JP7511094B2 - 相互結合に基づくキャリブレーション - Google Patents

Description

関連出願との相互参照

本出願は、２０２１年３月１６日に出願された米国仮出願第６３／１６１７０１号の優先権を主張するものであり、その内容はここにその全体が組み込まれる。

分野

本開示は、フェーズドアレイ（位相アレイ）の複数のアンテナ素子の相互結合に基づくキャリブレーション（校正）の実施に関するものである。

背景

米国特許第９，９７３，２６６号および第１０，９７９，１３３号は、宇宙空間で多数の小型衛星アンテナを組み立てて大型アレイを形成するシステムを示している。このアレイは、地表の指定された「セル」と無線通信するためのサービスビームを形成する。これらの特許の全内容は、参照により本明細書に組み込まれる。アレイ内の各小型衛星は、１つまたはそれ以上のデジタルビーム形成（ＤＢＦ）用のプロセッサーと、対応する数の送受信（Ｔ／Ｒ）モジュールと、アンテナ素子とを有する。

本出願は、２０２１年４月６日に発行された米国特許第ＵＳ１０９７２１９５Ｂ１号を、相互結合に基づくフェーズドアレイキャリブレーションに、ＣＤＭＡシーケンスではなくＯＦＤＭ－ＢＰＳＫシンボルシーケンスを使用することによって改良するものである。このような変更により、他の推定（振幅および群遅延）の精度を損なうことなく、所定の推定時間を使用して位相をより正確に推定することができる。米国特許第ＵＳ１０９７２１９５Ｂ１号の全内容は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

フェーズドアレイの限界の１つは、アレイアセンブリで地上の複数の領域との間にビームを形成するには、各アナログＴ／Ｒモジュールの振幅特性および位相特性の正確な特性評価（キャラクタリゼーション、キャリブレーション（校正、較正）とも呼ばれる）が必要であることである。さらに、これらのＴ／Ｒモジュールの特性は、温度の変化（例えば、受ける太陽放射の影響）によって大きく変化する可能性がある。地球低軌道（ＬＥＯ）の衛星では、温度変化は分単位でも大きい。そのため、キャリブレーションは送受信デジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）処理と同時に行う必要があり、複数のキャリブレーション測定を同時に行うことで容易になる。

本開示は、例えば、米国特許第１０９７２１９５Ｂ１号に関して、複数のフェーズドアレイ（位相アレイ）において正確な位相キャリブレーション（フェイズキャリブレーション）の推定値を得ることに関するものである。

米国特許第１０９７２１９５Ｂ１号で既に述べたように、アレイの再キャリブレーションは頻繁に行われる（そしてそれはサービス（使用）と同時に行われる）。フェーズドアレイの複数の素子をサービスから除外しても（キャリブレーションのためだけに使用しても）、フェーズドアレイの動作が著しく劣化することはなく、キャリブレーション信号がビームに大きな干渉を与えることもないが、キャリブレーションシーケンスの期間を最小化することで、上記による最小限の劣化さえも回避することができる。ＣＤＭＡシーケンス（米国特許第１０９７２１９５Ｂ１号で使用）ではなく、ＯＦＤＭシーケンスを使用することで、位相キャリブレーションの精度を向上させるか、または所定の位相キャリブレーション精度に対してより短いキャリブレーションシーケンスを使用することができる。以下の説明では、ＣＤＭＡと比較してＯＦＤＭキャリブレーションシーケンスが優れていることを示す。

添付の図面は、本明細書に組み込まれ、本明細書の一部を構成する。図面は、本開示のいくつかの実施例のみを示しており、図に具体的に図示されていない他の実施例または様々な実施例の組み合わせは、依然として本開示の範囲内に含まれ得ることを理解されたい。次に、実施例について、図面を用いてさらに詳細に説明する。

図１は、アンテナアセンブリの構成を示す。

図２Ａは、アンテナアセンブリの３ｘ３素子における測定の構成を示す。

図２Ｂは、上記のサンプルの構成における相互結合の振幅と位相の測定結果を示す。

図３Ａは、ＴｘおよびＲｘビームフォーミングのデフォルトの構成を示す。

図３Ｂは、Ｔｘパス（Ｔｘ経路）のキャリブレーションのための構成例を示す。

図３Ｃは、Ｒｘパス（Ｒｘ経路）のキャリブレーションのための構成例を示す。

図４は、キャリブレーション中のアンテナアセンブリの複数の素子の構成例を示す。

図５は、第１のアンテナ素子が第２のアンテナ素子４２０を取り囲み、それらの間でキャリブレーションを行う様子を示す。

図６は、時間領域（タイムドメイン）ＯＦＤＭシンボルのグループ化と変調を示す。

図７は、２０ＭＨｚ帯域幅のキャリブレーション信号のスペクトル例を示す。

図８は、一実施例による複数のサンプルの受信コレクションを示す。

図９は、直交ＢＰＳＫコードによってキャリブレーション信号を直交化し、ＯＦＤＭシンボルをキャリブレーションに使用する方法の一例を示す。

図１０は、ＯＦＤＭサブキャリア割り当てによってキャリブレーション信号を直交化し、ＯＦＤＭシンボルをキャリブレーションに使用する方法の一例を示す。

詳細な説明

図面に図示された本開示の例示的で非限定的な実施形態を説明する際に、明確さのために特定の用語が援用される。しかしながら、本開示は、そのように選択された特定の用語に限定されることを意図するものではなく、各特定の用語は、同様の目的を達成するために同様の方法で動作する全ての技術的等価物を含むことを理解されたい。本開示のいくつかの実施形態は、例示の目的で記載されており、本開示は、図面に具体的に示されていない他の形態で具体化され得ることが理解される。

図１を参照すると、アンテナアセンブリ１２０、例えば、位相アレイアンテナ（フェーズドアレイアンテナ、フェーズドアレーアンテナ）の１つのアンテナアセンブリまたはサブアレイは、複数のアンテナ素子１３０を含む。２つのアンテナ素子ＭＩＣＲＯＮ－ｎ、ＭＩＣＲＯＮ－ｎ＋１が図示されているが、任意の適切な数のアンテナ素子１３０を利用できることを示している。アンテナアセンブリ１２０は、「Ｍｉｃｒｏｎ（マイクロン、ミクロン）」とも称される（とも参照される）。図１に示される一実施形態では、複数のアンテナアセンブリ１２０は、米国特許第９，９７３，２６６号および米国公開公報第２０１９／０２３８２１６号に示されるような、機械的および／または電子的に連結されて、アンテナアセンブリ１２０となる単一の連続したフェーズドアレイを形成し、空間（宇宙空間）内に大きなアレイを形成する。

各アンテナ素子１３０は、図１に示すように、送信ポート（ＴＸポート）１３１および受信ポート（ＲＸポート）１３２を含む。各アンテナ素子１３０はまた、それ自身のＤＢＦプロセッサー１３７、１３８と、ミキサー１３９Ａ、１３９Ｂとを含み、これらミキサーの複数のミキシング周波数ドライバ用の数値制御型発振器（ＮＣＯ）は、それぞれ送信周波数および受信周波数に調整され、ＬＴＥバンドなどの所望のバンドへの／からのベースバンド信号をアップ／ダウン変換し、さらに、デジタル／アナログコンバーター（ＤＡＣ）１３５と、アナログ／デジタルコンバーター（ＡＤＣ）１３６と、図１において送信および受信フロントエンドモジュール（ＦＥＭ）１３３、１３４として一括されているアナログフロントエンドコンポーネントとを含む。ミキシングには、乗算およびフィルタリング（不要な画像を除去する）が含まれる場合がある。

一実施形態例では、複数のアンテナアセンブリ１２０は、共通クロックを分配するために、低ジッターおよびドリフトクロックの高速シリアライザー／デシリアライザー（ＳＥＲＤＥＳなど）を介して中央プロセッサー（中央処理装置）に接続されてもよい。中央処理装置（ＣＰ）は、ＳＥＲＤＥＳラインを介して、複数のビーム信号を送信ビーム形成処理１３７にブロードキャストし、蓄積された受信ビーム形成処理信号（１３８の出力）を収集する。また、衛星が軌道を周回する際に、各ビームの送受信ビームフォーミングのテーパーおよび位相情報を定期的に更新する。さらに、本明細書で説明するキャリブレーションプロセスおよびフェーズドアレイ監視制御（Ｍ＆Ｃ）をコーディネート（実施、調整）する。ビームフォーミングサブシステム（中央処理装置と複数のアンテナアセンブリ１２０のフェーズドアレイで構成）は、トランスポンダー（中継装置）と通信することができ、トランスポンダーは、例えば、衛星を介して、地上局のアンテナと通信する。１つの中央処理が示されているが、例えば各アンテナ素子１３０がマイクロプロセッサーを有するような分散処理も提供することができる。

例えば、アンテナアセンブリ１２０は、アンテナアセンブリ１２０の様々な機能（またはプロセス）を実行する（または制御する）ように構成された処理装置１２５と、複数のシンボルおよび／または他の適切なデータまたは複数の命令（処理装置１２５によって実行される命令など）を記憶するように構成された記憶装置１２６とを含むことができる。

デジタルビーム形成処理装置（デジタルビームフォーミング処理装置）の送信ユニット１３７および受信ユニット１３８は、各ビームについて、各入力信号のサンプルに、あるテーパーおよび位相（フェーズドアレイ内の素子の位置によって決定される）を乗算し、それらの結果を、形成されたビームの数にわたって蓄積する処理を実行するように構成されてもよい。最終的に、デジタルデータは、デジタル／アナログコンバーター（ＤＡＣ、１３５と記されている）およびアナログ／デジタルコンバーター（ＡＤＣ、１３６と記されている）を介して、アナログデータに変換され、また、アナログデータから変換される。あるアンテナアセンブリ１２０、および隣接する複数のアンテナアセンブリ１２０上のデジタルコンポーネント（ＡＤＣおよびＤＡＣを含む）における全てのベースバンドおよびＲＦ遅延は、ＳＥＲＤＥＳフレームのタイミングにより厳密に制御／キャリブレーションされる。

フェーズドアレイ構造の撓みにより、アレイ１２０内の複数のアンテナ素子１３０は動くことがあるが、その動きは小さく、位置変化はデジタル的に補正される。各アンテナアセンブリ１２０の局部発振器は、電源投入時またはリセット時にランダムに相対な開始位相を持ってもよい。なお、送信アンテナ素子は、それ自身（自己結合）、および、そのすぐ近くの隣接素子（直に隣接する素子と対角方向に隣接する素子とを含み、素子が完全に隣接素子に囲まれている場合は８つであり、角（エッジ）の素子の場合は、これより少ない）に放射することができる。その影響は、直には隣接していない素子に対してもあるが、単に存在する干渉レベルを増加させるだけであり、キャリブレーションシーケンスのコード長を長くすることで対処できる。フェーズドアレイのキャリブレーションを行うには、各結合のフェーズシフト（位相シフト）を推定または既知にする必要がある。

前述では、受信経路のデジタル入力と送信経路のデジタル出力との位相差と振幅差の対数とを測定している。これらの測定値は、送信経路の位相、自己／相互結合位相、受信経路の位相の和、および／または、送信経路の振幅の対数、自己／相互結合位相の振幅の対数、受信経路の振幅の対数の和である。複数のアンテナアセンブリ間の全てのＴｘパス（送信パス、送信経路）位相、Ｒｘ経路（受信パス、受信経路）位相、およびキャリア位相の差が決定されるまで、このような測定が複数回行われる。さらに、受信経路のデジタル入力と送信経路のデジタル出力との振幅比の対数を測定する。ここで、測定された振幅比の対数は、送信経路のゲイン（利得）の対数、自己／相互結合のゲインの対数、受信経路のゲインの対数の和である。このような測定は、送信経路のゲイン、相互結合の振幅応答、受信経路のゲインの全ての対数が決定されるまで、複数回行われる。

一実施例では、アンテナ素子１３０のアンテナは送信ポート１３１および受信ポート１３２を含んでよく、アンテナ素子１３０は送信ポート１３１を介して自身の受信ポート１３２に送信してもよい。別の例では、アンテナ素子１３０は、送信アンテナ１３１および受信アンテナ１３２を含んでもよく、アンテナ素子１３０は、送信アンテナ１３１を介して自身の受信アンテナ１３２に送信してもよい。したがって、自己結合は、例えば、アンテナ素子１３０とそれ自体との結合、すなわち、同じアンテナ素子１３０の送信ポート１３１および受信ポート１３２を介した結合、またはアンテナ素子１３０の送信アンテナおよび受信アンテナを介した結合であってもよい。相互結合は、例えば、第１のアンテナ素子１３０と、第１のアンテナ素子に隣接する第２のアンテナ素子１３０との間の、第１のアンテナ素子の送信アンテナおよび第１のアンテナ素子に隣接する第２のアンテナ素子の受信アンテナを介した結合であってもよい。

キャリブレーションは、例えば、フェーズドアレイやアンテナアセンブリの電源投入時やリセット時、動作周波数が変化した時や変化しようとした時、温度が大きく変化した時（アンテナアセンブリの温度センサーによって補助される）、および／または電子部品の経年変化（経年劣化）があった時など、特定の時点で実行することができる。キャリブレーションが頻繁に行われる場合、経年変化による再キャリブレーションは自動的に行われる。キャリブレーションは、例えばビームフォーミングと同時に、干渉やゲインロスを低減する際に行ってもよい。キャリブレーションはスキャンアングルに依存せず、あるビームのキャリブレーションは、同じキャリアの他の全てのビームに適用されてもよい。

サンプル測定（図２Ａおよび図２Ｂ）は、送信経路から受信経路への方向が同じグループの相互結合測定値が非常に類似していることを示している（その方向は、Ｎ、ＮＥ、Ｅ、ＳＥ、Ｓ、ＳＷ、Ｗ、およびＮＷといった一般の基本的な方向で特定できる）。一般に、例えばＮの相互結合とＮＥの相互結合はかなり異なる可能性がある。実際、これらは全て互いにかなり異なっている。しかしながら、ある素子のＮＥ相互結合は、別の素子のＮＥ相互結合と類似している。

そのため、隣接方向および対角方向の８つの基本的な方向の、一組の相互結合の測定値が測定および保存され、後に、Ｔｘ経路およびＲｘ経路の位相および振幅のキャリブレーションの推定に使用されてもよい（ただし、これらが温度／経年変化により実質的に変化しない場合に限る）。８つの枢軸方向（基本的な方向）は、例えば、４つの隣接方向と４つの対角方向とを含んでもよい。例えば、素子５について、４つの隣接方向は、素子５から素子６への方向、素子５から素子４への方向、素子５から素子２への方向、および素子５から素子８への方向を含み、４つの対角方向は、素子５から素子１への方向、素子５から素子３への方向、素子５から素子７への方向、および素子５から素子９への方向を含んでもよい。図２Ａにおいて、各素子について、Ａは素子のＴｘポートを表し、Ｂは素子のＲｘポートを表す。例えば、５Ａは素子５のＴｘポートを表し、５Ｂは素子５のＲｘポートを表す。図２Ａにおいて、５Ｂと３Ａとの間の両矢印線、すなわち「５Ｂから３Ａ」と表示された両矢印線は、素子５のＲｘポートと素子３のＴｘポートとの間の結合に関する相互結合の測定（測定値）を表す。図２Ｂにおいて、「５Ｂから３Ａ」と表示された曲線は、素子５のＲｘポートと素子３のＴｘポートとの間の結合に関する相互結合の測定値の曲線である。相互結合の測定には、例えば、相互結合の振幅の測定または相互結合の位相の測定を含んでもよい。相互結合の振幅および位相は、方向に依存し得る。送受信ＦＥＭの振幅と位相は、素子間で大きく異なることがあり、また、それらが信号を受信する方向とは相関がなく、キャリブレーション（校正または等化）されてもよい。

図３Ａは、ＴｘおよびＲｘビームフォーミングのデフォルト構成を示す。測定を可能にするために、トーン（音）、擬似雑音（ＰＮ）コード、またはＯＦＤＭキャリブレーションシーケンスなどの信号（ＣＡＬ）（図３Ａの３１９）が、送信機によって、そのデジタル／アナログコンバーターＤＡＣに送信されてもよい。ＰＮコードは、例えば、２値の自己相関を有する２値シーケンスであってもよい。自己／隣接素子の受信経路への自己／相互結合により、位相／振幅の測定が自己／隣接素子で行われる。つまり、自己素子の受信経路への自己結合により、位相／振幅の測定が行われ、隣接素子の受信経路への相互結合により、位相／振幅の測定が隣接素子で行われる。複数の隣接素子からの測定値を平均化することで、推定誤差を低減できる。

複数のトーン／ゴールドコード／直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号は、測定における干渉を避けるために、複数の異なるアンテナアセンブリの複数の隣接素子からのキャリブレーション信号を励起するために使用されてもよい。自身のアンテナ素子を含め、隣接する複数のアンテナ素子からの同時送信を可能にするには、９つのコードで十分である。振幅のキャリブレーションは、一定のエンベロープＣＡＬ信号（トーン／ゴールドコードなど）を使用する場合、位相シフトの影響を受けない。一方、ＯＦＤＭシーケンスは高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を示すことがある。この特徴により、非線形ＲＦコンポーネント（パワーアンプなど）による相互変調（ＩＭＤ）ノイズが発生する可能性がある。しかしながら、実際には、ａ）キャリブレーション信号は大幅な（充分な）電力バックオフで送信されるため、ｂ）ＰＡＰＲの低いＯＦＤＭキャリブレーションシーケンスを事前に（オフラインで）計算することにより、ＰＡＰＲを最小化できるため、この影響は限定的である。一例として、ＰＡＰＲが６．８ｄＢの２０４８サブキャリアの２値位相偏移変調（ＢＰＳＫ）－ＯＦＤＭシンボルを見つけるには、（ＢＰＳＫシンボルシーケンスに関して）１０００万回の無作為化検索が必要であった。
動作モード別の設定

図３Ａ～３Ｃに、異なる動作モードのスイッチ設定により幾つかの構成例を示す。図３Ａは、デフォルトの動作モードである送受信（Ｔｘ／Ｒｘ）ビームフォーミングを示している。ここでは、ＴｘおよびＲｘビームフォーミングのみが行われ、キャリブレーション測定は行われない。

図３Ａを参照すると、Ｔｘ／Ｒｘビームフォーミングの間、ビームフォーミングされた信号、例えばＬＴＥ信号は、ＣＡＬ信号３１９を加算することなく、加算回路３２１を介してベースバンド－ＲＦ間のＮＣＯ３１７に供給され、ベースバンド－ＲＦ間のＮＣＯ３１７はＴｘ周波数にチューニングされている（同調されている）。ベースバンド－ＲＦ間のＮＣＯ３１７は、ＬＴＥ信号を変換し、無線周波数デジタル／アナログコンバーター（ＲＦＤＡＣ）３１５に信号を出力する。ベースバンド－ＲＦ間のＮＣＯ３１７から出力された信号は、ＲＦＤＡＣ３１５によってアナログ信号に変換される。ＴｘＦＥＭ１３３は、そのアナログ信号をＴｘアンテナ３１１に渡すように選択される。Ｔｘアンテナ３１１は、（自己／相互結合を介して）Ｒｘアンテナ３１２へのアナログ信号にリークする（漏らす）が、ＲｘＦＥＭによって抑制される。Ｒｘアンテナ３１２はアナログ信号を受信してもよい。ＲｘＦＥＭ１３４は、そのアナログ信号を無線周波数アナログ／デジタルコンバーター（ＲＦＡＤＣ）３１６に渡すように選択される。ＲＦＡＤＣ３１６はアナログ信号をデジタル信号に変換する。そのデジタル信号はさらにＲＦ－ベースバンド間のＮＣＯ３１８に供給される。ＲＦ－ベースバンド間のＮＣＯ３１８はＲｘ周波数にチューニングされており（同調されており）、入力されたデジタル信号を変換してＬＴＥ処理用の信号を出力する。したがって、このシステムは、送信と受信の周波数（およびそれらのＦＥＭ）が異なるＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ、周波数分割複信）でもキャリブレーションが可能となる。

図３Ｂは、ＴｘビームフォーマーとＴｘパス（Ｔｘ経路）のキャリブレーションを同時に行うための構成例を示している。一例の構成では、キャリブレーション信号（ＣＡＬ信号）３１９は、素子のＴｘＦＥＭの振幅および位相応答を特徴付けるために導入される。キャリブレーション信号は、トーンまたはバイフェーズ（２位相、ＰＮ）シーケンス／ゴールドコードまたはＯＦＤＭ信号であってもよい。キャリブレーション信号３１９は、加算回路３２１によってビームフォーミングされた信号（例えば、ＬＴＥ信号）に加算（追加）され、その結果、出力信号には送信ビームフォーミングされた信号とキャリブレーション信号とが含まれる。ＴｘＦＥＭ１３３は、送信キャリア周波数帯域を送信できるように選択される。キャリブレーションを必要とする自己および隣接するＴｘ経路は、それぞれ異なるコードでキャリブレーション信号を送信する。９個の素子の中央（中心）の素子５（例えば、図２Ａを参照）のＲｘパス（Ｒｘ経路）は、Ｒｘビームフォーミングを瞬間的に一時停止し、ＲｘＦＥＭ１３４からＲｘオールパス（全通過）経路３１４に切り替え（すなわち、ＲｘのＦＥＭ１３４をバイパスする）、Ｒｘオールパス経路３１４は、送信キャリア周波数帯域と受信キャリア周波数帯域との両方を受信できるようにする。ＲＦからベースバンド間のＮＣＯ３１８は、Ｔｘキャリブレーションのためにキャリブレーション測定３２０が行われ得るように、Ｔｘ周波数に同調される。一例では、９つの異なるコード（自己から１つ、隣接素子から８つ）が同時に使用されてもよく、自己および複数の隣接素子の複数の送信ＦＥＭが、これら９つの測定全てに共通の基準（リファレンス）である中央の素子の同じＲｘオールパス経路３１４に対してキャリブレーションされるようにすることができる。

図３Ｃは、ＲｘＦＥＭのキャリブレーションのために、ＤＢＦプロセッサーからのＬＴＥ信号が一時的（このキャリブレーション測定が完了するまで）にスイッチオフされ、ベースバンド－ＲＦ間のＮＣＯ３１７がＲｘ周波数に同調されてＲｘ周波数でのキャリブレーション信号の生成が可能になり、Ｔｘオールパス（全通過）経路３１３を選択することによってＴｘＦＥＭ１３３がバイパスされ、ＲｘＦＥＭ１３４が（通常通り）アクティブになり、ＲｘビームフォーミングとＲｘキャリブレーション測定３２０の両方が有効になることを示している。図２Ａの素子５のような中央の素子からの（ＴｘＦＥＭ１３３がバイパスされた）キャリブレーション信号３１９は、自己および複数の隣接素子のＲｘＦＥＭ１３４を介して受信されるので、自己および複数の隣接素子のＲｘＦＥＭが、これら９つの測定の全てに共通の基準である中央の素子の同じＴｘオールパス経路３１３に対して同時にキャリブレーションされるようにすることができる。一例では、ＴｘＦＥＭキャリブレーションの場合と異なり、ＲｘＦＥＭキャリブレーションでは、（複数の隣接素子のＲＸＦＥＭへの送信用の）１つのキャリブレーション（トーンまたはＰＮコードまたはＯＦＤＭ）信号のみを使用してもよい。

したがって、ＦＤＤシステムに対してＴｘ／Ｒｘキャリブレーションを達成することができ；最大９個のキャリブレーションシーケンス（Ｍｉｃｒｏｎ１つあたり）をＴＸＣＡＬモードで同時に送信することができ、ただし、これらのコードの相互相関が小さく、１つの素子に対し９つの同様の相関を伴う場合に限り；Ｒｘには１つのみのキャリブレーションシーケンスが必要であり；一方、９つの相関器が異なる素子に実装されており；キャリブレーションシーケンスはコードの長さを長くすることで（ビームフォーミング信号と比較して）低電力にすることができ；異なるＭｉｃｒｏｎの複数の素子に対して並列にキャリブレーションのための測定が可能であり；５の場合、キャリブレーション信号を伝達する複数の素子は、サイドローブを避けるために擬似ランダムに選択される必要があり；そして、キャリブレーション信号がビーム信号と干渉するのを避けるために、コード自体は異なるＭｉｃｒｏｎで異なる位相にする必要がある。

図４は、例示的な構成を示し、この構成では、自己および相互結合測定が地上で行われ、キャリブレーション測定は機上で使用される。図４を参照すると、３×３のアンテナアセンブリ１２０が示されており、各アンテナアセンブリ１２０は、複数の素子１３０を含んでもよい（ここでは、さらに、第１および第２の素子を４１０、４２０として示す）。第２の素子４２０は、中央の素子として選択される可能性があるものである。各アンテナアセンブリ１２０は、例えば、４×４素子のグループを含んでもよい。異なるアンテナアセンブリ１２０の中央の素子は、共通する隣接するアンテナ素子を有していなければ、並列に（例えば、本開示を通じて使用される「並列」という用語は同時を含む）キャリブレーションされてもよい。これを確実にする１つの方法は、アンテナアセンブリを交互に（チェッカーボード式に並列に）キャリブレーションすることである。

位相／対数振幅測定は、Ｔｘ経路の位相／対数振幅、自己／相互結合の位相／対数振幅、およびＲｘ経路の位相／対数振幅の和である。すなわち、位相測定は、Ｔｘ経路の位相、自己／相互結合の位相、およびＲｘ経路の位相の和であり、対数振幅測定は、Ｔｘ経路の対数振幅、自己／相互結合の対数振幅、およびＲｘ経路の対数振幅の和である。

図４を参照すると、送信キャリブレーションでは、第１のアンテナ素子４１０は送信中であり、第２のアンテナ素子４２０は共通のＲｘ経路である（オールパス経路を有し、ＣＡＬ信号を送信周波数で許可してＲｘ経路で受信できるようにする）。受信キャリブレーションでは、素子４１０は受信中であり、素子４２０は共通のＴｘ経路である（オールパス経路を有し、ＣＡＬ信号を受信周波数で許可してＴｘ経路で送信できるようにする）。全てのアンテナアセンブリ内（イントラアンテナアッセンブリ）のキャリブレーション測定値が揃った後（調整された後）、アンテナアセンブリ間（インターアンテナアッセンブリ）の測定値が調整される。

このように、図４は４×４のアンテナ素子からなるアンテナアセンブリを９つ含むものを示している。各アンテナアセンブリで行われているイントラおよびインターＭｉｃｒｏｎのキャリブレーション測定の対象となっているアンテナ素子のスナップショットを１つ示す（１６個のうち選択された９個）。選択された９つのアンテナ素子が、そのアンテナアセンブリ内にある場合、この測定はイントラＭｉｃｒｏｎ（Ｍｉｃｒｏｎ内）として扱われる。選択された９つのアンテナ素子が隣接する２つのアンテナアセンブリにまたがっている場合、この測定はインターＭｉｃｒｏｎ（Ｍｉｃｒｏｎ間）として扱われる。各アンテナアセンブリにおいて、キャリブレーション測定中は、アンテナ素子の１つが中央の素子４２０（送信キャリブレーション中は共通Ｒｘ経路、受信キャリブレーション中は共通Ｔｘ経路）として機能し、中央の素子４２０を取り囲む全ての素子は、中央の素子４２０を取り囲む第２の素子４１０として扱われる。一旦、共通の経路を基準として９つの素子の測定が行われると、全てのアンテナ素子についての測定が行われる（カバーされる）まで、異なる位置に移動される。図示の実施形態では、中央下部のセットは、その特定の時点ではキャリブレーション測定を行っていない。中央上部では、周囲の素子４１０の一部が次のセット（図示の実施形態では右側）に伸びており、これは、インターＭｉｃｒｏｎ測定の一例を示し、あるアンテナアセンブリの測定値を、それに隣接するアンテナアセンブリの測定値と整合させる。このように、このシステムは複数の素子から同時にキャリブレーション測定値を取得することができる。
ＯＦＤＭキャリブレーション信号の設計

送信されるＯＦＤＭキャリブレーション信号は以下のように設計される。

図５を参照すると、送信キャリブレーションにおいて、第１のアンテナ素子４１０は送信中であり、このためアクティブに送信しているキャリブレーション素子であり、第２のアンテナ素子４２０は共通のＲｘ経路である（ＣＡＬ信号を送信周波数でＲｘ経路により受信できるようにするためのオールパス経路を有する）。周期的プレフィックス（接頭コード、ＣＰ）のない異なる（または固有の）ＢＰＳＫ－ＯＦＤＭ（またはＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ 直交振幅変調）－ＯＦＤＭ）シンボルは、アクティブに送信している各キャリブレーション素子に割り当てられてもよく、異なるＢＰＳＫ－ＯＦＤＭまたはＱＡＭ－ＯＦＤＭシンボルは相互相関が低く、および／またはランダム化されたＢＰＳＫシンボルを使用して生成されてもよい。

アクティブなＬＴＥキャリアが３つ（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）あるシナリオ例では、ＯＦＤＭシンボルを送信するための３つのチャネル（チャネルＳ１、チャネルＳ２、チャネルＳ３）が存在してもよく、チャネルＳ１はアクティブなＬＴＥキャリアＣ１に対応し、チャネルＳ２はアクティブなＬＴＥキャリアＣ２に対応し、チャネルＳ３はアクティブなＬＴＥキャリアＣ３に対応する。アクティブなＬＴＥキャリアの数は、他の適切な値（３以上の整数など）とすることができ、個々のアクティブなＬＴＥキャリアが１つのチャネルに対応する。図６を参照すると、送信キャリブレーションの素子４１０－１については、（アクティブなＬＴＥキャリアの数が３である場合）ＯＦＤＭシンボルを送信するための、たとえば３つのチャネル（チャネルＳ１、チャネルＳ２、チャネルＳ３）が存在してもよい。送信キャリブレーションの素子４１０－１に対して、第１のチャネルＳ１は、ＯＦＤＭシンボルＥ１＿Ｓ１＿１、Ｅ１＿Ｓ１＿２、・・・、～Ｅ１＿Ｓ１＿Ｑを有することができ、ここで、Ｑは、送信キャリブレーションの素子４１０－１の第１のチャネルＳ１のＯＦＤＭシンボルの数（例えば、総数）であり、シンボル参照番号の「Ｅ１」は、シンボルが第１の送信キャリブレーションの素子４１０－１に対応することを示し、シンボル参照番号の「Ｓ１」は、シンボルが第１のチャネルＳ１に対応することを示す。また、送信キャリブレーションの素子４１０－１の第１のチャネルＳ１のＯＦＤＭシンボルは、｛Ｅ１＿Ｓ１＿ｑ｜ｑは、１～Ｑの範囲の整数｝と表すこともできる。ＯＦＤＭシンボルＥ１＿Ｓ１＿１、Ｅ１＿Ｓ１＿２、・・・、Ｅ１＿Ｓ１＿Ｑは、同一のＯＦＤＭシンボルを多数回繰り返したものである。ＯＦＤＭシンボルＥ１＿Ｓ１＿１、Ｅ１＿Ｓ１＿２、・・・、Ｅ１＿Ｓ１＿Ｑは、図６に示すように、グループ化（等化グループ内で）することができる。ＯＦＤＭシンボルの複数のグループは、送信キャリブレーションの素子４１０－１に使用される直交（ＢＰＳＫ）コードのそれぞれのビットによって変調することができる。

送信キャリブレーションの素子４１０－１の第２のチャネルＳ２は、ＯＦＤＭシンボルＥ１＿Ｓ２＿１、Ｅ１＿Ｓ２＿２、・・・、～Ｅ１＿Ｓ２＿Ｑを有することができ、ここで、Ｑは、送信キャリブレーションの素子４１０－１の第２のチャネルＳ２のＯＦＤＭシンボルの数（例えば、総数）であり、シンボル参照番号の「Ｅ１」は、シンボルが第１の送信キャリブレーションの素子４１０－１に対応することを示し、シンボル参照番号の「Ｓ２」は、シンボルが第２のチャネルＳ２に対応することを示す。また、送信キャリブレーションの素子４１０－１の第２のチャネルＳ２のＯＦＤＭシンボルは、｛Ｅ１＿Ｓ２＿ｑ｜ｑは１からＱまでの範囲の整数｝と表すこともできる。同様に、送信キャリブレーションの素子４１０－１の第３のチャネルＳ３のＯＦＤＭシンボルは、｛Ｅ１＿Ｓ３＿ｑ｜ｑは１からＱまでの範囲の整数｝と表すことができる。

したがって、送信キャリブレーションの素子４１０－ｐについて、インデックスｐは、１から送信キャリブレーションの素子の数（例えば、総数）Ｐまでの範囲の整数であり、ｊ番目のチャネル（チャネルＳｊ）は、ＯＦＤＭシンボル｛Ｅｐ＿Ｓｊ＿ｑ｜ｑは、１からＱまでの範囲の整数である｝、すなわち、Ｅｐ＿Ｓｊ＿１、Ｅｐ＿Ｓｊ＿２、・・・、からＥｐ＿Ｓｊ＿Ｑを有する。インデックスｊは、１からＪまでの範囲の整数であり、Ｊは、それぞれの送信キャリブレーションの素子の送信シンボル用のチャネルの数（例えば、総数）である。

Ｔｘキャリブレーション中、複数のアクティブな送信キャリブレーションの素子（８つのアクティブな送信キャリブレーションの素子として動作する素子４１０－１から４１０－８など）が存在し、それらがＲｘ素子４２０における相互干渉の要因となる。複数のアクティブな送信キャリブレーションの素子による相互干渉を低減するために、キャリブレーション信号を直交化してもよい。いくつかの例では、ＯＦＤＭサブキャリアの割り当てによって、複数のキャリブレーション信号が直交化される場合がある。したがって、サブキャリア周波数に対するＯＦＤＭ直交性が導入され、サブキャリア相互干渉は存在しない。別の例では、複数のキャリブレーション信号は、複数のＯＦＤＭシンボルの複数のグループに対する２値直交コード変調によって直交化されてもよい。バイナリ直交コードを使用すると、ＣＤＭＡコードが時間領域（すなわち、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）後）の複数のＯＦＤＭシンボル（のグループ）に適用される。これにより、時間領域（タイムドメイン）で直交性が導入され、アクティブな送信キャリブレーションの素子間の干渉を低減するために使用される。バイナリ直交コード変調によって直交化された後、全てのアクティブな送信キャリブレーションの素子（例えば、８つの）にわたるキャリブレーション信号は、ＣＤＭＡの意味で相互に直交する。図９は、ＯＦＤＭシンボル群の２値直交コード変調によってキャリブレーション信号を直交させ、ＯＦＤＭシンボルをキャリブレーションに使用する方法の一例を示す図であり、これについてはさらに後述する。

アクティブにキャリブレーションする８個のＴｘ素子（８つのアクティブなＴｘキャリブレーション素子）の例では、長さ８の直交するＢＰＳＫコード（すなわち、直交ＣＤＭＡコード）がキャリブレーション中の各Ｔｘ素子に割り当てられ（図９のステップ６１１）、直交ＢＰＳＫコードの長さは直交するＢＰＳＫコードのビットの数（Ｘ）である。直交ＢＰＳＫコードの長さは、群遅延、位相誤差および振幅誤差を適切に制限するように適切に選択され、キャリブレーション中のＴｘ素子の数と等しいか、またはそれ以上である必要がある。したがって、８個のアクティブなＴｘキャリブレーション素子は、８の直交するＢＰＳＫコードを持つことができる。各グループの時間領域のＯＦＤＭシンボルは、対応するコードビットの値（＋／－１）を乗算され、それに応じて対応するコードビットによって変調される。図６の例では、４つの時間領域のＯＦＤＭシンボルＥ１＿Ｓ１＿２、Ｅ１＿Ｓ１＿３、Ｅ１＿Ｓ１＿４が同じグループにあり、それぞれ対応するコードビットＢ１で変調される。ＢＰＳＫコードは、より多くのアクティブなＴｘ素子が用いられる場合は、より長くすることができる。

素子ごとに送信されるＯＦＤＭシンボルの総数を複数（例えば８個）の等しいグループ（同等のグループ）に分離（スプリット）する（ステップ６１２）。図６およびステップ６１２を参照すると、送信素子ごとの時間領域のＯＦＤＭシンボルの総数が複数のグループに分離（または分割）され、それらのグループの数は、それぞれの直交するＢＰＳＫコードのビットの数（Ｘ）に等しく、各コードビット（例えば、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、・・・、Ｂ８）は、所定の送信素子で送信される全ての時間領域のＯＦＤＭシンボル（例えば、チャネルＳ１のＥ１＿Ｓ１＿１～Ｅ１＿Ｓ１＿Ｑ）のうちの、複数の時間領域のＯＦＤＭシンボル（例えば、チャネルＳ１のＥ１＿Ｓ１＿１、Ｅ１＿Ｓ１＿２、Ｅ１＿Ｓ１＿３、Ｅ１＿Ｓ１＿４）のそれぞれのグループをカバーする（例えば、変調する）。なお、ここでのＸは直交ＢＰＳＫコードのビット数である。

ＯＦＤＭシンボルの複数の（例えば８つの）グループの各々をそれに対応するコードビットで乗算する（ステップ６１３）。図６および図９を参照すると、直交ＢＰＳＫコードの個々のコードビットは、全時間領域のＯＦＤＭシンボルのうちの複数の時間領域のＯＦＤＭシンボルのそれぞれのグループを変調するために使用される。図６の例では、チャネルＳ１に対して、コードビットＢ１は、時間領域のＯＦＤＭシンボルの第１のグループ（ＧＲ－１）のＥ１＿Ｓ１＿１、Ｅ１＿Ｓ１＿２、Ｅ１＿Ｓ１＿３、Ｅ１＿Ｓ１＿４を変調するために使用され、コードビットＢ２は、時間領域のＯＦＤＭシンボルの第２のグループ（ＧＲ－２）のＥ１＿Ｓ１＿５、Ｅ１＿Ｓ１＿６、Ｅ１＿Ｓ１＿７、Ｅ１＿Ｓ１＿８を変調するために使用され、他についても同様である。例えば、時間領域のＯＦＤＭシンボルのＥ１＿Ｓ１＿２はＢ１で変調され、Ｂ１^＊Ｅ１＿Ｓ１＿２に変換され、時間領域のＯＦＤＭシンボルのＥ１＿Ｓ１＿５はＢ２で変調され、Ｂ２^＊Ｅ１＿Ｓ１＿５に変換される。

グループ化（ステップ６１２など）および／または変調（ステップ６１３など）といった同じまたは類似の処理は、３つのアクティブなＬＴＥキャリア（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）に対応する３つのチャネル（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）に対して並列に実行することができ、ここで、３つのアクティブなＬＴＥキャリア（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）は周波数で分離されているため、図６にも示される３つのチャネル（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）のシンボルを変調するために同じ直交コードを使用することができる。グループ化（ステップ６１２など）および／または変調（ステップ６１３など）といった同じまたは類似の処理は、各キャリブレーション素子に対して異なるコードを使用して、８つのＴｘアクティブなキャリブレーション素子に対して並行に実行することができる。複数のキャリブレーション素子に対する異なるＢＰＳＫコードは、それら複数のキャリブレーション素子にわたって互いに直交する。

ステップ６１４および図６を参照すると、複数のＯＦＤＭシンボルを順次送信する。隣接するグループとの間にＯＦＤＭシンボル期間（時間）のギャップが存在し得るが、受信機（受信側）がグループ境界の両側のＯＦＤＭシンボルをスキップすれば、そのような１つのＯＦＤＭシンボル期間のギャップは必要ではない。複数のＯＦＤＭシンボルは、順次（順番に、すなわち、時間領域において次々に）送信される。

ＬＴＥキャリアの帯域幅が異なり、キャリブレーション信号の帯域幅をそれぞれのＬＴＥキャリアの帯域幅に一致させる必要がある場合、それぞれのＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボルがそれぞれのＬＴＥキャリアの帯域幅と同じになるように、帯域幅が異なる固有のＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボルをそれぞれのＬＴＥキャリアに合わせて選択することができる。ＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボルがそれぞれの（対応する）コードビットによって変調された結果のシンボルである。例えば、ＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボルＢ１^＊Ｅ１＿Ｓ１＿２は、ＯＦＤＭシンボルＥ１＿Ｓ１＿２が対応するコードビットＢ１で変調された結果のシンボルである。

これらの固有のＯＦＤＭシンボル（例えば、ＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボル）は、予め計算され、メモリデバイス（図１の記憶装置１２６など）に、例えば、直接、時間領域の複数のサンプルとして、または処理装置（図１の処理装置１２５など）によってＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理されるか、または処理され得る複数のＢＰＳＫシーケンスとして記憶されてもよい。処理装置１２５は、例えば、マイクロプロセッサーであってもよい。記憶装置１２６は、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であってもよい。

ユニークな（固有の）ＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボルは、低ＰＡＰＲを持つようにランダム化シミュレーション（または他の方法）によって選択または決定することができる。

例えば、ランダム化（無作為化）シミュレーションによって～７ｄＢのＰＡＰＲのシンボルを見つけることは、シミュレーション時間という点では現実的である。

アクティブなＬＴＥキャリアごとに、固有のＢＰＳＫ－ＯＦＤＭシンボルを何度も繰り返すことで、対応するキャリブレーション信号が生成される。

シンボルの繰り返し回数は、キャリブレーション性能の目標を満たすために必要な処理の利得（ゲイン、プロセッシングゲイン、ノイズの平均化）に依存する。例えば、キャリブレーション信号の検出（位相、振幅、タイミング精度）を満たすために平均化が実行されたり、繰り返される。

一部の例では、受信信号処理において最初と最後のＯＦＤＭシンボルが破棄されるため、ＯＦＤＭシンボルを３回以上繰り返す必要があってもよい。

図７は、２０ＭＨｚ帯域幅のキャリブレーション信号のスペクトル例を示している。例えば、キャリブレーション信号の例示的なスペクトルは、以下のような仕様か、またはそれに対応するように構成することができる。
‐Ｆｓ（サンプリング周波数）＝２０Ｍｓｐｓ
‐ＩＦＦＴポイント数 Ｎ－ＩＦＦＴ＝２０４８
‐アクティブキャリア＝１８４３（９０％）
‐変調＝ＢＰＳＫ（低ＰＡＰＲのためにシミュレーションで最適化されたシーケンス）
‐シンボルタイム＝０．１０２４ｍｓ
‐サブキャリア間隔＝９．７６５ＫＨｚ
‐許容可能な最大遅延＝０．１０２４ｍｓ

いくつかの例では、最大の許容可能（分離可能な）遅延は１／（サブキャリア間隔）に等しい。特定の例では、最大の許容可能な遅延は数１００ｕｓであってもよい。予想される最大遅延（デジタル経路の固定で既知の遅延を除く）がより短い場合、ＦＦＴ長をさらに短くすることができ、リソースと電力の点でより効率的である。特定の例では、２０ＭＨｚ帯域幅のキャリブレーション信号のスペクトルの帯域幅利用率は約９０％であり、それに応じて有効帯域幅は約１８ＭＨｚである。

図８は、一実施例において、ある受信素子におけるサンプルの収集を示す。Ｒｘ素子（例えば４２０）は、１つまたは複数のＴｘ素子によって使用されるキャリブレーションパルスの開始に対する時間基準（おそらく、インターＭｉｃｒｏｎの同期２０ＭＨｚクロックドメイン上の既知の整数遅延内）を有することができると予想される。キャリブレーション開始パルスの検出と既知の遅延オフセットから、そのＲｘ素子（アクティブなＬＴＥキャリアデータストリームごとに）は、２０Ｍｓｐｓドメイン内の最初のＮ－ＩＦＦＴサンプルを破棄した後にサンプルの収集を開始する。

Ｒｘ素子（例えば４２０）におけるリアルタイム処理には、受信したＲｘＯＦＤＭシンボルをメモリデバイス（ＲＡＭなど）に時間的に蓄積し、および平均化することが含まれる。各アクティブな送信キャリブレーション素子および各チャネルについて、Ｒｘ素子により受信された複数のＯＦＤＭシンボルは、送信された複数のＯＦＤＭシンボルを含むが、時間的に蓄積し、さらに平均化するために、ＯＦＤＭシンボルグループの端（両端）のＯＦＤＭシンボルは除外または破棄される。例えば、８００個のＯＦＤＭシンボルが８グループに分かれて送信され、各グループに１００個のＯＦＤＭシンボルがある場合、受信機は（受信では）各グループの最初と最後のＯＦＤＭシンボルを破棄し、（１００－２）×８＝７８４個のＯＦＤＭシンボルを蓄積して平均化することができる。Ｔｘキャリブレーションで、素子４２０がＲｘ素子として動作する例では、蓄積および平均化は、素子４２０内でまたは素子４２０によって実行できる。

図８を参照すると、Ｒｘ素子は、（各アクティブなＬＴＥキャリアデータストリームに対して）キャリブレーションプロセスの開始に対して１つのＯＦＤＭシンボル期間をスキップした後にサンプルの収集を開始するため、最初のＮ－ＩＦＦＴサンプルに対応する最初のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭ－１）を破棄するように構成されてもよい。このＲｘ素子は、各グループの最初および最後のＯＦＤＭシンボル（例えば、図８の例では第１のグループのＯＦＤＭ－１およびＯＦＤＭ－４）を破棄し、各グループの破棄された最初および最後のＯＦＤＭシンボル以外の残りのＯＦＤＭシンボル（例えば、図８の例に示されるＯＦＤＭ－２およびＯＦＤＭ－３を含む）を蓄積（累積）し、平均化するように構成されてもよい（ステップ６１６）。図８の例では、１つのグループは４つのＯＦＤＭシンボルを有する。しかしながら、グループ内のＯＦＤＭシンボルの数は、４より大きい値など、他の適切な値とすることができる。

このような時間領域（タイムドメイン）での平均化は、キャリブレーション性能の目標を満たすために必要な処理利得（プロセッシングゲイン）が得られるようにすることを意図している。しかしながら、その有効性は以下の仮定に依存する。（１）Ｒｘベースバンド信号に残留搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）がないか、または残留ＣＦＯがほぼゼロである、例えば、受信信号はダウンコンバートされると０Ｈｚとなる。これは重要である、というのは、残留ＣＦＯはベースバンドサンプルにおいて時間的に変化する位相シフトを生じさせ、これが非コヒーレントな（位相が不揃いな）サンプルの平均化に繋がるためである。積分時間が非常に長いため（数秒）、非常に小さなＣＦＯでも、この技術の性能を劇的に低下させる可能性がある。

（２）Ｒｘベースバンド信号に残留サンプリング周波数オフセット（ＳＦＯ）がない、すなわちＴｘＤＡＣとＲｘＡＤＣのクロック周波数に０ｐｐｍのオフセットと０Ｈｚの不正確さがない。時間的に変化する位相シフトとは別に、ＳＦＯはサンプル収集の時間的なドリフトにも繋がる。

（３）推定されるパラメーター（遅延、ゲイン、位相）が、サンプル平均期間中一定である。

仮定（２）と（３）は、アレイ内の全てのＴｘ素子およびＲｘ素子に共通のクロック源を使用することで満たすことができる。

Ｔｘキャリブレーションのために、そのＲｘ素子はまた、受信されたＯＦＤＭシンボルに、対象となるＴｘ素子およびＯＦＤＭシンボルのグループ化に対応する適切なコードビットによって重み付けを行うように構成されてもよい（ステップ６１５）。例えば、受信されたＯＦＤＭシンボル（複数（例えば、８個）のＴｘ素子からのＯＦＤＭシンボルの組み合わせである）に、分離したいＴｘのアクティブなキャリブレーション素子に対応する直交ＢＰＳＫコードのコードビットを乗算してもよく、それにより、Ｔｘのアクティブなキャリブレーション素子のＯＦＤＭシンボルを他のＴｘのアクティブなキャリブレーション素子から分離することができる。ＯＦＤＭシンボルを重み付けするための乗算は、直交ＢＰＳＫコードの各コードビットを使用して複数の時間領域のＯＦＤＭシンボルのそれぞれのグループを変調するステップ（ステップ６１３に示す）でＯＦＤＭシンボルにコードを適用するときと同様の方法で適用される。これらのコードで重み付けされ受信されたＯＦＤＭシンボルを記憶装置（ＲＡＭなど）に蓄積して平均化する（ステップ６１６参照）ことにより、コードで重み付けされ受信されたＯＦＤＭシンボルによる相互干渉を抑制することができる。

Ｔｘキャリブレーションでは、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルを蓄積して平均化するとき（ステップ６１６）、交差およびシンボル間の干渉を防ぐために、ＯＦＤＭシンボルグループ間の境界の両側にあるＯＦＤＭシンボルが破棄される。

仮定１～３が満たされていれば、複数のＴｘキャリブレーション素子間の干渉はキャンセルされる。原理的には、この干渉をキャンセルする方式は、より長い直交コードを使用することにより、８個以上のＴｘ素子に拡張することができる。

上述した受信機（Ｒｘ）のリアルタイム処理により、低リソース、低消費電力での実装が可能となる。８個のＴｘ素子と３個のＬＴＥキャリアの全てを並列にキャリブレーションする例では、例えば、×８（Ｔｘ／Ｒｘ素子）×３（ＬＴＥキャリア）＝２４個のＲＡＭブロックと、これらのＲＡＭブロックにサンプルを蓄積するための関連する「Ｒｅａｄ－Ａｄｄ－Ｗｒｉｔｅ（読み出し、追加、書き込み）」処理ユニットを使用して実行できる。

複数のアレイ素子間でこれらのリソースを共有するアプローチの効率（面積対電力のトレードオフ）については、実装固有の調査が必要である。この処理が２０Ｍｓｐｓドメインで行われることを考慮すると、Ｒｘ／Ｔｘキャリブレーション中にアイドル状態のＴｘ／Ｒｘデジタルビームフォーマーを１つ無効にすることで、消費電力を補うことが期待できる。

図１０は、ＯＦＤＭサブキャリアを割り当てることにより複数のキャリブレーション信号を直交させ、複数のＯＦＤＭシンボルをキャリブレーションに使用する方法の一例を示す。このＯＦＤＭサブキャリアの割り当てを使用して複数のキャリブレーション信号を直交させる例では、複数のアクティブな送信キャリブレーション素子（８つのアクティブな送信キャリブレーション素子として動作する素子４１０－１～４１０－８など）の複数のキャリブレーション信号は、ＯＦＤＭサブキャリア割り当てによって直交され、複数のアクティブな送信キャリブレーション素子間の相互干渉を低減することができる。例えば、アクティブなＬＴＥキャリアのそれぞれ（Ｃ１など）は、アクティブなサブキャリアの複数の重複しないサブセットに分割できる。異なる送信キャリブレーション素子によって送信されるプロトタイプの複数のＯＦＤＭシンボルは（その後、何度も繰り返される）、複数の送信キャリブレーション素子に対してキャリブレーション信号が直交するように、アクティブなサブキャリアの複数の重複しないサブセットに割り当てられる（または使用される）ように構築される（図１０のステップ６２１）。例えば、２０ＭＨｚチャネルをキャリブレーションする場合、１８４３のアクティブなサブキャリアが使用され、８つのＴｘキャリブレーション素子がある場合、これらの１８４３のサブキャリアは、８つのＴｘキャリブレーション素子間でできるだけ均等に分割することができる。したがって、第１のＴｘキャリブレーション素子（４１０－１）によって送信される複数のＯＦＤＭシンボルとしては、（１８４３／８）の整数値である２３０のサブキャリアを０、８、１６、２４、３２などのインデックスを付して使用することができる。第１のＴｘキャリブレーション素子（４１０－２）によって送信される複数のＯＦＤＭシンボルとしては、２３０個のサブキャリアを１、９、１７、２５、３３などのインデックスを付して使用してもよい。素子８によって送信されるＯＦＤＭシンボルとしては、２３０個のサブキャリアを、７、１５、２３、３１などのインデックスを付して使用することができる。したがって、ＯＦＤＭサブキャリアの割り当てを使用することにより、複数のアクティブな送信キャリブレーション素子にわたって複数のキャリブレーション信号を直交させることができる。

個々のＴｘキャリブレーション素子からの複数のＯＦＤＭシンボルは順次送信され（ステップ６２２）、複数のＴｘキャリブレーション素子は複数のシンボルを並列に送信するように構成されている。さらに、Ｒｘ素子４２０は、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの最初のＯＦＤＭシンボルを破棄し（任意選択で、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの最後のＯＦＤＭシンボルを破棄してもよいが、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの最後のＯＦＤＭシンボルを破棄する必要はない）、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの残りのＯＦＤＭシンボルをメモリデバイスに蓄積して平均化する（ステップ６２３）。例えば、Ｒｘ素子４２０は、受信した（受信された）ＯＦＤＭシンボルをＲＡＭデバイスに蓄積することができる。蓄積されたＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴを実行した後、複数のサブキャリアの対応する複数のサブセットを処理することによって、異なる複数のＴｘチャネルを処理することができる。例えば、同じＴｘキャリブレーション素子に対応する複数のＯＦＤＭシンボルは、他のＴｘキャリブレーション素子から分離することができ、平均化することができる。ＯＦＤＭサブキャリアの割り当てを使用して直交化する例では、ＬＴＥチャネルごとに１つのＲＡＭブロックを使用すれば、８つのＴｘ素子をカバーするのに十分な場合がある。

Ｒｘキャリブレーションの例では、素子４２０は１つのＴｘ素子として動作し、複数の素子４１０－１～４１０－８は複数のＲｘ素子として動作することができ、したがって、複数のＴｘ素子による干渉を抑制するための直交化（ＯＦＤＭサブキャリア割り当てまたは直交ＢＰＳＫコードによる）を使用する必要はない。素子４２０（１つのＴｘ素子として動作）は、複数のＯＦＤＭシンボルを順次送信し、ＯＦＤＭシンボルに対して、ＯＦＤＭサブキャリア割当または直交ＢＰＳＫコードによる直交化が不要であり、そのため、直交ＢＰＳＫコードのコードビットに対するグループ化も不要である。例えば、素子４２０は、繰り返される時間領域のＯＦＤＭシンボルの長いシーケンス（例えば、ギャップなし）を送信する。各Ｒｘ素子（４１０－１～４１０－８）は、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの最初のＯＦＤＭシンボルを破棄し（任意に、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの最後のＯＦＤＭシンボルを破棄してもよいが、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの最後のＯＦＤＭシンボルを破棄する必要はない）、受信されたＲｘＯＦＤＭシンボルの残りのＯＦＤＭシンボルをメモリデバイスに蓄積して平均化する。

蓄積された複数のＯＦＤＭ信号は、キャリブレーションパラメーターの推定のために処理デバイス（図１の処理デバイス１２５など）によって後処理することができる。特に、蓄積された各シンボルに対して、以下の処理関数（処理機能）を実行することができる。
１） ＦＦＴを行い、アクティブなサブキャリアからＢＰＳＫ（またはＱＡＭ）変調を除去する。
２） 「Ｗｅｉｇｈｔｅｄ Ｎｏｒｍａｌｉｓｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ」（ＷＮＬＰ、重み付き正規化線形予測法）を使用して遅延を推定する：
Ａ．Ｂ．Ａｗｏｓｅｙｉｌａらによる「ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｓｉｎｇｌｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｗｉｄｅ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ」（Ａ．Ｂ．Ａｗｏｓｅｙｉｌａ，Ｃ．Ｋａｓｐａｒｉｓ ａｎｄ Ｂ．Ｇ．Ｅｖａｎｓ，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．４４（３），ｐｐ．２４５－２４７；３１／０１／２００８）と題された論文では、時間領域の搬送波周波数推定用の推定器が提案されているが、周波数領域の遅延推定にも適用可能である。比較的低いＳＮＲ（ＳＮ比、信号対ノイズ比）でもＣＲＢ（クラメール・ラオの境界）を達成することが示されている。Ａ．Ｂ．Ａｗｏｓｅｙｉｌａらの論文およびその参考文献に記載されているＷＮＬＰ推定器と同様の代替案も適用可能である。
３） 位相を推定する：
４） 振幅を推定する：

なお、ＯＦＤＭ技術では、帯域内の振幅と位相の変動がある場合、異なる周波数範囲に対して異なるパラメーターの推定値を計算できる。しかし、デフォルトの仮定では、キャリブレーション信号がカバーする全帯域に対して１組のパラメーター推定値が生成される。
パフォーマンス

ＯＦＤＭ方式をアレイキャリブレーションに適用する場合、一般に、遅延推定性能に関する設定目標が最も厳しく、そのためキャリブレーション時間全体が左右される。したがって、このセクションでは、ＯＦＤＭ手法の遅延推定性能に焦点を当てる。

比較的ＳＮＲレベルが低い場合でもクラメール・ラオの境界（ＣＲＢ）を達成できるものとしてＷＮＬＰ推定器が示されている。この結果は、ＯＦＤＭベースのアレイキャリブレーションにおけるアルゴリズムの具体的な適用に関する追加のシミュレーションによって検証された。

これに基づき、所定の遅延推定ＲＭＳＥ（二乗平均平方根誤差）目標値（ＲＭＳＥ_Ｔ秒）を達成するために必要なＯＦＤＭ信号の総時間は、次の式で与えられる：
ここでは以下となる。
‐Ｆｓは、ベースバンドＯＦＤＭ信号のサンプリング周波数（Ｈｚ）
‐ＳＮＲは、Ｆｓに等しい帯域幅での信号対雑音比
‐Ｎは、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアの総数
‐Ｎ_Ａは、ＯＦＤＭ信号のアクティブな（ゼロでない）サブキャリア数

この式は、処理時間を短縮することはＯＦＤＭ信号の有効帯域幅に強く依存することを示唆している。したがって、ベースバンドのサンプリング周波数が高く、アクティブなサブキャリアの割合が高いＯＦＤＭ信号を使用することが設計目標になるはずである。
以下はＯＦＤＭ信号の帯域幅（ベースバンド帯域幅ＢＷ）に対するＴの依存性を表すいくつかの例を示す表である。
ＣＤＭＡ－ＰＮコードベースのキャリブレーションとの性能比較例
シミュレーションシナリオ（シミュレーションの条件）
‐８個のＴｘ素子がキャリブレーションの対象となり、１個のＲｘ素子がキャリブレー
ション信号の観測と処理を行う、Ｔｘキャリブレーション
‐受信機におけるキャリブレーション信号処理部入力の想定ＳＮＲ＝－１５ｄＢ
‐ＯＦＤＭキャリブレーション信号のパラメーターは：
・２０Ｍｓｐｓで生成された２０４８サブキャリアのベースバンドＯＦＤＭシンボ
ルで１８４３サブキャリアがアクティブ（ＢＷ（ベースバンド帯域幅）利用率
９０％）
・８チップ直交コードで分離された８個のＴｘ素子
‐ＣＤＭＡ－ＰＮキャリブレーション信号のパラメーター：
・１０Ｍｃｐｓの長い複雑なＰＮコード
・送受信ともに９０％の余剰帯域幅を持つＲＲＣフィルタリング
・８つのＴｘ素子間の干渉を最小化する直交コードを使用
・６４個の並列相関器を使用して±１チップ間隔をカバー（実効ｘ３２オーバーサ
ンプリング）
・ゲイン／位相推定のための相関器のピークを検出し、遅延推定のために３点二次
補間を実行
シミュレーション結果：

観測された性能の差は、主にＯＦＤＭ信号の帯域幅利用率の高さに起因している。特に、両方の信号（ＯＦＤＭおよびＣＤＭＡ－ＰＮ）がＦｓ＝２０Ｍｓｐｓでサンプリングされているにもかかわらず、ＯＦＤＭ信号の帯域幅利用率は約９０％、ＣＤＭＡ－ＰＮ信号は約５０％であり、それに応じて、ＯＦＤＭのキャリブレーション時間は７．２秒で、ＣＤＭＡ－ＰＮのキャリブレーション時間約２５秒よりも短い。この観測結果は、表の３番目のシミュレーションケースでも裏付けられている。

ＣＤＭＡが３２０ＭＨｚで動作する相関器を使用するのに対し、ＯＦＤＭ方式はシンプルなサンプルアキュムレータを使用して２０ＭＨｚで処理を行うため、処理の複雑さと消費電力の点でも大きな利点がある。

本開示において、いくつかの実施形態では、キャリブレーション信号は、キャリア信号（ＬＴＥ、５Ｇなどを含む３ＧＰＰ（登録商標）信号など）の上に重畳されることがあり、キャリア信号と実質的に干渉しないので、結果として、ＯＦＤＭ信号に関連するＰＡＰＲの増加は、この用途において負の効果ではない。

本開示の一態様では、図１、図３、および図４を参照すると、アンテナアレイは複数のアンテナ素子（図１の１３０、図４の４１０、４２０など）を含み、複数のアンテナ素子の各々は送信パス（送信経路）を有し、送信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を送信経路に供給するように構成された処理デバイス（図１の１２５など）を含む。

いくつかの例では、図１、図３、および図４を参照すると、そのアンテナアレイにおいて、複数のアンテナ素子（１３０など）はそれぞれ受信パス（受信経路）を有し、処理装置（図１の処理装置１２５など）は、受信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を受信経路に供給するように構成されている。

特定の例では、処理装置（処理装置１２５など）は、ＯＦＤＭキャリブレーション信号を搬送波信号に重畳して送信することができ、ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度（電力）は、搬送波信号の強度（電力）よりも少なくとも１桁小さく、搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させるものではない。例えば、ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度は、搬送波信号の強度の約１～１０％とすることができ、これにより、キャリブレーション信号の強度は、地表において非常に低いレベルで受信され、搬送波信号への干渉を回避できる。

別の例では、ＯＦＤＭキャリブレーション信号は、独立して推定可能であり、所定の時間内に正確なキャリブレーション推定値に結び付けることができる多数のサブキャリアで構成されている。

いくつかの例では、送信経路は、ベースバンド／無線周波数コンバーター（ベースバンドから無線周波数へのコンバーター）、発振器、デジタル／アナログコンバーター、送信フロントエンドモジュール、および送信アンテナを含む。

特定の例では、受信経路は、無線周波数／ベースバンドコンバーター（無線周波数からベースバンドへのコンバーター）、発振器、アナログ／デジタルコンバーター、受信フロントエンドモジュール、および受信アンテナを含む。

別の例では、受信機は、ＯＦＤＭキャリブレーション信号と重畳された搬送波信号を有することができ、この場合、ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度（電力）は、搬送波信号の強度（電力）よりも少なくとも１桁小さいため、搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない。

さらに別の実施例では、アンテナアレイの処理装置は、複数のアンテナ素子の中から中央に位置するアンテナ素子を選択し、選択された中央に位置する素子は、それら複数のアンテナ素子のうちの複数の直接隣接（直に隣接）するアンテナ素子を有し、それら複数の直接隣接するアンテナ素子の各々は、選択された中央のアンテナ素子に直接隣接（直に隣接）し、その隣接するアンテナ素子の送信経路を介して、複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を送信し、選択された中央の素子の受信経路を介して、それら複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を受信し、複数の受信されたＯＦＤＭ信号により（したがって、基づいて）、選択された中央の素子および複数の直接隣接するアンテナ素子の各隣接するアンテナ素子の位相および振幅を計算するように構成されている。

本開示のさらに別の態様では、図１、図３、および図４を参照すると、アンテナアレイは、複数のアンテナ素子（図１の１３０、図４の４１０、４２０など）を含み、それら複数のアンテナ素子の各々が受信経路を有し、さらに、受信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を受信経路に供給するように構成された処理装置（図１の１２５など）を含む。

いくつかの例では、それら複数のアンテナ素子はそれぞれ送信経路を有し、処理装置は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を送信経路に供給して受信キャリブレーションを行うように構成されている。

特定の例では、処理装置は、ＯＦＤＭキャリブレーション信号を搬送波信号に重畳し、この場合、ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度（電力）は、搬送波信号の強度（電力）よりも少なくとも１桁小さく、搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない。

別の例では、ＯＦＤＭキャリブレーション信号は、独立して推定可能で、所定の時間内に正確なキャリブレーション推定値に結び付けることができる多数のサブキャリアで構成されている。

いくつかの例では、送信経路は、ベースバンド／無線周波数コンバーター、発振器、デジタル／アナログコンバーター、送信フロントエンドモジュール、および送信アンテナを含む。

特定の例では、受信経路は、無線周波数／ベースバンドコンバーター、発振器、アナログ／デジタルコンバーター、受信フロントエンドモジュール、および受信アンテナを含む。

別の実施例では、受信機は搬送波信号とＯＦＤＭキャリブレーション信号とを重畳し、ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度（電力）は搬送波信号の強度（電力）よりも少なくとも１桁小さく、搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない。

様々な実施例において、処理装置は、複数のアンテナ素子の中から中央に位置するアンテナ素子を選択し、その選択された中央に位置する素子は、それら複数のアンテナ素子のうちの複数の直接隣接（直に隣接）するアンテナ素子を有し、それら複数の直接隣接するアンテナ素子の各々は、選択された中央のアンテナ素子に直接隣接（直に隣接）し、隣接するアンテナ素子の送信経路を介して、複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を送信し、選択された中央の素子の受信経路を介して、それら複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を受信し、複数の受信されたＯＦＤＭ信号により（したがって、基づいて）、選択された中央の素子および複数の直接隣接するアンテナ素子の各隣接するアンテナ素子の位相および振幅を計算するように構成されている。
上記には、複数のアンテナ素子であって、各々が送信経路を有する複数のアンテナ素子と、送信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記送信経路に供給するように構成された処理装置とを有するアンテナアレイが開示されている。前記複数のアンテナ素子はそれぞれ受信経路を有し、前記処理装置は、受信キャリブレーションを行うために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記受信経路に供給するように構成されていてもよい。前記処理装置は、搬送波信号に、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さい強度の前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号を、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させずに重畳してもよい。前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号は、独立して推定可能であり、かつ、所定の時間内に正確なキャリブレーション推定値に結び付けることができる多数のサブキャリアから構成されていてもよい。前記送信経路は、ベースバンド／無線周波数コンバーターと、発振器と、デジタル／アナログコンバーターと、送信フロントエンドモジュールと、送信アンテナとを含んでもよい。前記受信経路は、無線周波数／ベースバンドコンバーターと、発振器と、アナログ／デジタルコンバーターと、受信フロントエンドモジュールと、受信アンテナとを含んでもよい。前記受信機は、ＯＦＤＭキャリブレーション信号と重畳された搬送波信号であって、典型的には、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度は、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さく、それにより、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない、重畳された搬送波信号を備えていてもよい。前記処理装置はさらに、前記複数のアンテナ素子の中から、中央に位置するアンテナ素子を選択し、その際、前記選択された中央に位置する素子が、複数のアンテナ素子のうちの複数の直接隣接するアンテナ素子を有し、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各々が直接隣接している前記選択された中央のアンテナ素子を選択し、前記複数の隣接するアンテナ素子の送信経路を介して、複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を送信し、前記選択された中央の素子の受信経路を介して、前記複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を受信し、前記複数の受信されたＯＦＤＭ信号に基づいて、前記選択された中央の素子と、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各隣接するアンテナ素子との位相および振幅を計算するように構成されていてもよい。前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号が予め計算されていてもよい。
上記には、複数のアンテナ素子であって、各々が受信経路を有する複数のアンテナ素子と、受信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記受信経路に供給するように構成された処理装置とを有するアンテナアレイが開示されている。前記複数のアンテナ素子はそれぞれ送信経路を有し、前記処理装置は、受信キャリブレーションを行うために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記送信経路に供給するように構成されていてもよい。前記処理装置は、搬送波信号に、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号であって、その強度が、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さく、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号を重畳してもよい。前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号は、独立して推定可能であり、かつ、所定の時間内に正確なキャリブレーション推定値に結び付けることができる多数のサブキャリアから構成されていてもよい。前記送信経路は、ベースバンド／無線周波数コンバーターと、発振器と、デジタル／アナログコンバーターと、送信フロントエンドモジュールと、送信アンテナとを含んでもよい。前記受信経路は、無線周波数／ベースバンドコンバーターと、発振器と、アナログ／デジタルコンバーターと、受信フロントエンドモジュールと、受信アンテナとを含んでもよい。前記受信機は、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号と重畳された搬送波信号であって、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度が、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さく、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない、重畳された搬送波信号を取得してもよい。前記処理装置はさらに、前記複数のアンテナ素子の中から、中央に位置するアンテナ素子を選択し、前記選択された中央に位置する素子は、前記複数のアンテナ素子のうちの複数の直接隣接するアンテナ素子を有し、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各々が直接隣接している前記選択された中央のアンテナ素子を選択し、前記隣接するアンテナ素子の送信経路を介して、複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を送信し、前記選択された中央の素子の受信経路を介して、前記複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を受信し、前記複数の受信されたＯＦＤＭ信号に基づいて、前記選択された中央の素子と、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各隣接するアンテナ素子との位相および振幅を計算するように構成されていてもよい。

Claims (15)

1. 複数のアンテナ素子であって、各々が送信経路を有する複数のアンテナ素子と、
   送信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記送信経路に供給するように構成された処理装置とを有し、
   前記処理装置は、さらに、前記複数のアンテナ素子の中から、中央に位置する１つのアンテナ素子を、前記複数のアンテナ素子が前記中央に位置する１つのアンテナ素子に直接隣接する複数の直接隣接するアンテナ素子を含み、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各々が直接隣接している前記中央に位置する１つのアンテナ素子として選択し、
   前記複数の直接隣接するアンテナ素子の前記送信経路を介して、複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を送信し、
   選択された前記中央に位置する１つのアンテナ素子の受信経路を介して、前記複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を受信し、
   前記複数の受信されたＯＦＤＭキャリブレーション信号に基づいて、前記選択された中央に位置する１つのアンテナ素子と、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各隣接するアンテナ素子との位相および振幅を計算するように構成されている、アンテナアレイ。
2. 請求項１において、
   前記複数のアンテナ素子はそれぞれ受信経路を有し、
   前記処理装置は、受信キャリブレーションを行うために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記受信経路に供給するように構成されている、アンテナアレイ。
3. 請求項１または２において、
   前記処理装置は、搬送波信号に、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さい強度の前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号を、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させずに重畳する、アンテナアレイ。
4. 請求項１または２において、
   前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号は、独立して推定可能であり、かつ、所定の時間内に正確なキャリブレーション推定値に結び付けることができる多数のサブキャリアから構成されている、アンテナアレイ。
5. 請求項１または２において、
   前記送信経路は、ベースバンド／無線周波数コンバーターと、発振器と、デジタル／アナログコンバーターと、送信フロントエンドモジュールと、送信アンテナとを含む、アンテナアレイ。
6. 請求項２において、
   前記受信経路は、無線周波数／ベースバンドコンバーターと、発振器と、アナログ／デジタルコンバーターと、受信フロントエンドモジュールと、受信アンテナとを含む、アンテナアレイ。
7. 請求項２または６において、
   前記受信経路は、ＯＦＤＭキャリブレーション信号と重畳された搬送波信号であって、典型的には、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度は、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さく、それにより、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない、重畳された搬送波信号を取得する、アンテナアレイ。
8. 請求項１または２において、
   前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号が予め計算されている、アンテナアレイ。
9. 複数のアンテナ素子であって、各々が受信経路を有する複数のアンテナ素子と、
   受信キャリブレーションを実行するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記受信経路に供給するように構成された処理装置とを有し、
   前記処理装置は、さらに、前記複数のアンテナ素子の中から、中央に位置する１つのアンテナ素子を、前記複数のアンテナ素子が前記中央に位置する１つのアンテナ素子に直接隣接する複数の直接隣接するアンテナ素子を含み、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各々が直接隣接している前記中央に位置する１つのアンテナ素子として選択し、
   前記複数の直接隣接するアンテナ素子の送信経路を介して、複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を送信し、
   選択された前記中央に位置する１つのアンテナ素子の前記受信経路を介して、前記複数のＯＦＤＭキャリブレーション信号を受信し、
   前記複数の受信されたＯＦＤＭキャリブレーション信号に基づいて、前記選択された中央に位置する１つのアンテナ素子と、前記複数の直接隣接するアンテナ素子の各隣接するアンテナ素子との位相および振幅を計算するように構成されている、アンテナアレイ。
10. 請求項９において、
    前記複数のアンテナ素子はそれぞれ送信経路を有し、
    前記処理装置は、受信キャリブレーションを行うために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）キャリブレーション信号を前記送信経路に供給するように構成されている、アンテナアレイ。
11. 請求項１０において、
    前記処理装置は、搬送波信号に、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号であって、その強度が、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さく、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号を重畳する、アンテナアレイ。
12. 請求項９または１０において、
    前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号は、独立して推定可能であり、かつ、所定の時間内に正確なキャリブレーション推定値に結び付けることができる多数のサブキャリアから構成されている、アンテナアレイ。
13. 請求項１０において、
    前記送信経路は、ベースバンド／無線周波数コンバーターと、発振器と、デジタル／アナログコンバーターと、送信フロントエンドモジュールと、送信アンテナとを含む、アンテナアレイ。
14. 請求項９または１０において、
    前記受信経路は、無線周波数／ベースバンドコンバーターと、発振器と、アナログ／デジタルコンバーターと、受信フロントエンドモジュールと、受信アンテナとを含む、アンテナアレイ。
15. 請求項９または１０において、
    前記受信経路は、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号と重畳された搬送波信号であって、前記ＯＦＤＭキャリブレーション信号の強度が、前記搬送波信号の強度よりも少なくとも１桁小さく、前記搬送波信号のＰＡＰＲを実質的に悪化させない、重畳された搬送波信号を取得する、アンテナアレイ。