，θ４の差分（θ２－θ４）を算出し、さらに、各差分同士の差分（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））を算出する。
Next, the
続いて、処理部５は、記憶処理を実行して、算出した上記の差分（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））を差分位相θＤＩＣとして、図５に示すように、局発周波数ｆＴＸＬＯ（または挿入位相θＩＰを測定する際の第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）に対応させて記憶部６に記憶させる。この差分位相θＤＩＣは、測定周波数帯域の下限周波数１ＧＨｚに対応する最も低い周波数でのデータであることから、差分位相θＤＩＣ０と表記するものとする。なお、処理部５は、この記憶処理を上記の位相算出処理に含めて、位相算出処理として実行してもよい。
Subsequently, the
ところで、この差分位相θＤＩＣを算出する上記の式（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））に、各位相θ１，θ２，θ３，θ４についての上記の各式を代入すると、下記のように整理される。
（θｔｘ１＋θＤＵＴｆ１）－（θｔｘ２＋θＤＬＹ）
－（（θｔｘ１＋θＤＵＴｆ２）－（θｔｘ２＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ））
＝（θＤＵＴｆ１－θＤＵＴｆ２）－（θＤＬＹ－（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ）
By the way, substituting the above equations for the phases θ1, θ2, θ3, and θ4 into the above equation ((θ1−θ3)−(θ2−θ4)) for calculating the differential phase θ DIC yields the following: are organized into
(θ tx1 + θ DUTf1 )−(θ tx2 + θ DLY )
−((θ tx1 +θ DUTf2 )−(θ tx2 +(f 2 /f 1 )θ DLY ))
= (θ DUTf1 - θ DUTf2 ) - (θ DLY - (f 2 /f 1 ) θ DLY )
この場合、本例のように、各信号出力部２２，２３，３２，３３からの信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の出力状態が維持されているとき（つまり、位相差θＤＬＹが一定に維持されているとき）には、（θＤＬＹ－（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ）は定数となっていることから、上記の式は、さらに下記のように表される。
（θＤＵＴｆ１－θＤＵＴｆ２）＋Ｃ（Ｃ：定数）
In this case, as in this example, when the output states of the signals S1, S2, S3, and S4 from the
(θ DUTf1 - θ DUTf2 ) + C (C: constant)
つまり、この式に基づくと、算出された差分位相θＤＩＣは、第１プローブ２９と第２プローブ４４との間に接続された対象体（測定対象１００や標準器１０１）を、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の第１正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）ｔ＋θｔｘ１)）が通過する際に生じる第１位相ずれθＤＵＴｆ１と、第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の第２正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）ｔ＋θｔｘ１)）が通過する際に生じる第２位相ずれθＤＵＴｆ２との差分値（差分位相）を示している。したがって、局発周波数ｆＴＸＬＯが０．９ＧＨｚのときの差分位相θＤＩＣ０は、図５に示すように、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）が１ＧＨｚで、かつ第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）が１．１ＧＨｚのときの差分位相を示すものとなっている。
In other words, based on this equation, the calculated differential phase θ DIC is obtained by moving the object (measuring
これにより、測定装置１では、局発周波数ｆＴＸＬＯを０．９ＧＨｚに設定する周波数設定処理から始まり、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理および記憶処理で終わる一連の処理が完了して、局発周波数ｆＴＸＬＯが０．９ＧＨｚのときの差分位相θＤＩＣ０の測定が完了する。
As a result, the
処理部５は、引き続き、局発周波数ｆＴＸＬＯを１００ＭＨｚ（０．１ＧＨｚ）単位で１．８ＧＨｚまで増加させつつ、増加させた新たな局発周波数ｆＴＸＬＯにおいて、上記の周波数設定処理、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理および記憶処理を実行する。これにより、図５に示すように、局発周波数ｆＴＸＬＯを、０．９ＧＨｚ、１．０ＧＨｚ、１．１ＧＨｚ、・・・、１．７ＧＨｚ、１．８ＧＨｚに設定したときの差分位相θＤＩＣ０，θＤＩＣ１，θＤＩＣ２，・・・，θＤＩＣ８，θＤＩＣ９が測定されて、補正用差分位相変化データＤＤＩＣの測定が完了する。これにより、補正用差分位相測定処理が完了する。
The
次いで、処理部５は、局発周波数ｆＴＸＬＯが１．８ＧＨｚに設定されている状態において、特定周波数での位相ずれを測定する位相ずれ測定処理を実行する。この場合、特定周波数は、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．９ＧＨｚ）となる。この位相ずれ測定処理では、励振ユニット２において第１加算部２７から励振信号Ｓｔｘ１が出力され、かつ受信ユニット３においても第２加算部３７から内部励振信号Ｓｔｘ２が出力されると共に基準局発部３８から正弦波基準信号Ｓｒが出力されている状態において、処理部５は、記憶部６に記憶されている測定対象１００の各電極１００ａ，１００ｂの座標データに基づいて移動機構４に対する制御処理を実行することにより、励振ユニット２を電極１００ａの近傍に移動させて、第１プローブ２９を電極１００ａに接触させると共に、受信ユニット３を電極１００ｂの近傍に移動させて、第２プローブ４４を電極１００ｂに接触させる。
Next, the
これにより、励振ユニット２から測定対象１００に対して、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．９ＧＨｚ）の第１正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）ｔ＋θｔｘ１)）、および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２＝２．０ＧＨｚ）の第２正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）ｔ＋θｔｘ１)）を含む励振信号Ｓｔｘ１が供給（出力）される。
As a result, the first sine wave sum signal (=sin(2π(f TXLO +f 1 )t+θ tx1 )) of the first sum frequency (f TXLO +f 1 =1.9 GHz) is transmitted from the
受信ユニット３は、測定対象１００を通過したこの励振信号Ｓｔｘ１を、第２プローブ４４および第２ポート４３を経由して通過信号Ｓｐａとして受信する。また、受信ユニット３では、各構成要素が上記した標準器１０１を接続したときと同様に動作して、各波形データＤｗ３，Ｄｗ４をデジタル伝送路Ｌ２を介して処理部５に出力する。
The receiving
処理部５は、波形データＤｗ３，Ｄｗ４を取得すると共に、波形データＤｗ３に対して第１フィルタ処理を実行して、上記の式（８）で表される信号成分Ｓｓａ１（第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２の各信号成分）を抽出する。また、処理部５は、抽出した信号成分Ｓｓａ１に対してデジタル的にフィルタ処理やＦＦＴ処理を実行することにより、信号成分Ｓｓａ１を構成する２つの周波数の信号成分のうちの特定周波数としての第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．９ＧＨｚ）に対応する第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ１（＝θｔｘ１＋θＤＵＴｆ１）を算出する。
The
また、処理部５は、測定対象１００を接続した状態で算出したこの位相θ１（説明のため、位相θ１Ｍとも表記する）から、標準器１０１を接続した状態において局発周波数ｆＴＸＬＯを１．８ＧＨｚに設定したときに算出した上記の位相θ１（説明のため、位相θ１Ｃとも表記する）を減算することにより、特定周波数（この例では、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．９ＧＨｚ））での位相ずれθ１ＲＥＦ（＝θ１Ｍ－θ１Ｃ：キャリブレーション用の基準値）を算出して、記憶部６に記憶させる。
Further, the
続いて、処理部５は、差分位相測定処理を実行して、測定対象１００についての局発周波数ｆＴＸＬＯ（または挿入位相θＩＰを測定する際の第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）毎の差分位相θＤＩ（θＤＩＭとも表記する）を示す差分位相変化データＤＤＩ（ＤＤＩＭとも表記する。図６参照）を測定する。
Subsequently, the
この差分位相測定処理では、処理部５は、上記した補正用差分位相測定処理のときと同様にして、周波数設定処理、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理および記憶処理を、周波数設定処理において設定する局発周波数ｆＴＸＬＯを、増加させるときには新たに設定する局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）が直前に設定した局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）と一致するように、減少させるときには新たに設定する局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）が直前に設定した局発周波数ｆＴＸＬＯに基づく第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）と一致するように、測定周波数帯域に亘って段階的に変更しつつ実行することにより、測定周波数帯域内における測定対象１００に関する差分位相θＤＩＭについての差分周波数間隔（ｆ２－ｆ１）毎の変化状態を示すデータでもある上記の差分位相変化データＤＤＩＭを測定する。この例では一例として、処理部５は、補正用差分位相測定処理のときと同様にして、局発周波数ｆＴＸＬＯを、０．９ＧＨｚから１．８ＧＨｚまで１００ＭＨｚ単位で増加させる。これにより、例えば、局発周波数ｆＴＸＬＯを０．９ＧＨｚから１．０ＧＨｚに増加させるときには、図６に示すように、新たに設定する局発周波数ｆＴＸＬＯ（＝１．０ＧＨｚ）に基づく第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．１ＧＨｚ）は直前に設定した局発周波数ｆＴＸＬＯ（＝０．９ＧＨｚ）に基づく第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２＝１．１ＧＨｚ）と一致するようになる。
In this differential phase measurement process, the
この例では、上記したように、処理部５は、記憶部６に記憶されている測定対象１００の各電極１００ａ，１００ｂの座標データに基づいて移動機構４に対する制御処理を実行して、第１プローブ２９を電極１０１ａに接触させ、かつ第２プローブ４４を電極１０１ｂに接触させた状態に移行させている。
In this example, as described above, the
次いで、処理部５は、周波数設定処理を実行する。この周波数設定処理では、処理部５は、励振ユニット２および受信ユニット３に対して周波数データＤｆＬＯ１，ＤｆＬＯ２を出力することにより、第１局発部２４、第２局発部３４および基準局発部３８での局発周波数ｆＴＸＬＯを設定する。本例の差分位相測定処理では、処理部５は、０．９ＧＨｚから１．８ＧＨｚまで１００ＭＨｚ単位で局発周波数ｆＴＸＬＯを増加させる。したがって、処理部５は、１回目は、０．９ＧＨｚを示す周波数データＤｆＬＯ１，ＤｆＬＯ２を励振ユニット２および受信ユニット３に対して出力する。これにより、第１局発部２４、第２局発部３４および基準局発部３８は、それぞれ、局発周波数ｆＴＸＬＯを０．９ＧＨｚに新たに設定して、第１局発部２４は、この局発周波数ｆＴＸＬＯの第１正弦波励振信号ＳＬＯ１ａ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ１)）および第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂ（＝cos(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ１)）を出力する。また、第２局発部３４は、この局発周波数ｆＴＸＬＯの第２正弦波励振信号ＳＬＯ２ａ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ２)）および第２余弦波励振信号ＳＬＯ２ｂ（＝cos(２πｆＴＸＬＯｔ＋θｔｘ２)）を出力する。また、基準局発部３８は、この局発周波数ｆＴＸＬＯの正弦波基準信号Ｓｒ（＝sin(２πｆＴＸＬＯｔ））を出力する。
Next, the
これにより、励振ユニット２では、第１ミキサ部２５が、第１信号Ｓ１および第１余弦波励振信号ＳＬＯ１ｂをミキシングして第１ミキシング信号Ｓｍｘ１を出力し、第２ミキサ部２６が、第２信号Ｓ２および第１正弦波励振信号ＬＯ１ａをミキシングして第２ミキシング信号Ｓｍｘ２を出力し、さらに、第１加算部２７が、第１ミキシング信号Ｓｍｘ１および第２ミキシング信号Ｓｍｘ２を加算して、励振信号Ｓｔｘ１として第１ポート２８に出力する。したがって、励振信号Ｓｔｘ１は、第１ポート２８および第１プローブ２９を介して、測定対象１００の電極１００ａに供給（出力）される。
As a result, in the
受信ユニット３は、測定対象１００を通過したこの励振信号Ｓｔｘ１を、第２プローブ４４および第２ポート４３を経由して通過信号Ｓｐａとして受信する。
The receiving
受信ユニット３では、各信号出力部３２，３３、第２局発部３４、各ミキサ部３５，３６および第２加算部３７が、上記した励振ユニット２の各信号出力部２２，２３、第１局発部２４、各ミキサ部２５，２６および第１加算部２７と同様に動作して、励振信号Ｓｔｘ１に対応する内部励振信号Ｓｔｘ２を生成して第６ミキサ部４０に出力している。
In the receiving
また、受信ユニット３では、第５ミキサ部３９が、受信された通過信号Ｓｐａおよび正弦波基準信号Ｓｒをミキシングして第５ミキシング信号Ｓｍｘ５として出力し、第６ミキサ部４０が、内部励振信号Ｓｔｘ２および正弦波基準信号Ｓｒをミキシングして第６ミキシング信号Ｓｍｘ６として出力する。この場合、上記したように、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５および第６ミキシング信号Ｓｍｘ６は、それぞれ、第１周波数ｆ１の余弦波信号と、周波数（２ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の余弦波信号と、第２周波数ｆ２の余弦波信号と、周波数（２ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の余弦波信号とを含んでいる。
In the receiving
第１Ａ／Ｄ変換部４１は、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５をサンプリングすることにより、第５ミキシング信号Ｓｍｘ５の瞬時値を示す波形データＤｗ３に変換して出力し、第２Ａ／Ｄ変換部４２は、第６ミキシング信号Ｓｍｘ６をサンプリングすることにより、第６ミキシング信号Ｓｍｘ６の瞬時値を示す波形データＤｗ４に変換して出力する。受信ユニット３は、各波形データＤｗ３，Ｄｗ４をデジタル伝送路Ｌ２を介して処理部５に出力する。
The first A/
続いて、処理部５は、波形データＤｗ３，Ｄｗ４を取得すると共に、波形データＤｗ３に対して第１フィルタ処理を実行し、かつ波形データＤｗ４に対して第２フィルタ処理を実行する。第１フィルタ処理では、処理部５は、波形データＤｗ３に対してデジタル的にローパスフィルタ処理を実行することにより、周波数（２ｆＴＸＬＯ）以上の周波数の信号成分を除去して、上記の式（８）で表される信号成分Ｓｓａ１（第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２の各信号成分）を抽出する。また、第２フィルタ処理では、処理部５は、波形データＤｗ４に対してデジタル的にローパスフィルタ処理を実行することにより、周波数（２ｆＴＸＬＯ）以上の周波数の信号成分を除去して、上記の式（９）で表される信号成分Ｓｓａ２（第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２の各信号成分）を抽出する。
Subsequently, the
次いで、処理部５は、位相算出処理を実行する。この位相算出処理では、処理部５は、抽出した信号成分Ｓｓａ１および信号成分Ｓｓａ２に対して、デジタル的にフィルタ処理やＦＦＴ処理を実行することにより、信号成分Ｓｓａ１を構成する第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ１（＝θｔｘ１＋θＤＵＴｆ１）および第２周波数ｆ２の信号成分についての位相θ２（＝θｔｘ１＋θＤＵＴｆ２）を算出すると共に、信号成分Ｓｓａ２を構成する第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ３（＝θｔｘ２＋θＤＬＹ）および第２周波数ｆ２の信号成分についての位相θ４（＝θｔｘ２＋（ｆ２／ｆ１）θＤＬＹ）を算出する。また、処理部５は、同じ第１周波数ｆ１の信号成分についての位相θ１，θ３の差分（θ１－θ３）を算出すると共に、同じ第２周波数ｆ２の信号成分についての位相θ２，θ４の差分（θ２－θ４）を算出し、さらに、各差分同士の差分（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））を算出する。
Next, the
続いて、処理部５は、記憶処理を実行して、算出した上記の差分（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））を差分位相θＤＩＭとして、図６に示すように、局発周波数ｆＴＸＬＯ（または挿入位相θＩＰを測定する際の第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）に対応させて記憶部６に記憶させる。この差分位相θＤＩＭは、測定周波数帯域の下限周波数１ＧＨｚに対応する最も低い周波数でのデータであることから、差分位相θＤＩＭ０と表記するものとする。
Subsequently, the
ところで、この差分位相θＤＩＭを算出する上記の式（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））は、補正用差分位相変化データＤＤＩＣを構成する差分位相θＤＩＣを算出する式（（θ１－θ３）－（θ２－θ４））と同じであることから、この差分位相θＤＩＣと同様にして、さらに下記のように表される。
（θＤＵＴｆ１－θＤＵＴｆ２）＋Ｃ（Ｃ：定数）
By the way, the above equation ((θ1−θ3)−(θ2−θ4)) for calculating the differential phase θ DIM is the same as the equation for calculating the differential phase θ DIC constituting the differential phase change data D DIC for correction ((θ1 -.theta.3)-(.theta.2-.theta.4)), the differential phase .theta. DIC is also expressed as follows.
(θ DUTf1 - θ DUTf2 ) + C (C: constant)
つまり、この式に基づくと、算出された測定対象１００での差分位相θＤＩＭについても、上記した標準器１０１での差分位相θＤＩＣと同じように、第１プローブ２９と第２プローブ４４との間に接続された対象体（測定対象１００や標準器１０１）を、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）の第１正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）ｔ＋θｔｘ１)）が通過する際に生じる第１位相ずれθＤＵＴｆ１と、第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の第２正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）ｔ＋θｔｘ１)）が通過する際に生じる第２位相ずれθＤＵＴｆ２との差分値（差分位相）を示している。したがって、局発周波数ｆＴＸＬＯが０．９ＧＨｚのときの差分位相θＤＩＭ０は、図６に示すように、第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）が１ＧＨｚで、かつ第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）が１．１ＧＨｚのときの差分位相を示すものとなっている。
That is, based on this formula, the calculated differential phase θ DIM at the
これにより、測定装置１では、局発周波数ｆＴＸＬＯを０．９ＧＨｚに設定する周波数設定処理から始まり、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理および記憶処理で終わる一連の処理が完了して、局発周波数ｆＴＸＬＯが０．９ＧＨｚのときの差分位相θＤＩＭ０の測定が完了する。
As a result, the
処理部５は、引き続き、局発周波数ｆＴＸＬＯを１００ＭＨｚ（０．１ＧＨｚ）単位で１．８ＧＨｚまで増加させつつ、増加させた新たな局発周波数ｆＴＸＬＯにおいて、上記の周波数設定処理、第１フィルタ処理、第２フィルタ処理、位相算出処理および記憶処理を実行する。これにより、図６に示すように、局発周波数ｆＴＸＬＯを、０．９ＧＨｚ、１．０ＧＨｚ、１．１ＧＨｚ、・・・、１．７ＧＨｚ、１．８ＧＨｚに設定したときの差分位相θＤＩＭ０，θＤＩＭ１，θＤＩＭ２，・・・，θＤＩＭ８，θＤＩＭ９が測定されて、差分位相変化データＤＤＩＭの測定が完了する。これにより、差分位相測定処理が完了する。
The
次いで、処理部５は、補正処理を実行する。この補正処理では、処理部５は、図６に示される差分位相変化データＤＤＩＭを図５に示される補正用差分位相変化データＤＤＩＣで補正することにより、図７に示される最終的な差分位相変化データＤＤＩＦを算出する。具体的には、図７に示すように、差分位相変化データＤＤＩＭを構成する各局発周波数ｆＴＸＬＯ（第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）での差分位相θＤＩＭから、補正用差分位相変化データＤＤＩＣを構成する同じ局発周波数ｆＴＸＬＯ（第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）での差分位相θＤＩＣを減算することで、各局発周波数ｆＴＸＬＯ（第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）での最終的な差分位相θＤＩＦ（＝θＤＩＭ－θＤＩＣ）を算出すると共に、局発周波数ｆＴＸＬＯ（第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）および第２加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ２）の組）に対応させて記憶部６に記憶させる。これにより、最終的な差分位相変化データＤＤＩＦが算出されて、補正処理が完了する。
Next, the
続いて、処理部５は、測定周波数帯域内における複数の周波数での位相ずれ（挿入位相θＩＰ）を算出する位相データ算出処理を実行する。この位相データ算出処理では、処理部５は、測定周波数帯域（本例では、１ＧＨｚから２ＧＨｚまでの周波数帯域）内における差分周波数間隔（ｆ２－ｆ１：本例では０．１ＧＨｚ）で規定される複数の周波数（本例では、１ＧＨｚ，１．１ＧＨｚ，・・・，１．９ＧＨｚ，２ＧＨｚの１１個の周波数）のうちの任意の１つの特定周波数の正弦波信号を含む励振信号（本例では、上記したように、特定周波数としての第１加算周波数（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１＝１．９ＧＨｚ）の正弦波信号である第１正弦波加算信号（＝sin(２π（ｆＴＸＬＯ＋ｆ１）ｔ＋θｔｘ１)）を励振ユニット２から出力したときに受信ユニット３で受信される通過信号Ｓｐａに含まれるこの特定周波数の正弦波信号に生じる位相ずれ（つまり、上記の位相ずれ測定処理で算出した位相ずれθ１ＲＥＦ（＝θ１Ｍ－θ１Ｃ））と、補正処理において補正された差分位相変化データＤＤＩＦとに基づいて、複数の周波数（本例では、１ＧＨｚ，１．１ＧＨｚ，・・・，１．９ＧＨｚ，２ＧＨｚの１１個の周波数）での位相ずれ（挿入位相θＩＰ）を示す位相変化データＤＩＰ（図８参照）を算出する。
Subsequently, the
具体的には、図８に示すように、この例での特定周波数である１．９ＧＨｚにおける挿入位相θＩＰは、上記の位相ずれθ１ＲＥＦであるため、処理部５は、この位相ずれθ１ＲＥＦを１．９ＧＨｚでの挿入位相θＩＰ９として規定する。また、処理部５は、この挿入位相θＩＰ９を基準として、１．９ＧＨｚに対して一段階高い周波数２ＧＨｚでの挿入位相θＩＰ１０を（θＩＰ９＋θＤＩＦ９）として算出する。また、処理部５は、この挿入位相θＩＰ９を基準として、１．９ＧＨｚに対して一段階低い周波数１．８ＧＨｚでの挿入位相θＩＰ８を（θＩＰ９－θＤＩＦ８）として算出する。処理部５は、１．８ＧＨｚよりも低い周波数での挿入位相θＩＰについては、一段階高い周波数での挿入位相θＩＰを基準として、この基準の挿入位相θＩＰから対応する差分位相θＤＩＦを減算することで、順次算出する。これにより、１ＧＨｚ，１．１ＧＨｚ，・・・，１．９ＧＨｚ，２ＧＨｚでの挿入位相θＩＰ０，挿入位相θＩＰ１，・・・，挿入位相θＩＰ９，挿入位相θＩＰ１０が算出される。処理部５は、算出した各挿入位相θＩＰを対応する周波数ｆに関連付けて、図８に示すように位相変化データＤＩＰとして記憶部６に記憶させる。これにより、位相データ算出処理が完了する。
Specifically, as shown in FIG. 8, the insertion phase θ IP at the specific frequency of 1.9 GHz in this example is the phase shift θ1 REF . is defined as the insertion phase θ IP9 at 1.9 GHz. The
なお、図示はしないが、処理部５は、上記した算出方法（一段階低い周波数での挿入位相θＩＰや、一段階低い周波数での挿入位相θＩＰを基準として、隣接する周波数での挿入位相θＩＰを算出する方法）に代えて、特定周波数での挿入位相θＩＰ（位相ずれθ１ＲＥＦ）を常に基準として、特定周波数よりも高い周波数での挿入位相θＩＰを算出する際には、この基準の挿入位相θＩＰから対応する周波数までの差分位相θＤＩＦの合算値を加算し、特定周波数よりも低い周波数での挿入位相θＩＰを算出する際には、この基準の挿入位相θＩＰから対応する周波数までの差分位相θＤＩＦの合算値を減算する方法を採用することもできる。
Although not shown, the
このように、この測定装置１によれば、処理部５とデジタル伝送路Ｌ１を介して接続される励振ユニット２の第１局発部２４、並びに処理部５とデジタル伝送路Ｌ２を介して接続される受信ユニット３の第２局発部３４および基準局発部３８を、周波数および位相について調整可能な高機能で高価な発振装置ではなく、周波数だけが調整可能な安価な発振装置で構成することができるため、装置全体のコストを大幅に低減しつつ、測定周波数帯域内における測定対象１００に関する差分位相θＤＩＭについての差分周波数間隔毎の変化状態を示す差分位相変化データＤＤＩＭを自動的に測定することができる。
Thus, according to this
また、この測定装置１によれば、補正用差分位相測定処理を実行するため、測定周波数帯域内における標準器１０１に関する差分位相θＤＩＣについての差分周波数間隔毎の変化状態を示す補正用差分位相変化データＤＤＩＣを自動的に測定することができる。
In addition, according to this
また、この測定装置１では、この補正用差分位相変化データＤＤＩＣを算出する上記の補正用差分位相測定処理と、この補正用差分位相変化データＤＤＩＣを用いた補正処理とを実行して、補正された差分位相変化データＤＤＩＦを算出する。したがって、この測定装置１によれば、例えば、励振ユニット２における第１加算部２７から第１プローブ２９までの経路や、受信ユニット３における第２プローブ４４から第５ミキサ部３９までの経路が、通過する信号の周波数に応じて位相のずれに差が生じる構成であっても、この周波数毎の位相のずれの差に起因した誤差が除去された差分位相変化データＤＤＩＦを算出することができる。このため、この測定装置１によれば、特定周波数での位相ずれθ１ＲＥＦと、この補正された最終的な差分位相変化データＤＤＩＭとに基づいて、測定対象１００についての測定周波数帯域内における複数の周波数（差分周波数間隔（ｆ２－ｆ１）毎の周波数）での位相ずれ（挿入位相θＩＰ）を示す位相変化データＤＩＰ（つまり、挿入位相θＩＰの周波数特性）を、正確に、かつ自動的に算出することができる。
Further, in this
また、この測定装置１によれば、励振ユニット２および受信ユニット３が、処理部５とデジタル伝送路Ｌ１，Ｌ２を介して接続されると共に、移動機構４を介して相対的に移動可能に構成されているため、異なる位置に配設された複数の測定対象１００の各電極１００ａ，１００ｂに第１プローブ２９および第２プローブ４４を自動的に接触させること（つまり、第１ポート２８および第２ポート４３を自動的に接続すること）ができる結果、複数の測定対象１００についての差分位相変化データＤＤＩＭ、ひいては位相変化データＤＩＰを連続して測定することができる。なお、移動機構４を備えない構成であってもよく、この構成においても、差分位相変化データＤＤＩＭ、補正用差分位相変化データＤＤＩＣ、位相変化データＤＩＰなどを自動的に算出できるという効果が奏されるのは勿論である。
Further, according to this
なお、例えば、上記の第１加算部２７から第１プローブ２９までの経路や、第２プローブ４４から第５ミキサ部３９までの経路が、上記のような周波数毎の位相のずれに差が生じない構成のときには、測定装置１は、上記の補正用差分位相測定処理および補正処理の実行を省く構成を採用することができる。この構成では、処理部５は、図７に示す差分位相変化データＤＤＩＦに代えて、図６に示す差分位相変化データＤＤＩＭを使用して、位相変化データＤＩＰを算出する。この構成の測定装置１によれば、挿入位相θＩＰを示す位相変化データＤＩＰを、簡易に、より短時間で測定することができる。
In addition, for example, the path from the
また、上記の測定装置１では、処理部５が複数の周波数（差分周波数間隔（ｆ２－ｆ１）毎の周波数）での位相ずれ（挿入位相θＩＰ）を自動的に算出して、挿入位相θＩＰで構成される位相変化データＤＩＰ（つまり、挿入位相θＩＰの周波数特性）を自動的に測定する好ましい構成を採用しているが、図５に示す補正用差分位相変化データＤＤＩＣおよび図６に示す差分位相変化データＤＤＩＭを測定する処理までを（補正処理等を省く上記したより簡易な構成では、図６に示す差分位相変化データＤＤＩＭを測定する処理までを）処理部５が自動的に実行するだけの構成とすることもできる。この場合、挿入位相θＩＰの算出については、補正用差分位相変化データＤＤＩＣおよび差分位相変化データＤＤＩＭ（補正処理等を省くより簡易な構成では、差分位相変化データＤＤＩＭ）と、上記した特定周波数での位相ずれθ１ＲＥＦとに基づいて、人手で、または他の外部装置で演算する。
Further, in the measuring
また、上記の測定装置１では、第１信号出力部２２は、第１周波数ｆ１の第１正弦波信号Ｓ１ａ、および第２周波数ｆ２の第２正弦波信号Ｓ１ｂを含む第１信号Ｓ１の一例として、第１正弦波信号Ｓ１ａおよび第２正弦波信号Ｓ１ｂが加算された第１信号Ｓ１を出力し、第２信号出力部２３は、第１周波数ｆ１の第１余弦波信号Ｓ２ａ、および第２周波数ｆ２の第２余弦波信号Ｓ２ｂとを含む第２信号Ｓ１の一例として、第１余弦波信号Ｓ２ａおよび第２余弦波信号Ｓ２ｂが加算された第２信号Ｓ２を出力し、第３信号出力部３２は、第１周波数ｆ１の第３正弦波信号Ｓ３ａ、および第２周波数ｆ２の第４正弦波信号Ｓ３ｂを含む第３信号Ｓ３の一例として、第３正弦波信号Ｓ３ａおよび第４正弦波信号Ｓ３ｂが加算された第３信号Ｓ３を出力し、第４信号出力部３３は、第１周波数ｆ１の第３余弦波信号Ｓ４ａ、および第２周波数ｆ２の第４余弦波信号Ｓ４ｂとを含む第４信号Ｓ４の一例として、第３余弦波信号Ｓ４ａおよび第４余弦波信号Ｓ４ｂが加算された第４信号Ｓ４を出力する構成を採用しているが、この構成に限定されるものではない。測定対象１００が線形なものであるときには、この構成の測定装置１で挿入位相θＩＰを測定できるが、測定対象１００が非線形なものであるときには、第１信号出力部２２から出力される第１信号Ｓ１、第２信号出力部２３から出力される第２信号Ｓ２、第３信号出力部３２から出力される第３信号Ｓ３、および第４信号出力部３３から出力される第４信号Ｓ４は、以下で説明する信号とするのが好ましい。この信号について図９を参照して説明する。
In addition, in the measuring
具体的には、第１信号出力部２２は、図９に示すように、第１周波数ｆ１の第１正弦波信号Ｓ１ａ、および第２周波数ｆ２の第２正弦波信号Ｓ１ｂが時分割で連続するように組み合わされた第１信号Ｓ１を出力し、第３信号出力部３２は、第１周波数ｆ１の第３正弦波信号Ｓ３ａ（第１正弦波信号Ｓ１ａに対応する信号）、および第２周波数ｆ２の第４正弦波信号Ｓ３ｂ（第２正弦波信号Ｓ１ｂに対応する信号）が時分割で連続するように組み合わされた第３信号Ｓ３を出力する。
Specifically, as shown in FIG. 9, the first
また、第２信号出力部２３は、図示はしないが、第１周波数ｆ１の第１余弦波信号Ｓ２ａ（第１正弦波信号Ｓ１ａの位相を９０°ずらした信号）、および第２周波数ｆ２の第２余弦波信号Ｓ２ｂ（第２正弦波信号Ｓ１ｂの位相を９０°ずらした信号）が時分割で連続するように組み合わされた第２信号Ｓ２を出力する。また、第４信号出力部３３は、図示はしないが、第１周波数ｆ１の第３余弦波信号Ｓ４ａ（第３正弦波信号Ｓ３ａの位相を９０°ずらした信号）、および第２周波数ｆ２の第４余弦波信号Ｓ４ｂ（第４正弦波信号Ｓ３ｂの位相を９０°ずらした信号）が時分割で連続するように組み合わされた第４信号Ｓ４を出力する。
Although not shown, the second
この構成の第１信号出力部２２、第２信号出力部２３、第３信号出力部３２および第４信号出力部３３を備えた測定装置１によれば、測定対象１００が非線形なものであっても、単一の周波数で測定した場合と同様の結果が得られるため、その挿入位相θＩＰを示す位相変化データＤＩＰを正確に測定することができる。
According to the measuring
１ 測定装置
２ 励振ユニット
３ 受信ユニット
４ 移動機構
５ 処理部
２２ 第１信号出力部
２３ 第２信号出力部
２４ 第１局発部
２５ 第１ミキサ部
２６ 第２ミキサ部
２７ 第１加算部
２８ 第１ポート
３２ 第３信号出力部
３３ 第４信号出力部
３４ 第２局発部
３５ 第３ミキサ部
３６ 第４ミキサ部
３７ 第２加算部
３８ 基準局発部
３９ 第５ミキサ部
４０ 第６ミキサ部
４３ 第２ポート
１００ 測定対象
１００ａ，１００ｂ 電極
ＤＩＰ 位相変化データ
ＤＤＩＣ 補正用差分位相変化データ
ＤＤＩＭ，ＤＤＩＦ 差分位相変化データ
Ｓ１ 第１信号
Ｓ２ 第２信号
Ｓ３ 第３信号
Ｓ４ 第４信号
ＳＬＯ１ａ 第１正弦波励振信号
ＳＬＯ１ｂ 第１余弦波励振信号
ＳＬＯ２ａ 第２正弦波励振信号
ＳＬＯ２ｂ 第２余弦波励振信号
Ｓｍｘ１ 第１ミキシング信号
Ｓｍｘ２ 第２ミキシング信号
Ｓｍｘ３ 第３ミキシング信号
Ｓｍｘ４ 第４ミキシング信号
Ｓｍｘ５ 第５ミキシング信号
Ｓｍｘ６ 第６ミキシング信号
Ｓｐａ 通過信号
Ｓｒ 正弦波基準信号
Ｓｔｘ１ 励振信号
Ｓｔｘ２ 内部励振信号
θ１ＲＥＦ 特定周波数での位相ずれ
θＩＰ 挿入位相（位相ずれ）
1 measuring device
2 Excitation unit
3 Receiving unit
4 moving mechanism
5 processing
Claims (10)
前記励振ユニットは、
第１周波数の第１正弦波信号、および当該第１周波数のｍ倍（ｍは２以上の任意の自然数）の第２周波数であって前記第１正弦波信号と同一振幅の第２正弦波信号を含む第１信号を出力する第１信号出力部と、
前記第１正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に当該第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第１周波数の信号である第１余弦波信号、および前記第２正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に前記第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第２周波数の信号である第２余弦波信号を含む第２信号を出力する第２信号出力部と、
前記第１正弦波信号と同一振幅の第１正弦波励振信号、および当該第１正弦波励振信号の位相を９０°ずらした信号である第１余弦波励振信号を設定された局発周波数で出力する第１局発部と、
前記第１信号、前記第１余弦波励振信号、前記第２信号および前記第１正弦波励振信号に基づいて、前記局発周波数に前記第１周波数が加算された第１加算周波数の第１正弦波加算信号、および前記局発周波数に前記第２周波数が加算された第２加算周波数の第２正弦波加算信号を含む信号を前記励振信号として前記第１ポートに出力する第１信号生成部とを備え、
前記受信ユニットは、
前記第１正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３正弦波信号、および前記第２正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４正弦波信号を含む第３信号を出力する第３信号出力部と、
前記第１余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３余弦波信号、および前記第２余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４余弦波信号を含む第４信号を出力する第４信号出力部と、
前記第１正弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２正弦波励振信号および前記第１余弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２余弦波励振信号を設定された前記局発周波数で出力する第２局発部と、
前記第３信号、前記第２余弦波励振信号、前記第４信号および前記第２正弦波励振信号に基づいて、前記励振信号と同一振幅であって同一周波数の内部励振信号を出力する第２信号生成部と、
前記第１正弦波信号と同一振幅の正弦波基準信号を設定された前記局発周波数で出力する基準局発部と、
前記第１正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第１位相ずれ分だけ位相がずれた第１正弦波通過信号、および前記第２正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第２位相ずれ分だけ位相がずれた第２正弦波通過信号を含む前記第２ポートで受信される前記通過信号と、前記正弦波基準信号とをミキシングして第１出力ミキシング信号として出力すると共に、前記正弦波基準信号および前記内部励振信号をミキシングして第２出力ミキシング信号として出力する受信側ミキサ部とを備え、
前記処理部は、
前記第１局発部、前記第２局発部および前記基準局発部に対して前記局発周波数を設定する周波数設定処理、
前記第１周波数であって前記第１位相ずれ分を含む第１余弦波受信信号と前記第２周波数であって前記第２位相ずれ分を含む第２余弦波受信信号とが加算された信号を前記第１出力ミキシング信号から抽出すると共に、前記第１周波数の第１余弦波参照信号と前記第２周波数の第２余弦波参照信号とが加算された信号を前記第２出力ミキシング信号から抽出するフィルタ処理、
並びに前記第１余弦波受信信号および前記第１余弦波参照信号の位相差と前記第２余弦波受信信号および前記第２余弦波参照信号の位相差との差分値を、前記第１位相ずれ分および前記第２位相ずれ分の差分位相として算出すると共に、前記第１加算周波数および前記第２加算周波数に対応させて前記差分位相を記憶する位相算出処理を実行可能に構成されて、
前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を予め規定された測定周波数帯域に亘って変更しつつ当該周波数設定処理から前記位相算出処理までの各処理を実行することにより、前記測定対象に関する前記差分位相についての前記第１周波数および前記第２周波数の差分周波数間隔毎の変化状態を示す差分位相変化データを測定する差分位相測定処理を実行する測定装置。 an excitation unit for outputting an excitation signal from a first port connected to one electrode of the object to be measured; A receiving unit that receives the excitation signal that has passed through the measurement target as a passing signal, and a processing unit,
The excitation unit is
A first sine wave signal having a first frequency, and a second sine wave signal having a second frequency m times the first frequency (m is an arbitrary natural number equal to or greater than 2) and having the same amplitude as the first sine wave signal a first signal output unit that outputs a first signal including
A first cosine wave signal that is 90° out of phase with the first sine wave signal, has the same amplitude as the first sine wave signal, and has the first frequency, and the second sine wave signal a second signal output unit for outputting a second signal including a second cosine wave signal having a phase difference of 90° and having the same amplitude as the first sine wave signal and having the second frequency;
Outputting a first sine wave excitation signal having the same amplitude as the first sine wave signal and a first cosine wave excitation signal, which is a signal obtained by shifting the phase of the first sine wave excitation signal by 90°, at a set local oscillator frequency a first local oscillator that
Based on the first signal, the first cosine wave excitation signal, the second signal and the first sine wave excitation signal, a first sine of a first added frequency obtained by adding the first frequency to the local oscillator frequency a first signal generating unit configured to output to the first port, as the excitation signal, a signal including a wave sum signal and a second sine wave sum signal of a second sum frequency obtained by adding the second frequency to the local oscillation frequency; with
The receiving unit is
outputting a third signal including a third sine wave signal having the same amplitude and frequency as the first sine wave signal and a fourth sine wave signal having the same amplitude and frequency as the second sine wave signal; a third signal output unit;
outputting a fourth signal including a third cosine wave signal having the same amplitude and frequency as the first cosine wave signal and a fourth cosine wave signal having the same amplitude and frequency as the second cosine wave signal; a fourth signal output unit;
A second sine wave excitation signal having the same amplitude and frequency as the first sine wave excitation signal and a second cosine wave excitation signal having the same amplitude and frequency as the first cosine wave excitation signal are set. a second local oscillator that outputs at a local oscillator frequency;
A second signal that outputs an internal excitation signal having the same amplitude and frequency as the excitation signal based on the third signal, the second cosine wave excitation signal, the fourth signal, and the second sine wave excitation signal. a generator;
a reference local oscillator that outputs a sinusoidal reference signal having the same amplitude as the first sinusoidal signal at the set local oscillation frequency;
A first sine wave passing signal whose phase is shifted by a first phase shift generated when passing through the measurement object with respect to the first sine wave sum signal, and the measurement object with respect to the second sine wave sum signal. a second sinusoidal pass-through signal received at the second port including a second sinusoidal pass-through signal phase-shifted by a second phase shift occurring when passing through a first output a receiving side mixer unit that outputs as a mixed signal and mixes the sine wave reference signal and the internal excitation signal to output as a second output mixed signal;
The processing unit is
frequency setting processing for setting the local oscillator frequency for the first local oscillator, the second local oscillator, and the reference local oscillator;
a signal obtained by adding a first received cosine wave signal having the first frequency and including the first phase shift and a second received cosine wave signal having the second frequency and including the second phase shift; extracting from the first output mixing signal and extracting a signal obtained by adding a first cosine wave reference signal of the first frequency and a second cosine wave reference signal of the second frequency from the second output mixing signal; filtering,
and the difference value between the phase difference between the first received cosine wave signal and the first cosine wave reference signal and the phase difference between the second received cosine wave signal and the second cosine wave reference signal, the first phase shift and a differential phase corresponding to the second phase shift, and a phase calculation process for storing the differential phase in association with the first addition frequency and the second addition frequency,
By executing each process from the frequency setting process to the phase calculation process while changing the local oscillator frequency set in the frequency setting process over a predetermined measurement frequency band, the A measuring apparatus for performing a differential phase measurement process of measuring differential phase change data indicating a change state of the differential phase for each differential frequency interval of the first frequency and the second frequency.
前記測定対象に代えてスルー校正用の標準器が前記第１ポートおよび前記第２ポート間に接続された状態において、前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を前記測定周波数帯域に亘って変更しつつ当該周波数設定処理から前記位相算出処理までの各処理を実行することにより、当該測定周波数帯域内における前記標準器に関する前記差分位相についての前記差分周波数間隔毎の変化状態を示す補正用差分位相変化データを測定する補正用差分位相測定処理と、
前記差分位相変化データを前記補正用差分位相変化データで補正する補正処理とを実行する請求項１記載の測定装置。 The processing unit is
The local oscillator frequency set in the frequency setting process is changed over the measurement frequency band in a state in which a standard device for thru calibration is connected between the first port and the second port in place of the measurement target. By executing each process from the frequency setting process to the phase calculation process while performing the correction differential phase indicating the change state of the differential phase with respect to the standard device in the measurement frequency band for each differential frequency interval a correction differential phase measurement process for measuring change data;
2. The measuring apparatus according to claim 1, further comprising a correction process of correcting the differential phase change data with the correction differential phase change data.
前記励振ユニットは、
第１周波数の第１正弦波信号、および当該第１周波数のｍ倍（ｍは２以上の任意の自然数）の第２周波数であって前記第１正弦波信号と同一振幅の第２正弦波信号を含む第１信号を出力する第１信号出力部と、
前記第１正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に当該第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第１周波数の信号である第１余弦波信号、および前記第２正弦波信号に対して位相が９０°ずれると共に前記第１正弦波信号と同一振幅で、かつ前記第２周波数の信号である第２余弦波信号を含む第２信号を出力する第２信号出力部と、
前記第１正弦波信号と同一振幅の第１正弦波励振信号、および当該第１正弦波励振信号の位相を９０°ずらした信号である第１余弦波励振信号を設定された局発周波数で出力する第１局発部と、
前記第１信号および前記第１余弦波励振信号をミキシングして第１ミキシング信号として出力する第１ミキサ部と、
前記第２信号および前記第１正弦波励振信号をミキシングして第２ミキシング信号として出力する第２ミキサ部と、
前記第１ミキシング信号および前記第２ミキシング信号を加算することにより、前記局発周波数に前記第１周波数が加算された第１加算周波数の第１正弦波加算信号、および前記局発周波数に前記第２周波数が加算された第２加算周波数の第２正弦波加算信号を含む信号を前記励振信号として前記第１ポートに出力する第１加算部とを備え、
前記受信ユニットは、
前記第１正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３正弦波信号、および前記第２正弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４正弦波信号を含む第３信号を出力する第３信号出力部と、
前記第１余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第３余弦波信号、および前記第２余弦波信号と同一振幅であって同一周波数の第４余弦波信号を含む第４信号を出力する第４信号出力部と、
前記第１正弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２正弦波励振信号および前記第１余弦波励振信号と同一振幅であって同一周波数の第２余弦波励振信号を設定された前記局発周波数で出力する第２局発部と、
前記第３信号および前記第２余弦波励振信号をミキシングして第３ミキシング信号として出力する第３ミキサ部と、
前記第４信号および前記第２正弦波励振信号をミキシングして第４ミキシング信号として出力する第４ミキサ部と、
前記第３ミキシング信号および前記第４ミキシング信号を加算すると共に内部励振信号として出力する第２加算部と、
前記第１正弦波信号と同一振幅の正弦波基準信号を設定された前記局発周波数で出力する基準局発部と、
前記第２ポートで受信される前記通過信号であって、前記第１正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第１位相ずれ分だけ位相がずれた第１正弦波通過信号、および前記第２正弦波加算信号に対して前記測定対象を通過する際に生じる第２位相ずれ分だけ位相がずれた第２正弦波通過信号を含む信号と、前記正弦波基準信号とをミキシングして第５ミキシング信号として出力する第５ミキサ部と、
前記正弦波基準信号および前記内部励振信号をミキシングして第６ミキシング信号として出力する第６ミキサ部とを備え、
前記処理部は、
前記励振ユニット内の前記第１局発部と、前記受信ユニット内の前記第２局発部および前記基準局発部とに対して前記局発周波数を設定する周波数設定処理、
前記第１周波数であって前記第１位相ずれ分を含む第１余弦波受信信号と前記第２周波数であって前記第２位相ずれ分を含む第２余弦波受信信号とが加算された信号を第５信号として前記第５ミキシング信号から抽出する第１フィルタ処理、
前記第１周波数の第１余弦波参照信号と前記第２周波数の第２余弦波参照信号とが加算された信号を第６信号として前記第６ミキシング信号から抽出する第２フィルタ処理、
前記第１余弦波受信信号および前記第１余弦波参照信号の位相差と前記第２余弦波受信信号および前記第２余弦波参照信号の位相差との差分値を、前記第１位相ずれ分および前記第２位相ずれ分の差分位相として算出する位相算出処理、
並びに前記第１加算周波数および前記第２加算周波数の組に対応させて前記差分位相を記憶する記憶処理を実行可能に構成されて、
前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を、増加させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数と一致するように、減少させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数と一致するように、予め規定された測定周波数帯域に亘って段階的に変更しつつ当該周波数設定処理から前記記憶処理までの各処理を実行することにより、当該測定周波数帯域内における前記測定対象に関する前記差分位相についての前記第１周波数および前記第２周波数の差分周波数間隔毎の変化状態を示す差分位相変化データを測定する差分位相測定処理を実行する測定装置。 an excitation unit for outputting an excitation signal from a first port connected to one electrode of the object to be measured; A receiving unit that receives the excitation signal that has passed through the measurement target as a passing signal, and a processing unit,
The excitation unit is
A first sine wave signal having a first frequency, and a second sine wave signal having a second frequency m times the first frequency (m is an arbitrary natural number equal to or greater than 2) and having the same amplitude as the first sine wave signal a first signal output unit that outputs a first signal including
A first cosine wave signal that is 90° out of phase with the first sine wave signal, has the same amplitude as the first sine wave signal, and has the first frequency, and the second sine wave signal a second signal output unit for outputting a second signal including a second cosine wave signal having a phase difference of 90° and having the same amplitude as the first sine wave signal and having the second frequency;
Outputting a first sine wave excitation signal having the same amplitude as the first sine wave signal and a first cosine wave excitation signal, which is a signal obtained by shifting the phase of the first sine wave excitation signal by 90°, at a set local oscillator frequency a first local oscillator that
a first mixer unit that mixes the first signal and the first cosine wave excitation signal and outputs a first mixed signal;
a second mixer unit that mixes the second signal and the first sinusoidal excitation signal and outputs a second mixed signal;
By adding the first mixing signal and the second mixing signal, a first sine wave addition signal of a first addition frequency obtained by adding the first frequency to the local oscillation frequency and the first sine wave addition signal to the local oscillation frequency a first addition unit that outputs a signal including a second sine wave addition signal of a second addition frequency obtained by adding two frequencies as the excitation signal to the first port;
The receiving unit
outputting a third signal including a third sine wave signal having the same amplitude and frequency as the first sine wave signal and a fourth sine wave signal having the same amplitude and frequency as the second sine wave signal; a third signal output unit;
outputting a fourth signal including a third cosine wave signal having the same amplitude and frequency as the first cosine wave signal and a fourth cosine wave signal having the same amplitude and frequency as the second cosine wave signal; a fourth signal output unit;
A second sine wave excitation signal having the same amplitude and frequency as the first sine wave excitation signal and a second cosine wave excitation signal having the same amplitude and frequency as the first cosine wave excitation signal are set. a second local oscillator that outputs at a local oscillator frequency;
a third mixer that mixes the third signal and the second cosine wave excitation signal and outputs a third mixed signal;
a fourth mixer that mixes the fourth signal and the second sinusoidal excitation signal and outputs a fourth mixed signal;
a second addition unit that adds the third mixing signal and the fourth mixing signal and outputs the result as an internal excitation signal;
a reference local oscillator that outputs a sinusoidal reference signal having the same amplitude as the first sinusoidal signal at the set local oscillation frequency;
a first sinusoidal pass-through signal received at the second port, the first sinusoidal pass-through signal being out of phase with respect to the first summed sinusoidal signal by a first phase shift occurring when passing through the object to be measured; , and a signal including a second sine wave passing signal whose phase is shifted by a second phase shift generated when passing through the object to be measured with respect to the second sine wave sum signal, and the sine wave reference signal. a fifth mixer section for outputting as a fifth mixing signal;
a sixth mixer unit that mixes the sine wave reference signal and the internal excitation signal and outputs a sixth mixed signal;
The processing unit is
frequency setting processing for setting the local oscillator frequency for the first local oscillator in the excitation unit and the second local oscillator and the reference local oscillator in the receiving unit;
a signal obtained by adding a first received cosine wave signal having the first frequency and including the first phase shift and a second received cosine wave signal having the second frequency and including the second phase shift; a first filtering process for extracting from the fifth mixing signal as a fifth signal;
a second filtering process of extracting a signal obtained by adding the first cosine wave reference signal of the first frequency and the second cosine wave reference signal of the second frequency as a sixth signal from the sixth mixing signal;
A difference value between a phase difference between the first received cosine wave signal and the first cosine wave reference signal and a phase difference between the second received cosine wave signal and the second cosine wave reference signal is calculated by the first phase shift and a phase calculation process for calculating a differential phase for the second phase shift;
and a storage process of storing the differential phase in association with the set of the first addition frequency and the second addition frequency,
When the local oscillator frequency set in the frequency setting process is increased, the first added frequency based on the newly set local oscillator frequency matches the second added frequency based on the previously set local oscillator frequency. A measurement frequency band defined in advance such that when decreasing, the second addition frequency based on the newly set local oscillation frequency matches the first addition frequency based on the local oscillation frequency set immediately before By executing each process from the frequency setting process to the storage process while changing stepwise over the measurement frequency band, the first frequency and the second A measuring device that performs differential phase measurement processing for measuring differential phase change data that indicates a change state of frequency for each differential frequency interval.
前記測定対象に代えてスルー校正用の標準器が前記第１ポートおよび前記第２ポート間に接続された状態において、前記周波数設定処理において設定する前記局発周波数を、増加させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数と一致するように、減少させるときには新たに設定する当該局発周波数に基づく前記第２加算周波数が直前に設定した当該局発周波数に基づく前記第１加算周波数と一致するように、前記測定周波数帯域に亘って段階的に変更しつつ当該周波数設定処理から前記記憶処理までの各処理を実行することにより、当該測定周波数帯域内における前記標準器に関する前記差分位相についての前記差分周波数間隔毎の変化状態を示す補正用差分位相変化データを測定する補正用差分位相測定処理と、
前記差分位相変化データを前記補正用差分位相変化データで補正する補正処理とを実行する請求項３記載の測定装置。 The processing unit is
The local oscillator frequency set in the frequency setting process is newly set when increasing it in a state in which a standard device for thru calibration is connected between the first port and the second port in place of the object to be measured. The second addition based on the local oscillation frequency is newly set when decreasing such that the first addition frequency based on the local oscillation frequency coincides with the second addition frequency based on the local oscillation frequency set immediately before. Each process from the frequency setting process to the storage process is executed while changing stepwise over the measurement frequency band so that the frequency matches the first addition frequency based on the local oscillator frequency set immediately before. a correction differential phase measurement process for measuring correction differential phase change data indicating a state of change for each differential frequency interval of the differential phase with respect to the standard device in the measurement frequency band;
4. The measuring apparatus according to claim 3, further comprising a correction process of correcting the differential phase change data with the correction differential phase change data.
前記第２信号出力部は、前記第１余弦波信号および前記第２余弦波信号が加算された前記第２信号を出力し、
前記第３信号出力部は、前記第３正弦波信号および前記第４正弦波信号が加算された前記第３信号を出力し、
前記第４信号出力部は、前記第３余弦波信号および前記第４余弦波信号が加算された前記第４信号を出力する請求項１から６のいずれかに記載の測定装置。 The first signal output unit outputs the first signal obtained by adding the first sine wave signal and the second sine wave signal,
The second signal output unit outputs the second signal obtained by adding the first cosine wave signal and the second cosine wave signal,
The third signal output unit outputs the third signal obtained by adding the third sine wave signal and the fourth sine wave signal,
The measuring apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein the fourth signal output section outputs the fourth signal obtained by adding the third cosine wave signal and the fourth cosine wave signal.
前記第２信号出力部は、前記第１余弦波信号および前記第２余弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第２信号を出力し、
前記第３信号出力部は、前記第３正弦波信号および前記第４正弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第３信号を出力し、
前記第４信号出力部は、前記第３余弦波信号および前記第４余弦波信号が時分割で連続するように組み合わされた前記第４信号を出力する請求項１から６のいずれかに記載の測定装置。 The first signal output unit outputs the first signal in which the first sine wave signal and the second sine wave signal are combined so as to be continuous in a time division manner,
The second signal output unit outputs the second signal in which the first cosine wave signal and the second cosine wave signal are combined so as to be continuous in a time division manner,
The third signal output unit outputs the third signal in which the third sine wave signal and the fourth sine wave signal are combined so as to be continuous in a time division manner,
7. The fourth signal output unit according to any one of claims 1 to 6, wherein the third cosine wave signal and the fourth cosine wave signal are combined so as to be continuous in a time division manner to output the fourth signal. measuring device.
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| JP2004132985A (en) | 2002-10-07 | 2004-04-30 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg | Measuring device, especially, vectorial network analyzer with separate oscillator |
| US7058377B1 (en) | 2003-08-14 | 2006-06-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Dual channel downconverter for pulsed radio frequency measurements |
| US20170324375A1 (en) | 2016-05-06 | 2017-11-09 | Eight Ten Labs LLC | Method to Remove the Effects of LO Drift from Vector Network Analyzer Measurements |
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