JP7532315B2

JP7532315B2 - 渦電流センサの検出信号処理装置および検出信号処理方法

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Publication number: JP7532315B2
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Inventors: 洋人山田; 太郎高橋; 宏明澁江
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Filing date: 2021-06-28
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Description

本発明は、渦電流センサの検出信号処理装置および検出信号処理方法に関するものである。

渦電流センサは膜厚測定、変位測定等に使用される。以下では、膜厚測定を例にして渦電流センサを説明する。膜厚測定用渦電流センサは、例えば半導体デバイスの製造工程（研磨工程）で用いられる。研磨工程において渦電流センサは、以下のように用いられる。半導体デバイスの高集積化が進むにつれて回路の配線が微細化し、配線間距離もより狭くなりつつある。そこで、被研磨物である半導体ウェハの表面を平坦化することが必要となるが、この平坦化法の一手段として研磨装置により研磨（ポリッシング）することが行われている。

研磨装置は、研磨対象物を研磨するための研磨パッドを保持するための研磨テーブルと、研磨対象物を保持して研磨パッドに押圧するためにトップリングを備える。研磨テーブルとトップリングはそれぞれ、駆動部（例えばモータ）によって回転駆動される。研磨剤を含む液体（スラリー）を研磨パッド上に流し、そこにトップリングに保持された研磨対象物を押し当てることにより、研磨対象物は研磨される。

研磨装置では、研磨対象物の研磨が不十分であると、回路間の絶縁がとれず、ショートするおそれが生じ、また、過研磨となった場合は、配線の断面積が減ることによる抵抗値の上昇、又は配線自体が完全に除去され、回路自体が形成されないなどの問題が生じる。このため、研磨装置では、最適な研磨終点を検出することが求められる。

このような技術としては、特開２０２０－１１３１４号に記載のものがある。この技術においては、３個のコイルを用いた渦電流センサが研磨終点を検出するために用いられている。特開２０２０－１１３１４号の図７に示すように、３個のコイルのうちの検出コイルとダミーコイルは直列回路を構成し、その両端は可変抵抗を含む抵抗ブリッジ回路に接続されている。抵抗ブリッジ回路でバランスの調整を行うことで、膜厚がゼロのときに、抵抗ブリッジ回路の出力がゼロになるようにゼロ点の調整が可能である。抵抗ブリッジ回路の出力は、特開２０２０－１１３１４号の図８に示すように、同期検波回路に入力される。同期検波回路は、入力された信号から、膜厚の変化に伴う抵抗成分（Ｒ）、リアクタンス成分（Ｑ）、振幅出力（Ｚ）および位相角度（ｔａｎ^－１Ｑ／Ｒ）を取り出す。

従来のブリッジ回路を使用した検出方法に関しては、ゼロ点調整時の抵抗値調整量はブリッジ回路を構成する抵抗値全体の大きさに比べて非常に小さい。その結果、抵抗値全体の温度変化量は、ゼロ点調整時の抵抗値調整量と比べると、無視できない量である。温度変化による抵抗値の変化や、抵抗が有する浮遊容量の変化等のために、抵抗の周囲環境の変化に対してブリッジ回路の特性が敏感に影響を受ける。この結果、上述のゼロ点がシフトしやすく、膜厚の測定精度が低下するという問題があった。また、ブリッジ回路は検出信号とダミー信号を相殺してバランス状態にする。この信号処理によって、ブリッジ回路からの出力信号は小さくなるため、信号を大きく増幅する必要がある。しかし、信号を大きく増幅すると、ノイズが大きくなってしまうという問題があった。

特開２０２０－１１３１４号

本発明の一形態は、このような問題点を解消すべくなされたもので、その目的は、周囲環境の変化に対して従来よりも影響を受けにくい渦電流センサの検出信号処理回路および検出信号処理方法を提供することである。

上記課題を解決するために、第１の形態では、検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な第１の検出コイルと、前記渦電流を検出可能なダミーコイルおよび／または第２の検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、前記第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号を第１のデジタル信号に変換する第１の変換部と、前記ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号を第２のデジタル信号に変換する第２の変換部、および／または前記第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を第３のデジタル信号に変換する第３の変換部と、前記第１のデジタル信号と、前記第２のデジタル信号および／または前記第３のデジタル信号とを検波するデジタル信号処理回路である検波部とを有することを特徴とする検出信号処理装置という構成を採っている。

本実施形態では、第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号、ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号、および／または第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を直接、デジタル信号に変換する。そしてデジタル信号に対してデジタル信号処理回路により検波を行う。このため、アナログ回路である従来のブリッジ回路や検波回路を用いていない。アナログ回路を用いていないため、アナログ回路に起因する不安定性やノイズを低減できる。結果的に、周囲環境の変化に対して従来よりも影響を受けにくい渦電流センサの検出信号処理回路を提供できる。また第１、第２、第３のアナログ信号をデジタル化して、その後の処理を行うことにより、回路の簡素化、高安定化、低ノイズ化、調整の簡素化が達成できる。

第２の形態では、前記検波部は、参照信号を用いて同期検波を行って、得られたインピーダンスを出力し、前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差に応じた補正を、前記同期検波により得られた前記インピーダンスに対して行うことが可能な補正部を有し、２つの直交座標軸を有する座標系の各軸に、前記インピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分をそれぞれ対応させたインピーダンス平面において、前記位相差は、基準状態において得られた前記インピーダンスの位相角度に対応し、前記補正部は、前記検波部によって得られた前記インピーダンスに対応する前記インピーダンス平面上の点を、前記インピーダンス平面上で所定の方向に前記位相角度に応じて回転させた点に対応するインピーダンスを補正後のインピーダンスとして出力することを特徴とする第１の形態記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第３の形態では、前記検波部は、参照信号を用いて同期検波を行い、前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差を検出可能な位相差検出部と、位相が互いに異なる複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能な信号出力部とを有し、前記信号出力部は、前記位相差検出部が検出した前記位相差に基づいて、複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能であることを特徴とする第１の形態記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第４の形態では、前記第１のアナログ信号と、前記第２のアナログ信号および／または前記第３のアナログ信号のうち少なくとも１つの信号は差動信号である、ことを特徴とする第１ないし第３の形態のいずれかに記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第５の形態では、前記第１の変換部と、前記第２の変換部および／または前記第３の変換部のうち少なくとも１つはオーバーサンプリングを行うことを特徴とする第１ないし第４の形態のいずれかに記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第６の形態では、ジッタが所定値以下である励磁信号を前記励磁コイルに供給可能である励磁部を有することを特徴とする第１ないし第５の形態のいずれかに記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第７の形態では、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の差を求める差分部を有することを特徴とする第１ないし第６の形態のいずれかに記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第８の形態では、前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号との間で位相調整および／または振幅調整を行う調整部を有し、前記差分部は、前記調整部が出力する前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の差を求めることを特徴とする第７の形態記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第９の形態では、前記第１のデジタル信号と前記第３のデジタル信号とを加算する加算部を有することを特徴とする第１ないし第６の形態のいずれかに記載の検出信号処理装置という構成を採っている。

第１０の形態では、検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、前記検出信号を検波する検波部であって、参照信号を用いて同期検波を行って、得られたインピーダンスを出力する検波部と、前記出力信号と前記参照信号との位相差に応じた補正を、前記同期検波により得られた前記インピーダンスに対して行うことが可能な補正部とを有し、２つの直交座標軸を有する座標系の各軸に、前記インピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分をそれぞれ対応させたインピーダンス平面において、前記位相差は、基準状態において得られた前記インピーダンスの位相角度に対応し、前記補正部は、前記検波部によって得られた前記インピーダンスに対応する前記インピーダンス平面上の点を、前記インピーダンス平面上で所定の方向に前記位相角度に応じて回転させた点に対応するインピーダンスを補正後のインピーダンスとして出力することを特徴とする検出信号処理装置という構成を採っている。

第１１の形態では、検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、前記検出信号を検波する検波部であって、参照信号を用いて同期検波を行う検波部と、前記出力信号と前記参照信号との位相差を検出可能な位相差検出部と、位相が互いに異なる複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能な信号出力部とを有し、前記信号出力部は、前記位相差検出部が検出した前記位相差に基づいて、複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能であることを特徴とする検出信号処理装置という構成を採っている。

第１２の形態では、第１ないし第１１の形態のいずれかに記載の検出信号処理装置を有する、前記検出対象物を研磨する研磨装置であって、前記研磨装置は、前記検出対象物の研磨が可能な研磨部と、前記検出対象物の膜厚を測定するために、前記検出対象物に前記渦電流を形成するとともに、形成された前記渦電流を検出可能な前記渦電流センサと、前記検波部が出力する信号から前記膜厚を求める膜厚算出部とを有することを特徴とする研磨装置という構成を採っている。

第１３の形態では、検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な第１の検出コイルと、前記渦電流を検出可能なダミーコイルおよび／または第２の検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理方法であって、前記方法は、前記第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号を第１のデジタル信号に変換し、前記ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号を第２のデジタル信号に変換し、および／または前記第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を第３のデジタル信号に変換し、前記第１のデジタル信号と、前記第２のデジタル信号および／または前記第３のデジタル信号とをデジタル信号処理回路により検波することを特徴とする検出信号処理方法という構成を採っている。

図１は、研磨装置の全体構成を模式的に示す図である。図２は、研磨テーブルと渦電流センサと研磨対象物との関係を示す平面図である。図３は、渦電流センサの電気的接続を示す図である。図４は、膜厚の測定値の時間変化を示す図である。図５は、従来のアナログ信号処理回路に用いられているブリッジ回路を示す図である。図６は、従来のアナログ信号処理回路と、デジタル化した検出信号処理装置と示す図である。図７は、図６（ｂ）に示す本願の実施形態をさらに詳細に示す図である。図８は、集積回路の構成を示すブロック図である。図９は、第２のデジタル信号の利用方法を説明する図である。図１０は、第３のデジタル信号の利用方法を説明する図である。図１１は、ブリッジ演算回路を説明する図である。図１２は、補正部の動作を説明する図である。図１３は、位相関係を修正する別の方法を説明する図である。図１４は、図７と図８を同一図面に表示したものである。図１５は、従来の装置による処理フローと、本願の一実施形態の処理フローを示す。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同一または相当する部材には同一符号を付して重複した説明を省略することがある。また、各実施形態で示される特徴は、互いに矛盾しない限り他の実施形態にも適用可能である。

図１に示すように、検出対象物を研磨する研磨装置１００は、研磨対象物１０２を研磨するための研磨パッド１０８を上面に取付け可能な研磨テーブル１１０と、研磨テーブル１１０を回転駆動する第１の電動モータ１１２と、研磨対象物１０２を保持可能なトップリング１１６と、トップリング１１６を回転駆動する第２の電動モータ１１８と、を備える。研磨対象物１０２が検出対象物である。検出対象物は、例えば、半導体ウェハなどの基板、又は基板の表面に形成された各種の導電膜である。研磨パッド１０８、研磨テーブル１１０、第１の電動モータ１１２、トップリング１１６、第２の電動モータ１１８は、検出対象物の研磨が可能な研磨部を構成する。

また、研磨装置１００は、研磨パッド１０８の上面に研磨材を含む研磨砥液を供給するスラリーライン１２０を備える。また、研磨装置１００は、研磨装置１００に関する各種制御信号を出力する研磨装置制御部１４０を備える。

研磨装置１００は、研磨対象物１０２を研磨するとき、研磨砥粒を含む研磨スラリーをスラリーライン１２０から研磨パッド１０８の上面に供給し、第１の電動モータ１１２によって研磨テーブル１１０を回転駆動する。そして、研磨装置１００は、トップリング１１６を、研磨テーブル１１０の回転軸とは偏心した回転軸回りで回転させた状態で、トップリング１１６に保持された研磨対象物１０２を研磨パッド１０８に押圧する。これにより、研磨対象物１０２は研磨スラリーを保持した研磨パッド１０８によって研磨され、平坦化される。

研磨装置１００は、検出対象物に渦電流を形成するとともに、形成された渦電流を検出可能な渦電流センサ２１０と、渦電流センサ２１０に接続された検出信号処理装置２２０と、を備える。検出信号処理装置２２０が出力する膜厚１５０は、ロータリージョイント・コネクタ１６０，１７０（またはスリップリング）を介して終点検出部２４０に出力される。

渦電流センサ２１０について説明する。研磨テーブル１１０及び研磨パッド１０８には、渦電流センサ２１０を研磨テーブル１１０の裏面側から挿入できる穴が形成されている。渦電流センサ２１０は、研磨テーブル１１０に形成された穴に挿入される。本実施形態では検出信号処理装置２２０は、研磨テーブル１１０内に配置される。検出信号処理装置２２０は、渦電流センサ２１０と一体化してもよい。

図２は、研磨テーブル１１０と渦電流センサ２１０と研磨対象物１０２との関係を示す平面図である。図２に示すように、渦電流センサ２１０は、トップリング１１６に保持された研磨中の研磨対象物１０２の中心Ｃｗを通過する位置に設置されている。符号Ｃｔは研磨テーブル１１０の回転中心である。例えば、渦電流センサ２１０は、研磨対象物１０２の下方を通過している間、通過軌跡２５８（走査線）上で連続的に研磨対象物１０２の厚さを検出できるようになっている。

図３は、渦電流センサ２１０の電気的接続を示す図である。図３（ａ）は渦電流センサ２１０の電気的接続を示すブロック図であり、図３（ｂ）は渦電流センサ２１０の等価回路図である。

図３（ａ）に示すように、渦電流センサ２１０は、研磨対象物１０２内の金属膜等の近傍に配置されるセンサコイル２６０を備える。センサコイル２６０には、交流信号源２６２が接続される。センサコイル２６０と、交流信号源２６２及び検出信号処理装置２２０との詳細な接続については後述する。研磨対象物１０２は、例えば半導体ウェハ上に形成されたＣｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ｗなどの薄膜を有する。センサコイル２６０は、研磨対象物１０２に対して、例えば０．５～５．０ｍｍ程度の近傍に配置される。

渦電流センサ２１０には、研磨対象物１０２に渦電流が生じることに起因する交流信号源２６２の発振周波数の変化に基づいて導電膜を検出する周波数タイプがある。また、渦電流センサ２１０には、研磨対象物１０２に渦電流が生じることに起因する交流信号源２６２から見たインピーダンスの変化に基づいて導電膜を検出するインピーダンスタイプがある。すなわち、周波数タイプでは、図３（ｂ）に示す等価回路において、渦電流Ｉ_２が変化することによって、インピーダンスＺが変化し、その結果、交流信号源（可変周波数発振器）２６２の発振周波数が変化する。渦電流センサ２１０は、検出信号処理装置２２０でこの発振周波数の変化を検出し、導電膜の変化を検出することができる。インピーダンスタイプでは、図３（ｂ）に示す等価回路において、渦電流Ｉ_２が変化することによって、インピーダンスＺが変化し、その結果、交流信号源（固定周波数発振器）２６２から見たインピーダンスＺが変化する。渦電流センサ２１０は、検出信号処理装置２２０でこ
のインピーダンスＺの変化を検出し、導電膜の変化を検出することができる。

インピーダンスタイプの渦電流センサでは、インピーダンスＺの実数部Ｉ（抵抗成分）、虚数部Ｑ（リアクタンス）、位相、合成インピーダンスＺ、が取り出される。周波数Ｆ、またはインピーダンスの各成分Ｑ、Ｉ等から、導電膜の測定情報が得られる。渦電流センサ２１０は、図１に示すように研磨テーブル１１０の内部の表面付近の位置に内蔵することができ、研磨対象物１０２に対して研磨パッドを介して対向するように位置している間は、研磨対象物１０２に流れる渦電流から導電膜の変化を検出することができる。

以下に、インピーダンスタイプの渦電流センサについて図３（ｂ）により具体的に説明する。交流信号源２６２は、１～５０ＭＨｚ程度の固定周波数の発振器であり、例えば水晶発振器が用いられる。そして、交流信号源２６２により供給される交流電圧により、センサコイル２６０に電流Ｉ_１が流れる。研磨対象物１０２の近傍に配置されたセンサコイル２６０に電流が流れることで、センサコイル２６０から発生する磁束が研磨対象物１０２と鎖交する。その結果、センサコイル２６０と研磨対象物１０２の間に相互インダクタンスＭが形成され、研磨対象物１０２中に渦電流Ｉ_２が流れる。ここでＲ１はセンサコイル２６０を含む一次側の抵抗であり、Ｌ１は同様にセンサコイル２６０を含む一次側の自己インダクタンスである。研磨対象物１０２側では、Ｒ２は渦電流損に相当する抵抗であり、Ｌ２は研磨対象物１０２の自己インダクタンスである。交流信号源２６２の端子ａ，ｂからセンサコイル２６０側を見たインピーダンスＺは、渦電流Ｉ_２によって発生する磁力線の影響で変化する。

渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置２２０は、デジタル信号処理回路である。従来のアナログ信号処理回路と、本実施形態のデジタル信号処理回路の終点検出への影響の違いを図４に比較して示す。図４（ａ）は、従来のアナログ信号処理回路による膜厚の測定値の時間変化を示す。図４（ｂ）は、本実施形態のデジタル信号処理回路による膜厚の測定値の時間変化を示す。図４の横軸は時間（秒：ｓ）であり、縦軸は膜厚（ナノメートル：ｎｍ）である。横線３０は、研磨の終点である指定された膜厚を示す。図４（ａ）に示すように、従来のアナログ信号処理回路はノイズが大きく、渦電流センサの検出信号を処理して得られた膜厚３２は不安定である。図４（ｃ）は、図４（ａ）のＡ部の拡大図である。図４（ｃ）に示すように、指定された膜厚での膜厚３２に幅がある。膜厚３２が複数の線になっている理由は、同一の渦電流センサで同一組成の複数の基板を研磨したときに、ノイズが大きい等の理由により、終点検出精度のばらつきが大きく、１本の線にならなかったためである。このように検出結果がばらつくと、終点検出精度に影響がある。

一方、図４（ｂ）に示すように、デジタル信号処理回路による膜厚３２は、ほぼ１本の線である。膜厚３２が１本の線になっている理由は、同一の渦電流センサで同一組成の複数の基板を研磨したときに、ノイズが小さい等の理由により、終点検出精度のばらつきが小さく、１本の線になるためである。デジタル信号処理回路ではノイズが小さく、研磨時に安定したセンサ出力が得られる。終点検出性能を改善するためには、同一の渦電流センサについて出力が同一研磨対象に対しては同一である、すなわち安定性した出力であることと、複数の渦電流センサについてセンサ間の個体差が低減することが望ましい。デジタル信号処理回路は、アナログ信号処理回路と比較して、これらの点について改善することができる。

アナログ信号処理回路において、出力が安定しない理由の一例を図５により説明する。図５は、従来のアナログ信号処理回路に用いられているブリッジ回路を示す。センサコイル２６０は、検出コイル３４とダミーコイル３６と励磁コイル（図示しない）を有する。３個のコイルのうちの検出コイル３４とダミーコイル３６は直列回路を構成し、その両端
は可変抵抗３８を含む抵抗ブリッジ回路４０に接続されている。抵抗ブリッジ回路４０でバランスの調整を行うことで、膜厚がゼロのときに、抵抗ブリッジ回路４０の出力４２がゼロになるようにゼロ点の調整が可能である。

従来のブリッジ回路４０を使用した検出方法に関しては、ゼロ点調整時の抵抗値調整量はブリッジ回路４０を構成する抵抗値全体の大きさに比べて非常に小さい。その結果、抵抗値全体の温度変化量は、ゼロ点調整時の抵抗値調整量と比べると、無視できない量である。温度変化による可変抵抗３８や固定抵抗４４の抵抗値の変化や、抵抗が有する浮遊容量４６の変化等のために、抵抗の周囲環境の変化に対してブリッジ回路４０の特性が敏感に影響を受ける。この結果、上述のゼロ点がシフトしやすく、膜厚の測定精度が低下するという問題があった。

本願の実施形態との比較のために、抵抗ブリッジ回路４０を用いた従来のアナログ信号処理回路を図６（ａ）に示す。センサコイル２６０の励磁コイル４８は交流信号源２０３に接続され、交番磁束を生成することで、渦電流センサ２１０の近傍に配置される研磨対象物１０２に渦電流を形成する。研磨対象物１０２の近傍に配置されたセンサコイル２６０に、交流信号を供給する信号源２０３は、水晶発振器からなる固定周波数の発振器である。交流信号源２０３は、例えば、１～５０ＭＨｚの固定周波数の電圧を供給する。信号源２０３で形成される交流電圧は、励磁コイル４８に供給される。

センサコイルの端子から出力される信号１２８，１３０は、抵抗ブリッジ回路４０を経て出力４２として出力される。出力４２は高周波アンプ３０３を経て、ｃｏｓ同期検波回路３０５およびｓｉｎ同期検波回路３０６からなる同期検波部に入力される。同期検波部により検出信号のｃｏｓ成分（Ｑ成分）とｓｉｎ成分（Ｉ成分）とが取り出される。ここで、信号源２０３で形成される発振信号から、位相シフト回路３０４により、信号源２０３の同相成分（０゜）と直交成分（９０゜）の２つの信号が形成される。これらの信号は、それぞれｓｉｎ同期検波回路３０６とｃｏｓ同期検波回路３０５とに導入され、上述の同期検波が行われる。

同期検波された信号は、ローパスフィルタ３０７，３０８により、信号成分以上の不要な例えば５ＫＨｚ以上の高周波成分が除去される。同期検波された信号は、ｃｏｓ同期検波出力であるＱ成分出力３０９と、ｓｉｎ同期検波出力であるＩ成分出力３１０である。また、演算回路３１１によりベクトル演算を行い、Ｑ成分出力３０９とＩ成分出力３１０とから、インピーダンスＺの大きさ、（Ｑ^２＋Ｉ^２）^１／２、が得られる。また、演算回路３１１によりθ処理を行い、同様にＱ成分出力３０９とＩ成分出力３１０とから、位相出力（θ ＝ｔａｎ^－１Ｑ／Ｉ）、が得られる。ここで、これらフィルタ３０７，３０８は、センサ信号の雑音成分を除去するために設けられ、各種フィルタに応じたカットオフ周波数が設定されている。

図６（ｂ）に示す本願の実施形態は、図６（ａ）に点線で示すアナログ信号処理回路５０および演算回路３１１をデジタル化した検出信号処理装置２２０である。なお図６（ａ）に示す演算回路３１１はデジタル信号処理装置である。検出信号処理装置２２０は、演算回路３１１の機能も有し、さらに、膜厚を算出する機能も有する。検出コイル３４とダミーコイル３６の出力はローパスフィルタ５４，５６を介して検出信号処理装置２２０に入力される。

図６（ｂ）に示す本願の実施形態をさらに詳細に示したものを図７に示す。検出信号処理装置２２０は、研磨対象物１０２（特に、研磨対象物１０２内の導電膜）に渦電流を形成可能な励磁コイル４８と、研磨対象物１０２に形成される渦電流を検出可能な検出コイル３４（第１の検出コイル）と、渦電流を検出可能なダミーコイル３６とを有する渦電流
センサ２１０の信号１２８、１３０（検出信号）を処理する。検出信号処理装置２２０は、検出コイル３４が出力する信号１２８（第１のアナログ信号）を第１のデジタル信号５８に変換する変換器６０（第１の変換部）と、ダミーコイル３６が出力する信号１３０（第２のアナログ信号）を第２のデジタル信号６２に変換する変換器６４（第２の変換部）を有する。第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２は、検出信号処理装置２２０内の集積回路６６に入力される。

ローパスフィルタ５４、５６の前段には増幅器７０，７２を設ける。増幅器７０，７２は、増幅率が例えば１倍のアンプで、入力回路（この場合はコイル３４，３６側）と出力回路（この場合はローパスフィルタ５４、５６側）のインピーダンス変換のために配置される。なお増幅器７０，７２の増幅率は１倍に限られるものではない。バッファアンプである増幅器７０，７２は、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスという特性があり、前段回路と後段回路のアイソレーションをおこなう、すなわちインピーダンス変動による影響を絶縁する。ローパスフィルタ５４、５６からコイル３４，３６側を見たときのインピーダンスがバッファアンプの有り無しで変わって見えるので、インピーダンス変換という。バッファアンプが入ることで、検出コイル３４のインピーダンスが変動したときの影響をローパスフィルタ５４、５６が受けないのでアイソレーションという。影響を受けないとは、検出コイル３４のインピーダンスが変動しても、ローパスフィルタ５４、５６からコイル３４，３６側を見たときのインピーダンスの変動が少ないということである。ローパスフィルタ５４、５６は、入力インピーダンスが変動すると、利得が変動するという特性があるため、バッファアンプを設ける。

このように検出コイル３４とダミーコイル３６の出力信号を最短でデジタル化することで、アナログ信号処理回路で検出コイル３４とダミーコイル３６の出力信号を処理する場合と比較して、安定性が向上し、ノイズが低減する。

検出コイル３４が出力する信号１２８は、２本の信号線７４を差動信号として流れる。ダミーコイル３６が出力する信号１３０は、２本の信号線７６を差動信号として流れる。すなわち２本の信号線を一対の伝送線路として用いる方法で、互いに逆向きに電流を流す。そのため、磁束が、打ち消されるので、EMIノイズが低減される。また外部から印加されたノイズはキャンセルされるので、信号振幅が小さくても誤動作しにくい。このようにセンサコイルからの信号を差動信号で扱うことでコモンモードのノイズを低減できる。

変換器６０、６４はオーバーサンプリングを行う。オーバーサンプリングとは、必要とするサンプリング周波数の整数倍（４倍、８倍など）でサンプリングを行い、得られたデータを間引いたり補間したりして必要なデータや信号を得ることである。例えば励磁コイル４８に印加される励磁信号の周波数が１６ＭＨｚであり、３２ＭＨｚでサンプリングを行えばよい場合に、８倍の１２８ＭＨｚでサンプリングを行う。変換器６０、６４は、信号１２８、１３０を高サンプリングレート、かつ高分解能で、アナログデジタル変換する。オーバーサンプリングをすることで、信号１２８、１３０をサンプリングする時の量子化ノイズを低減できる。オーバーサンプリングのダイナミックレンジ（ＤＲ：ＤｙｎａｍｉｃＲａｎｇｅ）への影響については、ＤＲの増加分（ΔＤＲ）が、ΔＤＲ＝１０ｌｏｇ_１０（ＯＳＲ）である。ここでＯＳＲは、オーバーサンプリングレシオである。オーバーサンプリングレシオとは、サンプリングレートと出力データレートの比であり、上記の例では、１２８ＭＨｚ／１６ＭＨｚ＝８である。
オーバーサンプリング後には、ノイズ除去のために平均処理が行われる。平均処理のＤＲへの影響については、その平均処理によるＤＲの増加分（ΔＤＲ）が、ΔＤＲ＝２０ｌｏｇ_１０２＾（ＳＰ＾０．２５））である。ここで、ＳＰは、オーバーサンプリングにより得られるデータの数であり、１２８ＭＨｚの場合、ＳＰ＝１２８Ｍ個である。

なお、アナログデジタル変換の精度（ビット数：ｎ）がＤＲに及ぼす影響は次式で表される。
２０ｌｏｇ１０（２＾ｎ）
この式より、精度が１２ｂｉｔのとき、ＤＲは７２ｄＢであり、精度を１６ｂｉｔにすると、ＤＲは９６ｄＢに向上する

検出信号処理装置２２０は、ジッタが所定値以下である励磁信号を励磁コイル４８に供給可能である励磁部５２０を有する。なお、図６，７では励磁部５２０は、検出信号処理装置２２０の外部に図示しているが、励磁部５２０は検出信号処理装置２２０に含まれる。励磁部５２０は、超低ジッタ性能の発振器（図示せず）と、発振器が生成する信号から所定周波数（たとえば１６ＭＨｚ）を生成する超低ジッタ分周器を使用し、ジッタが所定値以下である励磁信号を生成する。ジッタを最小限に抑えることで、信号１２８、１３０を量子化したときのノイズを低減する。ＤＲへのジッタの影響は、２０ｌｏｇ_１０（２πｆ＊σ）である。ここでσは、ジッタの大きさの分布が統計的にばらついていることに伴う分布の幅である。この式から励磁信号の周波数ｆが数ＭＨｚ以上になると、ジッタ影響が大きくなる。ＤＲ改善には数ｐｓ以下のジッタ性能が求められるため、所定値は例えば数ｐｓである。

このように、図６，７に示す本実施形態は、オーバーサンプリング手法、超低ジッタ励磁回路、差動伝送、平均化処理の組み合わせにより、量子化ノイズをこれらの方法を用いない場合と比較して、より低く抑え、デジタル分解能を、より大きくすることができる。

次に集積回路６６について図８により説明する。図８は、集積回路６６の構成を示すブロック図である。集積回路６６は、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２とを検波するデジタル信号処理回路である検波部６８を有する。変換器６０と変換器６４からそれぞれ出力される第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２の処理過程は図８の実施形態では、ローパスフィルタ８０，８２から補正部８４，８６までの過程において同一である。

第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２はローパスフィルタ８０、８２を経て、検波部６８に入力される。検波部６８は、ｃｏｓ同期検波回路８８，９２、ｓｉｎ同期検波回路９０，９４と、平均回路１２２，１２４，１２６，１２８と、参照信号生成部９６とを含む。検波部６８により第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２のｃｏｓ成分（Ｑ成分）とｓｉｎ成分（Ｉ成分）とが取り出される。ここで、参照信号９６から、位相シフト回路９８により、参照信号９６の同相成分（０゜）と直交成分（９０゜）の２つの信号が形成される。これらの信号は、それぞれｃｏｓ同期検波回路８８，９２とｓｉｎ同期検波回路９０，９４とに導入され、上述の同期検波が行われる。ｃｏｓ同期検波回路８８，９２およびｓｉｎ同期検波回路９０，９４は、入力された２つの信号の乗算を行って、得られた積を出力するデジタル乗算器である。

乗算された信号は、平均回路１２２，１２４，１２６，１２８（一種のローパスフィルタである。）により、不要な高周波成分が除去される。高周波成分が除去された信号が、ｃｏｓ同期検波出力であるＱ成分出力１３０，１３４と、ｓｉｎ同期検波出力であるＩ成分出力１３２，１３６である。ｃｏｓ同期検波回路８８とｓｉｎ同期検波回路９０と、平均回路１２２，１２４の動作を数式で説明する。以下では、回路の出力信号と、回路の参照符号を同一とする。例えば、同期検波回路８８の出力信号を出力信号８８と呼ぶ。
ローパスフィルタ８０の出力信号８０をAsin(ωt＋θ_A)、参照信号生成部９６の出力信号９６をBsin(ωt＋θ_B)とする。位相シフト回路９８の出力信号９８はBcos(ωt＋θ_B)である。
同期検波回路８８の出力信号８８は、Asin(ωt＋θ_A)・Bcos(ωt＋θ_B)
＝ 1/2AB・sin(ωt＋θ_A＋ωt＋θ_B)＋ 1/2AB・ sin(ωt＋θ_A－ωt－θ_B)
平均回路１２２によって上式のうちω(f)に関する項、1/2AB・sin(2ωt＋θ_A＋θ_B)が除去されるため、出力信号１２２は、
1/2AB・ sin(θ_A－θ_B)
参照信号９６の振幅・位相が一定であるとすれば、Cos参照信号である出力信号９８との位相情報、振幅情報が取り出せる。こうして、Ｑ：直交位相成分が検波により得られる。同期検波回路９０の出力信号９０は、
Asin(ωt＋θ_A)・Bsin(ωt＋θ_B)
＝ 1/2AB・cos(ωt＋θ_A＋ωt＋θ_B)＋ 1/2AB・ cos(ωt＋θ_A－ωt－θ_B)
平均回路１２４によって上式のうちω(f)に関する項、1/2AB・cos(ωt＋θ_A＋ωt＋θ_B)が除去されるため、出力信号１２２は、
1/2AB・ cos(θ_A－θ_B)
参照信号９６の振幅・位相が一定であるとすれば、Sin参照信号である出力信号９６との位相情報、振幅情報が取り出せる。こうして、Ｉ：同位相成分が検波により得られる。
Ｑ成分出力１３０，１３４と、Ｉ成分出力１３２，１３６に対して補正部８４により位相キャリブレーションが行われる。位相キャリブレーションの方法については後述する。

位相キャリブレーションにより得られた信号１４２，１４４、１４６，１４８に対して、従来と同一である演算回路３１１によりベクトル演算を行い、Ｑ成分出力１４２，１４６とＩ成分出力１４４、１４８とから、それぞれ第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２に対するインピーダンスＺの大きさ、（Ｑ^２＋Ｉ^２）^１／２、が得られる。また、演算回路３１１によりθ処理を行い、同様にＱ成分出力１４２，１４６とＩ成分出力１４４，１４８とから、それぞれ第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２に対する位相出力（θ ＝ｔａｎ^－１Ｑ／Ｉ）、が得られる。インピーダンスＺの大きさ、または位相出力等から、膜厚１５０を求めるための膜厚演算が行われる。演算回路３１１は、検波部６８が出力する信号１３０～１３４から膜厚を求める膜厚算出部である。

膜厚演算の方法は種々ある。例えばインピーダンスＺの大きさまたは位相出力等と、膜厚１５０との関係を表す式または表等のデータを事前に求めておく。インピーダンスＺの大きさまたは位相出力等が演算回路３１１内で演算された後に、演算回路３１１は、式または表等のデータから膜厚１５０を演算して膜厚１５０を求める。得られた膜厚１５０は、終点検出部２４０に出力される。終点検出部２４０は、得られた膜厚から研磨の終点を検出する。また膜厚は研磨装置制御部１４０に送られて研磨装置各部の制御に使用される。

図８に示す実施形態では、第２のデジタル信号６２（ダミー信号）は、研磨対象物１０２に生成される渦電流の影響が第１のデジタル信号５８よりも少ないことを利用して以下のような利用がされる。例えば、第２のデジタル信号６２が研磨中に変化したとき、その変化は励磁コイル４８が生成する励磁信号の温度シフトに起因すると考えられる。そこで、励磁信号に対する自動利得制御（AGC）に第２のデジタル信号６２を利用する。また、研磨開始前の温度が上昇していないときに、第１のデジタル信号５８の出力と第２のデジタル信号６２の出力の差が、過去の研磨開始前の出力の差と比較して変化しているときは、研磨対象物１０２までの距離(パッド厚)が変化していると考えられる。従って、第２のデジタル信号６２を利用してパッド厚さのモニタが可能であり、必要なときは、パッドの交換などを行う。

次に、図８とは異なる第２のデジタル信号６２の利用方法について図９により説明する。図９の実施形態では、集積回路１５２は、図８の実施形態の集積回路６６と同様に第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２を入力される。しかし図８と異なって、図９の実施形態では、図９（ｂ）に示すように第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信
号６２の差分１５４を取る。これにより研磨対象物１０２の影響による信号の変化分のみを取り出すことができる。変化分以外の一定である成分はダイナミックレンジを無駄に消費している余計な成分である。

変化分の検出方法について説明する。第１のデジタル信号５８（検出信号）は、図９（ｂ）に示すように、研磨対象物１０２があるときの信号１５６と、研磨対象物１０２がないときの信号１５８が異なる。一方、第２のデジタル信号６２（ダミー信号）は、図９（ｂ）に示すように、研磨対象物１０２があるときと、無いときでほぼ変化が無い。従って、研磨対象物１０２の影響を受けない第２のデジタル信号６２と、研磨対象物１０２の影響を受ける第１のデジタル信号５８の差分を取ると、変化分が検出できる。図９（ａ）に示す集積回路１５２（差分部）は、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２が入力されると、最初に第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２の差を求める。次に差に対して集積回路１５２は、図８に示すローパスフィルタ８０、同期検波回路８８、９０、平均回路１２２、１２４、補正部８４による処理と同様の処理を行う。集積回路１５２は、得られたＱ成分出力１４２、Ｉ成分出力１４４に対して、図８に関して説明した演算回路３１１が行う演算と同様の処理を実施して、膜厚１５０を算出する。

図９（ｂ）では、図９（ｃ）に示す渦電流センサ２１０を用いる。この渦電流センサ２１０において、励磁コイル４８から見て、研磨対象物１０２側に検出コイル３４があり、研磨対象物１０２と反対側にダミーコイル３６がある。すなわち検出コイル３４とダミーコイル３６との間に励磁コイル４８がある。

渦電流センサは、図１０（ｂ）に示す構成でもよい。図１０（ｂ）に示すように渦電流センサ１６２において、励磁コイル４８（第１の検出コイル）から見て、研磨対象物１０２側に検出コイル３４があり、検出コイル３４と励磁コイル４８との間に第２の検出コイル１６４がある。渦電流センサ１６２はダミーコイル３６を有しない。すなわち、図９（ａ）において、ダミーコイル３６の代わりに第２の検出コイル１６４があり、第２の検出コイル１６４が出力する第３のアナログ信号１７２が図９（ａ）に示すように増幅器７２、ローパスフィルタ５６、変換器６４（第３の変換部）によって同様に処理されて第３のデジタル信号１７４に変換される。第３のデジタル信号１７４は集積回路１６６（検波部）に入力されて、検波される。

図１０の実施形態では、集積回路１６６は、第１のデジタル信号５８と第３のデジタル信号１７４を入力される。図１０の実施形態では、図１０（ａ）に示すように第１のデジタル信号５８と第３のデジタル信号１７４の加算が集積回路１６６（加算部）で行われる。これにより研磨対象物１０２の影響による渦電流の変化分を２個の検出コイル３４，１６４で取り出し、これらを加算して全体的な検出信号のレベルを上げる。

加算の効果について図１０（ａ）により説明する。第１のデジタル信号５８は、図１０（ａ）に示すように、研磨対象物１０２があるときの信号１５６と、研磨対象物１０２がないときの信号１５８は異なる。同様に第３のデジタル信号１７４も図１０（ａ）に示すように、研磨対象物１０２があるときの信号１７６と、研磨対象物１０２がないときの信号１７８は異なる。第１のデジタル信号５８と第３のデジタル信号１７４を加算すると、研磨対象物１０２があるときの信号１５６、１７６と、研磨対象物１０２がないときの信号１５８、１７８との変化分（差）が加算された信号１８０が得られる。

図９（ａ）に示す集積回路１６６（加算部）は、第１のデジタル信号５８と第３のデジタル信号１７４が入力されると、最初に第１のデジタル信号５８と第３のデジタル信号１７４を加算して、これらの和を求める。次に和に対して、図８に示すローパスフィルタ８０、同期検波回路８８、９０、平均回路１２２、１２４、補正部８４による処理と同様の
処理を行う。得られたＱ成分出力１４２、Ｉ成分出力１４４に対して、図８に関して説明した演算回路３１１が行う演算と同様の処理を実施して、膜厚１５０を算出する。

次に、図１１により、別の実施形態について説明する。図１１の実施形態では、集積回路６６はブリッジ演算回路１８２を有する。ブリッジ演算回路１８２は、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２との間で位相調整および／または振幅調整を行う調整部１８４を有する。調整部１８４は、抵抗ブリッジ回路４０と同様に、校正時（膜厚が０である等のとき）に、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２の位相および／または振幅が同じになるように、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２との間で位相調整処理や振幅調整処理を行う。

位相調整や振幅調整処理は例えば、研磨前の校正時に行う。位相調整は、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２の位相差を検出して、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２のうちの少なくとも１つの位相を、検出した位相差に相当する分ずらして位相差を０にすることにより行われる。位相差は、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２に対して、既述の同期検波回路８８と平均回路１２２と同様の回路を用いて、乗算して、得られた積を平均回路で処理することにより得られる。第１のデジタル信号５８をAsin(ωt＋θ_A)とし、第２のデジタル信号６２をBsin(ωt＋θ_B)とすると、積は、Asin(ωt＋θ_A)・Bsin(ωt＋θ_B)である。

このとき平均回路の出力は、1/2AB・ sin(θ_A－θ_B)である。平均回路の出力が1/2AB・ sin(θ_A－θ_B)である場合、位相差として、逆三角関数を用いてθ_A－θ_B が得られる。振幅調整処理は例えば、位相調整の前または後に第１のデジタル信号５８の振幅の最大値Aに対する第２のデジタル信号６２の振幅の最大値Bの比B/Aを求めて、得られた比の逆数A/Bを第２のデジタル信号６２(Bsin(ωt＋θ_B))に乗算すればよい。

ブリッジ演算回路１８２は、調整部１８４が出力する第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２の差を求める差分部１８６を有する。得られた差分１８８は増幅器１９０に入力されて増幅される。増幅器１９０を設けた理由は、差分１８８は、振幅が小さい信号であるためである。ブリッジ演算回路１８２は、既述のアナログ回路である抵抗ブリッジ回路４０と同様の機能を有する。図９に示す差分演算と、図１１に示すブリッジ演算との違いは、ブリッジ演算では、調整部１８４を設けて位相調整および／または振幅調整を行う点である。単に差分を求める方式よりもブリッジ演算の方が、信号の変化分をより正確に、かつ、より大きく検出することができる。

増幅器１９０の出力信号は、図８に示すローパスフィルタ８０、同期検波回路８８、９０、平均回路１２２、１２４、補正部８４による処理と同様の処理を行う。得られたＱ成分出力１４２、Ｉ成分出力１４４に対して、図８に関して説明した演算回路３１１が行う演算と同様の処理を実施して、膜厚１５０を算出する。ブリッジ演算回路１８２を設けたメリットとしては、渦電流センサ２１０が検出した出力信号の変化量をより多く取れる、すなわちダイナミックレンジが向上することがある。ブリッジ演算回路１８２が無い場合、図１１に示す信号１５８（第１のデジタル信号５８）の振幅の大きさ自体がデジタル処理のフルレンジを制限してしまう。一方、ブリッジ演算回路１８２がある場合、変化量である差分１８８（図１１に示す信号１９２）のみを取り出して増幅することで、最大変化量をフルレンジに等しくすることができる。すなわち、ダイナミックレンジを有効に使うことができる。これにより分解能が向上する。

この点を数値例で示す。集積回路６６が処理できる振幅の最大値が６５５３６（１６ｂｉｔ）であって、第１のデジタル信号５８の変化量が５００である場合、
ブリッジ演算回路１８２が無いときは、振幅が６５５３６に制限されて、変化量は６５５
３６内の５００である。
ブリッジ演算回路１８２が有るときは、変化量の５００を取り出して増幅することで、変化量の５００を６５５３６まで広げられる。従って、概算として理論的には分解能が６５５３６／５００＝約１３１倍に拡大する。

次に図１２により、図８に示す補正部８４、８６が行う位相キャリブレーションについて説明する。補正部８４と補正部８６は同一の機能を有するため、図８，１２により補正部８４についてのみ説明する。集積回路６６が有する補正部８４は、第１のデジタル信号５８と参照信号９６との位相差Θｉに応じた補正を、同期検波回路８８、９０の同期検波により得られたインピーダンスＱ、Ｉに対して行う。２つの直交座標軸１９４，１９６を有する座標系の各軸に、インピーダンスの抵抗成分Ｉとリアクタンス成分Ｑをそれぞれ対応させたインピーダンス平面２０６において、位相差Θｉは、基準状態において得られたインピーダンスの位相角度Θｉに対応する。

位相差Θｉについて説明する。既述のように変換器６０の８倍サンプリングにより取り込んだデータに対して、集積回路６６内の参照信号９６との間で位相検波演算を、同期検波回路８８、９０を用いて行い、Ｉ値、Ｑ値を算出する。しかし、入力された第１のデジタル信号５８と参照信号９６は通常、位相がずれている。位相のずれは、研磨装置１００の電源を入れた直後の渦電流センサ２１０による検出を行っていない状態（すなわち基準状態）において決定され、その後、電源をオフにするまで一定である。研磨装置１００の電源を入れた直後、すなわち基準状態における位相差Θｉを図１２に示す。図１２において位相差Θｉは、研磨装置１００の電源をオンにするごとに、０度から３６０度の間の任意の値を取りうる。

基準状態は、研磨装置１００の電源を入れた直後の渦電流センサ２１０による検出を行っていない状態に限られない。基準状態は、膜厚が０である状態、研磨対象物１０２が研磨テーブル１１０の外部にある状態、膜厚が既知のある一定値である状態、渦電流センサ２１０の校正を実施している状態等のように、渦電流センサ２１０の出力値の基準を得ることができる状態を意味する。

位相差Θｉは、研磨装置１００の電源を入れる毎に変化する。位相差を補正しない場合、インピーダンスと膜厚の関係や、得られた膜厚に基づいた制御が不可能になる。そのため、位相差Θｉの無い状態、すなわち位相差Θｉを同じにする必要がある。そのため、第１のデジタル信号５８と参照信号９６との位相関係を下記の方法で校正する。基準状態において第１のデジタル信号５８を同期検波回路８８、９０によって検波した得られた結果が図１２の（Ｉｉ，Ｑｉ）であるとすると、位相差Θｉは、インピーダンス平面２０６において（Ｉｉ，Ｑｉ）を示す点２０８の位相角度Θｉである。基準状態は通常、研磨開始前の渦電流センサ２１０の校正時であるが、基準状態を研磨中に設けて、位相差Θｉの検出を行ってもよい。

基準状態で得られた位相角Θｉを補正部８４内に保持する。研磨中に渦電流センサ２１０による測定値を同期検波回路８８、９０によって処理して、インピーダンスのＱ成分出力１３０とＩ成分出力１３２としてｉと、ｑが得られたとする。補正部８４は、インピーダンス平面２０６において座標（ｉ、ｑ）に対応する点２１２を、インピーダンス平面２０６上で時計方向に（所定の方向に）位相角度Θｉに応じて回転させた点２１４に対応する座標（Ｉ，Ｑ）を補正後のインピーダンス（Ｉ，Ｑ）として出力する。座標（ｉ、ｑ）から座標（Ｉ，Ｑ）を求める演算は、回転行列処理であり、具体的な回転行列の演算は下式による。
Ｉ＝ｉｃｏｓ（－Θｉ）－ｑｓｉｎ（－Θｉ）
Ｑ＝ｉｓｉｎ（－Θｉ）＋ｑｃｏｓ（－Θｉ）
この補正は、研磨装置１００の電源をオンにするごとに、位相差Θｉを同じにするために、位相差Θｉを０（ゼロ）にすることに相当する。なお、研磨装置１００の電源をオンにするごとに位相差Θｉを同じにすることが、補正部８４の目的であるため、位相差Θｉを０（ゼロ）以外の他の位相差、例えば９０度、１８０度、２７０度にしてもよい。また、所定の方向は時計方向に限られない。所定の方向は反時計方向でもよい。反時計方向に回転させても、位相差Θｉを同じにすることができるからである。

既述のように、位相差Θｉの無い状態、すなわち位相差Θｉを同じにする必要がある。そのため、第１のデジタル信号５８と参照信号９６との位相関係を修正する別の方法を図１３，１４により説明する。図１３は、位相関係を修正する別の方法を説明する図である。図１４は、図７と図８を同一図面に表示したものである。ただし図１４では、クロック回路２２２を追加してある。本方法では、デジタル位相検波演算で使用する既述の参照信号９６を、位相が４５ｄｅｇずつ異なる０ｅｇ～３１５ｄｅｇの８個、テーブル形式のデータとして用意する。８個それぞれと、ローパスフィルタ８０の出力信号８０との間で同期検波回路８８、９０、平均回路１２２、１２４において位相検波演算を行い、８個のＩ値、Ｑ値を得る。次に８個の角度Ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）を算出する。

得られた８個の角度Ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）が最も小さくなる点を参照信号９６の位相０点に決定する。このように処理する理由は以下の通りである。図１４に示すように変換器６０、６４の８倍オーバーサンプリングにより取り込んだ第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２を、集積回路６６内の参照信号９６と位相検波演算を行うことにより、Ｉ値、Ｑ値を算出する。しかし、第１のデジタル信号５８と第２のデジタル信号６２と参照信号９６との間の初期の、すなわち電源オン時の位相差により、Ｉ－Ｑ平面上での初期位置が不特定である。図１３、１４によりこれを説明する。

研磨装置１００が起動すると、クロック回路２２２（図１４参照）からのクロック信号２２２と、ローパスフィルタ５４が出力する検出信号５４は、直ちに出力される。一方、参照信号９６を作るまでには時間を要し、参照信号９６は、クロック信号２２２と検出信号５４に対しては時間的遅延がある。８倍オーバーサンプリングのため検出信号５４と参照信号９６との間の位相関係に４５ｄｅｇずつ８ポイント（図１２に示す８個の点２１８）のランダムな位相のずれが生じてしまう。この結果、電源をオンにするごとに、膜厚を計算するための初期位置（位相差、座標基準点と呼んでもよい。）が変化する。図１２では位相差を正確に求めて、回転行列演算を行う。しかし回転行列演算は演算に時間を要する。図１３では、位相差を、４５ｄｅｇずつ異なる０ｅｇ～３１５ｄｅｇの８個のうちのいずれかに近似するといってよい。これにより演算の負担を軽減する。

検出信号処理装置２２０の同期検波回路８８、９６と、平均回路１２２と、補正部８４は、第１のデジタル信号５８と参照信号９６との位相差を基準状態において既述のようにして検出可能である。補正部８４は、８個のＩ値、Ｑ値を得るごとに１個ずつ、計８個の角度Ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）を算出する。得られた８個の角度Ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）のうち、角度が最も小さくなる参照信号９６を決定する。決定した参照信号９６に関するデータ２２４を参照信号生成部９６に出力する。参照信号９６を生成する参照信号生成部９６はデータ２２４を入力されて、位相が互いに異なる８個の参照信号９６のうちの少なくとも１つを基準状態以外のときに出力可能な信号出力部である。なお、参照信号生成部９６は基準状態において位相差を検出するために、位相が互いに異なる８個（４５ｄｅｇずつ異なる０ｅｇ～３１５ｄｅｇの８個）の参照信号９６を順次、出力する。第１のデジタル信号５８と参照信号９６との位相差を検出可能な位相差検出部は、同期検波回路８８、９６と、平均回路１２２と、補正部８４から構成される。参照信号生成部９６は、位相差検出部が基準状態において検出した位相差に基づいて、第１のデジタル信号５８と、参照信号生成部９６が出力する参照信号９６との位相差が最小となるように、複数の前記照信
号９６のうちの１つを出力する。すなわち参照信号生成部９６は、複数の参照信号９６のうち参照信号９６との位相差が最小となる参照信号９６を基準状態以外のときに出力可能である信号出力部である。参照信号生成部９６は基準状態以外のときに、複数の参照信号９６のうちの２個以上を出力してもよい。例えば、位相差が最小となる上述の参照信号９６と、この参照信号９６に対して９０度位相が進んだ参照信号９６又は９０度位相が遅れた参照信号９６とを出力してもよい。９０度位相が進んだ参照信号９６又は９０度位相が遅れた参照信号９６を出力する場合、位相シフト回路９８を不要とすることができる。

次に、従来の図６に示す装置の処理フローと、図７，８に示す実施形態の処理フローとの比較を図１５により示す。図１５（ａ）は従来の処理フローである。最初に、検出コイル３４とダミーコイル３６で信号１２８、１３０を検出する（Ｓ１０）。次に、抵抗ブリッジ回路４０により、金属を有する研磨対象物１０２が渦電流センサ２１０に近接していない状態における検出信号１２８とダミー信号１３１の重ね合わせ（差分）が0となるようにバランス調整する（Ｓ１２）。その後、研磨が始まると、検出信号１２８とダミー信号１３１を高周波アンプ３０３で増幅する（Ｓ１４）。次に、同期検波回路３０５、３０６による同相成分と直交位相成分の切り出し（検出）を行う（Ｓ１６）。検出結果をローパスフィルタ３０７、３０８により直流に変換する（Ｓ１８）。

次に、直流を演算回路３１１に入力し、ここで初めてアナログ信号がデジタル信号にデジタル変換される（Ｓ２０）。ＱＩ測定値を上位機器である終点検出部２４０へ送信する（Ｓ２２）。終点検出部２４０は、校正段階におけるＱＩ測定値と膜厚との関係を表す補正値が取得済みであるかどうか、すなわち校正が終了しているかどうかを判断する（Ｓ２４）。校正済みでないときはＳ２６を実行する。Ｓ２６では、校正ウェハによる校正を行い、膜厚が0であるときのＱＩ値が一定値になるような調整も行う。この調整は、ソフトウェア上の利得調整といってもよい。その後Ｓ１０に戻る（Ｓ２６）。Ｓ２４において校正済みであるときは、Ｓ２８を実行する。Ｓ２８では、演算回路３１１がＱＩ値を補正した後に、演算回路３１１が膜厚等を算出し、終点検出部２４０にＱ，Ｉ，Ｚ，Θ等を出力する。Ｑ，Ｉ，Ｚ，Θにより終点検出部２４０は研磨の終点を検出する。検出方法は、研磨対象物１０２の膜種による（Ｓ３０）。

次に、図７，８に示す実施形態の処理フローを図１５（ｂ）により説明する。最初に、検出コイル３４とダミーコイル３６で信号５４、５６を検出する（Ｓ５０）。次に変換器６０、６４によりアナログ信号をデジタル信号にデジタル変換する（Ｓ５２）。同期検波回路８８～９４による同相成分と直交位相成分の切り出し（検出）を行う。この段階で検出信号とダミー信号の既述の差分演算やブリッジ演算を含むこともできる（Ｓ１６）。検出結果をローパスフィルタ８０，８２により、正弦波成分のような振動成分を含まない直流に変換する（Ｓ５６）。

次に補正部８４で位相キャリブレーションのための補正値（初期位相差、すなわち参照信号９６との位相差）を取得済みであるかどうかを判断する（Ｓ５８）。校正済みでないときはＳ６０を実行する。Ｓ６０では、校正ウェハによる校正を行い図１２に示す初期座標（初期位相差）を取得する、または図１３に示す参照信号９６の位相を決定する（Ｓ６０）。次に、決定された補正値を用いて位相キャリブレーションを行う。（Ｓ６２）

ＱＩ測定値を上位機器である終点検出部２４０へ送信する（Ｓ６４）。終点検出部２４０は、校正段階におけるＱＩ測定値と膜厚との関係を表す補正値が取得済みであるかどうかを判断する（Ｓ６６）。校正済みでないときはＳ６８を実行する。Ｓ６８では、校正ウェハによる校正を行い、膜厚が0であるときのＱＩ値が一定値になるように調整する。これは、ソフトウェア上の利得調整といってもよい。その後Ｓ５０に戻る（Ｓ６８）。Ｓ６６において校正済みであるときはＳ７０を実行する。Ｓ７０では、演算回路３１１がＱＩ
値を補正した後に、演算回路３１１が膜厚等を算出し、終点検出部２４０にＱ，Ｉ，Ｚ，Θ等を出力する。Ｑ，Ｉ，Ｚ，Θにより終点検出部２４０は研磨の終点を検出する。検出方法は、研磨対象物１０２の膜種による（Ｓ７２）。

図１５（ａ）と図１５（ｂ）を比較すると、従来は、デジタル信号への変換（Ｓ２０）は、抵抗ブリッジ回路４０による調整（Ｓ１２）と、同期検波回路３０５、３０６による同相成分と直交位相成分の検出（Ｓ１６）後である。一方、本願の実施形態では、デジタル信号への変換（Ｓ５２）は、抵抗ブリッジ回路４０による調整に相当する処理や検波処理を行うステップ（Ｓ５４）を行う前に実施される。本願の実施形態では、デジタル信号への変換（Ｓ５２）は、可能な限り早い段階で実施されている。

次に、図１に示す終点検出部２４０と研磨装置制御部１４０について説明する。終点検出部２４０は、検出信号処理装置２２０により得られた膜厚１５０を受信する。終点検出部２４０は、膜厚１５０の変化に基づいて研磨の終点を監視する。終点検出部２４０は、膜厚１５０が所定値に達したことにより、研磨の終点を検出することができる。

終点検出部２４０は、研磨装置１００に関する各種制御を行う研磨装置制御部１４０と接続されている。終点検出部２４０は、膜厚１５０に基づいて研磨対象物１０２の研磨終点を検出すると、その旨を示す信号を研磨装置制御部１４０へ出力する。研磨装置制御部１４０は、終点検出部２４０から研磨終点を示す信号を受信すると、研磨装置１００による研磨を終了させる。

なお本発明の実施形態の動作は、以下のソフトおよび／またはシステムを用いて行うことも可能である。例えば、システム（研磨装置１００）は、全体を制御するメインコントローラ（研磨装置制御部１４０）と、各部（駆動部１１２、１１８、保持部１１６、検出信号処理装置２２０）の動作をそれぞれ制御する複数のサブコントローラとを有する。メインコントローラおよびサブコントローラは、それぞれ、ＣＰＵ，メモリ、記録媒体と、各部を動作させるために記録媒体に格納されたソフトウェア（プログラム）を有する。

次に、研磨対象物１０２に渦電流を形成可能な励磁コイル４８と、研磨対象物１０２に形成される渦電流を検出可能な検出コイル３４と、渦電流を検出可能なダミーコイル３６とを有する渦電流センサ２１０の検出信号を処理する検出信号処理方法について図７により説明する。本方法は、検出コイル３４が出力する第１のアナログ信号５４を変換器６０によって第１のデジタル信号５８に変換する。ダミーコイル３６が出力する第２のアナログ信号５６を第２のデジタル信号６２に変換器６４によって変換する。第１のデジタル信号５８と、第２のデジタル信号６２とを検出信号処理装置２２０内の集積回路６６により検波する。

以上、本発明の実施形態の例について説明してきたが、上記した発明の実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明には、その均等物が含まれることはもちろんである。また、上述した課題の少なくとも一部を解決できる範囲、または、効果の少なくとも一部を奏する範囲において、特許請求の範囲および明細書に記載された各構成要素の任意の組み合わせ、または、省略が可能である。
以上説明したように、本発明は以下の形態を有する。
形態１
検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な第１の検出コイルと、前記渦電流を検出可能なダミーコイルおよび／または第２の検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、
前記第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号を第１のデジタル信号に変換する第１の変換部と、
前記ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号を第２のデジタル信号に変換する第２の変換部、および／または前記第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を第３のデジタル信号に変換する第３の変換部と、
前記第１のデジタル信号と、前記第２のデジタル信号および／または前記第３のデジタル信号とを検波するデジタル信号処理回路である検波部とを有することを特徴とする検出信号処理装置。
形態２
前記検波部は、参照信号を用いて同期検波を行って、得られたインピーダンスを出力し、
前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差に応じた補正を、前記同期検波により得られた前記インピーダンスに対して行うことが可能な補正部を有し、
２つの直交座標軸を有する座標系の各軸に、前記インピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分をそれぞれ対応させたインピーダンス平面において、前記位相差は、基準状態において得られた前記インピーダンスの位相角度に対応し、
前記補正部は、前記検波部によって得られた前記インピーダンスに対応する前記インピーダンス平面上の点を、前記インピーダンス平面上で所定の方向に前記位相角度に応じて回転させた点に対応するインピーダンスを補正後のインピーダンスとして出力することを特徴とする形態１記載の検出信号処理装置。
形態３
前記検波部は、参照信号を用いて同期検波を行い、
前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差を検出可能な位相差検出部と、位相が互いに異なる複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能な信号出力部とを有し、
前記信号出力部は、前記位相差検出部が検出した前記位相差に基づいて、複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能であることを特徴とする形態１記載の検出信号処理装置。
形態４
前記第１のアナログ信号と、前記第２のアナログ信号および／または前記第３のアナログ信号のうち少なくとも１つの信号は差動信号である、ことを特徴とする形態１ないし３のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
形態５
前記第１の変換部と、前記第２の変換部および／または前記第３の変換部のうち少なくとも１つはオーバーサンプリングを行うことを特徴とする形態１ないし４のいずれか１記載の検出信号処理装置。
形態６
ジッタが所定値以下である励磁信号を前記励磁コイルに供給可能である励磁部を有することを特徴とする形態１ないし５のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
形態７
前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の差を求める差分部を有することを特徴とする形態１ないし６のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
形態８
前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号との間で位相調整および／または振幅調整を行う調整部を有し、
前記差分部は、前記調整部が出力する前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の差を求めることを特徴とする形態７記載の検出信号処理装置。
形態９
前記第１のデジタル信号と前記第３のデジタル信号とを加算する加算部を有することを特徴とする形態１ないし６のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
形態１０
検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、
前記検出信号を検波する検波部であって、参照信号を用いて同期検波を行って、得られたインピーダンスを出力する検波部と、
前記出力信号と前記参照信号との位相差に応じた補正を、前記同期検波により得られた前記インピーダンスに対して行うことが可能な補正部とを有し、
２つの直交座標軸を有する座標系の各軸に、前記インピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分をそれぞれ対応させたインピーダンス平面において、前記位相差は、基準状態において得られた前記インピーダンスの位相角度に対応し、
前記補正部は、前記検波部によって得られた前記インピーダンスに対応する前記インピーダンス平面上の点を、前記インピーダンス平面上で所定の方向に前記位相角度に応じて回転させた点に対応するインピーダンスを補正後のインピーダンスとして出力することを特徴とする検出信号処理装置。
形態１１
検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、
前記検出信号を検波する検波部であって、参照信号を用いて同期検波を行う検波部と、
前記出力信号と前記参照信号との位相差を検出可能な位相差検出部と、
位相が互いに異なる複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能な信号出力部とを有し、
前記信号出力部は、前記位相差検出部が検出した前記位相差に基づいて、複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能であることを特徴とする検出信号処理装置。
形態１２
形態１ないし１１のいずれか１項に記載の検出信号処理装置を有する、前記検出対象物を研磨する研磨装置であって、前記研磨装置は、
前記検出対象物の研磨が可能な研磨部と、
前記検出対象物の膜厚を測定するために、前記検出対象物に前記渦電流を形成するとともに、形成された前記渦電流を検出可能な前記渦電流センサと、
前記検波部が出力する信号から前記膜厚を求める膜厚算出部とを有することを特徴とする研磨装置。
形態１３
検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な第１の検出コイルと、前記渦電流を検出可能なダミーコイルおよび／または第２の検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理方法であって、前記方法は、
前記第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号を第１のデジタル信号に変換し、
前記ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号を第２のデジタル信号に変換し、および／または前記第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を第３のデジタル信号に変換し、
前記第１のデジタル信号と、前記第２のデジタル信号および／または前記第３のデジタル信号とをデジタル信号処理回路により検波することを特徴とする検出信号処理方法。

３４…検出コイル
３６…ダミーコイル
４８…励磁コイル
５８…第１のデジタル信号
６０、６４…変換器
６２…第２のデジタル信号
６６…集積回路
６８…検波部
８４…補正部
８８、９０…同期検波回路
９６…参照信号
１００…研磨装置
１０２…研磨対象物
１５２…集積回路
１５４…差分
１６４…第２の検出コイル
１７４…第３のデジタル信号
１８２…ブリッジ演算回路
１８４…調整部
１８６…差分部
２０６…インピーダンス平面
２１０…渦電流センサ
２２０…検出信号処理装置
２６０…センサコイル
２６４…検波回路
３０５…同期検波回路
３０６…同期検波回路

Claims

検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な第１の検出コイルと、前記渦電流を検出可能なダミーコイルまたは第２の検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理装置であって、前記装置は、
前記第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号を第１のデジタル信号に変換する第１の変換部と、
前記ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号を第２のデジタル信号に変換する第２の変換部、または前記第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を第３のデジタル信号に変換する第３の変換部と、
前記第１のデジタル信号と、前記第２のデジタル信号または前記第３のデジタル信号とを検波するデジタル信号処理回路である検波部とを有し、
前記検波部は、参照信号を用いて同期検波を行って、得られたインピーダンスを出力し、
前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差に応じた補正を、前記同期検波により得られた前記インピーダンスに対して行うことが可能な補正部を有し、
２つの直交座標軸を有する座標系の各軸に、前記インピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分をそれぞれ対応させたインピーダンス平面において、前記位相差は、基準状態において得られた前記インピーダンスの位相角度に対応し、
前記補正部は、前記検波部によって得られた前記インピーダンスに対応する前記インピーダンス平面上の点を、前記インピーダンス平面上で所定の方向に前記位相角度に応じて回転させた点に対応するインピーダンスを補正後のインピーダンスとして出力する、
ことを特徴とする検出信号処理装置。
前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差を検出可能な位相差検出部と、位相が互いに異なる複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能な信号出力部とを有し、
前記信号出力部は、前記位相差検出部が検出した前記位相差に基づいて、複数の前記参照信号のうちの少なくとも１つを出力可能であることを特徴とする請求項１記載の検出信号処理装置。
前記第１の変換部と、前記第２の変換部または前記第３の変換部とのうち少なくとも１つはオーバーサンプリングを行うことを特徴とする請求項１または２に記載の検出信号処理装置。
ジッタが所定値以下である励磁信号を前記励磁コイルに供給可能である励磁部を有することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の差を求める差分部を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
前記装置は、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号との間で位相調整および／または振幅調整を行う調整部を有し、
前記差分部は、前記調整部が出力する前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号の差を求めることを特徴とする請求項５記載の検出信号処理装置。
前記第１のデジタル信号と前記第３のデジタル信号とを加算する加算部を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の検出信号処理装置。
請求項１ないし７のいずれか１項に記載の検出信号処理装置を有する、前記検出対象物を研磨する研磨装置であって、前記研磨装置は、
前記検出対象物の研磨が可能な研磨部と、
前記検出対象物の膜厚を測定するために、前記検出対象物に前記渦電流を形成するとともに、形成された前記渦電流を検出可能な前記渦電流センサと、
前記検波部が出力する信号から前記膜厚を求める膜厚算出部とを有することを特徴とする研磨装置。
前記第１のアナログ信号と、前記第２のアナログ信号または前記第３のアナログ信号とのうち少なくとも１つの信号は差動信号である、ことを特徴とする請求項８に記載の研磨装置。
検出対象物に渦電流を形成可能な励磁コイルと、前記検出対象物に形成される前記渦電流を検出可能な第１の検出コイルと、前記渦電流を検出可能なダミーコイルまたは第２の検出コイルとを有する渦電流センサの検出信号を処理する検出信号処理方法であって、前記方法は、
前記第１の検出コイルが出力する第１のアナログ信号を第１のデジタル信号に変換し、
前記ダミーコイルが出力する第２のアナログ信号を第２のデジタル信号に変換し、または前記第２の検出コイルが出力する第３のアナログ信号を第３のデジタル信号に変換し、
前記第１のデジタル信号と、前記第２のデジタル信号または前記第３のデジタル信号とをデジタル信号処理回路により検波し、
前記検波は、参照信号を用いて同期検波を行って、得られたインピーダンスを出力し、
前記第１のデジタル信号と前記参照信号との位相差に応じた補正を、前記同期検波により得られた前記インピーダンスに対して行い、
２つの直交座標軸を有する座標系の各軸に、前記インピーダンスの抵抗成分とリアクタンス成分をそれぞれ対応させたインピーダンス平面において、前記位相差は、基準状態において得られた前記インピーダンスの位相角度に対応し、
前記補正は、前記検波によって得られた前記インピーダンスに対応する前記インピーダ
ンス平面上の点を、前記インピーダンス平面上で所定の方向に前記位相角度に応じて回転させた点に対応するインピーダンスを補正後のインピーダンスとして出力する、
ことを特徴とする検出信号処理方法。