JP7519214B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置に関するものである。

インバータ装置のＰＷＭ制御の方式としては、二相変調方式と、三相変調方式とがあることが知られている（例えば特許文献１）。この二相変調方式は、三相変調方式に比べて電圧利用率が高く、またスイッチング損失が小さいという利点があるもの、三相変調方式に比べて騒音性能が劣るという不利点がある。

近年、冷却部品の小型化、低コスト化、省エネルギー化等を目的として、インバータ装置のＰＷＭ制御のスイッチング損失を低減させる技術の開発が求められている。スイッチング損失を小さくする方法として、ＰＷＭ周期を決定するためのキャリア周波数を低くすることが挙げられるが、この場合には、基本波周波数が低下することにより、騒音性能が許容できない程度に悪化してしまうという問題がある。インバータ装置において許容される騒音性能としては、せいぜい二相変調方式と同程度までである。

特開２０１１－０１５４５２号公報

本発明は上記課題を解決すべくなされたものであり、騒音性能を二相変調の駆動方式と同程度に抑えながら、スイッチング損失をより低減できるインバータ装置を提供することを主たる課題とする。

すなわち本発明に係るインバータ装置は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオン・オフさせることにより、入力された直流電力を交流電力に変換して負荷に出力するインバータ回路と、前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部とを備え、前記ＰＷＭ制御部が、二相変調により、三相のうち二相の前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第１制御モードと、三相変調により、三相全ての前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力して三相変調を行う第２制御モードと、を交互に切り替えるように構成され、前記第１制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第１キャリア周波数ｆ_１と、前記第２制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第２キャリア周波数ｆ_２とが以下の式（１）の関係を満たすことを特徴とするインバータ装置。
０．４≦ｆ_２／ｆ_１≦０．６ （１）

このような構成であれば、二相変調方式により駆動する第１制御モードと、三相変調方式により駆動する第２制御モードとを交互に切り替えるとともに、第１キャリア周波数ｆ_１に対する第２キャリア周波数ｆ_２の比率を０．４～０．６に設定しているので、騒音性能を二相変調のみによる駆動方式と同程度に抑えながら、スイッチング損失を二相変調のみによる駆動同式よりも低減することができる。
すなわち、二相変調方式による第１制御モードと、三相変調方式による第２制御モードとを混ぜるようにし、第２制御モードのキャリア周波数ｆ_２を、第１制御モードのキャリア周波数ｆ_１よりも小さくしているので、二相変調方式のみでスイッチングするのに比べて、スイッチング回数を低減することができる。
また、第２キャリア周波数ｆ_２を第１キャリア周波数ｆ_１の１／２程度に設定することで、三相変調方式の二次高調波成分が二相変調の一次高調波成分に結合され、騒音性への影響を小さくできる。そして、第２キャリア周波数ｆ_２を第１キャリア周波数ｆ_１の１／２程度に設定することにより、例えば図４に示すように、線間電圧発生周期を二相変調のみによる駆動方式と同じにできる。そのため、二相変調方式と三相変調方式とを織り交ぜているにも関わらわず、騒音性の悪化を抑制し、二相変調のみによる駆動方式と同程度に抑えることができる。

ここで、第１キャリア周波数ｆ_１に対する第２キャリア周波数ｆ_２の比率が０．４を下回ると、第２制御モード（三相変調）の２次高調波ピークが、第１制御モード（二相変調）の１次高調波より低い周波数で発生し、許容できない程度に騒音を悪化させてしまう。一方で、第１キャリア周波数ｆ_１に対する第２キャリア周波数ｆ_２の比率が０．６を上回ると、線間電圧が発生するタイミングの周期性を低下させ、その影響が、１次高調波周辺の周波数ピークを増大させる。その結果、許容できない程度に騒音を悪化させてしまう。そのため本発明では、第１キャリア周波数ｆ_１に対する第２キャリア周波数ｆ_２の比率は、０．４～０．６としている。

前記インバータ装置は、ＦＦＴ解析における二相変調による１次高調波の形状が変わらないように、第２キャリア周波数ｆ_２が設定されていることが好ましい。
このようにすれば、１次高調波による騒音の周波数帯とピークが変わらないため、防音材等の騒音対策部品の変更が不要となる。
なお、「ＦＦＴ解析における二相変調による１次高調波の形状が変わらない」とは、電流ＦＦＴ解析結果において、１次高調波の周波数帯の拡散と、ピークが同程度であることを意味する。

前記インバータ装置は、定単位時間における、前記第１制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合よりも大きくなるように構成されていることが好ましい。

所定単位時間において、第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が５％未満であると、スイッチング素子の低減の効果が得られにくいる。一方で、第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が５０％以上であると、三相変調の基本波成分が増大し、騒音性が悪化する恐れがある。
そのため、前記インバータ装置は、所定単位時間における、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が５％以上５０％未満であることが好ましい。

前記ＰＷＭ制御部が、前記インバータ回路の変調率に応じて、所定単位時間における、前記第１制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合と、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合とを変更することが好ましい。具体的には、変調率が小さい程、第２制御モードの割合を大きくし、変調率が大きい程第２制御モードの割合を小さくすることが好ましい。
このようにすれば、変調率の全域において、騒音への影響を最適化、または均一化することができる。
また、洗濯機のように高変調率時に機械騒音が支配的な製品の場合、変調率が大きい程第２制御モードの割合を大きくしてもよい。インバータの騒音の影響は小さく、スイッチング損失をより低減することができる。

前記インバータ装置は、前記ＰＷＭ制御部が、前記第２制御モードを実行するタイミングをランダムに設定するように構成されていることが好ましい。
このようにすれば、三相変調方式における基本波と、制御モード切替えにより発生する低次高調波のピークを平坦化でき、騒音性能への影響をより小さくできる。これにより、騒音性能を二相変調のみによる駆動方式とほぼ同一にすることができる。

三相変調方式の一次高調波成分はインバータ回路の変調率が低い程小さくなり、騒音性能の悪化の程度が少なくなる。このため、第２制御モード（三相変調）をより多く織り交ぜることが可能となり、同等の騒音性能でよりスイッチングロスを低減することができる。
そのため前記インバータ装置は、前記ＰＷＭ制御部が、前記インバータ回路の変調率が所定値以下である場合に、前記第１制御モードと前記第２制御モードとを切り替えるように構成されていることが好ましい。具体的には、インバータ回路の変調率は、三相変調方式の一次高調波成分が二次高調波成分よりも小さくなる場合に、第１制御モードと第２制御モードとを切り替えることが好ましい。
なお本明細書でいう“インバータ回路の変調率”とは、インバータ回路への入力電圧に対する外部負荷への出力電圧の比率を意味する。

本発明の効果をより顕著に奏する態様としては、前記インバータ装置が、前記インバータ回路を複数備え、各インバータ回路が、前記負荷に対して互いに独立して交流電力を供給するように構成されたものが挙げられる。
このようなものであれば、各インバータ回路においてスイッチング損失を低減することができる。

前記インバータ装置は、前記インバータ回路の数をｎ個として、前記ＰＷＭ制御部が各インバータ回路に出力するＰＷＭ信号の周期を決定するためのキャリア周波数の位相が互いに（３６０／ｎ）°ずれていることが好ましい。
このようにすれば、三相変調方式における基本波成分のトルクリプルを低減し、騒音を高周波数側（ｎ次側）へシフトさせることができる。これにより、基本波成分による騒音をより低減できる。このため、各インバータの位相をシフトすれば、所定単位時間における第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合を更に大きくすることができ、スイッチング損失をより一層低減できる。

前記インバータ装置は、前記インバータ回路を２つ備え、前記ＰＷＭ制御部が、前記第１制御モードにおいて、一方のインバータ回路を下固定の２相変調により制御し、他方のインバータ回路を上固定の２相変調により制御することが好ましい。
このようにすれば、下固定の２相変調では、キャリアの谷を中心として線間電圧が発生し、上固定の２相変調では、キャリアの山を中心として線間電圧が発生するので、線間電圧を１８０°シフトさせたものと一致させることができる。

また本発明のインバータ装置は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオン・オフさせることにより、入力された直流電力を交流電力に変換して負荷に出力するインバータ回路と、前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部とを備え、前記ＰＷＭ制御部が、二相変調により、三相のうち二相の前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第１制御モードと、空間ベクトル変調により、三相全ての前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第２制御モードと、を交互に切り替えるように構成され、前記第１制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第１キャリア周波数ｆ_１と、前記第２制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第２キャリア周波数ｆ_２とが以下の式（１）の関係を満たすことを特徴とするものであってもよい。
０．４≦ｆ_２／ｆ_１≦０．６ （１）

このようなものであっても上記した本発明の効果を奏することができる。

このように構成した本発明によれば、騒音性能を二相変調の駆動方式と同程度に抑えながら、スイッチング損失をより低減できるインバータ装置を提供することができる。

本実施形態のインバータ装置の回路構成を概略的に示す図。 同実施形態のインバータ装置の制御パターンの一例を示す図。 同実施形態のインバータ装置のＦＦＴ解析結果の一例を示す図。 同実施形態のインバータ装置の線間電圧発生のタイミングの一例を示す図 同実施形態のインバータ装置の第２制御モードでの変調方式を説明する図。 同実施形態のインバータ装置のＦＦＴ解析結果の一例を示す図。 同実施形態のインバータ装置のＦＦＴ解析結果の一例を示す図。 同実施形態のインバータ装置のＦＦＴ解析結果の一例を示す図。 同実施形態のインバータ装置のＦＦＴ解析結果の一例を示す図。 他の実施形態のインバータ装置の回路構成を概略的に示す図。

以下に本発明の一実施形態に係るインバータ装置１００について図面を参照して説明する。

本実施形態のインバータ装置１００は、直流電源Ｇに接続され、入力された直流電力をパルス幅変調（ＰＷＭ）方式によって三相交流電力に変換し、外部負荷に供給するものである。外部負荷は、ここでは三相コイルを有する三相交流負荷であり、具体的には三相同期モータ２００である。

具体的にこのインバータ装置１００は、インバータ回路１０とＰＷＭ制御部２０とを備えている。インバータ装置１００は、ＰＷＭ制御部２０から出力されたＰＷＭ信号に基づき、インバータ回路１０のスイッチング素子がオン・オフすることにより、入力された直流電力を三相交流電力に変換し、端子２Ｕ、２Ｖ及び２Ｗから、それぞれ、電気角が互いに１２０°ずれたＵ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を出力する。この出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流は、三相モータ２００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻き線（図示しない）にそれぞれ入力される。

インバータ回路１０は、モータ２００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する３相分のアームからなる三相ブリッジ回路として構成されたものである。具体的には図１に示すように、上アーム側のスイッチング素子１Ｕ_＋、１Ｖ_＋及び１Ｗ_＋と、スイッチング素子１Ｕ_＋、１Ｖ_＋及び１Ｗ_＋のそれぞれに直列接続された下アーム側のスイッチング素子１Ｕ_－、１Ｖ_－及び１Ｗ_－とを備えている。スイッチング素子１Ｕ_＋及び１Ｕ_－の接続点に端子２Ｕが接続されている。スイッチング素子１Ｖ_＋及び１Ｖ_－の接続点に端子２Ｖが接続されている。スイッチング素子１Ｗ_＋及び１Ｗ_－の接続点に端子２Ｗが接続されている。インバータ回路１０は、スイッチング素子１Ｕ_＋、１Ｖ_＋、１Ｗ_＋、１Ｕ_－、１Ｖ_－及び１Ｗ_－をオン・オフさせることにより、入力された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。スイッチング素子１Ｕ_＋、１Ｖ_＋、１Ｗ_＋、１Ｕ_－、１Ｖ_－及び１Ｗ_－として、例えば、バイポーラジトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどを使用することができるが、これに限定されない。

ＰＷＭ制御部２０は、ＣＰＵ、メモリ及び入出力インターフェース等を備えた汎用乃至専用のコンピュータであり、メモリの所定領域に格納された所定プログラムに従ってＣＰＵや周辺機器を協働させることによりその機能が実現されるものである。具体的にこのＰＷＭ制御部２０は、インバータ回路１０の各スイッチング素子１Ｕ_＋、１Ｖ_＋、１Ｗ_＋、１Ｕ_－、１Ｖ_－及び１Ｗ_－にＰＷＭ信号を出力し、これらをスイッチング制御する。

本実施形態のＰＷＭ制御部２０は、図２に示すように、二相変調により、三相のうち二相のスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御する第１制御モードと、三相変調により、三相のスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御する第２制御モードとを有しており、これらを交互に切り替えるように構成されていることを特徴とする。第１制御モードでは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち一相を導通状態又は非導通状態で固定される（ここでは、Ｕ相を非導通状態で固定している）。

図２に示すように、本実施形態のＰＷＭ制御部２０は、第２制御モード（三相変調モード）におけるＰＷＭ周期を決定するための第２キャリア周波数ｆ_２を、第１制御モード（二相変調モード）におけるＰＷＭ周期を決定するための第１キャリア周波数ｆ_１よりも低くなるように設定されている。より具体的には、第１キャリア周波数ｆ_１と、第２キャリア周波数ｆ_２とが以下の式（１）の関係を満たすように設定されている。
０．４≦ｆ_２／ｆ_１≦０．６ （１）
この第２キャリア周波数ｆ_２は第１キャリア周波数ｆ_１の約１／２になるように設定されていることが好ましく、ここでは第１キャリア周波数ｆ_１を８ｋＨｚ、第２キャリア周波数ｆ_２を４ｋＨｚに設定している。

本実施形態のインバータ装置１００は、このように所定のキャリア周波数により、二相変調による第１制御モードと、三相変調による第２制御モードとを織り交ぜるように実行することで、図３に示すように、三相変調のみによる１次高調波ピークに対して小さくでき、生じる騒音を、二相変調のみによりＰＷＭ制御する場合同程度に抑えることができる。

また本実施形態のインバータ装置１００は、第１キャリア周波数ｆ_１と、第２キャリア周波数ｆ_２とを上記式（１）の関係を満たすように設定することで、図４に示すように、線間電圧発生周期を二相変調のみによる駆動方式と同じにできる。そのため、二相変調方式と三相変調方式とを織り交ぜているにも関わらわず、騒音性の悪化を抑制し、二相変調のみによる駆動方式と同程度に抑えることができる。

なお本実施形態の第２制御モードでは、図５（ａ）に示す三相変調方式を使用するが、これに限らず図５（ｂ）に示すような、三相変調方式をもとに開発されて出力電圧を拡大した空間ベクトル変調を使用してもよい。このようにしても、三相の基準電圧が０ボルトで三相をスイッチングするため、同様に線間電圧の周期性が維持され、三相変調方式と同等の効果を有する。三相をスイッチングして、線間電圧の周期性が維持されるように三相の基準電圧が０ボルト近傍とした方式であれば、これに限らない。

ここで、第２キャリア周波数ｆ_２が大きくなり過ぎると、図６に示すように、線間電圧発生タイミングの周期性が低下し、第１制御モードの１次高調波以外の周波数ピークが発生する。これにより、許容できない程度に騒音性能が悪化する。例えば、圧縮機の共振周波数域を外してキャリア周波数が設定されるが、図６のように第１制御モードの１次高調波より低い周波数にピークが発生した場合、圧縮機の共振周波数域にピークが存在することになり、騒音は大きく悪化する。そのため、第２キャリア周波数は、第１制御モードの電流ＦＦＴの一次成分形状が変わらないような範囲に設定されることが好ましく、第１キャリア周波数ｆ_１に対する第２キャリア周波数ｆ_２の比率は、０．４～０．６であることが好ましい。

また本実施形態のＰＷＭ制御部２０は、第２制御モードを実行するタイミングをランダムに設定するように構成されていることが好ましい。このようにすることで、図７に示すように、第２制御モードを規則的に実行するように設定した場合に比べて、三相変調方式における基本波と、制御モード切替えにより発生する低次高調波のピークとを平坦化でき、騒音性能への影響をより小さくできる。第２制御モードを実行するタイミングは、例えば線形合同法やＭ系列等のランダム関数を用いて決定してもよいが、ランダム関数はこれに限らない。

また本実施形態のＰＷＭ制御部２０は、所定単位時間において、第１制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が、第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合よりも大きくなるように構成されている。すなわち、ＰＷＭ制御部２０は、主として第１制御モードによりＰＷＭ制御を行い、これに第２制御モードの実行を織り込むように構成されている。

具体的に説明すると、所定単位時間において、第１制御モードによりＰＷＭ制御する期間の割合と第２制御モードによりＰＷＭ制御する期間の割合との合計を１００％として、図８に示すように、第２制御モードの割合が増えるほど、スイッチング回数が低減し、スイッチング損失を低減することができる。第２制御モードによりＰＷＭ制御する期間の割合が少なければ、騒音への影響が少ないがスイッチング損失の低減効果が限定的になる。第２制御モードによりＰＷＭ制御する期間の割合が多ければ、騒音への影響が大きくなるがスイッチング損失の低減効果が大きくなる。実際は、インバータやモータは、金属などに囲まれた筐体の中にあることが多く、筐体の防音性能や周波数特性を含めて、騒音を評価し、騒音増加抑制を最小化できる範囲で、第２制御モードの割合を最大となるように調整することが望ましい。
この制御方法から鑑みると、所定単位時間において、第２制御のモードによりＰＷＭ制御する期間の割合が５０％未満であることが好ましい。

また本実施形態のＰＷＭ制御部２０が、インバータ回路１０の変調率が所定値以下、具体的には０．５以下である場合に、第１制御モードと第２制御モードとを交互に切り替えるように構成されている。すなわち、ＰＷＭ制御部２０は、インバータ回路１０の変調率が０．５以下である期間において、第１制御モードと第２制御モードとをランダムに設定したタイミングで切り替えるように構成されている。インバータ回路１０の変調率が０．５以下の場合、図９に示すように、第２制御モードの１次高調波成分が著しく小さいため、騒音への影響が小さく、第１制御モードに第２制御モードを織り交ぜた場合の影響も小さい。ＰＷＭ制御部２０は、インバータ回路１０の変調率が０．５以下である場合に第１制御モードと第２制御モードとを交互に切り替えるように構成することが好ましい。

＜本実施形態の効果＞
このように構成した本実施形態のインバータ装置１００によれば、二相変調方式により駆動する第１制御モードと、三相変調方式により駆動する第２制御モードとを交互に切り替えるとともに、第１キャリア周波数ｆ_１に対する第２キャリア周波数ｆ_２の比率を０．４～０．６に設定しているので、騒音性能を二相変調のみによる駆動方式と同程度に抑えながら、スイッチング損失を二相変調のみによる駆動同式よりも低減することができる。
すなわち、二相変調方式による第１制御モードと、三相変調方式による第２制御モードとを混ぜるようにし、第２制御モードのキャリア周波数ｆ_２を、第１制御モードのキャリア周波数ｆ_１よりも小さくしているので、二相変調方式のみでスイッチングするのに比べて、スイッチング回数を低減することができる。
また、第２キャリア周波数ｆ_２を第１キャリア周波数ｆ_１の１／２程度に設定することで、三相変調方式の二次高調波成分が二相変調の一次高調波成分に結合され、騒音性への影響を小さくできる。そして、第２キャリア周波数ｆ_２を第１キャリア周波数ｆ_１の１／２程度に設定することにより、例えば図４に示すように、線間電圧発生周期を二相変調のみによる駆動方式と同じにできる。そのため、二相変調方式と三相変調方式とを織り交ぜているにも関わらわず、騒音性の悪化を抑制し、二相変調のみによる駆動方式と同程度に抑えることができる。
また、ＰＷＭ制御部２０は、第２制御モードを実行するタイミングをランダムに設定するように構成されているので、三相変調方式における基本波と、制御モード切替えにより発生する低次高調波のピークとを平坦化でき、騒音性能への影響をより小さくできる。これにより、騒音性能を二相変調のみによる駆動方式とほぼ同一にすることができる。

＜その他の変形実施形態＞
なお、本発明は前記実施形態に限られるものではない。

前記実施形態のインバータ装置１００は、インバータ回路１０を１つだけ備えるものであったが、これに限らない。他の実施形態のインバータ装置１００は、図１０に示すように、インバータ回路１０を複数備えており、各インバータ回路１０が、共通の外部負荷に対して互いに独立して交流電力を供給するように構成されていてもよい（すなわち複数のインバータ回路１０が並列多重化されていてもよい）。この場合、ＰＷＭ制御部２０は、各インバータ回路１０に対して、互いに独立してＰＷＭ信号を出力するように構成されてもよい。そして、並列多重接続されているインバータ回路１０の数をｎ個として、ＰＷＭ制御部２０は、各インバータ回路１０に出力するＰＷＭ信号の周期を決定するためのキャリア周波数の位相が互いに（３６０／ｎ）°ずれるようにしてよい。このようにすると、三相変調方式における基本波成分のトルクリプルを低減し、騒音を高周波数側（ｎ次側）へシフトさせることができる。これにより、基本波成分による騒音をより低減できる。このため、各インバータの位相をシフトすれば、所定単位時間における第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合を更に大きくすることができ、スイッチング損失をより一層低減できる。

また、インバータ装置１００がインバータ回路１０を２つ備えている場合、ＰＷＭ制御部２０は、第１制御モードにおいて、一方のインバータ回路１０を下固定の２相変調（すなわち、３相のアームのスイッチング素子のオン・オフ状態を順次下アーム側に電気角で１２０度ずつ固定する）により制御し、他方のインバータ回路１０を上固定の２相変調（すなわち、３相のアームのスイッチング素子のオン・オフ状態を順次上アーム側に電気角で１２０度ずつ固定する）により制御するようにしてもよい。

前記実施形態のインバータ装置１００は、ＰＷＭ制御部２０が、第１制御モードと第２制御モードとを切り替えるタイミングをランダムに設定していたがこれに限らない。他の実施形態では、ＰＷＭ制御部２０は第１制御モードと第２制御モードとを所定のタイミングで切り替えるようにしてもよい。

また前記実施形態のインバータ装置１００は、ＰＷＭ制御部２０が、インバータ回路１０の変調率が０．５以下である場合に第１制御モードと第２制御モードとを交互に切り替えるように構成されていたが、これに限らない。他の実施形態のインバータ装置１００は、ＰＷＭ制御部２０が、インバータ回路１０の変調率が０．５超である場合にも、第１制御モードと第２制御モードとを交互に切り替えるように構成されていてもよい。

他の実施形態のインバータ装置１００は、ＰＷＭ制御部２０が、インバータ回路１０の変調率に応じて、所定単位時間における、第１制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合と、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合とを変更するように構成されていてもよい。例えば、変調率が小さい程第２制御モードの割合を大きくし、変調率が大きい程第２制御モードの割合を小さくするようにしてもよい。あるいは、変調率が大きい程第２制御モードの割合を大きくするようにしてもよい。

その他、本発明の趣旨に反しない限りにおいて、様々な実施形態の変形や組合せを行っても構わない。

１００ ・・・インバータ装置
１０ ・・・インバータ回路
１Ｕ、１Ｖ、１Ｗ・・・スイッチング素子
２０ ・・・ＰＷＭ制御部
２００ ・・・モータ
Ｇ ・・・電源

Claims (11)

1. 三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオン・オフさせることにより、入力された直流電力を交流電力に変換して負荷に出力するインバータ回路と、
   前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部とを備え、
   前記ＰＷＭ制御部が、
   二相変調により、三相のうち二相の前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第１制御モードと、
   三相変調により、三相全ての前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第２制御モードと、を交互に切り替えるように構成され、
   前記第１制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第１キャリア周波数ｆ_１と、前記第２制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第２キャリア周波数ｆ_２とが以下の式（１）の関係を満たすことを特徴とするインバータ装置。
   ０．４≦ｆ_２／ｆ_１≦０．６ （１）
2. ＦＦＴ解析における二相変調による１次高調波の形状が変わらないように、第２キャリア周波数ｆ_２が設定されている請求項１に記載のインバータ装置。
3. 所定単位時間における、前記第１制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合よりも大きくなるように構成された請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 所定単位時間における、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合が５％以上５０％未満である請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記ＰＷＭ制御部が、前記インバータ回路の変調率に応じて、所定単位時間における、前記第１制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合と、前記第２制御モードによりＰＷＭ信号を出力する期間の割合とを変更するように構成された、請求項３又は４に記載のインバータ装置。
6. 前記ＰＷＭ制御部が、前記第２制御モードを実行するタイミングをランダムに設定するように構成された請求項１～５のいずれか一項に記載のインバータ装置。
7. 前記ＰＷＭ制御部が、前記インバータ回路の変調率が所定値以下である場合に、前記第１制御モードと前記第２制御モードとを切り替えるように構成された請求項１～６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
8. 前記インバータ回路を複数備え、
   各インバータ回路が、前記負荷に対して互いに独立して交流電力を供給するように構成された請求項１～７のいずれか一項に記載のインバータ装置。
9. 前記インバータ回路の数をｎ個として、
   前記ＰＷＭ制御部が各インバータ回路に出力するＰＷＭ信号の周期を決定するためのキャリア周波数の位相が互いに（３６０／ｎ）°ずれている請求項８に記載のインバータ装置。
10. 前記インバータ回路を２つ備え、
    前記ＰＷＭ制御部が、前記第１制御モードにおいて、一方のインバータ回路を下固定の２相変調により制御し、他方のインバータ回路を上固定の２相変調により制御する請求項８に記載のインバータ装置。
11. 三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子をオン・オフさせることにより、入力された直流電力を交流電力に変換して負荷に出力するインバータ回路と、
    前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御部とを備え、
    前記ＰＷＭ制御部が、
    二相変調により、三相のうち二相の前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第１制御モードと、
    空間ベクトル変調により、三相全ての前記スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する第２制御モードと、を交互に切り替えるように構成され、
    前記第１制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第１キャリア周波数ｆ_１と、前記第２制御モードにおけるＰＷＭ周期を決定するための第２キャリア周波数ｆ_２とが以下の式（１）の関係を満たすことを特徴とするインバータ装置。
    ０．４≦ｆ_２／ｆ_１≦０．６ （１）