JP7415969B2 - 回転電機制御システム - Google Patents

Description

本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御システムに関する。

３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する回転電機制御システムが知られている。特開２０１４－１９２９５０号公報には、そのような回転電機制御システムの一例が開示されている。それぞれのインバータの直流側には、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが接続されている。また、それぞれのインバータには、それぞれ異なる直流電源が接続されている。当該文献には、そのような３相オープン巻線を駆動するインバータのスイッチング素子に故障が生じた場合であっても回転電機の駆動を継続することが可能な技術が開示されている。これによれば、２つのインバータの内の何れか一方のスイッチング素子に故障が生じた場合には、当該故障したスイッチング素子を含むインバータの上段側スイッチング素子の全て、或いは下段側スイッチング素子の全てを全てオン状態とし、他方の側のスイッチング素子の全てをオフ状態として、当該インバータを中性点化して、故障していない他方のインバータにより、回転電機を駆動する。

特開２０１４－１９２９５０号公報

このような回転電機制御システムにおける故障が発生するのは、インバータにおけるスイッチング素子には限らない。例えば、回転電機制御システムでは、それぞれのインバータに接続された直流電源と、インバータ及び平滑コンデンサとの間に、これらの間の電気的接続を断接するためのリレーなどのコンタクタが備えられている場合がある。回転電機が回転している状態で、故障等によってコンタクタが電気的接続を遮断する状態になってしまうと、直流電源からインバータへの電力の供給が遮断されたり、回転電機の逆起電力を直流電源に回生できずに、平滑コンデンサの端子間電圧を上昇させたりする場合がある。しかし、上記の文献には、コンタクタの故障に対応することについては言及されていない。

上記に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータのそれぞれ接続された直流電源との間に備えられたそれぞれのコンタクタの一方に故障が生じた場合に、故障したコンタクタを特定して回転電機を駆動制御する技術の提供が望まれる。

上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を駆動制御する回転電機制御システムは、前記オープン巻線の一端側に接続された第１インバータと、前記オープン巻線の他端側に接続された第２インバータと、前記第１インバータが接続された第１直流電源と、前記第２インバータが接続された第２直流電源と、前記第１直流電源に並列接続された第１平滑コンデンサと、前記第２直流電源に並列接続された第２平滑コンデンサと、前記第１インバータ及び前記第１平滑コンデンサと前記第１直流電源との電気的接続を断接する第１コンタクタと、前記第２インバータ及び前記第２平滑コンデンサと前記第２直流電源との電気的接続を断接する第２コンタクタと、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタのそれぞれを制御すると共に、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを、互いに独立して制御可能な制御部と、を備え、前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、前記制御部は、前記第１インバータ及び前記第２インバータをそれぞれ、全ての前記上段側スイッチング素子をオフ状態とし全ての前記下段側スイッチング素子をオン状態とする、又は、全ての前記上段側スイッチング素子をオン状態とし全ての前記下段側スイッチング素子をオフ状態とするアクティブショートサーキット制御、及び、複数相のスイッチング素子の全てをオフ状態とするシャットダウン制御、により制御可能であり、前記第１直流電源の電圧変動範囲よりも大きい値に設定された第１上限電圧と、前記第１直流電源の電圧変動範囲よりも小さい値に設定された第１下限電圧と、前記第２直流電源の電圧変動範囲よりも大きい値に設定された第２上限電圧と、前記第２直流電源の電圧変動範囲よりも小さい値に設定された第２下限電圧と、を用いて、前記制御部は、前記第１平滑コンデンサの両端電圧が前記第１上限電圧よりも高い、又は前記第１下限電圧よりも低く、且つ、前記第１直流電源を流れる電流が予め規定された第１下限電流以下である場合に、前記第１コンタクタが開状態であると判定し、前記第２平滑コンデンサの両端電圧が前記第２上限電圧よりも高い、又は前記第２下限電圧よりも低く、且つ、前記第２直流電源を流れる電流が予め規定された第２下限電流以下である場合に、前記第２コンタクタが開状態であると判定し、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの内、開状態であると判定した一方のコンタクタを故障コンタクタ、他方の前記コンタクタを正常コンタクタとし、前記回転電機の回転速度が予め規定された速度しきい値以上の状態では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方を、シャットダウン制御により制御すると共に、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの双方を開状態とし、前記回転電機の回転速度が前記速度しきい値未満となった後、前記故障コンタクタに接続されたインバータである故障側インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、前記正常コンタクタを開状態に維持すると共に、当該正常コンタクタに接続されたインバータである正常側インバータを当該正常側インバータに接続された平滑コンデンサである正常側平滑コンデンサの放電用トルクで駆動し、前記正常側平滑コンデンサの両端電圧の上昇が解消された後、前記正常コンタクタを閉状態に制御すると共に、前記正常側インバータにより前記回転電機を駆動制御する。

この構成によれば、回転電機が回生動作をしている場合には、コンタクタが開状態となることによって流れなくなる直流電源の電流、及び、回生電流によって上昇する平滑コンデンサの両端電圧によって、コンタクタにおける故障の発生を検出することができる。また、回転電機が力行動作をしている場合には、コンタクタが開状態となることによって流れなくなる直流電源の電流、及び、回転電機を駆動するために放電されて下降する平滑コンデンサの両端電圧によって、コンタクタにおける故障の発生を検出することができる。さらに、本構成によれば、双方のインバータがシャットダウン制御により制御した後、故障したコンタクタが接続される側の一方のインバータをアクティブショートサーキット制御によって短絡させ、他方のインバータによって回転電機が駆動される。この際、回転電機の回転速度が速度しきい値以上の場合には、故障してないコンタクタも開状態に制御される。これにより、回転電機からの逆起電力を、２つの平滑コンデンサによって吸収し、故障コンタクタに接続されている平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制することができる。この場合、正常側インバータに接続された正常側平滑コンデンサの両端電圧も上昇するが、正常側平滑コンデンサは、正常側インバータを放電用トルクによって駆動することによって放電される。正常側平滑コンデンサの両端電圧の上昇が解消されると、回転電機は正常側インバータによって駆動制御される。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータのそれぞれ接続された直流電源との間に備えられたそれぞれのコンタクタの一方に故障が生じた場合に、故障したコンタクタを特定して回転電機を駆動制御することができる。

回転電機制御システムのさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する例示的且つ非限定的な実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機駆動システムの模式的ブロック図 回転電機制御装置の簡易的な部分ブロック図 直行ベクトル空間における回転電機の模式的電圧ベクトル図 回転電機の制御領域の一例を示す図 混合連続パルス幅変調（半周期連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 混合不連続パルス幅変調（半周期不連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図 混合連続パルス幅変調（半周期連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図 混合不連続パルス幅変調（半周期不連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図 連続パルス幅変調の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 不連続パルス幅変調の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 コンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例を示すフローチャート 高回転速度・回生時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタは閉状態を維持する例）を示すタイミングチャート 高回転速度・回生時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタも開状態とする例）を示すタイミングチャート 高回転速度・力行時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタは閉状態を維持する例）を示すタイミングチャート 高回転速度・力行時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタも開状態とする例）を示すタイミングチャート 中回転速度・回生時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタは閉状態を維持する例）を示すタイミングチャート 中回転速度・回生時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタも開状態とする例）を示すタイミングチャート 中回転速度・力行時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタは閉状態を維持する例）を示すタイミングチャート 中回転速度・力行時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタも開状態とする例）を示すタイミングチャート 低回転速度・回生時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタは閉状態を維持する例）を示すタイミングチャート 低回転速度・回生時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタも開状態とする例）を示すタイミングチャート 低回転速度・力行時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタは閉状態を維持する例）を示すタイミングチャート 知恵回転速度・力行時のコンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例（正常コンタクタも開状態とする例）を示すタイミングチャート

以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機制御システム１００の模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。

インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。本実施形態では、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、同じ種類のスイッチング素子３を用いた同じ回路構成のインバータ１０である。

２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。尚、複数相のアーム３Ａにおいて、上段側スイッチング素子３Ｈを含む側を上段側アームと称し、下段側スイッチング素子３Ｌを含む側を下段側アームと称する。

また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ４）が備えられている。また、インバータ１０の直流側の正負両極間には、放電用抵抗４０が平滑コンデンサ４に対して並列に備えられている。

具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１平滑コンデンサ４１が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２平滑コンデンサ４２が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。

本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子により構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。

図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１（制御部）により制御される。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である（制御方式の詳細については後述する）。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。

直流電源６と、インバータ１０及び平滑コンデンサ４との間には、これらの間の電気的接続を断接するコンタクタ９が備えられている。具体的には、第１インバータ１１と第１平滑コンデンサ４１と、第１直流電源６１との間には、第１コンタクタ９１が備えられ、第２インバータ１２と第２平滑コンデンサ４２と、第２直流電源６２との間には、第２コンタクタ９２が備えられている。コンタクタ９は、上述した不図示の車両制御装置や、回転電機制御装置１により制御されて閉状態（ＣＬＯＳＥ）でこれらの間を電気的に接続し、開状態（ＯＰＥＮ）でこれらの間の電気的接続を遮断する。コンタクタ９は例えばリレーによって構成されている。

回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。また、それぞれのインバータ１０の直流側の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、不図示の電圧センサによって検出され、回転電機制御装置１が取得可能である。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１の直流側の電圧である第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１、及び、第２インバータ１２の直流側の電圧である第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２を取得する。

図２のブロック図は、回転電機制御装置１の一部の機能部を簡易的に示している。ベクトル制御法では、回転電機８０に流れる実電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。回転電機制御装置１は、回転センサ１３の検出結果（θ：磁極位置、電気角）に基づいて、３相２相座標変換部５５で座標変換を行う。

電流フィードバック制御部５（FB）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令に基づく電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊，ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）と、実電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御して、電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊）を演算する。回転電機８０は、第１インバータ１１と第２インバータ１２との２つのインバータ１０を介して駆動される。このため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊は、それぞれ分配部５３（DIV）において、第１インバータ１１用の第１ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊及び第１ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊、第２インバータ１２用の第２ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^＊及び第２ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^＊に分配される。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能であり、３相電圧指令演算部７３及び変調部７４（MOD）を備えた電圧制御部７を２つ備えている。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１）を生成する第１電圧制御部７１と、第２インバータ１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）を生成する第２電圧制御部７２とを備えている。詳細は後述するが、第１インバータ１１の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｖ１^＊＊、Ｖｗ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊，Ｖｖ２^＊＊、Ｖｗ２^＊＊）との位相は“π”異なっている。このため、第２電圧制御部７２には、回転センサ１３の検出結果（θ）から“π”を減算した値が入力されている。

尚、後述するように、変調方式には、回転電機８０の回転に同期した同期変調と、回転電機８０の回転とは独立した非同期変調とがある。一般的に、同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロック（ソフトウェアの場合は生成フロー）と、非同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロックとは異なっている。上述した電圧制御部７は、電圧指令と、回転電機８０の回転に同期しないキャリアとに基づいてスイッチング制御信号を生成するものであるが、本実施形態では、説明を簡略化するために、同期変調によるスイッチング制御信号（例えば後述する矩形波制御の場合のスイッチング制御信号）も電圧制御部７にて生成されるものとして説明する。

尚、インバータ１０のそれぞれのアーム３Ａは、上述したように、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。図２では、区別していないが、各相のスイッチング制御信号は、上段用スイッチング制御信号と、下段用スイッチング制御信号との２種類として出力される。例えば、第１インバータ１１のＵ相をスイッチング制御する第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１は、末尾に“＋”を付した第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、末尾に“－”を付した第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－との２つの信号として出力される。尚、それぞれのアーム３Ａを構成する上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとが同時にオン状態となると当該アーム３Ａが短絡状態となる。これを防ぐために、それぞれのアーム３Ａに対する上段側スイッチング制御信号と、下段側スイッチング制御信号とが共に非有効状態となるデッドタイムが設けられている。このデッドタイムも、電圧制御部７において付加される。

図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。

回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えば電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つを実行することができる。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを実行することができる。尚、上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である。

また、パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。従って、回転電機制御装置１が実行可能なパルス幅変調制御には、制御方式として、連続パルス幅変調制御と、不連続パルス幅変調とが含まれる。

連続パルス幅変調は、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う変調方式であり、不連続パルス幅変調は、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う変調方式である。具体的には、不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の線間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。

パルス幅変調では、電圧指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（ＣＡ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図５～図１０参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。

デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。

上述したように、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。尚、ここで例示した変調率の値は、デッドタイムを考慮していない物理的（数学的）な値である。

変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。

また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御（ASC-L）と称する。

本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。

また、回転電機８０の回転による逆起電力が大きい場合には、シャットダウン制御によって全てのスイッチング素子３がオフ状態に制御されていても、スイッチング素子３に対して並列接続されたフリーホイールダイオード３５がターンオンする。これにより、シャットダウン制御されているインバータ１０が短絡されて、Ｙ型結線の回転電機８０が実現される場合がある。

図３は、回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１－Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。図３に示すように、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とのベクトルの向きが１８０度異なるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御されると、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなる。

本実施形態では、回転電機８０の動作条件に応じた複数の制御領域Ｒ（図４参照）が設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域Ｒに応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図４は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係の一例を示している。例えば、図４に示すように、回転電機８０の制御領域Ｒとして、第１速度域ＶＲ１と、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２と、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第２速度域ＶＲ２よりも高い第３速度域ＶＲ３とが設定される。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能である。制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御（PWM）と、電気角（全周期）の１／２周期（半周期）である第１期間Ｔ１（図５等参照）においてパターンの異なる複数のパルスを出力し、残りの１／２周期（半周期）である第２期間Ｔ２（図５等参照）において非有効状態が継続するように制御する混合パルス幅変調制御（MX-PWM）とが含まれる（図５～図８を参照して後述する）。回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータを、混合パルス幅変調制御により制御する。

混合パルス幅変調制御（MX-PWM）には、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）と、混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）とが含まれている。詳細は後述するが、混合連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う（図５、図７を参照して後述する。）。同様に詳細は後述するが、混合不連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子３をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う（図６、図８を参照して後述する。）。

混合パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２においてもスイッチング制御信号が非有効状態となるので、インバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、混合パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。

例えば、下記の表１に示すように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を後述する混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を後述する混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御により制御する。表中のＭｉ＿ｓｙｓ、Ｍｉ＿ｉｎｖ１、Ｍｉ＿ｉｎｖ２については後述する。

それぞれの制御領域Ｒの境界（第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２と第３速度域ＶＲ３との境界）は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

回転電機８０の動作条件は、図４に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。

また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。

表１に示すように、制御領域Ｒが、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。尚、表中において、“Ｖｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。

上記、表１には、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。

Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)

電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表１では、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。

尚、表１に示す変調率“ａ”や後述する表２に示す変調率“ｂ”は、それぞれの変調方式における変調率の理論上の上限値に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。例えば、“a”は０．５～０．６程度、“ｂ”は０．２５～０．３程度である。

ここで、図５～図８を参照して、混合パルス幅変調制御（MX-PWM）について、Ｕ相の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）及びＵ相上段側スイッチング制御信号（Ｓｕ１＋，Ｓｕ２＋）の波形例を示して説明する。尚、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については、図示を省略する。図５及び図７は混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）の波形例を示し、図６及び図８は混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）の波形例を示している。

図５及び図６には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通するＵ相電圧指令である共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については図示を省略する（他の制御方式も同様）。

例えば、第１キャリアＣＡ１は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、第２キャリアＣＡ２は“０＜ＣＡ２＜０．５”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。キャリアＣＡ（第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＶＡ２）と、電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較により、電圧指令がキャリアＣＡ以上の場合にスイッチング制御信号が“１”となり、電圧指令がキャリアＣＡ未満の場合にスイッチング制御信号が“０”となる。キャリアＣＡと電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較論理については、以下の説明においても同様である。

図５及び図６に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。一般的なパルス幅変調では、キャリアＣＡの振幅は、電圧指令に許容される振幅と同等であり、混合パルス幅変調におけるキャリアＣＡはハーフキャリアと称することができる。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角（全周期）の１／２周期である第１期間Ｔ１（半周期）においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。残りの１／２周期である第２期間Ｔ２（半周期）においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

尚、混合不連続パルス幅変調制御では、図６に示すように、第２期間Ｔ２においても、部分的に有効状態となるパルスがスイッチング制御信号として出力されている。これは、ベースとなる不連続パルス幅変調の変調率が、連続パルス幅変調に比べて大きいことに起因している。第２期間Ｔ２において有効状態となるパルスが出力されているのは、電圧指令（Ｖ^＊＊）の振幅中心近傍であり、電圧指令（Ｖ^＊＊）の変曲点付近である。図６に示すように、混合不連続パルス幅変調制御においても、第２期間Ｔ２において非有効状態は継続して出力されていると言える。また、第２期間Ｔ２をスイッチング制御信号が非有効状態の期間（１／２周期未満の期間）のみとし、１周期の中で第２期間Ｔ２以外の期間（１／２周期以上の期間）に設定すると、混合パルス幅変調を以下のように定義することもできる。混合パルス幅変調制御は、電気角の１／２周期以上である第１期間Ｔ１においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、電気角の１周期の残りである第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御されるということもできる。

図７及び図８は、混合連続パルス幅変調制御及び混合不連続パルス幅変調制御の図５及び図６とは異なる形態を例示している。生成されるスイッチング制御信号は、同じである。図７及び図８には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。例えば、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。第１キャリアＣＡ１と第２キャリアＣＡ２とは位相が１８０度（π）異なっている。また、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とも位相が１８０度（π）異なっている。

図７及び図８に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。従って、図７及び図８に示す形態におけるキャリアＣＡもハーフキャリアである。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期（或いは１／２周期以上）である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。周期の残りの期間である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

図５及び図６に例示した形態は、２つのハーフキャリアと１つの共通のリファレンスとしての電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式ということができる。一方、図７及び図８に例示した形態は、２つのハーフキャリアと２つの電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式ということができる。

図５～図８を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御は、指令値（電圧指令、上記の例ではＵ相電圧指令（Ｖｕ^＊＊（Ｖｕ^＊＊＝Ｖｕ１^＊＊＝Ｖｕ２^＊＊），Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊））の変域の１／２の波高のキャリアＣＡであるハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１、第２キャリアＣＡ２）と指令値とに基づいて複数のパルスを生成する。そして、本実施形態では、混合パルス幅変調制御の方式として、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式と、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式との２つを例示している。

ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式では、図５及び図６を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通する指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ位相で指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の他方（ここでは低電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式では、図７及び図８を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊，第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１用の第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と１８０度異なる位相で第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ側（高電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とは位相が１８０度異なる第２インバータ１２用の第２指令値（第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

尚、表２を参照して後述するように、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２においては、混合パルス幅変調ではなく、パルス幅変調によってインバータ１０が制御される場合がある。図９は、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、共に連続パルス幅変調制御により制御される場合の、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。また、図１０は、第２速度域ＶＲ２において第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、共に不連続パルス幅変調制御により制御される場合の、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。

第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共にスイッチング制御される場合、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は “（４／３）Ｅ”となり、線間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる（図３のベクトル図も参照）。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、理解を容易にするために本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”とする。回転電機８０には、２つのインバータ１０から同等の電力が供給される。この時、双方のインバータ１０に対して、位相が１８０度（π）異なる同じ電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。

ところで、インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる形態のパルスで制御される場合には、それぞれのパルスに応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。回転電機８０の制御方式、つまりインバータ１０の制御方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切に設定されることが望ましい。

本実施形態の回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モード（効率優先モード）と、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えている。損失低減優先モードでは、回転電機制御装置１は、表１を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御を用いてインバータ１０をスイッチング制御する。ノイズ低減優先モードでは、回転電機制御装置１は、下記の表２に例示するように、パルス幅変調制御を用いてインバータ１０をスイッチング制御する。

インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。混合パルス幅変調では、図５～図８に示すように、電気角の半周期において、２つのインバータ１０がそれぞれ異なるパルスの形態で制御されるため、それぞれのパルスに応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加する可能性がある。回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、駆動される１つのインバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。

例えば、車両の発進時や停止に向けた減速時には、可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえ易いことを考慮してノイズ低減優先モードが選択され、車両が定常走行する定常運転時には、損失低減優先モードが選択されると好適である。尚、これらのモードは、利用者による操作（設定スイッチ（タッチパネル等からの入力も含む））により、選択されてもよい。

ノイズ低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが混合パルス幅変調制御ではなく、パルス幅変調制御により制御される。ステータコイル８に電流を流す２つのインバータ１０は、電流の位相がほぼ１８０度異なるため、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することができる。

以上、説明したように、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機８０は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれを互いに独立して制御可能な回転電機制御装置１によって適切に制御される。ところで、上述したように回転電機制御システム１００は、それぞれのインバータ１０に接続された直流電源６と、インバータ１０及び平滑コンデンサ４との間に、これらの間の電気的接続を断接するためのリレーなどのコンタクタ９が備えられている。回転電機８０が回転している状態で、故障等によってコンタクタ９が電気的接続を遮断する状態（オープン故障を生じた状態）になってしまうと、直流電源６からインバータ１０への電力の供給が遮断されたり、回転電機８０の逆起電力を直流電源６に回生できずに、平滑コンデンサ４の端子間電圧を上昇させたりする場合がある。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれを互いに独立して制御可能であり、例えば、何れか一方のコンタクタ９がオープン故障を生じると、故障を生じたコンタクタ９に接続されているインバータ１０をスイッチング制御して回転電機８０を制御することができなくなる。しかし、上述したように、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御することによって、そのインバータ１０を短絡させてステータコイル８の中性点を作ることで、ステータコイル８がＹ字結線された回転電機として、回転電機８０を駆動制御することができる（シングルインバータトルク制御モード）。このためには、故障を生じたコンタクタ９を特定すると共に、当該故障の発生によって生じる過渡的な状態を早期に沈静化し、適切にシングルインバータトルク制御モードを実行することが好ましい。

本実施形態の回転電機制御システム１００では、回転電機制御装置１が故障を生じたコンタクタ９を特定すると共に、当該コンタクタ９の故障に応じた際の制御状態等に応じて適切にフェールセーフ制御を実行する。ここで、フェールセーフ制御とは、コンタクタ９のオープン故障の発生によって生じる過渡的な状態を早期に沈静化し、適切にシングルインバータトルク制御モードを実行する制御のことを言う。

上述したように、互いに独立した複数相のオープン巻線（ステータコイル８）を有する回転電機８０を駆動制御する回転電機制御システム１００は、オープン巻線の一端側に接続された第１インバータ１１と、オープン巻線の他端側に接続された第２インバータ１２と、第１インバータ１１が接続された第１直流電源６１と、第２インバータ１２が接続された第２直流電源６２と、第１直流電源６１に並列接続された第１平滑コンデンサ４１と、第２直流電源６２に並列接続された第２平滑コンデンサ４２と、第１インバータ１１及び第１平滑コンデンサ４１と第１直流電源６１との電気的接続を断接する第１コンタクタ９１と、第２インバータ１２及び第２平滑コンデンサ４２と第２直流電源６２との電気的接続を断接する第２コンタクタ９２と、第１コンタクタ９１及び第２コンタクタ９２のそれぞれを制御すると共に、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれを、互いに独立して制御可能な回転電機制御装置１（制御部）とを備えている。

詳細は、図１１～図２３を参照して後述するが、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１の両端電圧（第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１）が第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１よりも高い、又は第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１よりも低く、且つ、第１直流電源６１を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）が予め規定された第１下限電流Ｉｒｅｆ１以下である場合に、第１コンタクタ９１が開状態であると判定する。また、回転電機制御装置１は、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧（第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２）が第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２よりも高い、又は第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２よりも低く、且つ、第２直流電源６２を流れる電流（第２バッテリ電流Ｉｂ２）が予め規定された第２下限電流Ｉｒｅｆ２以下である場合に、第２コンタクタ９２が開状態であると判定する。ここで、これらの判定処理をコンタクタ開放判定処理と称する。また、第１コンタクタ９１及び第２コンタクタ９２の内、コンタクタ開放判定処理において開状態であると判定された一方のコンタクタ９を故障コンタクタ、他方のコンタクタ９を正常コンタクタとする。

尚、第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１は、第１直流電源６１の電圧変動範囲よりも大きい値に設定されており、例えば、第１直流電源６１の定格電圧が３００［Ｖ］であり、±２５％の電圧変動が許容されている場合には、電圧変動範囲は２２０［Ｖ］～３８０［Ｖ］となる。従って、第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１は、例えば、４００［Ｖ］に設定されている。第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１は、第１直流電源６１の電圧変動範囲よりも小さい値に設定されている。前述の例であれば、第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１は、２２０［Ｖ］未満の値に設定され、例えば、２００［Ｖ］に設定されている。同様に、第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２は、第２直流電源６２の電圧変動範囲よりも大きい値に設定され、第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２は、第２直流電源６２の電圧変動範囲よりも小さい値に設定されている。本実施形態では、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは、定格電圧が同じで同じ仕様であり、第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１と第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２とは同じ値に設定されている。また、第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１と第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２とも、同じ値に設定されている。このような場合、第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１と第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２とを区別することなく単に上限電圧ＶｒｅｆＨと称し、第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１と第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２とを区別することなく単に下限電圧ＶｒｅｆＬと称してもよい。当然ながら、第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１と第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２とが異なる値に設定されていても良いし、第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１と第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２とが異なる値に設定されていてもよい。

以下、図１１～図２３を参照して、コンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御について具体的に説明する。図１１のフローチャートは、コンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の手順の一例を示している。図１２～図２３のタイミングチャートは、コンタクタのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御における動作の一例を示している。図１２～図１５は、回転電機８０の回転速度が比較的高回転速度の場合（例えば１３０００［ｒｐｍ］以上）の例であり、図２０～図２３は、回転電機８０の回転速度が比較的低回転速度の場合（例えば５０００［ｒｐｍ］未満）の例であり、図１６～図１９は、回転電機８０の回転速度がその間の中回転速度（例えば９０００［ｒｐｍ］前後）の例である。図１２、図１３、図１６、図１７、図２０、図２１は、回転電機８０が回生動作している場合の例であり、図１４、図１５、図１８、図１９、図２２、図２３は、回転電機８０が力行動作している場合の例である。また、図１２、図１４、図１６、図１８、図２０、図２２は、正常コンタクタは閉状態を維持した状態でフェールセーフ制御を実行する例であり、図１３、図１５、図１７、図１９、図２１、図２３は、正常コンタクタも開状態としてフェールセーフ制御を実行する例である。図１１に示すフローチャートは、正常コンタクタも開状態としてフェールセーフ制御を実行する例を示している。

また、図１２～図２３のタイミングチャートにおいては、コンタクタ９が開状態の場合を「ＯＰＥＮ」、閉状態の場合を「ＣＬＯＳＥ」と表記している。第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御モードについては、表１，表２、図１～図１０を参照して説明したように、トルク指令に基づいてパルス幅変調制御（矩形波変調制御も含む）によりインバータ１０を駆動する制御モードを「トルクモード」と表記している。また、上述したように、シャットダウン制御を「ＳＤＮ」、アクティブショートサーキット制御を「ＡＳＣ」と表記としている。第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１及び第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２の電圧値は、それぞれ平常時が、第１平常電圧Ｖｔｙｐ１及び第２平常電圧Ｖｔｙｐ２である。定格では両者は同一電圧であり、両者を区別しない場合は、単に平常電圧Ｖｔｙｐと称する。後述するように、直流リンク電圧Ｖｄｃの値は、コンタクタ９の開閉等によって変動する。図１２～図２３では、Ｖ５２、Ｖ３８、Ｖ４８等で、直流リンク電圧Ｖｄｃの電圧値を示している。この数字が大きい方が高い電圧であることを示している。また、回転電機８０の回転速度も同様に、図１２～図２３では、Ｒ１５、Ｒ３等で当該回転速度を示している。回転速度についても、数字の大きい方が回転速度が高いことを示している。尚、詳細は後述するが、ＭＤ１は、デュアルインバータトルク制御モード、ＭＤ２は、シャットダウン制御モード（非トルク制御モード）、ＭＤ３は、シングルインバータトルク制御モード、を示している。

図１１に示すように、回転電機制御装置１は、初めに第１平滑コンデンサ４１の両端電圧（第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１）、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧（第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２）、第１直流電源６１を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）、第２直流電源６２を流れる電流（第２バッテリ電流Ｉｂ２）を検出する（＃１）。第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１及び第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２（総称して直流リンク電圧Ｖｄｃ）は、それぞれ図１等には不図示の電圧センサによって計測され、例えばＣＡＮ（Controller Area Network）等の車内ネットワークを介して回転電機制御装置１が取得することによって検出される。第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２も、それぞれ図１等には不図示の電流センサによって計測され、例えばＣＡＮ等の車内ネットワークを介して回転電機制御装置１が取得することによって検出される。回転電機制御装置１は、ベクトル制御の制御周期に応じて、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２、第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２を検出する。検出周期が長いと分解能が低くなり、検出周期が短かすぎるとメモリ等の一時記憶装置の容量が圧迫され、またの演算負荷も増大する。従って、例えばベクトル制御の制御周期ごとに、１回ずつ、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２、第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２が検出されると好適である。

次に、回転電機制御装置１は、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１が第１上限電圧ＶｒｅｆＨ１よりも高い、又は第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１が第１下限電圧ＶｒｅｆＬ１よりも低く、且つ、第１バッテリ電流Ｉｂ１が第１下限電流Ｉｒｅｆ１以下であるか否かを判定する（＃２ａ）。この条件を満たす場合、回転電機制御装置１は、第１コンタクタ９１にオープン故障が有ると判定し、当該第１コンタクタ９１を故障コンタクタに設定し、他方の第２コンタクタ９２を正常コンタクタに設定する。また、故障コンタクタである第１コンタクタ９１が接続されている側のインバータ１０である第１インバータ１１を故障側インバータに設定し、正常コンタクタである第２コンタクタ９２が接続されている側のインバータ１０である第２インバータ１２を正常側インバータに設定する（＃３ａ）。

同様に、回転電機制御装置１は、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２よりも高い、又は第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２よりも低く、且つ、第２バッテリ電流Ｉｂ２が第２下限電流Ｉｒｅｆ２以下であるか否かを判定する（＃２ｂ）。この条件を満たす場合、回転電機制御装置１は、第２コンタクタ９２にオープン故障が有ると判定し、当該第２コンタクタ９２を故障コンタクタに設定し、他方の第１コンタクタ９１を正常コンタクタに設定する。また、故障コンタクタである第２コンタクタ９２が接続されている側のインバータ１０である第２インバータ１２を故障側インバータに設定し、正常コンタクタである第１コンタクタ９１が接続されている側のインバータ１０である第１インバータ１１を正常側インバータに設定する（＃３ｂ）。

尚、図１１に例示するフローチャートでは、ステップ＃３ａにおいて条件を満たさなかった場合に、ステップ＃３ｂが実行される形態を例示しているが、これは逆であってもよい。ステップ＃２ａ、＃２ｂを総称する場合はステップ＃２と称し、ステップ＃３ａ、＃３ｂを総称する場合はステップ＃３と称する。ステップ＃２は、上述したコンタクタ開放判定処理に相当する。また、第１下限電流Ｉｒｅｆ１及び第２下限電流Ｉｒｅｆ２は、ゼロに近い値で、バッテリ電流Ｉｂを測定する電流センサの誤差の最大値よりも大きい値に設定されている。

ここで、図１２～図２３のタイミングチャートを参照する。図１２～図２３に共通して、最初は第１コンタクタ９１及び第２コンタクタ９２は、閉状態（ＣＬＯＳＥ）であり、インバータ１０及び平滑コンデンサ４と、直流電源６とは、電気的に接続されている。第１インバータ１１（ＩＮＶ１）及び第２インバータ１２（ＩＮＶ２）は、共にトルクモード（デュアルインバータトルク制御モード）で制御されている。第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１及び第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２は、それぞれ第１平常電圧Ｖｔｙｐ１及び第２平常電圧Ｖｔｙｐ２であり、共に平常電圧Ｖｔｙｐである。

また、回転電機８０が回生動作している場合には、負のトルクが出力され（図１２、図１３、図１６、図１７、図２０、図２１）、回転電機８０が力行動作している場合には、正のトルクが出力されている（図１４、図１５、図１８、図１９、図２２、図２３）。回転速度は、高回転速度の場合はＲ１５まで上昇し（図１２～図１５）、中回転速度の場合はＲ９まで上昇し（図１６～図１９）、低回転速度の場合はＲ３まで上昇している（図２０～図２３）。ここで、図１２～図２３に共通して、時刻ｔ１において、第２コンタクタ９２にオープン故障が発生し、第２コンタクタ９２が開状態（ＯＰＥＮ）となる。

第２コンタクタ９２が開状態となると、回転電機８０が回生動作している場合には発電された電力が第２直流電源６２に回生されなくなるため、第２平滑コンデンサ４２を充電する。このため、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧である第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が第２平常電圧Ｖｔｙｐ２から上昇する（図１２、図１３、図１６、図１７、図２０、図２１）。図１２と図１６と図２０との比較、図１３と図１７と図２１との比較から明らかなように、上昇する電圧は、回転電機８０の回転速度が高いほど大きい。上昇する第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２は、時刻ｔ２１（ｔ２）において、第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２に達する。タイミングチャートには不図示であるが、第２コンタクタ９２が開状態となることによって、第２バッテリ電流Ｉｂ２は、ほぼゼロとなっており、第２バッテリ電流Ｉｂ２が第２下限電流Ｉｒｅｆ２以下であるという条件は満たされている。第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が、第２上限電圧ＶｒｅｆＨ２に達すると、図１１のステップ＃２（＃２ｂ）の条件が満たされる。

一方、回転電機８０が力行動作している場合には第２直流電源６２から回転電機８０への電力の供給が途切れ、第２平滑コンデンサ４２に蓄えられた電力を用いて回転電機８０が力行する。つまり、第２平滑コンデンサ４２から回転電機８０に電力が供給され、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧である第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が第２平常電圧Ｖｔｙｐ２から下降する（図１４、図１５、図１８、図１９、図２２、図２３）。下降する第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２は、時刻ｔ２２（ｔ２）において、第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２以下となる。タイミングチャートには不図示であるが、第２コンタクタ９２が開状態となることによって、第２バッテリ電流Ｉｂ２は、ほぼゼロとなっており、第２バッテリ電流Ｉｂ２が第２電流下限値以下であるという条件は満たされている。第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が、第２下限電圧ＶｒｅｆＬ２以下となると、図１１のステップ＃２（＃２ｂ）の条件が満たされる。

図１１のステップ＃２の条件が満たされると、即ち、コンタクタ９のオープン故障が検出されると、回転電機制御装置１は第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方をシャットダウン制御する（＃４）。即ち、図１２～図２３に共通して、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の動作モードが、時刻ｔ２においてトルク制御モード（デュアルインバータトルク制御モードＭＤ１）からシャットダウン制御モードＭＤ２（非トルク制御モード）に移行する。

回転電機制御装置１は、次に、回転電機８０の動作領域が高回転領域であるか否かを判定する（＃５）。そして、回転電機８０の動作領域が高回転領域である場合には、正常コンタクタ、この場合は、第１コンタクタ９１を開状態（ＯＰＥＮ）とする（＃６、図１３、図１５、図１７、図１９、図２１、図２３）。図１４、図１６、図１８、図２０、図２２は、第１コンタクタ９１が開状態（ＯＰＥＮ）とならない場合を例示している。例えば、図２０、図２２は、低回転速度の場合を例示しており、図１１のステップ＃５における判定において高回転領域ではないと判定された場合を例示している。詳細は、後述するが、回転電機８０の動作領域が高回転領域であっても、正常コンタクタを開状態（ＯＰＥＮ）としない形態も取り得る。図１４、図１６（中回転速度のタイミングチャートである図１８、図２０も含む）は、そのような形態を例示したものである。また、図２１、図２３は、回転電機８０の回転速度が低回転速度の場合にも、正常コンタクタを開状態とした場合の例を比較例として示したものである。

例えば、時刻ｔ２（時刻ｔ２１）において、第１コンタクタ９１が開状態となる図１３と、時刻ｔ２（ｔ２２）においても第１コンタクタ９１が閉状態（ＣＬＯＳＥ）を継続する図１２とを比較すると、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２は、第１コンタクタ９１も開状態となる図１３の「Ｖ４８」に対して、第１コンタクタ９１が閉状態を継続している図１２の「Ｖ５２」方が高い。第１コンタクタ９１が開状態となると、第１平滑コンデンサ４１と第２平滑コンデンサ４２とに回生電力が流れて２つの平滑コンデンサ４が充電される。第１コンタクタ９１が閉状態では、第２平滑コンデンサ４２のみが充電されるため、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２の電圧上昇が大きくなる。

図１４及び図１５に示すように、回転電機８０が力行動作している場合も、逆起電力によって平滑コンデンサ４が充電されるため、同様の現象が観測される。尚、図１２及び図１３と、図１６及び図１７、図２０及び図２１との比較、並びに、図１４及び図１５、図１８及び図１９、図２２及び図２３の比較より明らかなように、回転電機８０の回転速度が低くなるほど、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２の電圧上昇は小さくなっている。

上記においては、回転電機８０が回生動作する場合について説明したが、回転電機８０が力行動作する場合も同様であり、当業者であれば、図１４、図１５、図１８、図１９、図２２、図２３を参照して容易に理解可能であるから詳細な説明は省略する。また、ステップ＃５における判定は、回転電機８０の動作領域に基づいて実行されてもよいし、後述するステップ＃７と同様に、回転電機８０の回転速度と速度しきい値ωｔｈとの比較によって実行されてもよい。

時刻ｔ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共にシャットダウン制御されることによって、いわゆるブレーキングトルクによって回転電機８０の回転速度が低下する。回転電機８０の回転速度が高回転速度及び中回転速度（図１１のステップ＃７に例示する速度しきい値ωｔｈ以上の回転速度）の場合を例示する図１２～図１９のタイミングチャートにおいては、時刻ｔ３から回転速度が低下し始める形態を例示している。回転電機８０の回転速度が低回転速度の図２０～図２３のタイミングチャートでは、ステップ＃５における判定時においても回転速度が速度しきい値ωｔｈ未満であるから、シャットダウン制御モードＭＤ２となっても回転速度が低下していない。

以下、ステップ＃５に続く処理として、高回転領域における制御（ステップ＃５→ステップ＃６へと遷移した場合）について、先に説明する。回転電機８０の回転速度が低下し、時刻ｔ４において回転速度（図１１では“ω”で示す）が、速度しきい値ωｔｈ未満となると（＃７）、その後、回転電機制御装置１は、故障側インバータである第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御する（＃８ａ（＃８））。その後、回転電機制御装置１は、正常側インバータである第１インバータ１１をパルス幅変調制御により制御する（＃９（＃９ａ））。

図１３等に示すように、時刻ｔ４において回転速度がＲ３となり（ここでは速度しきい値ωｔｈ＞Ｒ３とする）、時刻ｔ４より後の時刻ｔ５から、第２インバータ１２がアクティブショートサーキット制御により制御される。そして、時刻ｔ５よりも後の時刻ｔ６からは、回転電機制御装置１は、正常側インバータである第１インバータ１１をパルス幅変調制御により制御する。

ここで、正常コンタクタである第１コンタクタ９１が開状態に制御されていた場合、第１平滑コンデンサ４１も充電され、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１が第１平常電圧Ｖｔｙｐ１よりも高くなっている（図１３、図１５、図１７、図１９、（図２１）、（図２３））。そこで、正常側インバータである第１インバータ１１に放電用トルク指令ＴＱ１が与えられ、パルス幅変調制御によって駆動されることによって、第１平滑コンデンサ４１が放電される（＃１０）。この放電用トルク指令ＴＱ１は、回転電機８０に与えられる最大トルクの１％以下であり、例えば１［Ｎｍ］程度の微小トルクである。微小トルクを出力するように回転電機８０を駆動することによって、回転電機８０に大きな負荷を与えることなく、平滑コンデンサ４を放電させることができる。

この放電用トルク指令ＴＱ１によるパルス幅変調制御によって、第１平滑コンデンサ４１が放電され、時刻ｔ７には、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１が第１平常電圧Ｖｔｙｐ１まで低下する。回転電機制御装置１は、正常コンタクタである第１コンタクタ９１を閉状態に復帰させ、トルク指令をゼロにする（＃１１）。即ち、放電用トルク指令ＴＱ１の指令を終了する。次に、時刻ｔ７よりも後の時刻ｔ８において、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１に通常のトルク指令を与え始め、トルク制御モード（シングルインバータトルク制御モードＭＤ３）により回転電機８０を駆動する（＃１２）。尚、放電用トルク指令ＴＱ１に基づくパルス幅変調制御が実行されるため、時刻ｔ６からの制御モードがシングルインバータトルク制御モードＭＤ３に相当する。

回転電機８０の動作領域が高回転領域では無い場合、つまり、ステップ＃５からステップ＃８ｂへ遷移する場合、。図２０及び図２２に示すように、時刻ｔ５において、第２インバータ１２がアクティブショートサーキット制御により制御される（＃８ｂ）。さらに、時刻ｔ５よりも後の時刻ｔ６からは、回転電機制御装置１は、正常側インバータである第１インバータ１１をパルス幅変調制御により制御する（＃９（＃９ｂ））。

ところで、図１１に例示したフローチャートでは、回転電機８０の動作領域が高回転領域か否か、或いは回転電機８０の回転速度が速度しきい値ωｔｈ未満であるか否かに応じて、正常コンタクタが開状態に制御される形態を例示して説明した。しかし、図１２と図１３とを参照して上述したように、正常コンタクタを開状態とするのは、故障コンタクタに接続されている平滑コンデンサ４の両端電圧、つまり、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑制するためである。従って、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が平滑コンデンサ４、及びインバータ１０の耐圧を越えない場合には、高回転領域であっても、正常コンタクタが閉状態のままで維持されてもよい。つまり、高回転領域であっても、図１３や図１５のように正常コンタクタを開状態とはせず、図１２や図１４のように正常コンタクタを閉状態に維持したままでもよい。

例えば、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度が予め設定された最高回転速度である状態であって、第１コンタクタ９１及び第２コンタクタ９２の一方が開状態であり他方が閉状態である状態で、シャットダウン制御を実行した場合に、開状態であるコンタクタ９に接続された平滑コンデンサ４の両端電圧がインバータ１０の耐圧以下である場合には、第１コンタクタ９１及び第２コンタクタ９２の一方が故障コンタクタであると判定した場合に、回転電機８０の回転速度が規定の速度しきい値ωｔｈ以上の状態であっても、他方の正常コンタクタを開状態とせずに閉状態に維持してもよい。

正常コンタクタを閉状態から開状態とした場合、正常コンタクタに接続された平滑コンデンサ４の両端電圧も上昇し、上昇した電圧を低下させるための制御が必要となる。故障コンタクタに接続された平滑コンデンサ４の両端電圧が上昇しても、当該平滑コンデンサ４や当該平滑コンデンサ４が接続されたインバータ１０の耐圧を越えないのであれば、回転電機８０の逆起電力を２つの平滑コンデンサ４に分散させる必要性は低い。従って、簡単な制御により、フェールセーフ制御を実行することができる。

上述したように、回転電機制御装置１は、何れか一方のコンタクタ９がオープン故障を生じた場合に、故障を生じていない他方のコンタクタ９が接続されたインバータ１０のみを用いて、回転電機８０を駆動制御することができる。しかし、通常２つのインバータ１０を介して駆動した回転電機８０が１つのインバータ１０によって駆動されることとなるため、通常通りの出力を出すことは困難である。従って、回転電機制御装置１は、第１コンタクタ９１及び第２コンタクタ９２の一方が開状態であると判定した場合、回転電機８０の出力可能なトルク及び回転速度を規定範囲内に制限すると好適である。また、コンタクタ９に故障が生じていることについて、車両の運転者に対して警告を報知すると好適である。

トルク及び回転速度を規定範囲内に制限することで、一定の制限下においても車両の走行を継続することができる。また、車両の運転者に対しては警告が報知されるので、運転者は、当該警告に基づいて車両における故障を認知し、一定の制限下であっても車両を走行させて、路肩など安全な場所まで車両を走行させて停車させることができる。或いは、修理工場や、ロードサービスを受ける場所等まで、車両を走行させて迅速に修理を受けることができる。即ち、いわゆる、リンプホーム（limp home）が可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータにそれぞれ備えられた平滑コンデンサの一方に故障が生じた場合に、故障した平滑コンデンサを特定することができる。

１：回転電機制御装置（制御部）、３：スイッチング素子、３Ａ：アーム、３Ｈ：上段側スイッチング素子、３Ｌ：下段側スイッチング素子、４：平滑コンデンサ、６：直流電源、８：ステータコイル（オープン巻線）、９：コンタクタ、１０：インバータ、１１：第１インバータ、１２：第２インバータ、４１：第１平滑コンデンサ、４２：第２平滑コンデンサ、６１：第１直流電源、６２：第２直流電源、８０：回転電機、９１：第１コンタクタ、９２：第２コンタクタ、１００：回転電機制御システム、Ｉｂ：バッテリ電流、Ｉｂ１：第１バッテリ電流（第１直流電源を流れる電流）、Ｉｂ２：第２バッテリ電流（第２直流電源を流れる電流）、Ｉｒｅｆ１：第１下限電流、Ｉｒｅｆ２：第２下限電流、ＴＱ１：放電用トルク指令、ＶｒｅｆＨ１：第１上限電圧、ＶｒｅｆＨ２：第２上限電圧、ＶｒｅｆＬ１：第１下限電圧、ＶｒｅｆＬ２：第２下限電圧、ωｔｈ：速度しきい値

Claims (4)

1. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を駆動制御する回転電機制御システムであって、
   前記オープン巻線の一端側に接続された第１インバータと、
   前記オープン巻線の他端側に接続された第２インバータと、
   前記第１インバータが接続された第１直流電源と、
   前記第２インバータが接続された第２直流電源と、
   前記第１直流電源に並列接続された第１平滑コンデンサと、
   前記第２直流電源に並列接続された第２平滑コンデンサと、
   前記第１インバータ及び前記第１平滑コンデンサと前記第１直流電源との電気的接続を断接する第１コンタクタと、
   前記第２インバータ及び前記第２平滑コンデンサと前記第２直流電源との電気的接続を断接する第２コンタクタと、
   前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタのそれぞれを制御すると共に、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを、互いに独立して制御可能な制御部と、を備え、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
   前記制御部は、前記第１インバータ及び前記第２インバータをそれぞれ、全ての前記上段側スイッチング素子をオフ状態とし全ての前記下段側スイッチング素子をオン状態とする、又は、全ての前記上段側スイッチング素子をオン状態とし全ての前記下段側スイッチング素子をオフ状態とするアクティブショートサーキット制御、及び、複数相のスイッチング素子の全てをオフ状態とするシャットダウン制御、により制御可能であり、
   前記第１直流電源の電圧変動範囲よりも大きい値に設定された第１上限電圧と、前記第１直流電源の電圧変動範囲よりも小さい値に設定された第１下限電圧と、前記第２直流電源の電圧変動範囲よりも大きい値に設定された第２上限電圧と、前記第２直流電源の電圧変動範囲よりも小さい値に設定された第２下限電圧と、を用いて、
   前記制御部は、
   前記第１平滑コンデンサの両端電圧が前記第１上限電圧よりも高い、又は前記第１下限電圧よりも低く、且つ、前記第１直流電源を流れる電流が予め規定された第１下限電流以下である場合に、前記第１コンタクタが開状態であると判定し、
   前記第２平滑コンデンサの両端電圧が前記第２上限電圧よりも高い、又は前記第２下限電圧よりも低く、且つ、前記第２直流電源を流れる電流が予め規定された第２下限電流以下である場合に、前記第２コンタクタが開状態であると判定し、
   前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの内、開状態であると判定した一方のコンタクタを故障コンタクタ、他方の前記コンタクタを正常コンタクタとし、
   前記回転電機の回転速度が予め規定された速度しきい値以上の状態では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方を、シャットダウン制御により制御すると共に、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの双方を開状態とし、
   前記回転電機の回転速度が前記速度しきい値未満となった後、前記故障コンタクタに接続されたインバータである故障側インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、前記正常コンタクタを開状態に維持すると共に、当該正常コンタクタに接続されたインバータである正常側インバータを当該正常側インバータに接続された平滑コンデンサである正常側平滑コンデンサの放電用トルクで駆動し、
   前記正常側平滑コンデンサの両端電圧の上昇が解消された後、前記正常コンタクタを閉状態に制御すると共に、前記正常側インバータにより前記回転電機を駆動制御する、回転電機制御システム。
2. 前記制御部は、前記回転電機の回転速度が予め設定された最高回転速度である状態であって、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの一方が開状態であり他方が閉状態である状態で、前記シャットダウン制御を実行した場合に、開状態である前記コンタクタに接続された平滑コンデンサの両端電圧が前記インバータの耐圧以下である場合には、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの一方が前記故障コンタクタであると判定した場合に、前記回転電機の回転速度が規定の速度しきい値以上の状態であっても、他方の前記正常コンタクタを開状態とせずに閉状態に維持する、請求項１に記載の回転電機制御システム。
3. 前記回転電機は、車両に搭載されて当該車両の車輪を駆動する駆動力源であり、
   前記制御部は、前記第１コンタクタ及び前記第２コンタクタの一方が開状態であると判定した場合、前記回転電機の出力可能なトルク及び回転速度を規定範囲内に制限すると共に、前記車両の運転者に対して警告を報知する、請求項１又は２に記載の回転電機制御システム。
4. 前記放電用トルクは、最大トルクの１％以下である、請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御システム。

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