JP7419863B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換装置に関し、特に、インバータ部を制御する制御部を備える電力変換装置に関する。

従来、インバータ部を制御する制御部を備える電力変換装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。

上記特許文献１には、スイッチング素子を含む電力変換部（インバータ部）と、電力変換部を制御する制御回路（制御部）と、電力変換部の出力側に設けられる加熱コイルとを備える誘導溶解炉が開示されている。この誘導溶解炉では、電力変換部と加熱コイルとの間には電流検出器が設けられており、電力変換部から加熱コイルに供給される電流が電流検出器によって検出される。また、制御回路には、電流一定制御回路（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ：ＡＣＲ）が設けられている。ＡＣＲは、電流検出器で検出された電流に基づいて、比例積分フィードバック制御を行う。そして、ＡＣＲからの出力に基づいて、電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御するためのゲート信号が生成される。そして、生成されたゲート信号に基づいて、電力変換部のスイッチング素子が駆動される。これにより、電力変換部から加熱コイルに供給される電流が一定になるように制御されている。

特開２０１６－１９４９９３号公報

ここで、上記特許文献１に記載されるような誘導溶解炉では、加熱コイルの負荷インピーダンスが急激に変化した場合、加熱コイルに流れる電流が急激に変化する場合がある。つまり、加熱コイルに流れる電流が過電流となる場合がある。しかしながら、一般的に、ＡＣＲの応答速度は比較的遅い。このため、ＡＣＲを用いた制御（比例積分フィードバック制御）では、加熱コイルに流れる電流が過電流となった場合、加熱コイル（負荷）に供給される電流を迅速に一定にする（所定の範囲内に収める）ことが困難であるという問題点がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることが可能な電力変換装置を提供することである。

上記目的を達成するために、この発明の一の局面による電力変換装置は、電源から供給された交流電力を直流電力に整流する整流部と、整流部の出力側に設けられ、整流部に整流された直流電力を平滑する平滑部と、平滑部により平滑された直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、インバータ部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを備え、制御部は、インバータ部から所望の波形の電流を出力するための波形指令とインバータ部から負荷に出力される出力電流との差に基づく値から、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値または過電流の大きさに応じた値に所定の定数を乗算した値を減算することにより、スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。

この発明の一の局面による電力変換装置では、上記のように、制御部は、インバータ部から所望の波形の電流を出力するための波形指令とインバータ部から負荷に出力される出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。これにより、波形指令とフィードバックされた出力電流との差（偏差）によるフィードバック制御を行う場合と異なり、偏差に加えて、過電流の大きさに応じた値も考慮してゲート信号が調整される。すなわち、フィードバック制御に用いられる偏差を過電流の大きさに応じた値を用いて調整することができる。その結果、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

また、制御部は、波形指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値を減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。これにより、波形指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から、過電流の大きさに応じた値が減算されるので、フィードバック制御に用いられる偏差が直ちに減少される。これにより、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流をより迅速に所定の範囲内に収めることができる。

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、出力電流が所定の閾値を超えた場合、出力電流と所定の閾値との差の分を、波形指令と出力電流との差に基づく値から減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。このように構成すれば、出力電流の大きさ（過電流の大きさ）に応じた値が、波形指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から減算される。その結果、過電流の大きさに応じて、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、波形指令は、ゲート信号の周波数と、インバータ部の出力電流の位相と、インバータ部から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて算出される、インバータ部の出力電流のゼロクロスの位相を起点とする正弦波指令を含む。ここで、負荷の変動に伴って適切なゲート信号の周波数（キャリア周波数）が変化する。そこで、上記のように、ゲート信号の周波数と、出力電流の位相と、電流指令の実効値とに基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を起点として正弦波指令を構成することによって、キャリア周波数に合わせて正弦波指令を設定することができる。

この場合、好ましくは、インバータ部の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させるための第１フィルタをさらに備え、制御部は、第１フィルタを介して取得されたインバータ部の出力電流に基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている。ここで、出力電流のゼロクロスの近傍においてチャタリング（出力電流の振動）が発生する場合がある。そこで、第１フィルタによって、インバータ部の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させることによって、出力電流のゼロクロスの位相を適切に取得することができる。

上記第１フィルタを備える電力変換装置において、好ましくは、波形指令と出力電流との差に対して所望の周波数成分を減衰させるための第２フィルタをさらに備え、第１フィルタと第２フィルタとは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている。このように構成すれば、ゼロクロスの位相を取得するための第１フィルタと、波形指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に対する第２フィルタとが、略同一の特性を有するので、負荷に供給される電流を所定の範囲内に収めるための制御を精度よく行うことができる。

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、波形指令と出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、ゲート信号の周波数を調整するように構成されている。このように構成すれば、ゲート信号の周波数を変化させることによりスイッチング素子のオンオフを制御するパルス周波数変調（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＦＭ）制御において、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

上記一の局面による電力変換装置において、好ましくは、負荷は、インバータ部の出力側に設けられ、被加熱物を加熱する加熱コイルを含む。ここで、被加熱物を加熱する加熱コイルは、加熱され溶解する被加熱物の形状の変化に起因して、加熱コイルの負荷インピーダンスが急激に変化しやすい。このため、加熱コイルに流れる電流が過電流となりやすい。そこで、上記一の局面による電力変換装置のように構成することによって、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることは、被加熱物を加熱する加熱コイルに電力を供給する電力変換装置において、特に有効である。

本発明によれば、上記のように、負荷に流れる電流が過電流となった場合でも、負荷に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

一実施形態による誘導加熱装置（電力変換装置）の回路図である。 一実施形態による電力変換装置の基準波形の生成を説明するためのブロック図である。 一実施形態による電力変換装置の制御部の制御ブロック図である。 ゲート信号の周波数と出力電流との関係を示す図である。 周波数と出力電流との関係を示す図である。

以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて説明する。

図１～図５を参照して、本実施形態による誘導加熱装置１の構成について説明する。

図１に示すように、誘導加熱装置１は、電力変換装置１００と、電流検出器２と、共振コンデンサＣ_１およびＣ_２と、誘導加熱コイル３と、抵抗４とを備えている。なお、誘導加熱コイル３は、特許請求の範囲の「負荷」および「加熱コイル」の一例である。

電力変換装置１００は、整流部１０を備えている。整流部１０は、三相の商用電源２００から供給された交流電力を直流電力に整流するように構成されている。具体的には、整流部１０は、三相全波整流回路を構成する複数のダイオードを含む。なお、商用電源２００は、特許請求の範囲の「電源」の一例である。

また、電力変換装置１００は、平滑コンデンサ２０を備えている。平滑コンデンサ２０は、整流部１０の出力側に設けられている。平滑コンデンサ２０は、整流部１０に整流された直流電力を平滑するように構成されている。なお、平滑コンデンサ２０は、特許請求の範囲の「平滑部」の一例である。

また、電力変換装置１００は、インバータ部３０（高周波インバータ回路）を備えている。インバータ部３０は、平滑コンデンサ２０により平滑された直流電力を交流電力に変換するように構成されている。インバータ部３０は、複数のスイッチング素子Ｓ（半導体スイッチング素子）を含む。複数のスイッチング素子Ｓは、上アームを構成するスイッチング素子Ｓ_１およびスイッチング素子Ｓ_３と、下アームを構成するスイッチング素子Ｓ_２およびスイッチング素子Ｓ_４とを含む。

また、電力変換装置１００は、制御部４０を備えている。制御部４０は、インバータ部３０のスイッチング素子Ｓ_１～Ｓ_４のオンオフを制御するように構成されている。なお、制御部４０の詳細な構成は後述する。

また、誘導加熱装置１では、整流部１０およびインバータ部３０の組は、互いに並列に複数（本実施形態では２つ）設けられている。

電流検出器２は、インバータ部３０の交流出力側から共振コンデンサＣ_１に流れる電流を検出するように構成されている。

共振コンデンサＣ_１およびＣ_２は、インバータ部３０の交流出力側に設けられている。共振コンデンサＣ_１およびＣ_２と、誘導加熱コイル３と、被加熱物としての金属とによって共振回路が構成されている。

本実施形態では、誘導加熱コイル３は、インバータ部３０の出力側に設けられており、被加熱物（金属）を加熱して溶解するように構成されている。たとえば、金属は、アルミニウムのインゴットである。また、インバータ部３０の交流出力側と共振コンデンサＣ_１（共振コンデンサＣ_２）の一方電極が接続されている。また、共振コンデンサＣ_１（共振コンデンサＣ_２）の他方電極は、誘導加熱コイル３に接続されている。

また、誘導加熱コイル３には、抵抗４が接続されている。抵抗４は、誘導加熱コイル３と共振コンデンサＣ_２との間に配置されている。

（制御部の詳細な構成）
次に、制御部４０の詳細な構成について説明する。

まず、図２を参照して、制御部４０による基準波形の生成について説明する。基準波形は、正規化された波形（正弦波）である。また、基準波形に、誘導加熱コイル３に流す電流指令の実行値を積算することにより、正弦波指令が生成される。正弦波指令は、インバータ部３０に含まれるスイッチング素子Ｓのオンオフを制御するためのゲート信号を生成するために用いられる。また、基準波形は、ゲート信号の周波数（キャリア周波数）が変化した際に、変化したゲート信号の周波数に対応するように変化させる必要がある。以下、具体的に説明する。

制御部４０には、電流検出器２によって検出されたインバータ部３０の出力電流の電流値が入力される。また、電流検出器２によって検出された電流値は、アナログデジタル変換された後、制御部４０に入力される。なお、アナログデジタル変換は、比較的高速に行われる。また、電流検出器２によるインバータ部３０の出力電流の検出は、所定のサンプリング周期毎に行われている。

ここで、出力電流（少なくとも、出力電流のゼロクロスの近傍）には、チャタリング（振動）が発生する場合がある。そこで、電流検出器２と制御部４０との間には、フィルタ４１が設けられている。フィルタ４１は、インバータ部３０の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させるように構成されている。たとえば、フィルタ４１は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）から構成されている。そして、制御部４０には、フィルタ４１を介した電流値が入力される。なお、フィルタ４１は、特許請求の範囲の「第１フィルタ」の一例である。

そして、本実施形態では、制御部４０は、フィルタ４１を介して取得されたインバータ部３０の出力電流に基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている。具体的には、フィルタ４１を介して取得された出力電流の電流値からゼロクロスの位相を取得する。

そして、本実施形態では、制御部４０は、インバータ部３０の出力電流のゼロクロスの位相を起点として、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の位相（出力電流のゼロクロスの位相）と、インバータ部３０から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて、正弦波指令を算出する。具体的には、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の検出周期（サンプリング周期）と、出力電流のゼロクロスの位相とが、制御部４０の基準波形生成部４２に入力される。ここで、ゲート信号の周波数は、スイッチング素子Ｓを駆動しているゲート信号の現時点の周波数である。このゲート信号の現時点の周波数は、生成される基準信号の周波数とされる。また、取得された出力電流のゼロクロスの位相を起点として、インバータ部３０の出力電流の検出周期（サンプリング周期）ごとに、図示しないカウンタによってカウントが行われる。基準波形生成部４２は、カウンタによってカウントされるカウント値から、基準波形の位相位置を算出する。そして、基準波形生成部４２は、出力電流のゼロクロスの位相を起点として、基準波形（ｓｉｎθ）を生成する。

そして、図３に示すように、生成された基準波形と、インバータ部３０から所望の電流を出力するための電流指令の実効値（目標値、Ａ）とが乗算器４３によって乗算される。なお、電流指令の実効値（Ａ）は、図示しないＡＲＰ（交流電力調整器）から制御部４０に入力される。そして、基準波形（ｓｉｎθ）と出力電力の指令値（Ａ）とが乗算されることにより、正弦波指令（Ａ×ｓｉｎθ）が生成される。上記のように正弦波指令が生成されることによって、ゲート信号の周波数（キャリア周波数）の変化に応じた正弦波指令が生成される。

そして、生成された正弦波指令と、電流検出器２によって検出された電流値（フィードバックされた電流値）との差（偏差）が、減算器４４により演算される。なお、電流検出器２によって検出された電流値は、アナログデジタル変換された後、フィルタ４１によって所望の周波数成分が減衰されている。

また、本実施形態では、正弦波指令と出力電流との差（偏差）に対して所望の周波数成分を減衰させるためのフィルタ４５が設けられている。また、フィルタ４１とフィルタ４５とは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている。そして、減算器４４の出力（偏差）は、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰される。そして、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰された偏差に対して、ゲインが乗算される。なお、フィルタ４５は、特許請求の範囲の「第２フィルタ」の一例である。

ここで、本実施形態では、制御部４０は、インバータ部３０から所望の波形の電流を出力するための正弦波指令とインバータ部３０から誘導加熱コイル３に出力される出力電流（Ｉ_１）との差（偏差、Ｉ_２）と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、スイッチング素子Ｓをオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。具体的には、制御部４０は、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値を減算する。詳細には、制御部４０は、出力電流が所定の閾値（Ｉ_ＴＨ）を超えた場合、出力電流と所定の閾値との差の分（Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ）を、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から減算する。なお、図示していないが、出力電流と所定の閾値との差の分（Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ）に対して、ゲインを乗算した値を減算しても良いし、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰された偏差に対して、出力電流と所定の閾値との差の分（Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ）を減算して、ゲインを乗算しても良い。

すなわち、減算器４６によって、電流検出器２によって検出された出力電流の電流値から所定の閾値が減算される。そして、減算器４７によって、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰されるとともに（偏差Ｉ_２’とする）、ゲインｋが乗算された偏差（ｋＩ_２’）から、減算器４６の出力（出力電流と所定の閾値との差の分Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ）が減算される。なお、減算器４７には、減算器４６によって減算された値のうち、０以上の値のみが入力される。これにより、インバータ部３０から出力される電流が過電流の場合、過電流に応じた値（減算器４６の出力値）が直ちに、ゲインが乗算された偏差から減算される。なお、所定の閾値は、たとえば、電力変換装置１００の定格電流の１．１倍の値である。また、フィルタ４５によって所望の周波数成分が減衰されるとともにゲインｋが乗算された偏差（ｋＩ_２’）は、特許請求の範囲の「正弦波指令と出力電流との差に基づく値」の一例である。

そして、減算器４７の出力（ｋＩ_２’－（Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ））が、ＰＩ調整器４８に入力される。すなわち、ＰＩ調整器４８には、インバータ部３０から出力される電流が過電流の場合でも、上記の偏差から過電流に応じた値（減算器４６の出力値）が減算された値が入力される。

そして、ＰＩ調整器４８の出力が、周波数変換器４９に入力される。すなわち、本実施形態では、制御部４０は、正弦波形指令と出力電流との差Ｉ_２と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値（Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ）とに基づいて、ゲート信号の周波数を調整するように構成されている。すなわち、電力変換装置１００では、ゲート信号の周波数を変化させることによって、スイッチング素子Ｓのオンオフを制御するパルス周波数変調（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＦＭ）制御が行われる。

そして、周波数変換器４９によって、スイッチング素子Ｓのオンオフを制御するためのゲート信号が生成される。上記のように、ＰＩ調整器４８には、インバータ部３０から出力される電流が過電流の場合でも、過電流に応じた値（減算器４６からの出力値（Ｉ_１－Ｉ_ＴＨ））が減算された値が入力されるので、周波数変換器４９によって生成されるゲート信号は、過電流に応じた値が考慮されている。これにより、インバータ部３０の出力電流が過電流になることを迅速に抑制することが可能になる。

次に、図４および図５を参照して、ゲート信号の周波数とインバータ部３０の出力電流との関係について説明する。

インバータ部３０の出力電流は、ゲート信号の周波数が小さくなるにしたがって、大きさ（振幅）が大きくなる。また、誘導加熱装置１では、誘導加熱コイル３と共振コンデンサＣ_１およびＣ_２とにより共振が発生する。図５に示すように、共振周波数ｆ_１において、インバータ部３０の出力電流が最大になる。そして、誘導加熱装置１では、ゲート信号は、共振周波数ｆ_１よりも大きな周波数ｆ_２～ｆ_３の範囲内で制御される。このように、ゲート信号が共振周波数ｆ_１よりも大きな周波数を有することにより、スイッチング素子Ｓに貫通電流が流れることに起因してスイッチング素子Ｓが破壊することを抑制することが可能になる。

［本実施形態の効果］
本実施形態では、以下のような効果を得ることができる。

本実施形態では、上記のように、制御部４０は、インバータ部３０から所望の波形の電流を出力するための正弦波指令とインバータ部３０から誘導加熱コイル３に出力される出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、スイッチング素子Ｓをオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている。これにより、正弦波指令とフィードバックされた出力電流との差（偏差）によるフィードバック制御を行う場合と異なり、偏差に加えて、過電流の大きさに応じた値も考慮してゲート信号が調整される。すなわち、フィードバック制御に用いられる偏差を過電流の大きさに応じた値を用いて調整することができる。その結果、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となった場合でも、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値を減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。これにより、正弦波指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から、過電流の大きさに応じた値が減算されるので、フィードバック制御に用いられる偏差が直ちに減少される。これにより、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となった場合でも、誘導加熱コイル３に供給される電流をより迅速に所定の範囲内に収めることができる。

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、出力電流が所定の閾値を超えた場合、出力電流と所定の閾値との差の分を、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている。これにより、出力電流の大きさ（過電流の大きさ）に応じた値が、正弦波指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に基づく値から減算される。その結果、過電流の大きさに応じて、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

また、本実施形態では、上記のように、正弦波指令は、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の位相と、インバータ部３０から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて算出される、インバータ部３０の出力電流のゼロクロスの位相を起点とする正弦波指令を含む。ここで、負荷（誘導加熱コイル３の負荷インピーダンス）の変動に伴って適切なゲート信号の周波数（キャリア周波数）が変化する。そこで、上記のように、ゲート信号の周波数と、出力電流の位相と、電流指令の実効値とに基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を起点として正弦波指令を構成することによって、キャリア周波数に合わせて正弦波指令を設定することができる。

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、フィルタ４１を介して取得されたインバータ部３０の出力電流に基づいて、出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている。ここで、出力電流のゼロクロスの近傍においてチャタリング（出力電流の振動）が発生する場合がある。そこで、フィルタ４１によって、インバータ部３０の出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させることによって、出力電流のゼロクロスの位相を適切に取得することができる。

また、本実施形態では、上記のように、フィルタ４１とフィルタ４５とは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている。これにより、ゼロクロスの位相を取得するためのフィルタ４１と、正弦波指令と出力電流との差（フィードバック制御に用いられる偏差）に対するフィルタ４５とが、略同一の特性を有するので、誘導加熱コイル３に供給される電流を所定の範囲内に収めるための制御を精度よく行うことができる。

また、本実施形態では、上記のように、制御部４０は、正弦波指令と出力電流との差と、出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、ゲート信号の周波数を調整するように構成されている。これにより、ゲート信号の周波数を変化させることによりスイッチング素子Ｓのオンオフを制御するパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御において、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となった場合でも、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることができる。

また、本実施形態では、上記のように、インバータ部３０の出力側に、被加熱物を加熱する誘導加熱コイル３が設けられている。ここで、被加熱物を加熱する誘導加熱コイル３は、加熱され溶解する被加熱物の形状の変化に起因して、誘導加熱コイル３の負荷インピーダンスが急激に変化しやすい。このため、誘導加熱コイル３に流れる電流が過電流となりやすい。そこで、本実施形態の電力変換装置１００のように構成することによって、誘導加熱コイル３に供給される電流を迅速に所定の範囲内に収めることは、被加熱物を加熱する誘導加熱コイル３に電力を供給する電力変換装置１００において、特に有効である。

[変形例]
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。

たとえば、上記実施形態では、誘導加熱装置１に用いられる電力変換装置１００に本発明を適用する例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明は、誘導加熱装置１以外の装置に用いられる電力変換装置１００に対しても適用することが可能である。

また、上記実施形態では、正弦波指令と出力電流との差に基づく値から、過電流の大きさに応じた値（正弦波指令と所定の閾値との差分）を減算することにより、ゲート信号を調整するように構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、減算以外の方法によって、過電流の大きさに応じた値に基づいて、ゲート信号を調整してもよい。たとえば、正弦波指令と所定の閾値との差分に対して、所定の定数を乗算した値を、正弦波指令と出力電流との差から減算してもよい。

また、上記実施形態では、ゲート信号の周波数と、インバータ部３０の出力電流の位相と、電流指令の実効値とに基づいて、インバータ部３０の出力電流のゼロクロスの位相を起点として、正弦波指令が生成される例を示したが、正弦波指令の生成方法は、この方法に限られない。また、インバータ部３０から所望の波形の電流を出力するための指令として、正弦波指令以外の指令を用いてもよい。

また、上記実施形態では、フィルタ４１およびフィルタ４５がＬＰＦから構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、フィルタ４１およびフィルタ４５をＬＰＦ以外のフィルタによって構成してもよい。

また、上記実施形態では、スイッチング素子Ｓのオンオフの制御として、パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御が用いられる例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、スイッチング素子Ｓのオンオフの制御として、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御を用いてもよい。

また、上記実施形態では、本発明の「負荷」として誘導加熱コイル３を用いる例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明は、誘導加熱コイル３以外の負荷に電力を供給する電力変換装置に対しても適用することが可能である。また、誘導加熱コイル３以外の加熱コイルを用いてもよい。

３ 誘導加熱コイル（負荷、加熱コイル）
１０ 整流部
２０ 平滑コンデンサ（平滑部）
３０ インバータ部
４０ 制御部
４１ フィルタ（第１フィルタ）
４５ フィルタ（第２フィルタ）
１００ 電力変換装置
２００ 商用電源（電源）
Ｓ、Ｓ_１～Ｓ_４ スイッチング素子

Claims (7)

1. 電源から供給された交流電力を直流電力に整流する整流部と、
   前記整流部の出力側に設けられ、前記整流部に整流された直流電力を平滑する平滑部と、
   前記平滑部により平滑された直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
   前記インバータ部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記インバータ部から所望の波形の電流を出力するための波形指令と前記インバータ部から負荷に出力される出力電流との差に基づく値から、前記出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値または前記過電流の大きさに応じた値に所定の定数を乗算した値を減算することにより、前記スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を調整するように構成されている、電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記出力電流が所定の閾値を超えた場合、前記出力電流と前記所定の閾値との差の分を、前記波形指令と前記出力電流との差に基づく値から減算することにより、前記ゲート信号を調整するように構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記波形指令は、前記ゲート信号の周波数と、前記インバータ部の前記出力電流の位相と、前記インバータ部から所望の電流を出力するための電流指令の実効値とに基づいて算出される、前記インバータ部の前記出力電流のゼロクロスの位相を起点とする正弦波指令を含む、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記インバータ部の前記出力電流に対して所望の周波数成分を減衰させるための第１フィルタをさらに備え、
   前記制御部は、前記第１フィルタを介して取得された前記インバータ部の前記出力電流に基づいて、前記出力電流のゼロクロスの位相を取得するように構成されている、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記波形指令と前記出力電流との差に対して所望の周波数成分を減衰させるための第２フィルタをさらに備え、
   前記第１フィルタと前記第２フィルタとは、略同一の周波数成分を減衰させるように構成されている、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記波形指令と前記出力電流との差と、前記出力電流が過電流である場合の過電流の大きさに応じた値とに基づいて、前記ゲート信号の周波数を調整するように構成されている、請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記負荷は、前記インバータ部の出力側に設けられ、被加熱物を加熱する加熱コイルを含む、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images