JP7541270B2 - 光変調回路およびデジタル信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、光ファイバ通信に用いる光変調回路および信号処理方法に関する。

スマートフォンの広い普及に代表されるように、インターネットのトラフィックは日々増え続け、光ファイバ通信や無線通信、有線電気通信等では、大容量化・高機能化が求められている。システムの大容量化・高機能化のための要素技術として、効率的なネットワーク構成、高度なデジタル変復調システムや、高速動作可能な光・電子デバイスなどの開発が続いている。例えば通信装置の送信側回路に着目すると、デジタル信号処理に特化したプロセッサであるデジタル信号処理回路（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）を用いた信号処理技術の検討が盛んに行われている。ＤＳＰによって、高度な多値変調や波形整形などの処理をデジタル信号レベルで行うことができる。

ＤＳＰを利用したデジタル信号処理技術の導入にあたっては、ＤＳＰにより生成されるデジタル信号を最終的な高速アナログ信号に変換する、高速動作可能なデジタル－アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital-to-Analog Converter）が不可欠である。しかしながら、現行のＣＭＯＳプラットフォームを用いて作製されたＤＡＣでは、そのアナログ出力帯域が３０～４０ＧＨｚ程度と不十分である。ＤＡＣの帯域不足は、さらに通信システムの大容量化を実現するにあたってのボトルネックの１つとなっていた。ＤＡＣの帯域不足を解決する技術として、非特許文献１では、光タイムインターリービング機能を有する光変調回路が提案されている。

図１は、光タイムインターリービング機能を有する光変調回路の構成を示す図である。光変調回路１００は、光セレクタ１９０、位相調整部１５１、ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２、出力側カプラ１２０を集積したものである。光セレクタ１９０は、入力光１０１を２分岐する入力側カプラ１１０、差動光位相変調部１３０、位相調整部１５０、および２×２カプラ１８０からなる。入力側カプラ１１０で２分岐された入力光１０１は、差動光位相変調部１３０の２つのアーム導波路においてその位相を差動変調される。位相調整部１５０は、２つのアーム導波路間の相対光位相をＱｕａｄ点に調整する。差動光位相変調部１３０は、周期信号源１４０から送られる周期信号によって駆動されることで、後段側の２つのＩＱ変調部１６１－１、１６１－２に交互に光パルスを送出する。

光セレクタ１９０と、ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２との間には、光セレクタ１９０から交互に送られる光パルス列の光位相を揃えるための位相調整部１５１が設けられる。ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２からの出力は出力側カプラ１２０により合波され、光変調回路１００の出力信号１０２として送出される。

図１の光変調回路１００では、光セレクタ１９０からの交互光パルス列を、２つのＩＱ変調部１６１－１、１６１－２で別々に変調する光タイムインターリービング動作が行われる。光タイムインターリービングにより、ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２を単体で用いた場合に比べ、大容量の情報を送信することができる。例えば、光セレクタ１９０を周波数Ｂで駆動し、ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２をそれぞれシンボルレートＢのシングルキャリア信号で変調する。光セレクタ１９０からの各光パルス列と、ＩＱ変調部への変調シンボルのタイミングを合わせれば、シンボルレート２Ｂのシングルキャリア信号を生成できる。

光変調回路１００で変調された光信号１０２を、受信器側において受信したシンボルを交互に振り分けることで、ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２で変調された信号を分離することができる。光タイムインターリーブされた光信号のスペクトルは、元の光信号のスペクトルに対し約２倍の帯域を持つため、光タイムインターリービングは帯域を約２倍に拡張し、大容量化を実現する技術と捉えることもできる。

上述のように、光変調回路１００は約２倍の帯域拡張機能を提供するが、２つのＩＱ変調部を単純に独立した信号で駆動するだけでは、光変調回路１００の出力として得られる変調光信号の波形を任意に制御できない。非特許文献１では、光変調回路１００とデジタルスペクトル折り畳みを併用した光送信器を用いることで、拡張された帯域における任意波形の生成を可能にしている。

非特許文献１におけるデジタルスペクトル折り畳みは、特許文献１に開示されたアナログマルチプレクサを用いた信号生成装置における信号処理と同等である。特許文献１の信号生成装置では、サブＤＡＣのアナログ帯域の約２倍までの帯域で任意の波形を持つ信号を生成することができる。図１の光変調回路１００における光セレクタ１９０の機能は、特許文献１の信号生成装置におけるアナログマルチプレクサの機能に相当する。このため、図１のＩＱ変調部１６１－１、１６１－２の駆動信号の生成にデジタルスペクトル折り畳みを用いることで、ＩＱ変調部１６１－１、１６１－２を単体で用いた場合と比べ、約２倍までの帯域で、任意の波形を持つ光信号を生成することができる。

国際公開第２０１７／０３３４４６号

H. Yamazaki et al., "Extension of Transmitter Bandwidth Using Optical Time-Interleaving Modulator and Digital Spectral Weaver," J. Lightw. Technol., vol. 39, no 4, pp. 1132-1137, Feb. 2021

しかしながら、従来技術の光タイムインターリーブ光変調器は、光回路構成が複雑であるという課題があった。光送信器などの装置の小型化および低光損失化の観点からは、光回路の構成要素はできるだけ少なくすることが望ましい。

本発明はこのような問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、従来技術より簡素化された光回路構成でより広い帯域の光変調回路を提供することにある。

本発明の１つの態様は、入力光を分岐する入力側カプラと、前記入力側カプラから分岐された第１の光路および第２の光路を結合する出力側カプラと、前記第１の光路および前記第２の光路の各光波の位相を、周波数ｆｃの周期信号で変調する差動光位相変調部と、前記第１の光路に配置された第１のＩＱ変調部および前記第２の光路に配置された第２のＩＱ変調部とを備えた光変調回路である。

本発明の別の実施態様は、入力光を分岐する入力側カプラと、前記入力側カプラからの各光波の位相を、周波数ｆｃの周期信号で差動変調する差動光位相変調部と、前記差動光位相変調部の第１の変調光波を分岐する第１のカプラと、前記差動光位相変調部の第２の変調光波を分岐する第２のカプラと、前記第１のカプラからの一方の分岐光および前記第２のカプラからの一方の分岐光が入力される第１のサブ光変調回路と、前記第１のカプラからの他方の分岐光および前記第２のカプラからの他方の分岐光が入力される第２のサブ光変調回路と、前記第１のサブ光変調回路および前記第２のサブ光変調回路を結合する直交偏波結合器とを備えた光変調回路である。

本発明のもう１つの実施態様は、上述の光変調回路を含む光送信器からの送信信号を受信する受信器内で用いる信号処理方法であって、周波数軸上でキャリア周波数を中心に帯域幅が４ｆ_ｃ未満の受信複素信号を、概ね幅ｆ_ｃ毎に４つのバンドに分割するステップと、前記分割されたバンドのスペクトルをベースバンド（０～＋ｆ_ｃ）に周波数シフトした信号に対応する４つのデジタル分割信号を生成するステップと、前記差動光位相変調部の２つのアーム導波路に印可する駆動振幅（ｐｅａｋ－ｔｏ－ｐｅａｋ）を半波長電圧で割った値にπ／４を乗じた値をαとし、Ｊ_ｎをｎ次第一種ベッセル関数とし、前記４つのデジタル分割信号のスペクトルを低周波数側からＺ_Ｈ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ＋（ｆ）、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）としたとき、１つのＩＱ変調部または１つのサブＩＱ変調部によって与えられた複素信号スペクトルＸ_１（ｆ）およびＸ_２（ｆ）を、次の３式に基づいて算出するステップとを備える信号処理方法である。

以上説明したように本発明によれば、従来技術と比べより簡素化された光回路構成で、従来技術と同じくＩＱ変調部を単体で用いる場合に比べ約２倍の帯域拡張を実現する。また、拡張された帯域において任意の波形生成を可能な光送信器を提供することもできる。

光タイムインターリービング機能を有する光変調回路を示す図である。 実施形態１の光変調回路の構成を模式的に示した図である。 実施形態１の光変調回路の出力光信号のスペクトルを示した図である。 受信光信号Ｚ（ｆ）を狭帯域に分解した成分間の関係を示した図である。 実施形態２の光変調回路の構成を模式的に示した図である。 実施形態３の光変調回路の構成を模式的に示した図である。 実施形態４の光変調回路の構成を模式的に示した図である。 実施形態５の光変調回路の構成を模式的に示した図である。

本開示の光変調回路は、従来技術と比べてより簡素化された光回路構成によって、ＩＱ変調部を単体で用いる場合に比べ約２倍の帯域拡張を実現する光変調回路を提供する。従来技術の光タイムインターリービング機能による光変調器と同等の帯域拡張を実現しながら、回路構成は簡略化されており、光変調回路全体小型化や低損失化や、設計および製造工程の要件を緩和可能であり、低コスト化を実現する。本開示の光変調回路における信号処理は、光変調回路において任意の光変調波形を生成する方法、または、この光変調回路により生成された変調光信号を復調する方法としての側面も持っている。いずれの方法も、光変調回路または受信回路に含まれるＩＱ変調部が単体で有している帯域の、概ね２倍に拡張された信号を処理できる。

本明細書の以下の説明において、ＤＡＣのアナログ帯域とは、ＤＡＣが特段大きな信号劣化なく出力可能なアナログ信号の上限周波数を指す。具体的には、ＤＡＣからの出力アナログ信号の強度がＤＣ近傍に比べ一定の値だけ減衰する周波数を、ＤＡＣのアナログ帯域とする場合が多い。ＤＡＣのアナログ帯域を定義する信号強度の減少量は、生成すべき信号のスペクトル形状や送受信装置の特性等に応じて任意に設定される。典型的には、ＤＣ近傍の信号強度に対して３～６ｄＢ程度の減少量、最大でも概ね２０ｄＢ程度の減少量を閾値として、ＤＡＣのアナログ帯域の定義に用いる。

また本明細書の以下の説明において、光変調回路を形成する材料としては、例えば電気光学（Electro-Optic：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有するＬｉＮｂＯ_３（ＬＮ）などの多元系酸化物結晶、ポッケルス効果および量子閉じ込めシュタルク効果（Quantum Confined Stark Effect：ＱＣＳＥ）による屈折率変調が可能なＧａＡｓ系やＩｎＰ系の化合物半導体を用いることができる。さらに、キャリアプラズマ効果による屈折率変調が可能なｐｎ接合を有するＳｉやＳｉＧｅ半導体や、クロモフォアなどのＥＯ効果を有するポリマなどを用いることもできる。以下の本開示の光変調回路は、その回路構成に新規な特徴を持っており、発明の効果は回路を形成する材料には依存しない。

以下、まず従来技術の光変調回路を簡素化した本開示の光変調回路の構成と、帯域幅を拡大するための畳み込み処理の原理について説明する。さらに、基本構成の光変調回路のバリエーションの形態を説明する。

[実施形態１]
図２は、実施形態１の光変調回路の構成を模式的に示した図である。光変調回路２００は、入力側カプラ２１０、差動光位相変調部２３０、位相調整部２５１、ＩＱ変調部２６１－１、２６１－２および出力側カプラ２２０を集積化したものである。光変調回路２００の全体構成は、図１に示した従来技術の光タイムインターリービング機能を有する光変調回路１００と概ね同じであるが、後述するように簡素化されている。図１の光変調回路の構成との相違点について、まず説明する。

入力側カプラ２１０で２分岐された入力光２０１は、差動光位相変調部２３０の２つのアーム導波路においてその位相を差動変調されるが、図１の従来技術の光変調回路とは異なり、周期信号源２４０が発する周波数ｆ_ｃの正弦波信号によって駆動される。図１の光タイムインターリービングによる光変調回路１００では、後段側の２つのＩＱ変調部に、交互のパルスが供給されていた。これに対して本開示の光変調回路２００の差動光位相変調部２３０では、内部の２本の光路に互いに逆符号の位相変調を与える。分岐された入力光２０１が正弦波信号により位相変調されるので、後段側の２つのＩＱ変調部２６１－１、２６１－２に、それぞれ、変調位相の極性が逆で一定強度を持つ連続光が供給される。差動光位相変調部２３０としては、一般的な光ＩＱ変調器の構成要素であるプッシュプル型マッハツェンダ変調器の位相変調アームと同じ構造を用いることができる。

光変調回路２００の全体を見ると、各ＩＱ変調部を含む２つの光路の光路長は同じである。すなわち、入力側カプラ２１０から、差動光位相変調部２３０、ＩＱ変調部２６１－１を経て、出力側カプラ２２０に至る光路と、入力側カプラ２１０から差動光位相変調部２３０、ＩＱ変調部２６２－２を経て出力側カプラ２２０に至る光路との間の光路長差はゼロとなる。後述するように、２つのＩＱ変調部が独立した情報信号２０３－１、２０３－２によって変調されることで、ＩＱ変調部の単体で可能な帯域幅の２倍の帯域の信号で変調できることになる。光変調回路２００は、１つの入力光２０１をキャリアとする、偏波多重機能を有しない単偏波変調回路である。

したがって本開示の光変調回路は、入力光２０１を分岐する入力側カプラ２１０と、前記入力側カプラから分岐された第１の光路および第２の光路を結合する出力側カプラ２２０と、前記第１の光路および前記第２の光路の各光波の位相を、周波数ｆ_ｃの周期信号で変調する差動光位相変調部２３０と、前記第１の光路に配置された第１のＩＱ変調部２６１－１および前記第２の光路に配置された第２のＩＱ変調部２６１－２とを備えた光変調回路として実施できる。

本実施形態では、前記差動光位相変調部からの位相変調された光波が、前記第１のＩＱ変調部および前記第２のＩＱ変調部に与えられる。

光変調回路２００は、図１に示した従来技術の光タイムインターリービング機能を有する光変調回路１００と比べると、２×２カプラ１８０および位相調整部１５０に相当する部分が省かれ、より簡素化された構成となっている。図１の従来技術の構成と比べて、集積化すべき回路要素を減らすことで、光変調回路全体の小型化や低損失化が可能となる。

例えば、図１における差動光位相変調部内の位相調整部１５０が不要になることで、位相調整のための制御点が１つ減るため、関連する配線や制御機構も簡単となる。光変調回路２００には、図１に示した従来技術の光変調回路における位相調整部１５１に相当する位相調整部２５１があり、上述の２つの光路の光位相を揃えるために設けられている。この２つの光路の光位相差の補償はＩＱ変調部を駆動する複素信号の位相を変えることによっても行うことができるので、位相調整部２５１を省くこともできる。従来技術の光変調回路１００の位相調整部１５１においても、同様に位相調整部１５１を省くこともできる。しかしながら従来技術の光変調回路１００で、位相調整部内にある位相調整部１５０は光セレクタ１９０から交互に光パルスを送出するために必須であって、省くことはできない。

また、本開示の光変調回路２００で２×２カプラ１８０が不要になることは、光回路の製造工程における精度を緩和できる点でメリットもある。一般に、２×２カプラは多モード干渉（ＭＭＩ）カプラや方向性結合器などの形で実現される。ＭＭＩカプラや方向性結合器の重要な性能パラメータである結合・分岐比は、波長依存性を持っており、また製造誤差に対しても敏感である。このため、広い波長帯域で動作するものを安定して製造するためには、高度な設計技術および製造技術が必要である。本実施形態の光変調器回路２００は２×２カプラが不要であるため、従来技術の光変調回路１００に比べて、設計および製造が容易であり、歩留まりの向上も期待できる。このように、本実施形態の光変調回路は、従来技術の構成と比べて一部の構成要素を省略して簡素化されており、光変調回路の全体小型化や低損失化や、設計および製造工程の条件緩和を実現できる。

本光変調回路２００では２×２カプラが省かれているため、差動光位相変調部２３０からＩＱ変調部２６１－１、２６１－２に送られるのは、周波数ｆ_ｃの正弦波信号で位相変調された強度一定の光波である。上述のように、従来技術の光変調回路１００では、２つのＩＱ変調部には、時間軸上で互い違いの光パルス列が供給される。したがって、光変調回路２００は、光タイムインターリービング機能そのものを提供するわけではない。しかしながら以下に詳しく説明する通り、光変調回路２００でも、変調位相の極性が逆で一定強度を持つ連続光と、スペクトル折り畳み演算によって、光タイムインターリービングと同様、帯域を約２倍に拡張できる。

ＩＱ変調部２６１－１、２６１－２は、それぞれ同相（Ｉ）成分と直交位相（Ｑ）成分に対応する２個のアナログ電気信号２０３－１、２０３－２によって駆動される。ＩＱ変調部２６１－１を駆動するアナログ電気信号のスペクトルをＸ_１Ｉ（ｆ）、Ｘ_１Ｑ（ｆ）、ＩＱ変調部２６１－２を駆動するアナログ電気信号のスペクトルをＸ_２Ｉ（ｆ）、Ｘ_２Ｑ（ｆ）とする。ＩＱ変調部２６１－１、２６１－２において、アナログ駆動信号による変調によって入力光波に対して与える変調信号のスペクトルＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）は、複素信号のスペクトルとして以下のように表すことができる。

最終的な光変調回路２００の出力光信号２０２のスペクトルを、光キャリア成分を省略した複素信号のスペクトルとして表し、Ｚ（ｆ）とする。差動光位相変調部２３０からＩＱ変調部２６１－１、２６１－２に送られる光波のスペクトルを、同様に光キャリア成分を省略した複素信号のスペクトルとして表し、それぞれＳ_１（ｆ）、Ｓ_２（ｆ）とする。ＩＱ変調部２６１－１からの出力複素信号のスペクトルは、Ｘ_１（ｆ）およびＳ_１（ｆ）の畳み込み、ＩＱ変調部２６１－２からの出力複素信号のスペクトルは、Ｘ_２（ｆ）およびＳ_２（ｆ）の畳み込みで表される。２つの畳み込み出力は出力側カプラ２２０で結合され、出力光信号２０２のスペクトルであるＺ（ｆ）は、次式で表される。

式（２）の光変調回路２００の出力光信号のスペクトルＺ（ｆ）において、演算記号＊は畳み込みを表す。上述のようにＳ_１（ｆ）、Ｓ_２（ｆ）は、周波数ｆ_ｃの正弦波信号によって駆動した場合の、差動光位相変調部２３０からの出力である。そのスペクトルは、光キャリア周波数、ｆ_ｃおよびその高調波の各成分（０、±ｆ_ｃ、±２ｆ_ｃ、±３ｆ_ｃ、…）を持つ。これらの周波数成分の内で、偶数次成分（０、±２ｆ_ｃ、…）の位相はＳ_１（ｆ）とＳ_２（ｆ）で同相であり、奇数次成分（±ｆ_ｃ、±３ｆ_ｃ、…）の位相はＳ_１（ｆ）とＳ_２（ｆ）で逆相（位相差π）になる。具体的には、差動光位相変調部の出力Ｓ_１（ｆ）およびＳ_２（ｆ）を以下の式で表すことができる。

式（３ａ）、式（３ｂ）において、Ｊ_ｋはｋ次の第一種ベッセル関数、δはディラックのデルタ関数である。またαは駆動振幅を表すパラメータである。差動光位相変調部２３０においてアーム間位相差πを与える電圧は半波長電圧Ｖ_πと呼ばれ、駆動正弦波の電圧振幅（ｐｅａｋ－ｔｏ－ｐｅａｋ）がＶ_ｐｐのとき、α＝πＶ_ｐｐ／（４Ｖ_π）である。例えば、アーム間位相差が－π～＋πになるような振幅で差動光位相変調部２３０を駆動するとき、α＝０．５πとなる。但し、上述のＶ_πやＶ_ｐｐの電圧値は、差動光位相変調部２３０が差動駆動の場合は差動電圧、すなわち両アーム間の電圧差で定義される。通常はα＝０．２π～１．０π程度の条件で駆動する。

式（２）、式（３ａ）および式（３ｂ）より、出力光信号２０２のスペクトルＺ（ｆ）として、次式が導かれる。

式（４）の第１項はＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の基本波成分、第２項はＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の±１次イメージ、第３項はＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の±２次イメージに相当する。上述の式（１）～（４）により、光変調回路２００の２つのＩＱ変調部への情報信号２０３－１、２０３－２、すなわち駆動信号Ｘ_１Ｉ（ｆ）、Ｘ_１Ｑ（ｆ）、Ｘ_２Ｉ（ｆ）、Ｘ_２Ｑ（ｆ）と、最終出力光信号Ｚ（ｆ）との関係が求められた。

図３は、式（４）で表される光変調回路２００からの出力光信号２０２のスペクトルを示した図である。図３において、周波数－ｆ_ｃ～＋ｆ_ｃの範囲に、式（４）の第１項のＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の基本波成分３００が示されている。周波数－２ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの範囲に、式（４）の第２項のＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の±１次イメージ成分３０１－１、３０１－２が示されている。周波数－３ｆ_ｃ～－ｆ_ｃ、＋ｆ_ｃ～＋３ｆ_ｃの範囲に、式（４）の第３項のＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の±２次イメージ成分３０２－１、３０２－２が示されている。

２つのＩＱ変調部への駆動信号Ｘ_１Ｉ（ｆ）、Ｘ_１Ｑ（ｆ）、Ｘ_２Ｉ（ｆ）、Ｘ_２Ｑ（ｆ）はベースバンドの実信号である。これらの実信号の帯域をＢとすると、図３のスペクトル３００に示したように、複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の帯域は、両側波帯を含めて２Ｂとなる。したがってＩＱ変調部２６１－１、２６１－２の一方を単体で用いた場合の出力光信号の帯域は２Ｂである。上述のようにＢは、ＩＱ変調部への駆動信号の帯域であって、駆動系の帯域特性、例えば駆動信号を生成するＤＡＣや、駆動信号を増幅するドライバアンプの帯域特性によって制限される。

本開示の光変調回路２００では、差動光位相変調部２３０の駆動周波数ｆ_ｃを、ＩＱ変調部への駆動信号（実信号）の帯域Ｂと同じ程度に設定する。ＩＱ変調部への駆動信号の帯域と、差動光位相変調部の駆動周波数ｆ_ｃを同程度に設定することで、最終出力光信号Ｚ（ｆ）は、周波数幅ｆ_ｃ毎にＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の基本波またはイメージが２つずつ重なり合った信号となる。図３を再び参照すれば、周波数－２ｆ_ｃ～－ｆ_ｃの帯域３１０ａでは、２つの－１次イメージと２つの－２次イメージが重なり合っている。周波数－ｆ_ｃ～０の帯域３１０ｂでは、２つの基本波と２つの－１次イメージが重なり合っている。同様に、周波数０～＋ｆ_ｃの帯域３１０ｃでは、２つの基本波と２つの＋１次イメージが、周波数＋ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの帯域３１０ｄでは、２つの＋１次イメージと２つの＋２次イメージが重なり合っている。

本開示の光変調回路２００では、Ｚ（ｆ）のスペクトルの内、周波数ゼロ（キャリア）を中心とする帯域４ｆ_ｃの成分、すなわち周波数－２ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの４Ｂの帯域３１０ａ～３１０ｄの成分を情報伝送に用いる。４Ｂの帯域は、ＩＱ変調部２６１－１、２６１－２を単体で用いた場合の出力光信号の帯域２Ｂの約２倍に相当している。帯域Ｂ（ＤＡＣの上限周波数に対応）の実信号が供給されるＩＱ変調部を２つ独立に使用して情報伝送を行うので、出力光信号Ｚ（ｆ）の内の帯域４Ｂのスペクトルを利用することで、損失無く同じ情報量の伝送ができるはずである。ただし、２つのＩＱ変調部に対して、単に独立の情報で変調して結合するだけでは、２つのＩＱ変調部からの光信号は混ざり合って、分離することができない。

光変調回路２００では、差動光位相変調部の駆動周波数ｆ_ｃをＩＱ変調部への駆動信号の帯域Ｂと同程度に設定し、受信側で適切な信号処理をすることで、従来技術の光タイムインターリービングと同様、Ｘ_１（ｆ）とＸ_２（ｆ）の情報を分離できる。２つのＩＱ変調部を並行して利用することで、帯域ＢのＤＡＣからの実信号によりＩＱ変調部で得られる複素スペクトル２Ｂと比べ、約２倍の帯域幅の情報の伝送を実現できる。本開示の光変調回路２００は、光タイムインターリービング機能同様に、ＤＡＣの帯域不足の問題を解決すると同時に、従来技術に比べてより簡素化した構成を実現する。以下、本開示の光変調回路２００の出力光信号Ｚ（ｆ）における周波数－２ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの成分から、変調信号の複素信号Ｘ_１（ｆ）およびＸ_２（ｆ）の情報を分離できることを示す。

まず受信した光信号Ｚ（ｆ）の４Ｂの帯域に対して、およそ－２ｆ_ｃ～－ｆ_ｃ（帯域３１０ａ）、－ｆ_ｃ～０（帯域３１０ｂ）、０～＋ｆ_ｃ（帯域３１０ｃ）、＋ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃ（帯域３１０ｄ）の周波数成分を、それぞれベースバンドに周波数シフトする。具体的には、－２ｆ_ｃ～－ｆ_ｃ（帯域３１０ａ）の成分については、Ｚ（ｆ）から切り出した後に＋２ｆ_ｃだけ正方向に周波数シフトして、Ｚ_Ｈ－（ｆ）とする。－ｆ_ｃ～０（帯域３１０ｂ）の成分については、Ｚ（ｆ）から切り出した後に＋ｆ_ｃだけ正方向に周波数シフトして、Ｚ_Ｌ－（ｆ）とする。周波数およそ０～＋ｆ_ｃ（帯域３１０ｃ）の成分についてはＺ（ｆ）から切り出して、そのままＺ_Ｌ＋（ｆ）とする。＋ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃ（帯域３１０ｄ）の成分については、Ｚ（ｆ）から切り出した後に－ｆ_ｃだけ負方向に周波数シフトして、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）とする。すなわちベースバンドに周波数シフトするとは、周波数－２ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの帯域４Ｂの内の４つのバンド内の各成分を切り出して、周波数０～＋ｆ_ｃの帯域３１０ｃ内へシフトすることを意味する。上述の処理は、受信された光信号Ｚ（ｆ）の４Ｂの帯域に対して、デジタル領域において例えばＤＳＰの演算処理として実施される。上述の周波数シフトを含む処理は、受信した光信号Ｚ（ｆ）の４Ｂの帯域の信号を、帯域Ｂの４つのバンドの各成分に分解し、帯域Ｂであってそれぞれ上限がｆ_ｃ程度の信号に変換して、分解およびシフトした信号によって表していることが理解できるだろう。

また、２つのＩＱ変調部への複素駆動信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の正周波数成分をそれぞれＸ_１＋（ｆ）、Ｘ_２＋（ｆ）と表し、Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）の負周波数成分を＋ｆ_ｃだけ周波数シフトしたものをそれぞれＸ_１－（ｆ）、Ｘ_２－（ｆ）と表す。Ｘ_１－（ｆ）、Ｘ_１＋（ｆ）、Ｘ_２－（ｆ）、Ｘ_２＋（ｆ）の帯域はそれぞれｆ_ｃ程度である。これらの正周波数成分およびシフトした負周波数成分と、複素駆動信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）との間には、次式の関係が成り立つ。

上式では、２つのＩＱ変調部への複素駆動信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）を、帯域Ｂであって、それぞれｆ_ｃ程度の信号成分に分解して、分解およびシフトした信号によって表していることが理解できるだろう。

図４は、受信した光信号Ｚ（ｆ）をより狭帯域に分解した際の成分間の関係を示した図である。すなわち、上述の受信した光信号Ｚ（ｆ）の分解およびシフトしたＺ_Ｈ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ＋（ｆ）、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）と、分解およびシフトした複素駆動信号Ｘ_１－（ｆ）、Ｘ_１＋（ｆ）、Ｘ_２－（ｆ）、Ｘ_２＋（ｆ）との関係を示している。図４において、光信号Ｚ（ｆ）は４つのバンド３１０ａ～３１０ｄにおいて重要なスペクトルを含んでおり、各バンドにおいては、基本波成分、１次イメージおよび２次イメージの内の４つの成分が重なり合ったものである。また、光信号Ｚ（ｆ）のスペクトルの内で、例えばバンド３１０ａのスペクトルはＺ_Ｈ－（ｆ＋２ｆ_ｃ）として表されているが、これはバンド３１０ａのスペクトルを周波数シフトした後のバンド３１０ｃにおける信号をＺ_Ｈ－（ｆ）として定義しているためである。したがって、本来のバンド３１０ａにあったスペクトルはＺ_Ｈ－（ｆ）を負周波数方向に＋２ｆ_ｃだけシフトすることで得られ、図４のスペクトル３０４で示したようにＺ_Ｈ－（ｆ＋２ｆ_ｃ）として表される。したがってＺ_Ｈ－（ｆ）が求められれば、これを負周波数方向に＋２ｆ_ｃだけシフトする処理を行うことで、本来の周波数位置であるバンド３１０ａのスペクトルとして、再現できることを意味している。図４に示した分解された他の全てのスペクトルについても同様である。

図４および式（４）からわかる通り、以下の関係が成り立つ。

上の式（６ａ）～式（６ｄ）を、行列形式で表すと以下の通りとなる。

上の式（７）の右辺の４×４行列に対して、行列の可逆性を判定する指標である行列式（ｄｅｔ）は、次式のように求められる。

式（８）の行列式の値が非ゼロであれば、式（７）右辺の４×４行列には逆行列が存在する。実際に行列式の値を計算すると、式（３ａ）、（３ｂ）で説明した駆動振幅を表すパラメータαについて、少なくとも０＜α＜１．２πであれば、式（８）の行列式の値は非ゼロである。

従って、少なくとも０＜α＜１．２πであれば、Ｚ_Ｈ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ＋（ｆ）、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）から、次式によってＸ_１－（ｆ）、Ｘ_１＋（ｆ）、Ｘ_２－（ｆ）、Ｘ_２＋（ｆ）を求めることができる。

式（９）によって、分解およびシフトした駆動信号の成分であるＸ_１－（ｆ）、Ｘ_１＋（ｆ）、Ｘ_２－（ｆ）、Ｘ_２＋（ｆ）が求められれば、さらに式（５）よって、Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）を求めることができる。すなわち、受信側で受信した光信号Ｚ（ｆ）から一連の信号処理および上述の式（９）によって、光変調回路で２つのＩＱ変調部に入力された複素駆動信号を求めることができる。

上述の式（１）から式（９）までの、帯域分割、周波数シフトなどを含む一連の処理および計算は、受信側のＤＳＰを用いて行うことができる。すなわち、まず受信デジタル波形から伝送路や受信器の応答特性の影響分を補償したものを、Ｚ（ｆ）とする。このＺ（ｆ）を、上述のように周波数帯域およそｆ_ｃ毎に分割して、それぞれをベースバンドにシフトしたものをＺ_Ｈ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ＋（ｆ）、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）とする。上の式（９）および式（５ａ）、式（５ｂ）を用いれば、送信側のＩＱ変調部２６１－１、２６１－２の駆動複素信号であるＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）を得ることができる。

したがって本発明は、上述の光変調回路を含む光送信器からの送信信号を受信する受信器内で用いる信号処理方法であって、周波数軸上でキャリア周波数を中心に帯域幅が４ｆ_ｃ未満の受信複素信号を、概ね幅ｆ_ｃ毎に４つのバンドに分割するステップと、前記分割されたバンドのスペクトルをベースバンド（０～＋ｆ_ｃ）に周波数シフトした信号に対応する４つのデジタル分割信号を生成するステップと、前記差動光位相変調部の２つのアーム導波路に印可する駆動振幅（ｐｅａｋ－ｔｏ－ｐｅａｋ）を半波長電圧で割った値にπ／４を乗じた値をαとし、Ｊ_ｎをｎ次第一種ベッセル関数とし、前記４つのデジタル分割信号のスペクトルを低周波数側からＺ_Ｈ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ＋（ｆ）、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）としたとき、１つのＩＱ変調部または１つのサブＩＱ変調部によって与えられた複素信号スペクトルＸ_１（ｆ）およびＸ_２（ｆ）を、式（９）、式（５ａ）、式（５ｂ）に基づいて算出するステップとを備える信号処理方法として実施できる。

このように、図２の光変調回路２００では、周波数ｆ_ｃで逆符号に差動位相変調した２つの光波を対応するＩＱ変調部への駆動光信号とし、ＩＱ変調部でＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）により変調を実施して、出力光信号２０２のスペクトルＺ（ｆ）が送信される。受信したＺ（ｆ）を、周波数ｆ_ｃと同じ帯域Ｂに分割し、上述の式（１）から式（９）までの一連の処理および計算によってＸ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）が再現できる。図２に示したような簡素化した光変調回路２００によって、図１の光インターリービング技術と同等の大容量伝送を実現しながら、同時に、光変調回路の全体小型化や低損失化や、設計および製造工程の条件緩和を実現できる。

上述の式（１）から式（９）までの、帯域分割、周波数シフトなどを含む一連の処理および計算は、光送信器の送信信号の生成のために、送信側のＤＳＰにおいて実施することもできる。光送信器の出力信号として生成したい所望の変調光波形をデジタル波形として表したい所望のＺ（ｆ）とする。このＺ（ｆ）のスペクトルを、上述のように周波数帯域およそｆ_ｃ毎に分割し、それぞれ０～＋ｆ_ｃ（帯域３１０ｃ）のベースバンドに周波数シフトする。このスペクトルの分割および周波数シフト処理の結果、Ｚ_Ｈ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ－（ｆ）、Ｚ_Ｌ＋（ｆ）、Ｚ_Ｈ＋（ｆ）が得られる。式（９）および式（５ａ）、（５ｂ）を用いて複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）を算出し、ＩＱ変調部２６１－１、２６１－２を駆動するＤＡＣに送れば、光変調回路２００の出力光信号Ｚ（ｆ）が得られる。

出力光信号Ｚ（ｆ）のスペクトルの内で、周波数－２ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの成分として所望のスペクトルＺ（ｆ）を有する光波形を得ることができる。なおこの場合ＤＡＣに送る波形は式（１ａ）、（１ｂ）で、複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）のそれぞれの実部と虚部に相当する波形となる。このように、光送信器から送信するキャリア光波に対する任意の変調光の所望のスペクトルＺ（ｆ）を想定すれば、これを実現するためにＤＡＣに対して送出する、複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）を一意に特定できることを意味している。言い換えると、キャリア光に対する任意の波形の変調光を出力できることになる。上述の式（１）から式（９）までの一連のスペクトル操作の処理手順は、本開示の光変調回路からの送信信号の受信器における信号処理だけでなく、任意光波の生成処理としての側面も持っている。送信側で複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）で生成された光波の受信器における再生も、複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）による送信器における任意の所望のスペクトルＺ（ｆ）光波の生成も、畳み込み操作を含むデジタル領域の処理として共通している。

以上のように、差動光位相変調部からＩＱ変調部への駆動信号の振幅を表すパラメータαについて、少なくとも０＜α＜１．２πであれば、Ｚ（ｆ）の周波数－２ｆ_ｃ～＋２ｆ_ｃの成分（帯域４Ｂ）を伝送することで、Ｘ_１（ｆ）の情報（帯域２Ｂ）およびＸ_２（ｆ）の情報（帯域２Ｂ）を伝送できる。本光変調回路２００を用いることで、ＩＱ変調回路２６１－１、２６１－２のいずれか一方を単体で用いる場合に比べ、約２倍の帯域の情報を伝送できる。ＤＡＣの帯域がｆ_ｃ程度で不足があっても、光インターリービング技術と同等の大容量化と同時に、回路構成の簡略化によって、光変調回路の小型化、低損失化や、設計および製造工程の条件緩和を実現できる。

[実施形態２]
図５は、実施形態２の光変調回路の構成を模式的に示した図である。光変調回路４００は、入力側カプラ４１０、ＩＱ変調部４６０－１、４６０－２、位相調整部４５１、差動光位相変調部４３０、および出力側カプラ４２０を集積化したものである。図２に示した光変調回路２００との相違点は、ＩＱ変調部、位相調整部、差動光位相変調部の接続順を変更したところにあり、その機能は光変調回路２００と全く同等である。上述の式（２）で示したように、ＩＱ変調部４６０－１からの出力複素信号のスペクトルＸ_１（ｆ）はＳ_１（ｆ）と畳み込まれ、ＩＱ変調部４６０－２からの出力複素信号のスペクトルＸ_２（ｆ）は、Ｓ_２（ｆ）と畳み込まれる。畳み込み演算は構成要素の順序には関係がないため、等価的に、ＩＱ変調部４６０－１の変調出力と差動光位相変調部４３０の一方の駆動信号の畳み込み、ＩＱ変調部４６０－２の変調出力と差動光位相変調部４３０の他方の駆動信号の畳み込みが実施される。２つの畳み込み信号は、出力側カプラ４２０で加算され、出力光信号４０２が得られる。

光変調回路４００の差動光位相変調部４３０では、内部の２本の光路に互いに逆符号の位相変調を与える。差動光位相変調部４３０としては、一般的な光ＩＱ変調器の構成要素であるプッシュプル型マッハツェンダ変調器の位相変調アームと同じ構造を用いることができる。入力側カプラ４１０からＩＱ変調部４６０－１を経て出力側カプラ４２０に至る光路と、入力側カプラ４１０からＩＱ変調部４６０－２を経て出力側カプラ４２０に至る光路との間の光路長差はゼロである。

２つのＩＱ変調部が独立した情報信号によって変調されることで、ＩＱ変調部の単体で可能な帯域幅の２倍の帯域の信号で変調できることになる。光変調回路４００は、１つの入力光４０１をキャリアとする、偏波多重機能を有しない単偏波変調回路である。

本実施形態の光変調回路でも、実施形態１と同様に、差動光位相変調部４３０内の位相調整部が不要となり、図１の従来技術構成の２×２カプラも不要である。実施形態１と同様に、光変調回路の全体小型化や低損失化や、設計および製造工程の条件緩和を実現できる。

[実施形態３]
図６は、実施形態３の光変調回路の構成を模式的に示した図である。光変調回路５００は、図２に示した実施形態１の光変調回路２００を単純に２並列化し、偏波多重変調回路としたものである。サブ光変調回路５７０－１、５７０－２は、それぞれ図２に示した光変調回路２００と同等の回路である。分岐カプラ５１１と、直交偏波結合部５８０との間に、２つのサブ光変調回路を配置して、入力光５０１を分岐して各サブ光変調回路に供給することで２並列化している。直交偏波結合部５８０は、一般的な偏波多重ＩＱ変調器の直交偏波結合部と同様、一方の入力の偏波を９０度回転させたのち偏波ビームコンバイナにより結合させる構成であり得る。

サブ光変調回路５７０－１、５７０－２の各々の差動光位相変調部は、周期信号源５４０が発する周波数ｆ_ｃの正弦波信号によって駆動される。図６に示したように、同様の光変調回路２００を２並列化した構成をとることによって、図２に示した光変調回路２００を偏波多重変調用に拡張できる。

[実施形態４]
図７は、実施形態４の光変調回路の構成を模式的に示した図である。光変調回路６００は、図６に示した実施形態３の偏波多重変調用の光変調回路５００と同等の機能を、より簡単な構成で実現する。サブ光変調回路６７０－１、６７０－２は、それぞれ図２に示した光変調回路２００のＩＱ変調部と同等の回路である。すなわち、第１のサブ光変調回路６７０－１は、ＩＱ変調部６９０－１、６９０－２を、第２のサブ光変調回路６７０－２は、ＩＱ変調部６９０－３、６９０－４を含んでいる。実施形態３との相違点は、入力側カプラ６１０、差動光位相変調部６３０および位相調整部６５１が、２つのサブ光変調回路６７０－１、６７０－２で共有されていることである。この構成のために、位相調整部６５１の２つの出力は、それぞれ分岐カプラ６１１、６１２によって２つのサブ光変調回路の対応するＩＱ変調部に接続される。

具体的には、差動光位相変調部６３０の一方の出力は、分岐カプラ６１１によって、第１のサブ光変調回路６７０－１のＩＱ変調部６９０－１および第２のサブ光変調回路６７０－２のＩＱ変調部６９０－３に接続される。同様に、差動光位相変調部６３０の他方の出力は、分岐カプラ６１２によって、第１のサブ光変調回路６７０－１のＩＱ変調部６９０－２および第２のサブ光変調回路６７０－２のＩＱ変調部６９０－４に接続される。４つのＩＱ変調部は、等価的に、光変調回路の光進行方向に直交する方向に、ＩＱ変調部６９０－１、６９０－２、６９０－３、６９０－４の順に配置されている。ここで直交する方向とは、光変調回路のＩＱ変調部のアーム導波路に概ね直交する方向を意味する。２つのサブ光変調回路の対称性から、等間隔で一列に整然と４つのＩＱ変調器が並んでいるのが好ましいが、光変調回路における入力側カプラ６１０より後の、２つの光路の全体の対称性、２つのサブ光変調回路間で光路長の対称性が維持されれば、図７のような配置に限定されない。本出願における全ての図面は、光回路要素の機能と接続関係を模式的に示しているものであって、実際の基板上の回路要素のレイアウトパターンを示しているのではない点に、留意されたい。

言い換えると、１つの偏波のサブ光変調回路において、２つのＩＱ変調部が隣接して配置されている。結果として、２つのサブ光変調回路の入力側に導波路交差部６９１が必要となるが、図６に示した実施形態３の光変調回路５００に比べ全体として回路要素の数が少なく、より簡略化された構成となっている。

したがって本実施形態の光変調回路は、入力光を分岐する入力側カプラ６１０と、前記入力側カプラからの各光波の位相を、周波数ｆ_ｃの周期信号で差動変調する差動光位相変調部６３０と、前記差動光位相変調部の第１の変調光波を分岐する第１のカプラ６１１と、前記差動光位相変調部の第２の変調光波を分岐する第２のカプラ６１２と、前記第１のカプラからの一方の分岐光および前記第２のカプラからの一方の分岐光が入力される第１のサブ光変調回路６７０－１と、前記第１のカプラからの他方の分岐光および前記第２のカプラからの他方の分岐光が入力される第２のサブ光変調回路６７０－２と、前記第１のサブ光変調回路および前記第２のサブ光変調回路を結合する直交偏波結合器６８０とを備えたものとして実施できる。

差動光位相変調部６３０を２つのサブ光変調回路で共有することは、回路専有面積を縮小するだけでなく、駆動系の配線やドライバの数も減らすことができるため、簡略化の効果が大きい。位相調整部６５１の後段で、それぞれ分岐カプラ６１１、６１２により各偏波チャネルのＩＱ変調部に向けて光波を分配し、最後に直交偏波結合部６８０により偏波多重化する。直交偏波結合部６８０は、一般的な偏波多重ＩＱ変調器の直交偏波結合部と同様、一方の入力の偏波を９０度回転させたのち偏波ビームコンバイナにより結合させる構成であり得る。

[実施形態５]
図８は、実施形態５の光変調回路の構成を模式的に示した図である。光変調回路７００もまた、図５に示した実施形態３の偏波多重変調用の光変調回路５００と同等の機能をより簡略化された構成で実現する。サブ光変調回路７７１－１、７７１－１は、それぞれ図２に示した光変調回路２００と同等の回路である。実施形態３との相違点は、入力側カプラ７１０、差動光位相変調部７３０および位相調整部７５１が、２つのサブ光変調回路７７１－１、７７１－１で共有されていることである。２つのサブ光変調回路よりも前段側の要素を共有している点では、図７に示した実施形態４の光変調回路６００と同じである。

実施形態４と同様に、位相調整部７５１の２つの出力は、それぞれ分岐カプラ７１１、７１２によって２つのサブ光変調回路の対応するＩＱ変調部に接続される。具体的には、差動光位相変調部７３０の一方の出力は、分岐カプラ７１１によって、第１のサブ光変調回路７７０－１のＩＱ変調部７９０－１および第２のサブ光変調回路７７０－２のＩＱ変調部７９０－３に接続される。同様に、差動光位相変調部７３０の他方の出力は、分岐カプラ７１２によって、第１のサブ光変調回路７７０－１のＩＱ変調部７９０－２および第２のサブ光変調回路７７０－２のＩＱ変調部７９０－４に接続される。

４つのＩＱ変調部は、等価的に、光変調回路の光進行方向に直交する方向に、ＩＱ変調部７９０－１、７９０－３、７９０－２、７９０－４の順に配置されている。言い換えると異なる偏波のサブ光変調回路のＩＱ変調部が交互に配置されている。実施形態４の構成との相違点は、各サブ光変調回路内のＩＱ変調部の配置が互い違い（入れ子）になっており、そのためにサブ光変調回路の出力側に導波路交差部７９１がある点だけである。したがって、実施形態４および実施形態５では、回路要素の数も全体としての機能も全く同等である。

図７の構成のために、２つのサブ光変調回路の出力側において導波路交差部７９１が必要となるが、図６に示した実施形態３の光変調回路５００に比べ、全体として回路要素の数が少なく、簡略化された構成となっている。

差動光位相変調部７３０を共有することは、回路専有面積を縮小するだけでなく駆動系の配線やドライバの数も減らすことができるため、簡略化の効果が大きい。位相調整部７５１の後段で、それぞれ分岐カプラ７１１および７１２により各偏波チャネルのサブ光変調回路に向けて光波を分配し、各サブ光変調回路の２つのＩＱ変調部で実施形態１と同様に光インターリービング技術と同等の大容量化が実現される。最後に直交偏波結合部７８０により偏波多重化する。直交偏波結合部７８０は、一般的な偏波多重ＩＱ変調器の直交偏波結合部と同様、一方の入力の偏波を９０度回転させたのち偏波ビームコンバイナにより結合させる構成であり得る。

上述の偏波多重化した構成の実施形態４～５いずれにおいても、差動光位相変調部の駆動周波数ｆ_ｃを、各サブ光変調回路におけるＩＱ変調部への駆動信号の帯域Ｂと同じ程度に設定する。ＩＱ変調部への駆動信号の帯域と、差動光位相変調部の駆動周波数ｆ_ｃを同程度に設定することで、受信側で上述の式（１）から式（９）までの一連の処理および計算によって、送信側のＩＱ変調部の駆動複素信号Ｘ_１（ｆ）、Ｘ_２（ｆ）が再現できる。実施形態１と同様に差動光位相変調部の位相調整部が不要となり、従来技術構成の２×２カプラも不要である。実施形態１と同様に、光変調回路の全体小型化や低損失化や、設計および製造工程の条件緩和を実現したままで、偏波多重化した構成に拡大できる。

以上詳細に述べてきたように、本開示の光変調回路により、従来技術と比べより簡素化された光回路構成でありながら、従来技術と同様、ＩＱ変調部を単体で用いる場合に比べ約２倍の帯域拡張を実現する。変調回路の全体小型化や低損失化や、設計および製造工程の条件緩和を実現する。

本発明は、光通信および光送信器に利用できる。

Claims (8)

1. 入力光を分岐する入力側カプラと、
   前記入力側カプラから分岐された第１の光路および第２の光路を結合する出力側カプラと、
   前記第１の光路および前記第２の光路の各光波の位相を、周波数ｆｃの周期信号で変調する差動光位相変調部と、
   前記第１の光路に配置された第１のＩＱ変調部および前記第２の光路に配置された第２のＩＱ変調部と
   を備えた光変調回路。
2. 前記差動光位相変調部からの前記第１の光路の前記光波および前記第２の光路の前記光波は、逆符号で位相変調されている、請求項１に記載の光変調回路。
3. 前記第１の光路および前記第２の光路の各光波の光位相が一致するよう調整する位相調整部をさらに備えた、請求項１に記載の光変調回路。
4. 前記差動光位相変調部からの位相変調された光波が、前記第１のＩＱ変調部および前記第２のＩＱ変調部に与えられる、請求項１乃至３いずれかに記載の光変調回路。
5. 前記第１のＩＱ変調部および前記第２のＩＱ変調部からの各変調光が、前記差動光位相変調部に与えられる、請求項１乃至３いずれかに記載の光変調回路。
6. 入力光を分岐する入力側カプラと、
   前記入力側カプラからの各光波の位相を、周波数ｆｃの周期信号で差動変調する差動光位相変調部と、
   前記差動光位相変調部の第１の変調光波を分岐する第１のカプラと、
   前記差動光位相変調部の第２の変調光波を分岐する第２のカプラと、
   前記第１のカプラからの一方の分岐光および前記第２のカプラからの一方の分岐光が入力される第１のサブ光変調回路と、
   前記第１のカプラからの他方の分岐光および前記第２のカプラからの他方の分岐光が入力される第２のサブ光変調回路と、
   前記第１のサブ光変調回路および前記第２のサブ光変調回路を結合する直交偏波結合器と
   を備えた光変調回路。
7. 前記第１のサブ光変調回路は、第１のＩＱ変調部および第２のＩＱ変調部を含み、
   前記第２のサブ光変調回路は、第３のＩＱ変調部および第４のＩＱ変調部を含み、
   光の進行方向に直交する方向で、前記第１のＩＱ変調部、前記第２のＩＱ変調部、前記第３のＩＱ変調部、前記第４のＩＱ変調部の順で配置され、前記第１のサブ光変調回路および前記第２のサブ光変調回路の入力側に導波路の交差点があるか、または、
   前記直交する方向で前記第１のＩＱ変調部、前記第３のＩＱ変調部、前記第２のＩＱ変調部、前記第４のＩＱ変調部の順で配置され、前記第１のサブ光変調回路および前記第２のサブ光変調回路の出力側に導波路の交差点がある
   よう構成された請求項６に記載の光変調回路。
8. 請求項１乃至７いずれかに記載の前記光変調回路を含む光送信器からの送信信号を受信する受信器内で用いる信号処理方法であって、
   周波数軸上でキャリア周波数を中心に帯域幅が４ｆ_c未満の受信複素信号を、概ね幅ｆ_c毎に４つのバンドに分割するステップと、
   前記分割されたバンドのスペクトルをベースバンド（０～＋ｆ_c）に周波数シフトした信号に対応する４つのデジタル分割信号を生成するステップと、
   前記差動光位相変調部の２つのアーム導波路に印可する駆動振幅（ｐｅａｋ－ｔｏ－ｐｅａｋ）を半波長電圧で割った値にπ／４を乗じた値をαとし、Ｊ_nをｎ次第一種ベッセル関数とし、前記４つのデジタル分割信号のスペクトルを低周波数側からＺ_H-（ｆ）、Ｚ_L-（ｆ）、Ｚ_L+（ｆ）、Ｚ_H+（ｆ）としたとき、１つのＩＱ変調部または１つのサブＩＱ変調部によって与えられた複素信号スペクトルＸ₁（ｆ）およびＸ₂（ｆ）を、以下の式に基づいて算出するステップと
   

   

   
   

   

   
   

   

   を備える信号処理方法。

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