JP7318528B2 - 電源回路、及び電源回路を備えた電子機器 - Google Patents

Description

本願は、電源回路、及び電源回路を備えた電子機器に関する。

従来、交流商用電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する直流電源装置では、交流商用電源が遮断された場合に、直流電源装置に含まれる電解コンデンサの電荷を安全な状態まで放電させる技術が知られている。

また、補助巻線の基準電圧が所定値以下に低下した場合に、電源ＩＣ（Integrated Circuit）等の制御部内の放電抵抗を用いて、電解コンデンサの電荷を放電させる技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

しかしながら、特許文献１の技術では、補助巻線の巻き線方式がフォワード巻き等の場合には、電解コンデンサの端子間電圧が大きい（３００Ｖｄｃ等）状態で補助巻線の基準電圧が低下する場合がある。このように大きい端子間電圧を放電させるように放電抵抗の抵抗値及び定格電力を設定すると、制御部が大型化したり、制御部の放熱性の考慮が要求されたりして、コストが増大する場合がある。

本発明は、コストを増大させることなく電解コンデンサの電荷を放電させることを課題とする。

本発明の一態様に係る電源回路は、交流商用電源から入力される交流電圧を平滑化する電解コンデンサと、前記電解コンデンサにより平滑化された直流電圧が印加されるトランスと、前記トランスに接続され、オン又はオフを切り替えるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流商用電源が遮断し、且つ前記電解コンデンサの端子間電圧が所定値以下に低下した場合に、前記スイッチング素子のドレイン端子とソース端子間が所定のインピーダンスを持つように前記スイッチング素子のゲート電圧を設定することで、前記電解コンデンサの電荷を放電させる。

本発明によれば、コストを増大させることなく電解コンデンサの電荷を放電できる。

第１実施形態に係る電源回路の構成例を示す図である。 第１実施形態に係る電源回路の動作例を示すタイミングチャートである。 第１実施形態に係るスイッチング素子のＶｇｓ－Ｉｄ特性例を示す図である。 比較例に係る電源回路の構成を示す図である。 比較例に係る電源回路の動作を示すタイミングチャートである。 第１変形例に係る電源回路の動作例のタイミングチャートであり、（ａ）は交流電圧の図、（ｂ）は電解コンデンサ端子間電圧の図、（ｃ）は電源ＩＣ出力電圧の図である。 第１変形例に係るスイッチング素子のＶｇｓ－Ｉｄ特性例を示す図である。 第２変形例に係る電源回路の動作例のタイミングチャートであり、（ａ）は交流電圧の図、（ｂ）は電解コンデンサ端子間電圧の図、（ｃ）は電源ＩＣ出力電圧の図である。 第３変形例に係る電源回路の動作例のタイミングチャートであり、（ａ）は交流電圧の図、（ｂ）は電解コンデンサ端子間電圧の図、（ｃ）は電源ＩＣ出力電圧の図である。 第２実施形態に係る電源回路の構成例を示す図である。 第２実施形態に係る電源回路の動作例のタイミングチャートであり、（ａ）は交流電圧の図、（ｂ）は電解コンデンサ端子間電圧の図、（ｃ）は電源ＩＣ出力電圧の図、（ｄ）は電源ＩＣのＶｃｃ端子電圧の図、（ｅ）はリレー接点の開閉状態の図である。 比較例に係る電源回路の動作のタイミングチャートであり、（ａ）は交流電圧の図、（ｂ）は電解コンデンサ端子間電圧の図、（ｃ）は電源ＩＣ出力電圧の図である。 第３実施形態に係る画像形成装置の構成例を示す図である。

以下に、図面を参照して発明を実施するための形態について説明する。各図面において、同一の構成部には同一符号を付し、重複した説明を省略する場合がある。

実施形態に係る電源回路は、交流商用電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する直流電源回路である。また実施形態では、交流商用電源から入力される交流電圧を平滑化する電解コンデンサと、該電解コンデンサにより平滑化された交流電圧が印加されるトランスと、該トランスに接続され、オン又はオフを切り替えるスイッチング素子と、該スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、該制御部は、交流商用電源が遮断し、且つ電解コンデンサの端子間電圧が所定値以下に低下した場合に、スイッチング素子を所定の状態に設定することで、電解コンデンサの電荷を放電させる。

スイッチング素子は、制御部に対して外付けの素子であり、また元々放熱性を考慮して設計された素子であるため、電解コンデンサの大きい端子間電圧を放電させる場合にも、制御部の大型化や制御部の放熱性の考慮が不要になる。これにより、コストを増大させることなく電解コンデンサの電荷を放電させる。

ここで、交流電圧の平滑化とは、時間的に連続して入力される交流電圧において、所定の時間に入力される交流電圧値が直前に入力された交流電圧値に対して乖離する場合に、直前に入力された交流電圧値に近づけるようにして、全体的に乖離した交流電圧値がない状態にすることをいう。

以下では、スイッチング素子のオン状態とオフ状態の切替をフィードバック回路により制御することで出力を安定化させるスイッチング電源回路を一例として、実施形態を説明する。

［第１実施形態］
＜電源回路１の構成例＞
まず、第１実施形態に係る電源回路１の構成について説明する。図１は、電源回路１の構成の一例を示す図である。図１に示すように、電源回路１は、整流回路ＤＢ１１と、電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３と、スイッチング素子Ｑ１０と、トランスＴ１０と、整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、コンデンサＣ１５と、電源ＩＣ（Integrated Circuit）１２と、スナバ回路Ｚ２と、フィードバック回路Ｚ３とを備えている。

ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢ１１の交流入力端子には、フィルタを介して交流商用電源２が接続され、交流商用電源２から入力された交流電圧が整流回路ＤＢ１１で全波整流されて出力される。整流回路ＤＢ１１の整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、電解コンデンサＣ１１が接続されている。これにより、交流商用電源２を整流回路ＤＢ１１と電解コンデンサＣ１１とで整流平滑化した直流電圧が得られる。

電解コンデンサＣ１１の正極端子と負極端子との間には、トランスＴ１０の一次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑ１０と抵抗Ｒ１１とが直列に接続されている。整流回路ＤＢ１１と電解コンデンサＣ１１とで整流平滑化された直流電圧は、トランスＴ１０に印加される。

スイッチング素子Ｑ１０は、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）から構成され、ドレイン端子１０１と、ソース端子１０２と、ゲート端子１０３とを備えている。

ドレイン端子１０１は、トランスＴ１０の一次巻線Ｐ１に接続され、ソース端子１０２は抵抗Ｒ１１に接続され、ゲート端子１０３は、電源ＩＣ１２のドライブ出力（ＤＲＩＶＥ）端子に接続されている。

また制御部の一例としての電源ＩＣ１２は、スイッチング素子Ｑ１０を発振（オン又はオフ）動作させるスイッチング制御を行うための回路である。電源ＩＣ１２は、電源ＩＣ１２の起動電圧入力端子であるＳＴＡＲＴ端子１２１と、電源電圧入力端子であるＶｃｃ端子１２２と、ＡＣ端子１２３と、接地（ＧＮＤ）端子とを備えている。ここで、ＳＴＡＲＴ端子は第１端子の一例であり、ＡＣ端子は第２端子の一例である。

電解コンデンサＣ１１の正極端子は、電源ＩＣ１２の起動電圧入力端子であるＳＴＡＲＴ端子１２１に接続され、電解コンデンサＣ１１の負極端子は、ＧＮＤ端子に接続されている。電源ＩＣ１２は、このＳＴＡＲＴ端子１２１を介した電解コンデンサＣ１１からの入力電圧に基づき、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の低下を検知できるようになっている。

交流商用電源２を整流回路ＤＢ１１と電解コンデンサＣ１１により整流平滑化した直流電圧は、トランスＴ１０の１次巻線Ｐ１を介して接続されたスイッチング素子Ｑ１０のオンオフ動作により、オフ期間にトランスＴ１０の２次巻線Ｓ１に出力される。

トランスＴ１０の２次側巻線Ｓ１の両端子間には、整流ダイオードＤ１１を介して電解コンデンサＣ１２が接続されている。トランスＴ１０の２次側巻線Ｓ１に誘起されるパルス電圧は、整流ダイオードＤ１１と電解コンデンサＣ１２とからなる２次側整流平滑回路により整流平滑化され、正極出力端子ＯＵＴ＋とグランド出力端子ＯＵＴ－との間に接続される図示しない負荷に、直流の出力電圧として供給される。なお、正極出力端子ＯＵＴ＋に接続されているラインが電源ラインとなり、グランド出力端子ＯＵＴ－に接続されたラインがＧＮＤラインとなる。

トランスＴ１０の補助巻線Ｐ２の両端子間には、整流ダイオードＤ１２と抵抗Ｒ１２とを介して電解コンデンサＣ１３が接続され、整流ダイオードＤ１２と電解コンデンサＣ１３との接続点がＶｃｃ端子１２２に接続されている。これにより、補助巻線Ｐ２に発生した電圧は、整流ダイオードＤ１２と電解コンデンサＣ１３とで整流平滑化された後に、電源ＩＣ１２のＶｃｃ端子１２２に供給され、電源ＩＣ１２用の制御回路電源として用いられる。

また、電源ＩＣ１２は、ＡＣ端子１２３を介して交流商用電源２の遮断を検知できるようになっている。交流商用電源２から入力される交流電圧が遮断されると、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下し、正極出力端子ＯＵＴ＋の出力電圧が正常に得られなくなったり、スイッチング素子Ｑ１０が破損したりする場合がある。ＡＣ端子１２３は、交流商用電源２の遮断を検知して、このような誤作動や破損を防止するために設けられている。

スナバ回路Ｚ２は、トランスＴ１０の一次巻線Ｐ１間に接続され、スイッチング素子Ｑ１０の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路である。スナバ回路Ｚ２は、ダイオードＤ１３と、コンデンサＣ１６と、抵抗Ｒ１３とを含んで構成されている。

ダイオードＤ１３のアノードは、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン端子とトランスＴ１０の一次巻線Ｐ１との接続点に接続されている。また、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ１３は、ダイオードＤ１３のカソードと、コンデンサＣ１６の正極端子とトランスＴ１０の一次巻線Ｐ１との接続点との間に並列に接続されている。

フィードバック回路Ｚ３は、フォトカプラＰＣ１１，ＰＣ１２と、エラーアンプＥＡと、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７と、コンデンサＣ１７とを含んで構成されている。電源ラインとＧＮＤラインとの間には、抵抗Ｒ１４と、フォトカプラＰＣ１２の発光側素子（発光ダイオード）と、エラーアンプＥＡとが直列に接続され、抵抗Ｒ１５が直列に接続された抵抗Ｒ１４及びフォトカプラＰＣ１２の発光側素子と並列に接続されている。

また、電源ラインとＧＮＤラインとの間には、分圧用の抵抗Ｒ１６と、抵抗Ｒ１７とが直列に接続され、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７との接続点がエラーアンプＥＡの制御端子ａに接続されている。さらに、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７との接続点と、フォトカプラＰＣ１２の発光側素子とエラーアンプＥＡとの接続点との間には、コンデンサＣ１７が接続されている。これにより、正極出力端子ＯＵＴ＋とグランド出力端子ＯＵＴ－との間に出力される出力電圧は、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７により分圧され、分圧された出力電圧がエラーアンプＥＡの制御端子ａに入力される。

分圧された出力電圧は、エラーアンプＥＡに内蔵される図示しない基準電圧と比較され、その差分がフィードバック信号として、２次側のフォトカプラＰＣ１２の発光側素子から１次側のフォトカプラＰＣ１１の受光側素子（受光トランジスタ）にフィードバックされる。

フォトカプラＰＣ１１の受光側素子は、電源ＩＣ１２のフィードバック信号入力（ＦＢ）端子と電解コンデンサＣ１１の負極端子との間に、コンデンサＣ１５と並列に接続されており、フィードバック信号は、電源ＩＣ１２のＦＢ端子に入力される。

また、スイッチング素子Ｑ１０のソース端子と、抵抗Ｒ１１との接続点が電源ＩＣ１２の過電流検出（ＯＣＰ）端子に接続されており、スイッチング素子Ｑ１０を流れるドレイン電流が抵抗Ｒ１１によって電圧信号として検出され、検出された電圧信号が電源ＩＣ１２のＯＣＰ端子に入力される。

＜電源回路１の動作例＞
次に、電源回路１の動作について、図２を参照して説明する。図２は、電源回路１の動作の一例を示すタイミングチャートであり、（ａ）は交流商用電源２から入力される交流電圧、（ｂ）は電解コンデンサＣ１１の端子間電圧、（ｃ）は電源ＩＣ１２のＤＲＩＶＥ端子の出力電圧をそれぞれ示している。

交流商用電源２から交流電圧が入力されているとき、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧は高い状態を持続し、ＤＲＩＶＥ端子の出力電圧は、図１の正極出力端子ＯＵＴ＋が一定の直流電圧を維持するようなＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形の出力電圧になる。

一方、交流商用電源２からの交流電圧の入力が遮断されると、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が徐々に低下を始める。電源ＩＣ１２は、ＳＴＡＲＴ端子１２１を介して電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の所定値以下への低下を検知し、且つＡＣ端子１２３を介して交流商用電源２の遮断を検知すると、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン端子１０１とソース端子１０２間が所定のインピーダンスを持つように、ＤＲＩＶＥ端子を介してスイッチング素子Ｑ１０のゲート端子１０３の電圧（ゲート電圧）を設定する。

これにより、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスでＳＴＡＲＴ端子１２１の電圧がほぼ０Ｖになるまで放電させ、電解コンデンサＣ１１の電荷を放電させる。ドレイン端子１０１とソース端子間のインピーダンスは、一例として１００ｋΩである。スイッチング素子Ｑ１０において、ドレイン端子１０１とソース端子間が１００ｋΩのインピーダンスを持つようにゲート端子１０３の電圧を設定した状態は、「所定の状態」の一例である。

電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下して、例えばドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスで３００Ｖの電圧を放電させなければならない場合でも、スイッチング素子Ｑ１０はそもそも放熱性を考慮して設計されているため、新たに放熱性を考慮することは不要となる。

より具体的な一例を説明する。電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下して、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスで３００Ｖの電圧を放電させなければならない場合に、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスを１００ｋΩとすると、下式に基づき、消費電力Ｅは最大０．９Ｗとなる。
Ｅ＝｛３００（Ｖ）×３００（Ｖ）｝／１００（ｋΩ）＝０．９（Ｗ）
但し、最大０．９Ｗの電力をいつまで消費し続けるかは、電解コンデンサＣ１１の静電容量の大小によって変動する。

ここで、図３はスイッチング素子Ｑ１０のＶｇｓ－Ｉｄ特性の一例を示す図である。図３の横軸はスイッチング素子Ｑ１０のゲート端子１０３とソース端子１０２の端子間電圧Ｖｇｓを示し、縦軸はドレイン端子１０１の電流Ｉｄを示している。

３００Ｖの電圧をドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンス１００ｋΩで放電させる場合のドレイン端子１０１の電流Ｉｄは、下式に基づき３ｍＡである。
Ｉｄ＝３００（Ｖ）／１００（ｋΩ）＝３（ｍＡ）
ドレイン端子１０１の電流Ｉｄが３ｍＡとなるようなゲート端子１０３の電圧は、図３に示すように１．０５Ｖである。

従って、電源ＩＣ１２はＤＲＩＶＥ端子を介してゲート端子１０３の電圧を１．０５Ｖに設定することで、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間が１００ｋΩのインピーダンスを持つようになる。

＜電源回路１の作用効果＞
次に、電源回路１の作用効果について説明するが、この説明に先立ち、比較例に係る電源回路１'の構成と動作を説明する。

図４は、電源回路１'の構成を示す図である。なお、図１と同様の機能を有する構成部には、図１と同様の部品番号を付し、ここでは重複する説明を省略する。

図４に示すように、電源回路１'は電源ＩＣ１２'を備えている。また電源ＩＣ１２'の内部には、補助巻線Ｐ２の基準電圧が所定値以下に低下した場合に、電解コンデンサＣ１１の電荷を放電させるための放電抵抗１２４が設けられている。

次に、図５は、電源回路１'の動作を示すタイミングチャートである。

交流商用電源２から交流電圧が入力されているとき、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧は高い状態を持続し、ＤＲＩＶＥ端子の出力電圧は、図１の正極出力端子ＯＵＴ＋が一定の直流電圧を維持するようなＰＷＭ波形の出力電圧になる。

一方、交流商用電源２からの交流電圧の入力が遮断されると、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が徐々に低下を始める。電源ＩＣ１２は、ＳＴＡＲＴ端子１２１を介して電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の所定値以下への低下を検知すると、ＤＲＩＶＥ端子の出力をオフ状態にし、放電抵抗１２４への導通をオン状態にして、電解コンデンサＣ１１の電圧がほぼ０Ｖになるまで放電させる。

しかしながら、電源回路１'の構成では、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下したとしても、例えば交流商用電源２の電圧が２３０Ｖａｃの場合には、通常時の端子間電圧は約３２０Ｖｄｃ（＝２３０Ｖａｃ×√２）となる。そのため、端子間電圧が低下した時に、電源ＩＣ１２の内部の放電抵抗１２４により、３００Ｖの電圧を放電させなければならない場合がある。

また電解コンデンサＣ１１の静電容量が大きいと放電抵抗１２４で放電させるには時間がかかる。これらに対応させるには、電源ＩＣ１２の内部の放電抵抗１２４の定格電力を上げ、また放電抵抗１２４での発熱分を冷却させることが好ましい。しかし冷却させるために電源ＩＣ１２を大型化したり、或いは電源ＩＣ１２の放熱性を上げるために専用放熱板を設けることが要求されたりして、コストが増大する場合がある。

より具体的な一例を説明する。例えば電源ＩＣ１２の内部の放電抵抗１２４で３００Ｖの電圧を放電させなければならない場合に、放電抵抗１２４の抵抗定数を１００ｋΩとすると、下式に基づき、放電抵抗１２４での消費電力Ｅは最大０．９Ｗとなる。
Ｅ＝｛３００（Ｖ）×３００（Ｖ）｝／１００（ｋΩ）＝０．９（Ｗ）
従って、最大０．９Ｗに対応する放電抵抗１２４の定格電力に設定し、且つ放熱性を向上させることが要求される。

なお、最大０．９Ｗの消費電力は放電初期のみであり、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の低下に伴い、放電抵抗１２４での消費電力は徐々に低下していく。この低下カーブは、電解コンデンサＣ１１の静電容量の大小によって変動する。

このような比較例に対し、本実施形態に係る電源回路１では、電源ＩＣ１２は、ＳＴＡＲＴ端子１２１を介して電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の所定値以下への低下を検知し、且つＡＣ端子１２３を介して交流商用電源２の遮断を検知すると、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン端子１０１とソース端子１０２間が所定のインピーダンスを持つように、ＤＲＩＶＥ端子を介してスイッチング素子Ｑ１０のゲート端子１０３の電圧を設定する。これにより、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスによりＳＴＡＲＴ端子１２１の電圧がほぼ０Ｖになるまで放電させ、電解コンデンサＣ１１の電荷を放電させる。

スイッチング素子Ｑ１０は、電源ＩＣ１２に対して外付けの素子であり、また元々放熱性を考慮して設計された素子であるため、電解コンデンサＣ１１の大きい端子間電圧を放電させる場合にも、電源ＩＣ１２の大型化や電源ＩＣ１２の放熱性の考慮を不要にすることができる。そのため、コストを増大させることなく電解コンデンサの電荷を放電させることができる。

なお、上述した例では、スイッチング素子Ｑ１０を制御する制御部として電源ＩＣ１２を備える例を示したが、これに限定されるものではない。交流商用電源２が遮断し、且つ電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が所定値以下に低下した場合に、スイッチング素子Ｑ１０を所定の状態に設定することができれば、電源ＩＣ１２以外の電気回路等を用いることもできる。

また、電源回路１の制御方法は各種の変形が可能である。以下に各種変形例を説明する。

（第１変形例）
図６は、第１変形例に係る電源回路１の動作例を示すタイミングチャートであり、（ａ）は交流商用電源２から入力される交流電圧、（ｂ）は電解コンデンサＣ１１の端子間電圧、（ｃ）は電源ＩＣ１２のＤＲＩＶＥ端子の出力電圧をそれぞれ示している。

図６に示すように、交流商用電源２の入力が遮断されると、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下する。電源ＩＣ１２は、ＳＴＡＲＴ端子１２１を介して電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の低下を検知し、且つＡＣ端子１２３を介して交流商用電源２の遮断を検知すると、ＤＲＩＶＥ端子を介してスイッチング素子Ｑ１０のドレイン端子１０１とソース端子１０２間が所定のインピーダンスを持つようにゲート端子１０３の電圧を設定する。

また、本変形例では、この所定のインピーダンスを、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の大きさに応じて変化させる。

具体的には、図６（ｂ）に示すように、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が所定値以下に低下したことを検知した直後は、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が大きいため、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間が大きいインピーダンスを持つように、ＤＲＩＶＥ端子を介してゲート端子１０３の電圧を小さく設定する（図６（ｃ））。

そして、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が徐々に低下するのに応じて、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間が小さいインピーダンスを持つように、ＤＲＩＶＥ端子を介してゲート端子１０３の電圧を徐々に大きくなるように設定する。

このようにして、電源ＩＣ１２のＳＴＡＲＴ端子１２１の電圧がほぼ０Ｖになるまで放電させ、電解コンデンサＣ１１の電荷を放電させる。電解コンデンサＣ１１の端子間電圧に応じて、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスを変化させることで、ゲート端子１０３の電圧を抑制できるため、第１実施形態の例と比較してスイッチング素子Ｑ１０の消費電力を抑制することができる。

具体的な一例を説明する。電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下して、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスで３００Ｖの電圧を放電させなければならない場合に、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスを１ＭΩとすると、下式に基づき、消費電力Ｅは最大０．０９Ｗになる。
Ｅ＝｛３００（Ｖ）×３００（Ｖ）｝／１（ＭΩ）＝０．０９（Ｗ）
また、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスで３００Ｖの電圧を放電させなければならない場合に、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスを１０ｋΩとすると、下式に基づき、消費電力Ｅは最大０．０９Ｗになって、上述した場合と変わらない。
Ｅ＝｛３０（Ｖ）×３０（Ｖ）｝／１０（ｋΩ）＝０．０９（Ｗ）
ここで、図７は本変形例に係るスイッチング素子Ｑ１０のＶｇｓ－Ｉｄ特性の一例を示す図である。図の見方は図３と同様であるため、ここでは重複する説明を省略する。

上述した例では、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンス１ＭΩで３００Ｖの電圧を放電させる場合を示したが、この場合のドレイン端子１０１の電流Ｉｄは、下式に基づき３ｍＡである。
Ｉｄ＝３００（Ｖ）／１（ＭΩ）＝０．３（ｍＡ）
電解コンデンサＣ１１が３００Ｖの時にドレイン端子１０１の電流Ｉｄが０．３ｍＡとなるようなゲート端子１０３の電圧は、図７に示すように０．８Ｖである。従って、電源ＩＣ１２はＤＲＩＶＥ端子を介してゲート端子１０３の電圧を０．８Ｖに設定することで、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間が１ＭΩのインピーダンスを持つようになる。

一方、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンス１０ｋΩで３０Ｖの電圧を放電させる場合のドレイン端子１０１の電流Ｉｄは、下式に基づき、０．３ｍＡである。
Ｉｄ＝３０（Ｖ）／１０（ｋΩ）＝０．３（ｍＡ）
電解コンデンサＣ１１が３００Ｖの時にドレイン端子１０１の電流Ｉｄが０．３ｍＡとなるようなゲート端子１０３の電圧は、図７に示すように１．３Ｖ以上である。従って、電源ＩＣ１２はＤＲＩＶＥ端子を介してゲート端子１０３の電圧を１．３Ｖ以上に設定することで、ドレイン端子１０１とソース端子１０２間が１０ｋΩのインピーダンスを持つようになる。

このように、少なくともドレイン端子１０１とソース端子１０２間のインピーダンスを１０ｋΩ～１ＭΩの範囲で変化させることで、消費電力Ｅは最大０．０９Ｗとなり、第１実施形態で示した例と比較して消費電力を１／１０にすることができる。

（第２変形例）
次に図８は、第２変形例に係る電源回路１の動作例を示すタイミングチャートであり、（ａ）は交流商用電源２から入力される交流電圧、（ｂ）は電解コンデンサＣ１１の端子間電圧、（ｃ）は電源ＩＣ１２のＤＲＩＶＥ端子の出力電圧をそれぞれ示している。

図８に示すように、交流商用電源２の入力が遮断されると、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下する。電源ＩＣ１２は、ＳＴＡＲＴ端子１２１を介して電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が所定値以下に低下したことを検知し、且つＡＣ端子１２３を介して交流商用電源２の遮断を検知すると、ＤＲＩＶＥ端子を介してＰＷＭ波形を出力する。

本変形例では、このＰＷＭ波形におけるスイッチング素子Ｑ１０のオン状態におけるゲート端子１０３の電圧を所定電圧より低くし、またＰＷＭ制御周期を所定周期より長くし、さらにＰＷＭ制御のパルス信号のデューティ比を所定デューティ比より小さくする。一例として、上記の所定電圧は、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の所定値以下への低下前の電圧である。また所定周期は、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の所定値以下への低下前のＰＷＭ制御周期であり、所定デューティ比は、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧の所定値以下への低下前のデューティ比である。なお、デューティ比とは、オン状態の時間のオフ状態の時間に対する時間比率をいう。

このように制御して電源ＩＣ１２のＳＴＡＲＴ端子１２１の電圧をほぼ０Ｖになるまで放電させ、電解コンデンサＣ１１の電荷を放電させる。

ＰＷＭ波形で変調して電圧を出力するため、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧を放電させるときのスイッチング素子Ｑ１０の消費電力を抑制することが可能になる。

（第３変形例）
次に図９は、第３変形例に係る電源回路１の動作例を示すタイミングチャートであり、（ａ）は交流商用電源２から入力される交流電圧、（ｂ）は電解コンデンサＣ１１の端子間電圧、（ｃ）は電源ＩＣ１２のＤＲＩＶＥ端子の出力電圧をそれぞれ示している。

図９に示すように、交流商用電源２の入力が遮断されると、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が低下する。電源ＩＣ１２は、ＳＴＡＲＴ端子１２１を介して電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が所定値以下に低下したことを検知し、且つＡＣ端子１２３を介して交流商用電源２の遮断を検知すると、ＤＲＩＶＥ端子を介してＰＷＭ波形を出力する。

また本変形例では、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧に応じて、ＰＷＭ制御周期を変化させる。具体的には、図９に示すように、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が大きいときはＰＷＭ制御周期を１５μｓ（周波数：６５ｋＨｚ）とし、また電解コンデンサＣ１１の端子間電圧が小さいときは、ＰＷＭ制御周期を１０μｓ（周波数：１００ｋＨｚ）として短くする。

ＰＷＭ波形で変調して電圧を出力し、且つ電解コンデンサＣ１１の端子間電圧に応じてＰＷＭ制御周期を変化させるため、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧を放電させるときのスイッチング素子Ｑ１０の消費電力を抑制することができる。

なお、上述した例では制御周期を１５μｓ及び１０μｓにする例を示したが、電解コンデンサＣ１１の端子間電圧に応じて、ＰＷＭ制御周期を変化させることができれば、この制御周期に限定されるものではない。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態に係る電源回路１ａについて説明する。

図１０は、電源回路１ａの構成の一例を示す図である。図１０に示すように、電源回路１ａは、電解コンデンサＣ１１の正側端子と電源ＩＣ１２のＶｃｃ端子１２２との間に、リレーＲＹ１０と、リレーＲＹ１０に直列に接続された抵抗Ｒ１７とを備えている。リレーＲＹ１０は、トランスＴ１０の補助巻線Ｐ２に電力が供給されている期間にリレーＲＹ１０の接点が開放されるノーマルクローズドタイプのリレーである。

図１１は、電源回路１ａの動作例を示すタイミングチャートであり、（ａ）は交流商用電源２から入力される交流電圧、（ｂ）は電解コンデンサＣ１１の端子間電圧、（ｃ）は電源ＩＣ１２のＤＲＩＶＥ端子の出力電圧、（ｄ）は電源ＩＣ１２のＶｃｃ端子１２２の電圧、（ｅ）はリレーＲＹ１０の接点の開閉状態をそれぞれ示している。

図１１に斜線ハッチングで示した領域は、リレーＲＹ１０と抵抗Ｒ１７が作用する時間領域を示している。図１１（ｂ）に示すように、電解コンデンサＣ１１が放電され、端子間電圧がほぼ０Ｖに到達した後、電解コンデンサＣ１１の再起電圧により、再び端子間電圧が上昇する場合がある。

本実施形態では、電解コンデンサＣ１１の電圧が低下し、トランスＴ１０の補助巻線Ｐ２への供給電力が低下すると、リレーＲＹ１０がオフ状態になって接点が閉鎖される。これにより電解コンデンサＣ１１の正側端子が電源ＩＣ１２のＶｃｃ端子に接続する。

そして、電解コンデンサＣ１１の正電圧が大きい場合には、電源ＩＣ１２は、電解コンデンサＣ１１の電圧が予め定めた電圧以上に上昇しないように、電解コンデンサＣ１１から電力供給を受けてＤＲＩＶＥ端子から電圧を出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン端子１０１とソース端子１０２間にインピーダンスを持たせて、電解コンデンサＣ１１の電荷を放電させ、電解コンデンサＣ１１に電荷が残らないようにする。

ここで、比較例として、電解コンデンサＣ１１の正側端子と電源ＩＣ１２のＶｃｃ端子１２２との間にリレーＲＹ１０と、リレーＲＹ１０に直列に接続された抵抗Ｒ１７とを備えない電源回路１''の動作を説明する。

図１２は、比較例に係る電源回路１''の動作例のタイミングチャートであり、（ａ）は交流商用電源２から入力される交流電圧、（ｂ）は電解コンデンサＣ１１の端子間電圧、（ｃ）は電源ＩＣ１２のＤＲＩＶＥ端子の出力電圧をそれぞれ示している。

図１２に示すように、比較例では、電解コンデンサＣ１１が放電された後に、再起電圧により電解コンデンサＣ１１に電荷が残留する場合がある。この残留電荷により、ＰＳＵ（Power Supply Unit）交換等の作業時に、作業者の身体や電解コンデンサＣ１１から火花が発生する等の不具合が生じる場合がある。

本実施形態により、放電後の電解コンデンサＣ１１の再起電圧の過度な上昇を防止し、電解コンデンサＣ１１に電荷が残らないようにすることができる。これにより、作業者の身体や電解コンデンサＣ１１から火花が発生する等の不具合の発生を防止できる。

なお、電源ＩＣ１２によるＤＲＩＶＥ端子からの電圧出力の制御方法は、第１実施形態及び第１～３変形例で示した何れの制御方法を用いてもよい。

また、本実施形態では、電源回路１ａがリレーＲＹ１０を備える例を示したが、これに限定されるものではない。半導体やスイッチ部品を用いて、トランスＴ１０の補助巻線Ｐ２に電力が供給されている期間に非接続となるようにすることもできる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態に係る電子機器の一例として、上述した電源回路１を備える画像形成装置１００を説明する。図１３は、画像形成装置１００の構成の一例を示す図である。

画像形成装置１００は、コピー機能、ＦＡＸ機能、プリント機能、スキャナ機能、また、入力画像（スキャナ機能による読み取り原稿や、プリンタ機能あるいはＦＡＸ機能により入力された画像）を保存や配信する機能等を複合して有するいわゆるＭＦＰ（Multi Functional Periphearl／Printer）と称される複合機である。

また、画像形成装置１００は、ＰＣ（Personal Computer）等の外部装置とも通信可能であり、外部装置から受信した指示に応じた動作を行うこともできる。なお、実施形態において、画像形成装置１００で処理される「画像」には画像データだけでなく、画像データが含まれていないデータ、つまりテキスト情報のみのデータも含むものとする。

画像形成装置１００は、帯電された感光体表面が選択的に露光されることにより書き込まれた静電潜像に、トナーを付着させ、付着させたトナーを用紙等の記録媒体に転写する、いわゆる電子写真方式の画像形成装置である。

画像形成装置１００は、図９に示すように、操作パネル１０と、起動スイッチ２０と、コントローラ３と、読取部４と、エンジン制御部５と、プリンタユニット６と、給紙カセット７Ａ，７Ｂと、搬送ユニット８と、電源回路１とを有する。

操作部である操作パネル１０は、利用者の操作に応じた各種の入力を受け付けるとともに、各種の情報（例えば受け付けた操作を示す情報、画像形成装置１００の動作状況を示す情報、画像形成装置１００の設定状態を示す情報など）を表示する。操作パネル１０は、一例としてタッチパネル機能を搭載した液晶表示装置（ＬＣＤ：Liquid Cristal Display）で構成されるが、これに限られるものではない。例えばタッチパネル機能が搭載された有機ＥＬ（Electro-Luminescence）表示装置で構成されてもよい。さらに、これに加えて又はこれに代えて、ハードウェアキー等の操作部やランプ等の表示部を設けることもできる。

起動スイッチ２０は、画像形成装置１００の電源がオフの状態でユーザによって押圧されると、画像形成装置１００を起動する。また画像形成装置１００が起動した状態、つまり電源がオンの状態でユーザによって押下されると、画像形成装置をオフ状態とする。このように起動スイッチ２０は、ユーザが押圧することによって画像形成装置１００をオン／オフしてもよいがこれに限られず、外部装置から受信した指示に基づき画像形成装置１００をオン／オフしてもよい。

コントローラ３は、画像形成装置１００を統括的に制御する。一例として操作パネル１０が受け付けた操作や情報に応じた動作を、画像形成装置１００に実行させる。その他の例として、ＰＣ等の外部機器から画像形成装置１００が受け付けた指示等を画像形成装置１００に実行させる。さらにその他の例として、特定の条件を検知した場合、例えば起動スイッチ２０の押下を検知した場合、さらにその他の例として、画像形成装置１００に発生した異常を検知した場合等に、あらかじめ決められた動作を画像形成装置１００に実行させる。

コントローラ３の具体例としては、画像形成装置１００を統括的に制御する回路を搭載したコントローラボードである。この回路には、一例としてＣＰＵ（Central Processing Unit）やＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Randam Access Memory）が搭載されており、ＣＰＵが、ＲＡＭを作業領域として、ＲＯＭやＨＤＤ（Hard Disk Drive）に記憶されたプログラムを実行することによって、画像形成装置１００を制御する。

読取部４は、ＡＤＦ（Auto Document Feeder）４１とスキャナ部４２とを有する。ＡＤＦ４１は、ＡＤＦ４１上に置かれた原稿を順次し搬送し光学的に読み取り画像データを生成する。スキャナ部４２は、透明な原稿台の上に原稿を固定し、固定された原稿を光学的に読み取り画像データを生成する。

エンジン制御部５は、読取部４により生成された画像データに基づき、プリンタユニット６や搬送ユニット８を制御する制御信号を生成する。エンジン制御部５の具体例としては、画像データに基づき制御信号を生成するための回路基板である。

画像形成部であるプリンタユニット６は、感光体としての感光体ドラム６１と、感光体ドラム６１の外表面を帯電させる帯電部材６２と、読取部４により読み取られた画像データに基づいて、帯電された感光体ドラム６１上を露光して、感光体上に静電潜像を書き込む書込みユニット６３と、書き込まれた潜像をトナーで現像する現像部材６４と、トナー画像を形成する記録媒体を搬送する搬送ベルト６５と、記録媒体上のトナーを記録媒体に定着させる定着部６６とを有し、記録媒体上にトナー画像を形成する。

給紙カセット７Ａ、７Ｂは画像形成前の記録媒体を収納する。図１においては一例として二つの給紙カセットを有し、それぞれにサイズの異なる記録媒体を収納しているが、一つであっても良いし、三つ以上であってもよい。

給紙搬送部としての搬送ユニット８は、各種ローラを有し、給紙カセット７Ａ、給紙カセット７Ｂに収納された記録媒体をプリンタユニット６に搬送する。なお、図９における矢印Ｃは、記録媒体の搬送方向を示している。

電源回路１は、入力電圧を所望の出力電圧に変換し、画像形成装置１００の各構成部に電力を供給する電源回路である。

ここで、コピーモードを例として画像形成装置１００での画像形成の流れを説明する。まずユーザが、操作パネル１０で機能切替キー等をユーザが操作することにより、画像形成装置１００のコピー機能、プリンタ機能、及びファクシミリ機能を順次に切り替えて選択し、各機能を動作させることが可能となる。コピー機能の選択時にはコピーモードとなり、プリンタ機能の選択時にはプリンタモードとなり、ファクシミリ機能選択時にはファクシミリモードとなる。

コピーモードでは、読取部４により、コピーする各原稿の画像情報が読み取られ、画像データが生成される。

感光体ドラム６１の外周面は、暗中にて帯電部材６２により一様に帯電された後、書込みユニット６３からの照射光（図１中に点線矢印Ａで示す。）により露光され、その結果、感光体ドラム６１の外周面上に静電潜像が形成される。なお、矢印Ｂは感光体ドラム６１の回転方向を示している。

現像部材６４は、この静電潜像をトナーにより可視像化する。これにより、感光体ドラム６１上にトナー画像が形成される。感光体ドラム６１上に形成されたトナー画像は、搬送ベルト６５上の記録媒体に転写される。そして定着部６６が記録媒体上のトナー画像のトナーを一例としてヒータで加熱溶融して、記録媒体にトナー画像を定着し、記録媒体を画像形成装置１００から排出する。

なお、プリンタユニット６がモノクロの電子写真方式によって画像を形成する場合を説明したが、カラーの電子写真方式やインクジェット方式などであってもよく、画像形成方式はこれらに限られない。

また、上述の操作パネル１０は、コントローラ３によって制御されてもよいし、コントローラ３とは別に操作パネル１０を制御するための制御回路を７有し、制御されてもよい。その場合、コントローラ３の制御回路と操作パネル１０の制御回路は、相互に通信可能に接続され、コントローラ３は操作パネル１０を含む画像形成装置１００全体を制御する。

なお、コントローラ３と、エンジン制御部５と、プリンタユニット６と、給紙カセット７Ａ、７Ｂ、搬送ユニット８は画像形成装置１００の外装内に設けられているが図１においては内部を透視して示している。

このようにして、電源回路１を備える画像形成装置１００を構成できる。なお、画像形成装置１００は電源回路１ａを備えることもできる。

以上、実施形態を説明したが、本発明は、具体的に開示された上記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

１ 電源回路
１２ 電源ＩＣ（制御部の一例）
１２１ ＳＴＡＲＴ端子（第１端子の一例）
１２２ Ｖｃｃ端子
１２３ ＡＣ端子（第２端子の一例）
２ 交流商用電源
１００ 画像形成装置（電子機器の一例）
１０１ ドレイン端子
１０２ ソース端子
１０３ ゲート端子
Ｃ１１ 電解コンデンサ
Ｔ１０ トランス
Ｑ１０ スイッチング素子

特許６１５５５８６号公報

Claims (9)

1. 交流商用電源から入力される交流電圧を平滑化する電解コンデンサと、
   前記電解コンデンサにより平滑化された直流電圧が印加されるトランスと、
   前記トランスに接続され、オン又はオフを切り替えるスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記交流商用電源が遮断し、且つ前記電解コンデンサの端子間電圧が所定値以下に低下した場合に、前記スイッチング素子のドレイン端子とソース端子間が所定のインピーダンスを持つように前記スイッチング素子のゲート電圧を設定することで、前記電解コンデンサの電荷を放電させる
   電源回路。
2. 前記制御部は、電源ＩＣ（Integrated Circuit）である
   請求項１に記載の電源回路。
3. 前記制御部は、前記電解コンデンサの端子間電圧が前記所定値以下に低下したことを検知するための第１端子と、前記交流商用電源の遮断を検知するための第２端子と、を備える
   請求項１、又は２に記載の電源回路。
4. 前記所定のインピーダンスは、１０ｋΩ～１ＭΩのインピーダンスである
   請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源回路。
5. 前記制御部は、前記ゲート電圧を前記電解コンデンサの端子間電圧に応じて変化させる請求項１乃至４の何れか１項に記載の電源回路。
6. 前記制御部は、前記ゲート電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御し、オン状態における前記ゲート電圧を所定電圧よりも低くし、且つＰＷＭ制御周期を所定周期より長くする
   請求項１乃５の何れか１項に記載の電源回路。
7. 前記制御部は、前記電解コンデンサの端子間電圧に応じて前記ＰＷＭ制御周期を変化させる
   請求項６に記載の電源回路。
8. 前記制御部は、前記トランスに含まれる補助巻線への電力供給が遮断された場合に、前記電解コンデンサの正側端子と前記制御部の電源電圧入力端子に接続することで、前記電解コンデンサの電荷を放電させる
   請求項１乃至７の何れか１項に記載の電源回路。
9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載の電源回路を備えた電子機器。

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