JP7425633B2 - 周波数変換器の制御装置ならびに制御方法、及び可変速揚水発電システムの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベル変換器（以下、ＭＭＣ変換器と称す）で構成された周波数変換器の制御装置ならびに制御方法、及び可変速揚水発電システムの制御装置に関する。

ＭＭＣ変換器は、エネルギー蓄積要素であるコンデンサや蓄電池などの電圧源と、ハーフブリッジ回路で構成される単位変換器から構成されている。単位変換器は、ハーフブリッジ回路のＰＷＭ変調率を制御することで所望の電圧を発生する。エネルギー蓄積要素であるコンデンサや蓄電池は、ＭＭＣ変換器の出力交流周波数により決まる周期で充放電を繰り返すことで電圧変動する。

この単位変換器を複数組直列接続して２端子のアーム変換機を構成し、このアーム変換器の第１の端子を交流電源の各相端子に接続し、星型結線した第２の端子を直流電源の端子に接続する。

このように各相に接続されたアーム変換器は、所望の交流電圧を発生して交流電流制御すると同時に、直流電流を重畳して直流電源との間で電力変換を実現する。

ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの交流電流指令と直流電流指令にアーム電流を調整する電流制御、単位変換器に設けたハーフブリッジ回路のＰＷＭ変調率をアーム内で相互に調整することでコンデンサの平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以降では、段間バランス制御と称す）、アーム変換器内のコンデンサの合計蓄積エネルギーをアーム変換器間で平衡に保つ機能（以降では、相間バランス制御と称す）を備える。この相間バランス制御を実現するには、アーム変換器間の循環電流を抑制する為の回路素子が必要となる。

特許文献１は、循環電流を抑制する目的のために、アーム変換器の第１の端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設けることを提案している。特許文献１に開示されている手段は、ＭＭＣ変換器の一形態であるダブルスター形ＭＭＣ変換器（以降では、ＤＳＭＭＣ変換器と称す）を構成したものである。

非特許文献１には、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して周波数変換器とし、一方の交流電源端子は、電力系統に接続し、他方の交流電源端子は、回転機と接続する手段が開示されている。非特許文献１に開示されている手段によれば、ＭＭＣ変換器に接続しても回転機に直流電流が重畳されないため、電力系統に直接接続して一定の周波数で運転する回転機を可変速化する場合に適する。

特許第５７７５０３３号公報

萩原誠・西村和敏・赤木泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ 第１報：４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４－５５１

本発明は、２台のＤＳＭＭＣ変換器で構成する周波数変換器（電力変換装置）を対象とし、特に回転機と接続するＤＳＭＭＣ変換器を対象とする。

回転機と接続するＤＳＭＭＣ変換器を用いて周波数変換器（電力変換装置）を構成する場合の第１の課題は、出力交流周波数が低いほどＤＳＭＭＣ変換器の出力電流が制限され、回転機を始動する際の始動トルクが確保できなくなることにある。ＤＳＭＭＣ変換器における単位変換器のエネルギー蓄積要素の電圧変動量は出力電流に比例し、出力交流周波数に反比例する。つまり、ＤＳＭＭＣ変換器の出力電流が一定である場合、始動時のエネルギー蓄積要素の電圧変動が大きくなる。エネルギー蓄積要素の電圧変動は、段間バランス制御に対する外乱でありバランス制御を発散させる一因となる。従って、始動時には、コンデンサ電圧変動を小さくするために出力電流を制限しなければならず、回転機を始動する時の始動トルクを確保できなくなる。第１の課題は、回転機と接続するＭＭＣ変換器に共通の課題であるが、非特許文献１には課題と解決手段は開示されていない。

また、第１の課題に対しては、エネルギー蓄積要素の容量を大きくし、出力電流を制限せずとも始動時の電圧変動を十分小さくするように構成する手段が考えられる。しかし、回転機と接続するＤＳＭＭＣ変換器を経済的に実現するためには、各単位変換器のエネルギー蓄積要素を定格出力交流周波数で駆動する場合と同じ程度の容量で、回転機を始動できることが望ましい。

回転機と接続するＤＳＭＭＣ変換器を用いて周波数変換器（電力変換装置）を構成する場合の第２の課題は、始動及び低出力交流周波数での運転条件において、段間バランス制御が不安定化しやすくなることにある。ＤＳＭＭＣ変換器を高効率で実現するためには、出力交流周波数に同期したＰＷＭ周波数で駆動することが望ましい。しかし、ＰＷＭ周波数が低いほど単位時間あたりの段間バランス制御の制御回数が減少するため、段間バランス制御の制御性能が劣化し不安定化しやすい。

第２の課題に対しては、非特許文献１はＰＷＭ周波数を１ｋＨｚで運転しており、第２の課題が開示されていない。また、ＭＭＣ変換器を高効率で実現するためには、より小さなＰＷＭ周波数で駆動できることが望ましい。

以上のことから本発明の目的は、上記の課題を解決し、低出力交流周波数の場合でも高効率かつ小容量のエネルギー蓄積要素で電圧バランスを保つことができる周波数変換器の制御装置ならびに制御方法、及び可変速揚水発電システムの制御装置を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明は、「同期機を含む回転機を電力系統に連系させる周波数変換器の制御装置であって、周波数変換器は、コンデンサを並列接続する単位変換器が複数直列接続されて直列接続の一方端が交流の各相に接続され、直列接続の他方端が直流の端子に接続されるアームを複数組備えて形成され、制御装置は、少なくともアームを構成する複数の単位変換器におけるコンデンサの電圧を検知してコンデンサ電圧から直流分を抽出入力する交流電圧除去演算部と、アーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令生成部と、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、アーム電圧指令生成部が与えるアーム電圧指令値を補正する変調波生成器を含み、補正後のアーム電圧指令値とキャリア信号を用いて、各アーム内の複数の単位変換器の夫々のゲート指令を定めるゲートパルス生成部を備え、変調波生成器は、交流電圧除去演算部で求めた直流分を用いて、アームの各単位変換器におけるコンデンサの電圧の大きさがばらつかないようにアーム電圧指令値を補正することを特徴とする周波数変換器の制御装置。」としたものである。

また本発明は、「同期機がポンプ水車に接続された回転機を周波数変換器を介して電力系統に連系させた可変速揚水発電システムの制御装置であって、周波数変換器は、コンデンサを並列接続する単位変換器が複数直列接続されて直列接続の一方端が交流の各相に接続され、直列接続の他方端が直流の端子に接続されるアームを複数組備えて形成され、制御装置は、少なくともアームを構成する複数の単位変換器におけるコンデンサの電圧を検知してコンデンサ電圧から直流分を抽出入力する交流電圧除去演算部と、アーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令生成部と、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、アーム電圧指令生成部が与えるアーム電圧指令値を補正する変調波生成器を含み、補正後のアーム電圧指令値とキャリア信号を用いて、各アーム内の複数の単位変換器の夫々のゲート指令を定めるゲートパルス生成部を備え、変調波生成器は、交流電圧除去演算部で求めた直流分を用いて、アームの各単位変換器におけるコンデンサの電圧の大きさがばらつかないようにアーム電圧指令値を補正することを特徴とする可変速揚水発電システムの制御装置」としたものである。

また本発明は、「同期機を含む回転機を電力系統に連系させる周波数変換器の制御方法であって、周波数変換器は、コンデンサを並列接続する単位変換器が複数直列接続されて直列接続の一方端が交流の各相に接続され、直列接続の他方端が直流の端子に接続されるアームを複数組備えて形成され、少なくともアームを構成する複数の単位変換器におけるコンデンサの電圧を検知してコンデンサ電圧から直流分を抽出し、アーム電圧指令値とキャリア信号を比較して、各アーム内の複数の単位変換器の夫々のゲート指令を定めるとともに、アーム電圧指令値は、直流分を用いて、アームの各単位変換器におけるコンデンサの電圧の大きさがばらつかないように補正されたアーム電圧指令値がキャリア信号と比較されることを特徴とする周波数変換器の制御方法。」としたものである。

本発明によれば、始動時に出力電流を増加させることができるので、回転機を始動する際の始動トルクを確保できるようになる。また、始動及び低出力交流周波数での運転条件において、各単位変換器内のエネルギー蓄積要素の電圧をバランスさせることができる。そのため、エネルギー蓄積要素の容量を定格出力交流周波数で駆動する場合と同程度の容量で回転機を始動できるＤＳＭＭＣ変換器を構成できるようになる。

本発明の実施例に係る可変速揚水発電システムとその制御装置の構成例を示す図。 本発明の実施例に係るアーム変換器１０５の回路構成例を示す図。 ゲートパルス生成部１１１の回路構成例を示す図。 実測されるコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎの時間的変動を示す図。 コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎの成分を示す図。 交流電圧除去部１１２の回路構成例を示す図。 交流電圧除去部１１２の動作例を示すシーケンス図。 キャリア信号生成部１１３の回路構成例を示す図。 本発明の実施形態を示すパルス数演算器の入出力特性 回転機の角周波数が定格角周波数の７０％の場合のコンデンサ電圧波形例を示す図。 回転機の角周波数が定格角周波数の場合のコンデンサ電圧波形例を示す図。 角周波数ωを定格角周波数の７０％、パルス数Ｐを１００％で駆動した場合のコンデンサ電圧波形例を示す図。 角周波数ωを定格角周波数の７０％、パルス数Ｐを１３０％で駆動した場合のコンデンサ電圧波形例を示す図。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。なお、本発明に係る電力変換装置の制御装置は、一般的な電力変換分野に広く適用可能である。ここでは電力変換装置が可変速揚水発電システムの周波数変換装置として適用される場合を例にして詳細に説明するが、
本実施例によりこの発明が限定されるものではない。

図１は、本発明の実施例に係る可変速揚水発電システムとその制御装置の構成例を示している。この図では上部に主回路構成が図示され、下部に制御装置の構成が示されている。まず、主回路側から説明する。

可変速揚水発電システムは、回転機１０１が、周波数変換器１０３を介して電力系統１０２に連系されている。

このうち回転機１０１は、一般的には同期機で構成された発電機、電動機、あるいは発電電動機のいずれかである。本明細書ではこれらを総称して発電電動機としている。可変速揚水発電システムとする場合、回転機１０１は、その軸がポンプ水車に接続された発電電動機とされている。揚水運転モードでは回転機１０１は電力系統から電力を受けて電動機として作動し、ポンプ運転を行う。また発電モードでは、回転機１０１は水車により駆動されて発電機として作動し、電力系統に電力を送る。なお、後述する可変速揚水発電システムの制御のために、位相検出器１０８が備えられ、回転機１０１の回転位相角θを検出して制御装置１０９に伝送する。

可変速揚水発電システムにおける動力及び周波数の変換は、周波数変換器１０３により行われる。周波数変換器１０３は、２つの電力変換装置１０４ａ、１０４ｂを背後接続することで構成されている。このうち電力変換装置１０４ａは、ＤＳＭＭＣ変換器で構成する。本発明は、回転機１０１と接続する電力変換装置１０４ａを対象とし、他方の電力変換装置１０４ｂの回路構成はＤＳＭＭＣ変換器で構成してもよいし、他の電力変換回路で構成してもよい。係る構成を採用したことで、交流系統１０２の周波数と回転機１０１の周波数、速度を互いに独立な値に制御することができる。

電力変換装置１０４ａの主回路は、回転機１０１の３相交流を示すＵ、Ｖ、Ｗの各相端子とＰ、Ｎで示す正負の直流端子の間に６組のアームを形成したものである。各アームには、アーム変換器１０５と循環電流抑制リアクトル１０６が直列接続されており、さらに後述する可変速揚水発電システムの制御のために、電流検出器１０７が備えられ、各相のアーム電流Ｉを検出して制御装置１０９に伝送している。

なお、以降の説明において各アーム、あるいはアーム内の機器などを区別する目的で、部品記号（例えば１０５）に対して英字記号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｐ、Ｎを付すことがある。この例に従うならば、図１の電力変換装置１０４ａの主回路は、ａ端子とｂ端子の２つの出力端子を備えた６つのアーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮと、６つの循環電流抑制リアクトル１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮと、各相のアーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮを検出するための６つの電流検出器１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮで構成したものということができる。この記号付与の約束は番号の後にまず交流側端子の記号、そのあとに直流側端子の記号を付与したものである。この約束により、６つのうち、どのアームであるかが判別できる。

次にアーム変換器１０５について説明する。アーム変換器１０５は、交流接続側のａ端子と直流接続側のｂ端子の２つの出力端子を備えている。そのうえで、アーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰのｂ端子、および、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮのａ端子は、循環電流抑制リアクトル１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮを介して交流電源端子（Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子）と接続する。アーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰのａ端子、および、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮのｂ端子は、直流端子（Ｐ端子、Ｎ端子）と接続し、他方の電力変換装置１０４ｂに接続する。

図２は、本発明の実施例に係るアーム変換器１０５の回路構成例を示す図である。以降では、アーム変換器１０５ＵＰを代表的に説明するが、その他のアーム変換器１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮも同様の構成であるため、他のアーム変換器については説明を省略する。

アーム変換器１０５ＵＰは、単位変換器２００＿１から２００＿ＮをＮ個直列接続した回路である。図２の単位変換器は、ハーフブリッジ回路を用いた場合であり、Ｎはアーム変換器あたりの単位変換器の個数である。単位変換器は、環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子２０１、２０２を２つ直列接続したスイッチング回路２０３と、エネルギー蓄積要素であるコンデンサ２０４と、電圧検出器２０５をそれぞれ並列接続する。また、セル制御装置２０６と２つのゲート駆動回路２０７を備える。図２のａ端子とｂ端子は、アーム変換器１０５ＵＰの出力端子であり、図１のアーム変換器のａ端子、ｂ端子と対応している。

電圧検出器２０５は、各単位変換器２００のコンデンサ電圧を検出し、検出したコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１からＶＣＵＰ＿Ｎをそれぞれの単位変換器のセル制御装置２０６へ伝送する。

単位変換器２０３毎に設けられるセル制御装置２０６は、図１の制御装置１０９が出力する単位変換器２００のゲート指令ｇＵＰ＿１からｇＵＰ＿Ｎをゲート駆動回路２０７に分配する。また、コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１からＶＣＵＰ＿Ｎを制御装置１０９へ出力する。

ゲート駆動回路２０７は、前記ゲート指令ｇＵＰ＿１からｇＵＰ＿Ｎに応じて、スイッチング素子２０１、２０２のオン、オフを切り替えるゲート駆動信号を生成し、各スイッチング素子２０１、２０２に与える。

次に、制御装置１０９について図１、図３、図４を用いて説明する。

図１の制御装置１０９は、アーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮと、回転機１０１の回転位相θと、アーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮの各単位変換器から得られる６Ｎ個のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎ、ＶＣＵＮ＿Ｎ、ＶＣＶＰ＿Ｎ、ＶＣＶＮ＿Ｎ、ＶＣＷＰ＿Ｎ、ＶＣＷＮ＿Ｎを入力として、それぞれのアーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮの単位変換器に与える６Ｎ個のゲート指令ｇＵＰ＿Ｎ、ｇＵＮ＿Ｎ、ｇＶＰ＿Ｎ、ｇＶＮ＿Ｎ、ｇＷＰ＿Ｎ、ｇＷＮ＿Ｎを出力する。

制御装置１０９は、アーム電圧指令および位相指令生成部１１０、ゲートパルス生成部１１１、交流電圧除去部１１２、キャリア信号生成部１１３の４つの演算部からなる。この中で、アーム電圧指令および位相指令生成部１１０は、特許文献１と同様の構成であり、本発明はこの部分がどのように構成されていても適用が可能であることからその詳細説明を割愛する。要はアーム電圧指令および位相指令が生成できる機能のものであればよい。本実施例では、ゲートパルス生成部１１１、交流電圧除去部１１２、キャリア信号生成部１１３を主体に説明する。

図３はゲートパルス生成部１１１の回路構成例を示す図である。図３を用いてゲートパルス生成部１１１の動作を説明する。ゲートパルス生成部１１１は、アーム電圧指令値ＶＵＰ＊、ＶＵＮ＊、ＶＶＰ＊、ＶＶＮ＊、ＶＷＰ＊、ＶＷＮ＊と、コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎ’、ＶＣＵＮ＿Ｎ’、ＶＣＶＰ＿Ｎ’、ＶＣＶＮ＿Ｎ’、ＶＣＷＰ＿Ｎ’、ＶＣＷＮ＿Ｎ’と、電流位相角θｉと、三角波キャリア信号ＶＣａｒ＊を入力信号として用いる。そして、単位変換器に与えるゲート指令ｇＵＰ＿Ｎ、ｇＵＮ＿Ｎ、ｇＶＰ＿Ｎ、ｇＶＮ＿Ｎ、ｇＷＰ＿Ｎ、ｇＷＮ＿Ｎを出力する。

なお図１、図３などの表記において、入力または出力の結線に斜線を配置してＮと記載した部分は、これがアーム変換器を形成する複数の単位変換器の個数であるＮの夫々に対して同様の入力、出力などの処理が行われることを表している。従って例えば、変調波生成器３０１ＵＰの入力は１つのアーム電圧指令値ＶＵＰ＊と、Ｎ個のコンデンサ電圧ＶＣＵＰであり、この内部での比較処理ではアーム変換器を形成する複数の単位変換器ごとに比較結果が求められることを意味している。

まず、変調波生成器３０１、ゲートパルス生成器３０２の作用と機能について説明する。本発明は、Ｕ相Ｐ側の変調波生成器３０１ＵＰ、ゲートパルス生成器３０２ＵＰを説明し、その他の変調波生成器３０１ＶＰ、３０１ＷＰ、３０１ＵＮ、３０１ＶＮ、３０１ＷＮ、ゲートパルス生成器３０２ＶＰ、３０２ＷＰ、３０２ＵＮ、３０２ＶＮ、３０２ＷＮについては、３０１ＵＰまたは３０２ＵＰと同等の構成であるため説明を省略する。

変調波生成器３０１ＵＰは、平均値演算部３０３にてこのアームにおける単位変換器についてのＮ個のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎ’の平均値ＶＣＵＰａｖｅを演算する。これを用い、（１）式に従って変調波ＶＵＰ＿Ｎ＊を出力する。

ここで（１）式の右辺第二項は、段間バランス制御の項であり、コンデンサ電圧平均値と、対象とする単位変換器のコンデンサ電圧の差電圧を小さくするための補正項である。また、電流の符号に合わせて補正項を作成するため、電流位相角θｉを用いる。制御ゲイン３０８は、例えば比例ゲインで構成する。なお、図３の変調波生成器３０１ＵＰには変調波生成の具体的な回路構成を示しており、３０５、３０９は、減算器または加算器、３０７は乗算器、３０６は関数演算器を示している。これらの演算機能により（１）式が達成できる。

この処理により、コンデンサ電圧の平均値に対して、個々の単位変換器のコンデンサ電圧との間の差分の極性と、大きさに応じた個別の変調波ＶＵＰ＿Ｎ＊が得られる。この制御結果は、後述する制御から明らかなように、個々の単位変換器のコンデンサ電圧がコンデンサ電圧の平均値に近づいて、大きくばらつかないように作用するものである。対象とする単位変換器のコンデンサ電圧の差電圧を小さくするものである。

ゲートパルス生成器３０２ＵＰは、アームの単位変換器に与えるゲート指令ｇＵＰ＿Ｎ、を演算する。ゲート指令は、変調波ＶＵＰ＿Ｎ＊と三角波ＶＣａｒ＊を大小比較して、ＶＵＰ＿Ｎ＊＞ＶＣａｒ＊の時はゲート指令ｇＵＰ＿Ｎをオン、ＶＵＰ＿Ｎ＊＜ＶＣａｒ＊の時はゲート指令ｇＵＰ＿Ｎをオフのようにゲート指令を制御する。

次に本発明の中心部分である交流電圧除去部１１２の機能と作用について説明する。まず図４は、コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎの時間変動を示す図であり、図５はコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎの成分を示す図である。

交流電圧除去部１１２では、図４に示すように実測されるコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎは時間的に変動しており、交流成分を含むことから、図５に示すように基本波、ならびに高調波をカットして直流成分のみを導出したものである。交流電圧除去部１１２は直流成分のみを抽出できるものであればその構成を限定するものではないが、ここでは典型的な一例を紹介する。

図６は、交流電圧除去部１１２の回路構成例を示す図である。図６に例示する交流電圧除去部１１２は、アームごとの６個の交流電圧除去演算部４０１を備え、６Ｎ個のコンデンサ電圧と、回転機１０１の回転位相角θ、回転位相角しきい値θｔｈを入力として、６Ｎ個の交流電圧成分除去後のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿Ｎ’を出力する。

図７は、交流電圧除去部１１２の動作例を示すシーケンス図である。図７を用いて、交流電圧除去演算部４０１ＵＰ＿１の動作を説明する。なお、図７ではＵ相Ｐ側アームの第１セル４０１ＵＰ＿１を例に説明するが、他単位変換器の交流電圧除去演算も同様の動作である。

図７には、上から回転機１０１の回転位相角θ、コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１、コンデンサ電圧積算値ΣＶＣＵＰ＿１、積算回数ＮＣＵＰ＿１、交流電圧成分除去後のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１’の時間変動を示している。回転機１０１の回転位相角θは、０［ｒａｄ］から２π［ｒａｄ］で回転する。コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１は、出力交流周波数により決まる周期で充放電を繰り返すことで電圧変動している。

まず、演算期間ｔ０を説明する。演算期間ｔ０は、回転機１０１の回転位相角θが、第一の回転位相角しきい値θｔｈ１より小さい条件の演算期間である。

コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１の積算値ΣＶＣＵＰ＿１は、制御装置１０９の演算時間毎にその時のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１を加算して、積算値ΣＶＣＵＰ＿１を更新する。積算回数ＮＣＵＰ＿１は、制御装置１０９の演算時間毎に「＋１」を加算して積算回数ＮＣＵＰ＿１を更新する。交流電圧成分除去後のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１’は、第一の回転位相角しきい値θｔｈ１より大きくなるまでは前回の更新値を保持する。

次に、演算期間ｔ１の動作を説明する。演算期間ｔ１は、回転機１０１の回転位相角θが、第一の回転位相角しきい値θｔｈ１より大きくなったことを検出した演算期間である。

演算期間ｔ１時点のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１の積算値ΣＶＣＵＰ＿１を、演算期間ｔ１時点の積算回数ＮＣＵＰ＿１で除することで、交流電圧成分除去後のコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１’を演算し、ＶＣＵＰ＿１’の値を更新する。ＶＣＵＰ＿１’の値を更新した後、コンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１の積算値ΣＶＣＵＰ＿１および積算回数ＮＣＵＰ＿１をリセットする。

次に、演算期間ｔ２の動作を説明する。演算期間ｔ２は、回転位相角θが、第一の回転位相角しきい値θｔｈ１より大きくなったことを検出してから第二の回転位相角しきい値θｔｈ２より大きくなったことを検出するまでの演算期間である。演算期間ｔ２は、演算期間ｔ１と同じように動作し、積算値ΣＶＣＵＰ＿１および積算回数ＮＣＵＰ＿１を更新する。

以上の演算を繰り返し実施することで、コンデンサ電圧に含まれる出力交流周波数が取り除かれたコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１’を得ることができる。出力交流周波数が取り除かれたコンデンサ電圧ＶＣＵＰ＿１’を段間バランス制御のコンデンサ電圧とすることで、バランス制御を発散させる一因である電圧変動を取り除くことができ、段間バランス制御を安定に動作させることができる。

ここで、図７のＶＣＵＰ＿１’は、１周期に１度のみ値を更新するように構成したが、１周期に複数回更新するようにθｔｈを選んでも良い。また、１周期に１度ＶＣＵＰ＿１’を更新するのではなく、２周期、３周期に１度値を更新するようにθｔｈを選んでも良い。

なお、以上で説明した交流電圧除去部１１２の動作は、コンデンサ電圧に含まれる交流成分を取り除くための交流電圧フィルタの時定数を、回転機の位相に応じて自動的に調整することと等価である。

図８は、電力変換装置１０４ａのキャリア信号生成部１１３の回路構成例を示す図である。図８において、キャリア信号生成部１１３は、回転機１０１の回転位相角θを入力として、三角波キャリア信号ＶＣａｒ＊を出力する。具体的には、まず図８の角周波数変換器６０１は、回転機１０１の回転位相角θを角周波数ωに変換し、パルス数演算器６０２は、角周波数ωに応じたパルス数Ｐを出力する。

キャリア信号生成部１１３は、キャリア位相θｃに対応する三角波を生成する。キャリア位相θｃは（２）式で演算する。

三角波は単位変換器ごとに位相が２π／Ｎずつずれるようにし、例えばＮ個の単位変換器を有するアームの第ｋ単位変換器に対しては（３）式で生成する。

（３）式において、ｃｏｓ－１は、０からπまでの値を取るように定義する。なお、図８のキャリア信号生成部１１３は、三角波を生成するための具体的な回路構成を示しており、６０３、６０７は乗算器、６０４、６０８は減算器、６０５、６０６は関数演算器を示している。

図９は、パルス数演算器６０２の入出力特性である。パルス数演算器６０２は、入力である回転機１０１の回転角周波数ωに応じたパルス数Ｐを出力する。図９においてωｒａｔｅは、回転機１０１の定格回転角周波数と定義する。また、Ｐｒａｔｅは、定格パルス数と定義する。

図９において、角周波数ωが定格角周波数ωｒａｔｅの８０％（０．８×ωｒａｔｅ）から１００％（ωｒａｔｅ）までの運転範囲は、パルス数Ｐは１００％（Ｐｒａｔｅ）を一定値で出力し、角周波数ωが定格角周波数ωｒａｔｅの８０％より小さな運転範囲では、パルス数Ｐは１００％（Ｐｒａｔｅ）よりも大きい値を出力するようにパルス数演算器６０２が動作する。ここで、パルス数Ｐを増加させることはＰＷＭ周波数を増加させることと同義である。

次に、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ、図１１Ｂを用いて、図９の入出力特性に従ってパルス数Ｐを変更する理由を説明する。

図１０Ａは、角周波数ωが定格角周波数ωｒａｔｅの７０％（０．７×ωｒａｔｅ）の場合で、図１０Ｂは、１００％（ωｒａｔｅ）の場合の単位変換器のコンデンサ電圧を示した場合である。パルス数Ｐは、定格パルス数Ｐｒａｔｅで駆動した。

図１０Ａ、図１０Ｂは、アーム変換器１０５ＵＰが４つの単位変換器で構成された場合を示しており、一番上が第１単位変換器、一番下が第４単位変換器である。横軸は時間で、計１秒間の波形である。図１０Ａ、図１０Ｂより、各周波数ωが定格角周波数ωｒａｔｅの７０％の場合（図１０Ａ）は、４つのコンデンサ電圧の電圧アンバランスが拡大している。一方、各周波数ωが定格角周波数ωｒａｔｅの場合（図１０Ｂ）は、コンデンサ電圧の電圧バランスが確保できている。各周波数ωが定格角周波数ωｒａｔｅの７０％の場合（図１０Ａ）のみ、電圧アンバランスを引き起こした理由は、単位時間あたりの段間バランス制御の制御回数が減少し、段間バランス制御が不安定化したことが一因である。

次に、図１１Ａは、角周波数ωを定格角周波数ωｒａｔｅの７０％（０．７×ωｒａｔｅ）とし、パルス数Ｐを、１００％（Ｐｒａｔｅ）で駆動した場合で、図１１Ｂは、パルス数Ｐを、定格パルス数Ｐｒａｔｅの１３０％（１．３×Ｐｒａｔｅ）で駆動した場合のコンデンサ電圧を示した場合である。

図１１Ａ、図１１Ｂより、パルス数Ｐが定格パルス数Ｐｒａｔｅの場合（図１１Ａ）は、コンデンサ電圧の電圧アンバランスが拡大しているが、定格パルス数Ｐｒａｔｅの１３０％の場合（図１１Ｂ）は、コンデンサ電圧が電圧バランスしている。つまり、定格角周波数ωｒａｔｅより小さな角周波数ωで運転する場合は、図９に従い、パルス数Ｐを定格パルス数Ｐｒａｔｅよりも大きくすることで、段間バランス制御を安定化させ、コンデンサ電圧のバランスを保つことができる。

以上で説明した動作により、回転機の始動時や出力交流周波数が低い運転条件においても、単位変換器のコンデンサ電圧をバランスすることができるため、定格出力交流周波数で駆動する場合と同程度の静電容量を有するコンデンサでＤＳＭＭＣ変換器を構成化することが可能になる。また、段間バランス制御を安定化することができ、回転機の始動時に出力電流を増加させることができるので、始動トルクを確保しやすくなる。

１０１・・・回転機、１０２・・・電力系統、１０３・・・周波数変換器、１０４ａ、１０４ｂ・・・自励式変換器、１０５ＵＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮ・・・アーム、１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ・・・循環電流抑制リアクトル、１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ・・・電流検出器、１０８・・・位相検出器、１０９・・・制御装置、１１０・・・位相指令生成部、１１１・・・ゲートパルス生成部、１１２・・・交流電圧除去部、１１３・・・キャリア信号生成部、２０１、２０２・・・スイッチング素子、２０３・・・スイッチング回路、２０４・・・コンデンサ、２０５・・・直流電圧検出器、２０６・・・セル制御装置、２０７・・・ゲート駆動回路、３０１ＵＰ、３０１ＵＮ、３０１ＶＰ、３０１ＶＮ、３０１ＷＰ、３０１ＷＮ・・・変調波生成器、３０２ＵＰ、３０２ＵＮ、３０２ＶＰ、３０２ＶＮ、３０２ＷＰ、３０２ＷＮ・・・ゲート指令生成器、４０１ＵＰ、４０１ＵＮ、４０１ＶＰ、４０１ＶＮ、４０１ＷＰ、４０１ＷＮ・・・交流電圧除去演算部、６０１・・・角周波数変換器、６０２・・・パルス数演算器

Claims (4)

1. 同期機を含む回転機を電力系統に連系させる周波数変換器の制御装置であって、
   前記周波数変換器は、コンデンサを並列接続する単位変換器が複数直列接続されて直列接続の一方端が交流の各相に接続され、直列接続の他方端が直流の端子に接続されるアームを複数組備えて形成され、
   制御装置は、少なくとも前記アームを構成する複数の単位変換器における前記コンデンサの電圧を検知してコンデンサ電圧から直流分を抽出入力する交流電圧除去演算部と、アーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令生成部と、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記アーム電圧指令生成部が与える前記アーム電圧指令値を補正する変調波生成器と、補正後の前記アーム電圧指令値と前記キャリア信号を用いて、前記各アーム内の複数の前記単位変換器の夫々のゲート指令を定めるゲートパルス生成部とを備え、前記アームを構成する複数単位変換器内の直流電圧検出器から得られる前記コンデンサ電圧を前記交流電圧除去演算部に入力し、その出力を前記変調波生成器に入力し、前記変調波生成器は前記交流電圧除去演算部を通過後のコンデンサ電圧が前記アームのコンデンサ電圧のアーム平均電圧に追従するような補正電圧指令値を演算し、前記アーム電圧指令値を補正することで前記コンデンサ電圧の大きさがばらつかないようにすることを特徴とする周波数変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載の周波数変換器の制御装置であって、
   前記交流電圧除去演算部は、第一の回転位相角しきい値θｔｈ１で積算開始し、第二の回転位相角しきい値θｔｈ２で積算終了する積算回数を演算し、積算期間中のコンデンサ電圧の積算電圧を出力し、この積算電圧を積算回数で除して、所望の期間の単位変換器の平均電圧を演算し、前記コンデンサ電圧に含まれる交流周波数成分を取り除くように構成することを特徴とする周波数変換器の制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の周波数変換器の制御装置であって、
   前記キャリア信号生成部は、回転機の回転周波数によって電力変換装置に与えるキャリア周波数を決定するキャリア信号生成部を備え、前記回転機の回転周波数が規定値以下となる運転領域では、周波数変換器をＰＷＭ駆動するためのパルス数を増加させることでコンデンサ電圧の電圧アンバランスを回避する機能を備えることを特徴とする周波数変換器の制御装置。
4. 請求項３に記載の周波数変換器の制御装置であって、
   前記キャリア信号生成部は、前記回転機の回転角周波数が定格回転角周波数の８０％より小さい運転領域で運転する場合は、周波数変換器をＰＷＭ駆動するためのパルス数を増加させるように動作する機能を備えることを特徴とする周波数変換器の制御装置。

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