JP7305068B2

JP7305068B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP7305068B2
Application number: JP2022569656A
Authority: JP
Inventors: 幹幸谷口; 大斗水谷
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-12-18
Filing date: 2020-12-18
Publication date: 2023-07-07
Anticipated expiration: 2040-12-18
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Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

電力変換装置の小型・軽量化を実現するため、スイッチング素子の駆動周波数（以下、スイッチング周波数と称する）を向上させる手法が主に用いられている。スイッチング周波数を常に高い状態で固定すると、スイッチング損失の増大を招くため、動作条件に応じてスイッチング周波数を可変とする検討が行われている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１５－１８６４３６号公報

特許文献１に記載の電力変換装置は、スイッチング用キャリア周波数を整流回路の入力交流電圧の位相に基づいて不連続的に切り替えており、キャリアのトップ及び／又はボトムでサンプリングされた各物理量を用いて制御を行っている。この技術を、要求されるスイッチング周波数の最大値が高速である場合、複雑な制御処理が求められる場合、１つのマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンと称す）で複数の電力変換装置を制御する場合などにそのまま適用すると、マイコンすなわち制御器の処理負荷が増大する課題が発生する。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、制御器の処理負荷を低減することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、
磁性部品と、スイッチング素子とを含み、電力変換を行う電力変換器と、
制御周波数によって決まる制御周期の下、前記スイッチング素子のデューティ比および前記スイッチング素子を駆動するスイッチング周波数に基づき、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御器とを備え、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータおよび前記電力変換器の電気パラメータの少なくとも一つに基づいて決定され、予め定められた時間幅および予め定められた電気量幅のいずれか一つに基づき２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するとともに、
前記制御周波数は、前記スイッチング周波数を２以上の整数Ｐで除した値である。

本願に開示される電力変換装置によれば、制御器の処理負荷を低減することが可能である。

実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成の１例を示す図である。実施の形態１に係る制御装置のハードウェアの構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係る電力変換装置の動作波形図である。実施の形態２に係る電力変換装置の動作波形図である。実施の形態３に係る電力変換装置の回路構成の１例を示す図である。実施の形態３に係る電力変換装置の動作波形図である。実施の形態４に係る電力変換装置の動作波形図である。

［本願の概要］
本願に開示される電力変換装置は、磁性部品と、スイッチング素子とを含み、電力変換を行う電力変換器と、
制御周波数によって決まる制御周期の下、前記スイッチング素子のデューティ比および前記スイッチング素子を駆動するスイッチング周波数に基づき、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御器とを備え、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータおよび前記電力変換器の電気パラメータの少なくとも一つに基づいて決定され、予め定められた時間幅および予め定められた電気量幅のいずれか一つに基づき２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するとともに、
前記制御周波数は、前記スイッチング周波数を２以上の整数Ｐで除した値である。

本願に開示される電力変換装置によれば、制御周波数をスイッチング周波数に対して１／Ｐに低減することができる。これにより、要求されるスイッチング周波数の最大値が高速である場合、複雑な制御処理が求められる場合、１つの制御器（マイコン）で複数の電力変換装置を制御する場合などにおいて、制御器（マイコン）の処理負荷を低減することができる。

ここで、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータおよび前記電力変換器の電気パラメータの少なくとも一つに基づいて決定されるのであるが、磁性部品の磁性パラメータとしては、磁性部品のインダクタンス、巻数、磁性コアの実効断面積、磁性コアの磁束密度を使用することができ、電力変換器の電気パラメータとしては電圧、電流、電力条件を使用することができる。以下に説明する実施の形態１では、磁性部品の磁性パラメータとしてリアクトルの磁性コアの磁束密度が使用され、実施の形態２では、電力変換器の電気パラメータとして電力変換器の入力電流の電流リプルが使用され、実施の形態３では、磁性部品の磁性パラメータとしてリアクトルまたはトランスの磁性コアの磁束密度が使用され、実施の形態４では、電力変換器の電気パラメータとして電力変換器の出力電流の電流リプルが使用される。

また、予め定められた時間幅および予め定められた電気量幅としては、任意の時間幅、位相幅、電圧幅、電流幅、または電力幅のいずれか１つが使用される。実施の形態１および実施の形態２では、予め定められた時間幅として入力交流電圧位相の半周期が使用され、実施の形態３および実施の形態４では、予め定められた電気量幅として電力変換器の出力電圧の動作範囲が使用される。

以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施の形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。

実施の形態１．
実施の形態１に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成図の１例を示す図であり、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を備えている。

［実施の形態１の回路構成の説明］
図１に示す電力変換装置は、交流電源１から電力変換器であるＡＣ／ＤＣコンバータ１０に交流電力が入力され、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０から直流電力が直流負荷８に出力される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２、力率改善用リアクトル３、ダイオード素子４、スイッチング素子５、平滑用コンデンサ６を備える。また、電力変換器であるＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、第１電圧検出器７１、第２電圧検出器７２、第１電流検出器７３、および第２電流検出器７４からの検出信号を入力して、スイッチング素子５のオンオフを制御する制御器９を備える。なお、本例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０として昇圧チョッパ回路を示しているが、磁性部品であるリアクトルを含む回路であれば、降圧回路、昇降圧回路でも適用可能である。

交流電源１は、商用交流系統または自家発電機などである。直流負荷８は、純粋な抵抗負荷だけでなく、例えば、車両走行用の高圧バッテリ、または車用電装品の電源である鉛バッテリ、電気２重層コンデンサ（ＥＤＬＣ：ＥｌｅｃｔｒｉｃＤｏｕｂｌｅＬａｙｅｒＣａｐａｃｉｔｏｒ）で構成しても良い。なお、交流電源１または直流負荷８が上記のものに限定されるものでない。

力率改善用リアクトル３は、一端が入力側ダイオード整流ブリッジ回路２の正極側出力母線と接続され、他端がダイオード素子４とスイッチング素子５の接続点と接続される減流リアクトルである。なお、力率改善用リアクトル３は、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２の負極側出力母線とスイッチング素子５のソース端子とに接続してもよく、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２の入出力母線の両端にそれぞれ分散して接続しても良い。

ダイオード素子４は、ファストリカバリダイオード（ＦＲＤ：ＦａｓｔＲｅｃｏｖｅｒｙＤｉｏｄｅ）、ソフトリカバリダイオード（ＳＢＤ：ＳｏｆｔＲｅｃｏｖｅｒｙＤｉｏｄｅ）などの種類に限定されない他、ＳｉＣ（ＳｉｌｉｃｏｎＣａｒｂｉｄｅ）、ＧａＮ（ＧａｌｌｉｕｍＮｉｔｒｉｄｅ）、またはＧａ２Ｏ３（酸化ガリウム）などの材料を用いたものでもよい。さらに、スイッチング素子で代用して同期整流を行っても良い。

スイッチング素子５は、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に限らず、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（ＨｉｇｈＥｌｅｃｔｒｏｎＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはＧａ２Ｏ３－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

また、図１に示すＡＣ／ＤＣコンバータ１０では、上述した通り、昇圧チョッパ回路構成としているが、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２を省略したセミブリッジレス型、またはトーテムポール型の構成であっても良い。

本願の電力変換装置の制御器９は、第１電圧検出器７１、第２電圧検出器７２、第１電流検出器７３、および第２電流検出器７４の検出値の一部または全部に基づいて、下記に説明する制御周波数によって決まる制御周期ごとに制御演算を行う。そして、制御器９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子５の制御を行う。すなわち、制御器９は、第１電圧検出器７１、第２電圧検出器７２、第１電流検出器７３、および第２電流検出器７４の検出値の一部または全部に基づいて、スイッチング素子５のゲートに対して駆動信号Ｘを送信し、スイッチング素子５のオンオフを制御することにより所望の動作を行うことができる。

また、制御器９は、後述するように、電力変換装置の動作モードに応じて適切なフィードバック演算を行い、デューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力するとともに、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを演算する。

図２は、制御器９内のマイコンのハードウエアの一例を示すブロック図である。マイコンのハードウエアは、プロセッサ１００と記憶装置１０１とから構成され、図示していないが、記憶装置１０１はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行することにより、駆動信号Ｘを出力する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。

［磁束密度一定制御に基づく動作の説明］
はじめに、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを対象として、スイッチング素子５のスイッチング周波数および制御器９における制御周波数の制御について説明する。なお、実施の形態１では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの変動量をゼロ、つまり一定値として扱うこととする。

図３は、本実施の形態におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１０および制御器９におけるスイッチング周波数および制御周波数の動作波形図であり、交流電源１の１周期における動作を示している。
図３Ａにおいて、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎの瞬時値（第１電圧検出器７１の出力値）は、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２を介して全波整流され、入力電圧｜Ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（第２電圧検出器７２の出力値）は、図３Ａに示すように一定値の直流電圧Ｖｏｕｔとしている。なお、図３Ａにおいて、Ｖｉｎ＿ｒｍｓは入力電圧Ｖｉｎの実効値を示している。

図３Ｂにおいて、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙは、入力電圧Ｖｉｎがゼロとなる位相で１となり、入力電圧Ｖｉｎがピークとなる位相で最小となるよう変化する。本動作は、下記の式（１）を用いて表すことが出来る。式（１）で得られたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔと後述するフィードバック演算によって求まるデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂとに基づいてスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを決定する。具体的には、デューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂをフィードバック項、デューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔをフィードフォワード項として、フィードバック項のみ、あるいはフィードバック項およびフィードフォワード項の和が、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙとなるようにする。

一方、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは、下記の式（２）となる。ここで、式（２）において、Ｎは力率改善用リアクトル３の巻数、Ａｅは力率改善用リアクトル３の磁性コアの実効断面積、ｆｓｗはスイッチング素子５のスイッチング周波数である。

出力電圧Ｖｏｕｔが一定で、スイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗが予め設定された値、例えばスイッチング周波数ｆｓｗ＿ｍａｘで固定されている場合において、入力電圧Ｖｉｎが低下するに従って、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは低下するような場合、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂがゼロとなっても、スイッチング素子５は固定されたスイッチング周波数ｆｓｗ＿ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。

これに対して、本実施の形態では、図３Ｃおよび図３Ｄに示すように、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値（図３ＤのＢ理論値）となる場合のスイッチング周波数（図３Ｃのｆｓｗ理論値）を、式（２）に基づいてフィードバック演算により求める。すなわち、デューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、式（２）によって決定される力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるスイッチング周波数ｆｓｗをフィードバック演算により導出する。

ここで、スイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗは、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期において瞬時かつ動的に変動することになる。
そこで、本実施の形態では、スイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗの安定的な変動を実現するため、上記で導出した力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるスイッチング周波数（図３Ｃのｆｓｗ理論値）に基づき、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期に基づいて、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の区間ごとに階段状に変動するように制御する。
具体的には、図３Ｅに示すように、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期をＭ個の区間に分割し、各区間におけるスイッチング周波数ｆｓｗは、各区間の時間的な始点において力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるように演算されたスイッチング周波数ｆｓｗを採る。

このとき、入力電圧Ｖｉｎがゼロのときに、スイッチング素子５のスイッチング周波数をゼロにすると、式（２）の関係から、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度は理論上、無限大に発散してしまう。このため、入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス近傍では、スイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗを、入力電圧Ｖｉｎが最大となる時点におけるスイッチング周波数ｆｓｗより小さい、ゼロでない周波数とする。例えば、図３Ｅのように設定したスイッチング素子５のスイッチング周波数の最小値ｆｓｗ＿ｍｉｎを下限値として設定し、ゼロクロス近傍では、このスイッチング周波数の最小値ｆｓｗ＿ｍｉｎとなるように制御しておくことで、磁束密度Ｂの発散を抑制することができる、なお、スイッチング周波数ｆｓｗと力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂの増減関係はこれに限るものではない。

また、上述では、式（２）に基づいてスイッチング周波数（図３Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出していたが、フィードバック演算に加えてフィードフォワード演算を用いてもよい。すなわち、下記の式（３）を用いたフィードフォワード演算を加えて、力率改善用リアクトル３の磁束密度が設定値となるスイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗを導出し、スイッチング周波数ｆｓｗを制御しても良い。
具体的には、第１電圧検出器７１から得られる入力電圧Ｖｉｎと、第２電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと、力率改善用リアクトル３の巻数Ｎと、磁性コアの実効断面積Ａｅと、予め設定した磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆとを式（３）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、フィードバック制御のフィードバック制御演算項に加算して力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるスイッチング周波数ｆｓｗを導出する。そして、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期に基づき、任意の整数Ｍ個の区間ごとに段階的に変動するようスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２電圧検出器７２から得られる検出値だけでなく、制御指令値を設けている際は、これを用いても良い。
また、スイッチング周波数ｆｓｗ（図３Ｃのｆｓｗ理論値）を、フィードバック演算により導出する代わりに前記のフィードフォワード演算のみを用いて導出してもよい。

また、本実施の形態では、図３Ｆに示すように、制御器９における制御周波数ｆｃｏｎｔは、スイッチング周波数ｆｓｗと位相を揃えると共に、スイッチング周波数ｆｓｗを整数Ｐ（Ｐは２以上の整数）で除した値に設定する。これにより、制御周波数ｆｃｏｎｔをスイッチング周波数ｆｓｗに対して１／Ｐにすることができる。したがって、要求されるスイッチング周波数ｆｓｗの最大値が高速である場合、複雑な制御処理が求められる場合、１つの制御器（マイコン）で複数の電力変換装置を制御する場合などにおいて、制御器（マイコン）の処理負荷を低減することが可能である。
また、図３Ｆに示す例では、整数Ｐを一定とした場合について示したが、これに限ったものではない。例えば、整数Ｐを、Ｍ個に分割した区間ごとあるいは交流周期ごとに変更させてもよい。この場合、整数Ｐは、少なくとも一部の区間で２以上であればよく、それ以外の区間において１とした場合であっても、制御器（マイコン）の負荷処理を低減できるという効果が得られる。なお、後述する実施の形態２から実施の形態５においても、整数Ｐは一定に限らず、少なくとも一部の区間で２以上であってもよい。

図３Ｆのように、制御器９における制御周波数ｆｃｏｎｔをスイッチング周波数ｆｓｗを整数Ｐで除した値に設定することにより、スイッチング周波数ｆｓｗと制御周波数ｆｃｏｎｔを常に同期させることが可能である。これにより、例えば第１電圧検出器７１から得られる交流入力電圧Ｖｉｎの検出値と同期した正弦波形状の予め定められた入力電流指令（目標正弦波電流）Ｉｉｎ＊と、交流入力電流Ｉｉｎの検出値との電流差をフィードバック量としてフィードバック演算を行う場合、交流入力電流Ｉｉｎの電流リプルに対して常に同じタイミングで検出した値を用いて制御を行うことになるため、スイッチング周波数ｆｓｗが動作条件に応じて逐次変動する場合においても、制御性の低下を防止することができる。

図３に示す例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧Ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。逆に、入力電圧Ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。

［動作モードについての説明］
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の動作モードは、制御方法に応じて定電力制御モード（以下、ＣＰ制御モードと称す）と、定電流制御モード（以下、ＣＣ制御モードと称す）とに分けられる。

具体的には、ＣＰ制御モードでは、制御器９は第１電圧検出器７１から得られる交流入力電圧Ｖｉｎの検出値と同期した正弦波状の予め定められた入力電流指令（目標正弦波電流）Ｉｉｎ＊と、交流入力電流Ｉｉｎの検出値との電流差を算出する。算出した電流差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、力率制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力する。
一方、ＣＣ制御モードでは、制御器９は予め定められた出力電圧指令（目標直流電圧）Ｖｏｕｔ＊と、直流出力電圧Ｖｏｕｔの検出値との電圧差を算出する。算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、電圧制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力する。

［制御ゲイン（制御定数）の設定方法についての説明］
上述したＣＰ制御モードおよびＣＣ制御モードにおける比例制御もしくは比例積分制御について、その制御ゲイン（制御定数）を上述した方法で演算された制御周波数ｆｃｏｎｔと第１電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの検出値のいずれか一方に基づいて設定する。

具体的には、制御周波数ｆｃｏｎｔが大きくなるのに伴い電力変換装置の応答性が高くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定し、制御周波数ｆｃｏｎｔが小さくなるのに伴い電力変換装置の応答性が低くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定する。
また、第１電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの検出値が大きくなるにつれて力率改善用リアクトル３のインダクタンスＬが小さくなるため、電力変換装置の応答性が低くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定し、第１電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの検出値が小さくなるにつれて力率改善用リアクトル３のインダクタンスＬが大きくなるため、電力変換装置の応答性が高くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定する。
これにより、電力変換装置の動作条件に対して最適なフィードバック演算を実現することができる。

［実施の形態１の効果］
以上のように、本実施の形態によれば、
電力変換器は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータとしての前記リアクトルの磁性コアの磁束密度が設定値となるように導出された周波数に基づいて決定され、前記時間幅としての入力交流電圧位相の半周期に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するようにしたので、
リアクトルの鉄損は固定されるものの、電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。また、スイッチング周波数の安定的な変動を実現することができる。

また、前記制御器は、前記リアクトルの磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆと、前記リアクトルの巻数Ｎと、前記リアクトルの磁性コアの実効断面積Ａｅと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｉｎと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｏｕｔとを用いて、前記の式（３）を満たすように前記スイッチング周波数を決定するようにしたので、
リアクトルの鉄損は固定されるものの、電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

また、前記制御器は、前記電力変換器の入力電流が、前記電力変換器の入力電圧と同期した正弦波状の電流に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算するようにしたので、
力率制御を行いながら交流電源から直流負荷に電力を供給することができる。

また、前記制御器は、前記電力変換器の出力電圧が、目標出力電圧に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算するようにしたので、
電圧制御を行いながら交流電源から直流負荷に電力を供給することができる。

また、前記制御器は、前記制御周波数と前記電力変換器の入力電流のいずれか一方に基づいて前記フィードバック制御の制御定数を設定するようにしたので、
電力変換装置の動作条件に応じて最適なフィードバック演算を行うことができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを対象として、スイッチング周波数および制御周波数の制御手法を説明した。実施の形態２では、リアクトル３の電流リプル（脈動）を対象としたスイッチング周波数および制御周波数の制御手法について説明する。
なお、電力変換装置の回路構成は、実施の形態１の図１および図２の回路構成と同様であるので、その説明は省略する。

［電流リプル一定制御に基づく動作の説明］
図４は、本実施の形態におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１０および制御器９におけるスイッチング周波数および制御周波数を説明する動作波形図であり、交流電源１の１周期における動作を示している。
図４Ａにおいて、交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎの瞬時値（第１電圧検出器７１の出力値）は、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２を介して全波整流され、入力電圧｜Ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（第２電圧検出器７２の出力値）は、図４Ａに示すように一定値の直流電圧Ｖｏｕｔとしている。なお、図４Ａにおいて、Ｖｉｎ＿ｒｍｓは入力電圧Ｖｉｎの実効値を示している。

図４Ｂにおいて、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙは、入力電圧Ｖｉｎがゼロとなる位相で１となり、入力電圧Ｖｉｎがピークとなる位相で最小となるよう変化する。本動作は、上記の式（１）を用いて表すことが出来る。式（１）で得られたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔとフィードバック演算によって求まるデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂとに基づいてスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを決定する。なお、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを演算する制御については、実施の形態１と同様である。

ここで、第１電流検出器７３から得られる瞬時の入力電流Ｉｉｎには、力率改善用リアクトル３の励磁および消磁（リセット）により、電流リプルΔＩｒｉｐが重畳している。電流リプルΔＩｒｉｐは下記の式（４）で表すことができる。なお、式（４）のＬは、力率改善用リアクトル３のインダクタンスである。

式（４）より、スイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗが予め設定された値、例えばスイッチング周波数ｆｓｗ＿ｍａｘで固定されているとき、入力電圧Ｖｉｎの位相に応じて電流リプルが変化する。出力電圧Ｖｏｕｔが一定で、入力電圧Ｖｉｎが高くなるに従い、入力電流リプルΔＩｒｉｐが低下するような場合、入力電流リプルが最小値ΔＩｒｉｐ＿ｍｉｎとなっても、スイッチング素子５は前述の固定されたスイッチング周波数ｆｓｗ＿ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。

これに対して、本実施の形態では、第１電流検出器７３から得られる瞬時の入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが、設定されるスイッチング素子５のスイッチング周波数の最大値（ｆｓｗ＿ｍａｘ）固定で動作させた際の電流リプルの最大値ΔＩｒｉｐ＿ｍａｘ以下の設定値（図４ＤのΔＩｒｉｐ理論値）となるスイッチング周波数（図４Ｃのｆｓｗ理論値）を、式（４）に基づいてフィードバック演算により導出する。
すなわち、デューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、式（４）によって決定される入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値（図４ＤのΔＩｒｉｐ理論値）となるスイッチング周波数ｆｓｗ（図４Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出する。

図４Ｃのｆｓｗ理論値では、スイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗは、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期において瞬時かつ動的に変動することになる。
そこで、本実施の形態では、スイッチング素子５のスイッチング周波数の安定的な変動を実現するため、上記で導出した入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるスイッチング周波数に基づき、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期に基づいて、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の区間ごとに階段状に変動するよう制御する。
具体的には、図３Ｅに示すように、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期をＭ個の区間に分割し、各区間におけるスイッチング周波数ｆｓｗは、各区間の時間的な始点において入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるように演算されたスイッチング周波数ｆｓｗを採る。

［実施の形態２のフィードフォワード制御の説明］
また、式（４）に基づくフィードバック演算のみならず、下記の式（５）を用いてフィードフォワード演算を加えて、入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるスイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓｗを導出し、スイッチング周波数ｆｓｗを制御しても良い。
具体的には、第１電圧検出器７１から得られる入力電圧Ｖｉｎと、第２電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと、力率改善用リアクトル３のインダクタンスＬと、予め設定した入力電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ＿ｒｅｆとを式（５）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、上述したフィードバック制御のフィードバック制御演算項に加算して入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるスイッチング周波数ｆｓｗを導出する。そして、入力電圧Ｖｉｎの位相の半周期に基づき、Ｍ個の区間ごとに階段状に変動するようスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２電圧検出器７２から得られる検出値だけでなく、制御指令値を設けている際は、これを用いても良い。
また、スイッチング周波数（図４Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出する代わりに、式（５）に基づくフィードフォワード演算のみを用いて導出してもよい。

なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の動作モードおよび制御ゲイン（制御定数）の設定方法については実施の形態１と同様であるので、その説明は省略する。

また、本実施の形態では、電力変換器の電気パラメータとして電力変換器の入力電流の電流リプルが使用された例を説明したが、電力変換器の出力電流の電流リプルを使用しても良い。

［実施の形態２の効果］
以上のように、本実施の形態によれば、
前記電力変換器は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記電力変換器の電気パラメータとしての前記電力変換器の入力電流の電流リプルが設定値となるように導出された周波数に基づいて決定され、前記時間幅としての入力交流電圧位相の半周期に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するようにしたので、
電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。また、スイッチング周波数の安定的な変動を実現することができる。

また、前記入力電流の電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ＿ｒｅｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｉｎと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｏｕｔとを用いて、前記の式（５）を満たすように前記スイッチング周波数を決定するようにしたので、
電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

実施の形態３．
［実施の形態３の回路構成の説明］
図５は、実施の形態３に係る電力変換装置の回路構成図の１例であり、実施の形態１にて説明したＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力端子と直流負荷８の間に、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介した構成としている。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の構成は、実施の形態１（図１）と同様の構成であり、入力側ダイオード整流ブリッジ回路２、力率改善用リアクトル３、ダイオード素子４、スイッチング素子５を備えており、その詳細は、実施の形態１で説明している。

絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチング素子１１１１、１１１２、１１１３、１１１４から構成される１次側インバータ回路と、絶縁トランス１１２と、ダイオード素子１１３１、１１３２、１１３３、１１３４から構成される２次側整流回路と、平滑用リアクトル１１４と、平滑用コンデンサ１１５と、負荷電圧Ｖｌｏａｄを検出する負荷電圧検出器１１６１と、負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する負荷電流検出器１１６２とを備える。

絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の１次側インバータを構成するスイッチング素子１１１１～１１１４は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ、またはＧａ２Ｏ３－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。また、２次側整流回路は、図５のようなダイオードから構成される整流ブリッジ回路だけでなく、ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いて同期整流回路にしても良い。

図５のように、直流負荷８の前段に絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が接続されている場合では、第２電圧検出器７２、負荷電圧検出器１１６１、第２電流検出器７４、および負荷電流検出器１１６２を用いて、それらの検出値の一部または全部に基づいて、制御器９０は、制御周波数によって決まる制御周期ごとに制御演算を行う。
制御器９０は、スイッチング素子１１１１～１１１４の制御を行う。すなわち、制御器９０は、第２電圧検出器７２、負荷電圧検出器１１６１、第２電流検出器７４、および負荷電流検出器１１６２から得られる検出値の一部または全部に基づいて、スイッチング素子１１１１～１１１４のゲートに対して駆動信号Ｙ１～Ｙ４を送信し、スイッチング素子１１１１～１１１４のオンオフを制御することにより所望の動作を行うことができる。

また、制御器９０は、後述するように、電力変換装置の動作モードに応じて適切なフィードバック演算を行い、デューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力するとともに、スイッチング素子１１１１～１１１４のデューティ比ｄｕｔｙを演算する。

なお、本実施の形態では、電力変換器として絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御の対象としているので、第２電圧検出器７２で検出される電圧Ｖｏｕｔは電力変換器の入力電圧Ｖｏｕｔと、第２電流検出器７４で検出される電流Ｉｏｕｔは電力変換器の入力電流Ｉｏｕｔと、負荷電圧検出器１１６１で検出される電圧Ｖｌｏａｄは電力変換器の出力電圧Ｖｌｏａｄと、負荷電流検出器１１６２で検出される電流Ｉｌｏａｄは電力変換器の出力電流Ｉｌｏａｄとなる。

［磁束密度一定制御に基づく動作の説明］
実施の形態３では、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を構成する絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂを対象としてスイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数および制御器９０における制御周波数の制御を行う場合について説明する。なお、実施の形態３では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔ）とＤＣ／ＤＣコンバータ１１の負荷電圧Ｖｌｏａｄ（ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｌｏａｄ）の変動量をゼロ、つまり一定値として扱うこととする。

図６は、本実施の形態の絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１および制御器９０におけるスイッチング周波数および制御周波数を説明するための動作波形図であり、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄに対する動作波形を示している。
図６Ａにおいて、第２電圧検出器７２の検出値Ｖｏｕｔつまり絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔと、負荷電圧検出器１１６１の検出値Ｖｌｏａｄつまり絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｌｏａｄは、一定値の直流電圧としている。

このとき、図６Ｂに示すようにスイッチング素子１１１１～１１１４の駆動信号Ｙ１～Ｙ４を決定するためのデューティ比ｄｕｔｙは、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄが最小となるとき最小値となり、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄが最大となるとき最大値となる。本動作は、下記の式（６）で表すことができる。式（６）で得られたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔと、フィードバック演算によって求まるデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂとに基づいて、スイッチング素子１１１１～１１１４のデューティ比ｄｕｔｙを決定する。具体的には、デューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂをフィードバック項、デューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔをフィードフォワード項として、フィードバック項のみ、あるいはフィードバック項およびフィードフォワード項の和が、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙとなるようにする。

また、絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂは、下記の式（７）となる。式（７）において、Ｎは絶縁トランス１１２の巻数、Ａｅは絶縁トランス１１２の磁性コアの実効断面積、ｆｓｗはスイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数である。

絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔが一定で、スイッチング周波数ｆｓｗが予め設定された最大値ｆｓｗ＿ｍａｘで固定され、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｌｏａｄが低下するに従い、絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度が低下するような場合、絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂが最小値となっても、スイッチング素子１１１１～１１１４は固定されたスイッチング周波数ｆｓｗ＿ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。

そこで、本実施の形態では、図６Ｃおよび図６Ｄに示すように、絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下となる設定値（本例では磁束密度の最大値Ｂｍａｘ；図６ＤのＢ理論値）になるように、スイッチング素子１１１１、１１１２、１１１３、１１１４のスイッチング周波数を、式（７）に基づいてフィードバック演算により導出する（図６Ｃのｆｓｗ理論値）。すなわち、デューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、式（７）によって決定される絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるスイッチング周波数ｆｓｗをフィードバック演算により導出する。

さらに、本実施の形態では、スイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数の安定的な変動を実現するため、上記で導出した絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるスイッチング周波数（図６Ｄのｆｓｗ理論値）に基づき、負荷電圧Ｖｌｏａｄの動作範囲Ｒ１に基づき、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の区間ごとに段階的に変動するよう制御する。具体的には、出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄの動作範囲Ｒ１をＭ個の区間に分割し、各区間におけるスイッチング周波数ｆｓｗは、各区間の任意の負荷電圧Ｖｌｏａｄにおいて絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるように演算されたスイッチング周波数ｆｓｗを採る。

また、上述では式（７）に基づいてスイッチング周波数（図６Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出していたが、フィードバック演算に加えてフィードフォワード演算を用いてもよい。すなわち、下記の式（８）を用いたフィードフォワード演算を加えて、絶縁トランス１１２の磁束密度が設定値となるスイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数ｆｓｗを導出し、スイッチング周波数ｆｓｗを制御しても良い。
具体的には、第２電圧検出器７２から得られる入力電圧Ｖｏｕｔと、負荷電圧検出器１１６１から得られる出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄと、絶縁トランス１１２の巻数Ｎと、磁性コアの実効断面積Ａｅと、予め設定した磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆとを式（８）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、上述したフィードバック制御のフィードバック制御演算項に加算して絶縁トランス１１２の磁性コアの磁束密度Ｂが最大値Ｂｍａｘ以下の設定値となるスイッチング周波数ｆｓｗを導出する。そして、出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄの動作範囲Ｒ１に基づき、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の区間ごとに段階的に変動するようスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。なお、出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄは、負荷電圧検出器１１６１から得られる検出値だけでなく、制御指令値を設けている際は、これを用いても良い。
また、スイッチング周波数（図６Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出する代わりに、前記のフィードフォワード演算のみを用いて導出してもよい。

また、本実施の形態では、制御器９０における制御周波数ｆｃｏｎｔは、図６Ｆのように、スイッチング周波数ｆｓｗと位相を揃えると共に、スイッチング周波数ｆｓｗを整数Ｐ（Ｐは２以上の整数）で除した値に設定する。これにより、制御周波数ｆｃｏｎｔをスイッチング周波数ｆｓｗに対して１／Ｐにすることができる。したがって、要求されるスイッチング周波数の最大値が高速である場合、複雑な制御処理が求められる場合、１つの制御器（マイコン）で複数の電力変換装置を制御する場合などにおいて、制御器（マイコン）の処理負荷を低減することが可能である。

さらに、制御器９０における制御周波数ｆｃｏｎｔを、図６Ｆのようにスイッチング周波数を２以上の整数Ｐで除した値に設定することで、スイッチング周波数と制御周波数を常に同期させることが可能である。これにより、例えば負荷電流指令Ｉｌｏａｄ＊と、負荷電流Ｉｌｏａｄの検出値との電流差をフィードバック量としてフィードバック演算を行う場合、負荷電流Ｉｌｏａｄの電流リプルに対して常に同じタイミングで検出した値を用いて制御を行うことになるため、スイッチング周波数が動作条件に応じて逐次変動する場合においても、制御性の低下を防止することができる。

図６の例では、出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄが一定値であるため、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔ（ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ）の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。逆に、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔ（ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ）が既知の一定値である場合は、出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔと出力電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すれば良い。

［動作モードについての説明］
絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作モードは、制御方法に応じて定電力制御モード（以下、ＣＰ制御モードと称す）と定電流制御モード（以下、ＣＣ制御モードと称す）とに分けられる。

具体的には、ＣＰ制御モードでは、制御器９０は予め定められたＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊、つまり絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの検出値、つまり絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔの検出値との電圧差を算出する。算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、電圧制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力する。
また、ＣＣ制御モードでは、制御器９０は予め定められた負荷電流指令（出力電流指令）Ｉｌｏａｄ＊と、負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの検出値との電流差を算出する。算出した電流差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、電流制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力する。

［制御ゲイン（制御定数）の設定方法についての説明］
上述したＣＰ制御モードおよびＣＣ制御モードにおける比例制御もしくは比例積分制御について、その制御ゲイン（制御定数）を上述した方法で演算された制御周波数ｆｃｏｎｔと負荷電流検出器１１６２から得られる負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの検出値のいずれか一方に基づいて設定する。

具体的には、制御周波数ｆｃｏｎｔが大きくなるのに伴い電力変換装置の応答性が高くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定し、制御周波数ｆｃｏｎｔが小さくなるのに伴い電力変換装置の応答性が低くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定する。また、負荷電流検出器１１６２から得られる負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの検出値が大きくなるにつれて絶縁トランス１１２のインダクタンスＬが小さくなるため、電力変換装置の応答性が低くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定し、負荷電流検出器１１６２から得られる負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの検出値が小さくなるにつれて絶縁トランス１１２のインダクタンスＬが大きくなるため、電力変換装置の応答性が高くなるように制御ゲイン（制御定数）を設定する。
これにより、電力変換装置の動作条件に対して最適なフィードバック演算を実現することができる。

なお、前記では、ＤＣ／ＤＣコンバータは磁性部品としてトランスを含み、スイッチング周波数は、磁性部品の磁性パラメータとしてのトランスの磁性コアの磁束密度が設定値になるように導出された周波数に基づいて決定されるようにしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータが磁性部品としてリアクトルを含み、磁性部品の磁性パラメータとしてのリアクトルの磁束密度が設定値になるように導出された周波数に基づいて決定されるようにしても良い。

［実施の形態３の効果］
以上のように、本実施の形態によれば、
前記電力変換器は、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルまたはトランスの少なくとも一つを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータとしての前記リアクトルまたはトランスの磁性コアの磁束密度が設定値になるように導出された周波数に基づいて決定され、前記電気量幅としての前記電力変換器の出力電圧の動作範囲に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するようにしたので、
リアクトルまたはトランスの鉄損は固定されるものの、電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

また、前記制御器は、前記リアクトルまたは前記トランスの磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆと、前記リアクトルまたは前記トランスの巻数Ｎと、前記リアクトルまたは前記トランスの磁性コアの実効断面積Ａｅと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｏｕｔと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｌｏａｄとを用いて、前記の式（８）を満たすように前記スイッチング周波数を決定するようにしたので、
リアクトルまたはトランスの鉄損は固定されるものの、電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

また、前記制御器は、前記電力変換器の入力電圧が目標入力電圧に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算するようにしたので、
電圧制御を行いながら直流電力から直流電力に変換することができる。

また、前記制御器は、前記電力変換器の出力電流が目標出力電流に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算するようにしたので、
電流制御を行いながら直流電力から直流電力に変換することができる。

また、前記制御器は、前記制御周波数と前記電力変換器の出力電流のいずれか一方に基づいて前記フィードバック制御の制御定数を設定するようにしたので、
電力変換装置の動作条件に応じて最適なフィードバック演算を行うことができる。

実施の形態４．
実施の形態３では、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を構成する絶縁トランスの磁性コアの磁束密度Ｂを対象としてスイッチング周波数および制御周波数の制御を行う手法について説明した。実施の形態４では、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流のリプル（脈動）を対象としてスイッチング周波数および制御周波数の制御を行う手法について説明する。
なお、電力変換装置の回路構成は、実施の形態３の図５の回路構成と同様であるので、その説明は省略する。

図７は、本実施の形態の電力変換装置におけるスイッチング周波数および制御周波数を説明するための動作波形図であり、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄに対する動作波形を示している。
図７Ａにおいて、第２電圧検出器７２の検出値Ｖｏｕｔつまり絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔと、負荷電圧検出器１１６１の検出値Ｖｌｏａｄつまり絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｌｏａｄは、一定値の直流電圧としている。

このとき、図７Ｂに示すようにスイッチング素子１１１１～１１１４の駆動信号Ｙ１～Ｙ４を決定するためのデューティ比ｄｕｔｙは、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄが最小となるとき最小値となり、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄが最大となるとき最大値となる。本動作は、上記の式（６）で表すことができる。式（６）で得られたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔと、フィードバック演算によって求まるデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂとに基づいて、スイッチング素子１１１１～１１１４のデューティ比ｄｕｔｙを決定する。なお、スイッチング素子１１１１～１１１４のデューティ比ｄｕｔｙを演算する制御については、実施の形態３と同様である。

また、負荷電流検出器１１６２から得られる負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄには、絶縁トランス１１２の励磁およびリセット（消磁）により、電流リプルΔＩｒｉｐが重畳している。電流リプルΔＩｒｉｐは下記の式（９）で表すことができる。ここで、式（９）において、Ｌは、絶縁トランス１１２のインダクタンスである。

式（９）より、スイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数ｆｓｗが予め設定された値で固定されているとき、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄに応じて電流リプルが変化する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０からの出力電圧Ｖｏｕｔ、つまり絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔが一定であり、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄが小さくなるに従い、負荷電流（出力電流）リプルΔＩｒｉｐは低下するような場合、負荷電流（出力電流）リプルが最小値ΔＩｒｉｐ＿ｍｉｎとなっても、スイッチング素子１１１１～１１１４は固定されたスイッチング周波数で動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。

これに対して、本実施の形態では、負荷電流検出器１１６２から得られる瞬時の負荷電流Ｉｌｏａｄの電流リプルΔＩｒｉｐが、設定されるスイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数の最大値（ｆｓｗ＿ｍａｘ）固定で動作させた際の電流リプルの最大値ΔＩｒｉｐ＿ｍａｘ以下の設定値（図７ＤのΔＩｒｉｐ理論値）となるスイッチング周波数（図７Ｃのｆｓｗ理論値）を、式（９）に基づいてフィードバック演算により導出する。
すなわち、デューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、式（９）によって決定される負荷電流Ｉｌｏａｄの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値（図７ＤのΔＩｒｉｐ理論値）となるスイッチング周波数ｆｓｗ（図７Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出する。

さらに、本実施の形態では、スイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数の安定的な変動を実現するため、上記で導出した負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるスイッチング周波数に基づき、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄの動作範囲Ｒ１に基づき、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の区間ごとに段階的に変動するよう制御する。
具体的には、図７Ｅに示すように、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄの動作範囲Ｒ１をＭ個の区間に分割し、各区間におけるスイッチング周波数ｆｓｗは、各区間の任意の負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄにおいて負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるように演算されたスイッチング周波数ｆｓｗを取る。

なお、式（９）に基づくフィードバック演算のみならず、下記の式（１０）を用いてフィードフォワード演算を加えて、負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるスイッチング素子１１１１～１１１４のスイッチング周波数ｆｓｗを導出し、スイッチング周波数ｆｓｗを制御しても良い。
具体的には、第２電圧検出器７２から得られる絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧Ｖｏｕｔと、負荷電圧検出器１１６１から得られる負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄと、絶縁トランス１１２のインダクタンスＬと、予め設定した負荷電流（出力電流）リプルの指令値ΔＩｒｉｐ＿ｒｅｆとを式（１０）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、式（９）に基づくフィードバック制御のフィードバック制御演算項に加算して負荷電流（出力電流）Ｉｌｏａｄの電流リプルΔＩｒｉｐが設定値となるスイッチング周波数ｆｓｗを導出する。そして、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄの動作範囲Ｒ１に基づき、２以上の整数Ｍ個の区間ごとに段階的に変動するようスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。なお、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄは、負荷電圧検出器１１６１から得られる検出値だけでなく、制御指令値を設けている際は、これを用いても良い。
また、スイッチング周波数（図７Ｃのｆｓｗ理論値）をフィードバック演算により導出する代わりに、式（１０）に基づくフィードフォワード演算のみを用いて導出しても良い。

また、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作モードおよび制御ゲイン（制御定数）の設定方法については実施の形態３と同様であるので、その説明は省略する。

なお、前記では、ＤＣ／ＤＣコンバータは磁性部品としてトランスを含み、スイッチング周波数は、電力変換器の電気パラメータとしての電力変換器の出力電流の電流リプルが設定値となるように導出された周波数に基づいて決定されるようにしたが、ＤＣ／ＤＣコンバータが磁性部品としてリアクトルを含み、スイッチング周波数は、電力変換器の電気パラメータとしての電力変換器の出力電流の電流リプルが設定値となるように導出された周波数に基づいて決定されるようにしても良い。

また、本実施の形態では、電力変換器の電気パラメータとして電力変換器の出力電流の電流リプルが使用された例を説明したが、電力変換器の入力電流の電流リプルを使用しても良い。

［実施の形態４の効果］
以上のように、本実施の形態によれば、
前記電力変換器は、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルまたはトランスの少なくとも一つを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記電力変換器の電気パラメータとしての前記電力変換器の出力電流の電流リプルが設定値となるように導出された周波数に基づいて決定され、前記電気量幅としての前記電力変換器の出力電圧の動作範囲に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するようにしたので、
電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

また、前記制御器は、前記電力変換器の出力電流の電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ＿ｒｅｆと、前記リアクトルまたは前記トランスのインダクタンスＬと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｏｕｔと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｌｏａｄとを用いて、前記の式（１０）を満たすように前記スイッチング周波数を決定するようにしたので、
電力変換装置の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

実施の形態５．
前述の実施の形態３および４では、実施の形態１にて説明したＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力端子と直流負荷８の間に、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介した構成を例として説明した。しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の前に直流電圧を設け、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ単体の構成としてもよい。また、絶縁トランスを用いる代わりにリアクトルを用いたチョッパ回路としてもよい。

前記のような構成の場合、前記の実施の形態で説明した動作モード以外に、予め定められた負荷電圧（出力電圧）指令Ｖｌｏａｄ＊と、負荷電圧（出力電圧）Ｖｌｏａｄの検出値との電圧差を算出し、算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、電圧制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂを出力するモードがある。

なお、スイッチング周波数ｆｓｗと制御周波数ｆｃｏｎｔの演算方法および制御ゲイン（制御定数）の設定方法については実施の形態１から実施の形態４と同様であるので、その説明は省略する。

本実施の形態によれば、直流電源からＤＣ／ＤＣコンバータを介して電力変換する構成において、前記制御器は、前記電力変換器の出力電圧が目標出力電圧に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算するようにしたので、電圧制御を行いながら直流電力から直流電力に変換することができる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１交流電源、２入力側ダイオード整流ブリッジ回路、３力率改善用リアクトル、４ダイオード素子、５スイッチング素子、６平滑用コンデンサ、７１第１電圧検出器、７２第２電圧検出器、７３第１電流検出器、７４第２電流検出器、８直流負荷、９制御器、１０ＡＣ／ＤＣコンバータ、１１絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ、１１２絶縁トランス、１１４平滑用リアクトル、１１５平滑用コンデンサ、１１１１，１１１２，１１１３，１１１４スイッチング素子、１１６１負荷電圧検出器、１１６２負荷電流検出器。

Claims

磁性部品と、スイッチング素子とを含み、電力変換を行う電力変換器と、
制御周波数によって決まる制御周期の下、前記スイッチング素子のデューティ比および前記スイッチング素子を駆動するスイッチング周波数に基づき、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御器とを備え、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータおよび前記電力変換器の電気パラメータの少なくとも一つに基づいて決定され、予め定められた時間幅および予め定められた電気量幅のいずれか一つに基づき２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動するとともに、
前記制御周波数は、前記スイッチング周波数を２以上の整数Ｐで除した値である、電力変換装置。
前記電力変換器は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータとしての前記リアクトルの磁性コアの磁束密度が設定値となるように導出された周波数に基づいて決定され、前記時間幅としての入力交流電圧位相の半周期に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記リアクトルの磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆと、前記リアクトルの巻数Ｎと、前記リアクトルの磁性コアの実効断面積Ａｅと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｉｎと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｏｕｔとを用いて、式（Ａ）を満たすように前記スイッチング周波数を決定する請求項２に記載の電力変換装置。
前記電力変換器は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記電力変換器の電気パラメータとしての前記電力変換器の入力電流の電流リプルが設定値となるように導出された周波数に基づいて決定され、前記時間幅としての入力交流電圧位相の半周期に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記入力電流の電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ＿ｒｅｆと、前記リアクトルのインダクタンスＬと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｉｎと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｏｕｔとを用いて、式（Ｂ）を満たすように前記スイッチング周波数を決定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記電力変換器の入力電流が、前記電力変換器の入力電圧と同期した正弦波状の電流に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算する請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記電力変換器の出力電圧が、目標出力電圧に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算する請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記制御周波数と前記電力変換器の入力電流のいずれか一方に基づいて前記フィードバック制御の制御定数を設定する請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。
前記電力変換器は、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルまたはトランスの少なくとも一つを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記磁性部品の磁性パラメータとしての前記リアクトルまたは前記トランスの磁性コアの磁束密度が設定値になるように導出された周波数に基づいて決定され、前記電気量幅としての前記電力変換器の出力電圧の動作範囲に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記リアクトルまたは前記トランスの磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆと、前記リアクトルまたは前記トランスの巻数Ｎと、前記リアクトルまたは前記トランスの磁性コアの実効断面積Ａｅと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｏｕｔと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｌｏａｄとを用いて、式（Ｃ）を満たすように前記スイッチング周波数を決定する請求項９に記載の電力変換装置。
前記電力変換器は、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記磁性部品としてリアクトルまたはトランスの少なくとも一つを含み、
前記制御器において、前記スイッチング周波数は、前記電力変換器の電気パラメータとしての前記電力変換器の出力電流の電流リプルが設定値となるように導出された周波数に基づいて決定され、前記電気量幅としての前記電力変換器の出力電圧の動作範囲に基づき、２以上の整数であるＭ個の区間ごとに段階的に変動する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記電力変換器の出力電流の電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ＿ｒｅｆと、前記リアクトルまたは前記トランスのインダクタンスＬと、前記電力変換器の入力電圧検出値Ｖｏｕｔと、前記電力変換器の出力電圧検出値Ｖｌｏａｄとを用いて、式（Ｄ）を満たすように前記スイッチング周波数を決定する請求項１１に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記電力変換器の入力電圧が目標入力電圧に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算する請求項９から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記電力変換器の出力電圧が目標出力電圧に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算する請求項９から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記電力変換器の出力電流が目標出力電流に追従するようにフィードバック制御を行い前記スイッチング素子のデューティ比を演算する請求項９から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御器は、前記制御周波数と前記電力変換器の出力電流のいずれか一方に基づいて前記フィードバック制御の制御定数を設定する請求項１３から請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。