JP7544608B2 - マルチレベルインバータ - Google Patents

Description

本明細書に開示の技術は、マルチレベルインバータに関する。

特許文献１に、マルチレベルインバータが開示されている。マルチレベルインバータは、バッテリから入力される直流電力を、交流電力に変換する。マルチレベルインバータは、各出力配線の電圧をマルチレベルに制御することができる。マルチレベルインバータによれば、出力電流をより正確に制御することができる。

特開２０１１－１０９８０１号公報

外部の充電器によってバッテリに電圧を印加して、バッテリを充電する場合がある。このとき、充電器の供給電圧がバッテリの出力電圧よりも低いと、充電器の供給電圧を昇圧し、昇圧した電圧をバッテリに印加する必要がある。このような場合、従来は、マルチレベルインバータ内に昇圧コンバータ回路を設け、昇圧コンバータ回路によって充電器の供給電圧を昇圧していた。この構成では、マルチレベルインバータ全体が大型化するという問題があった。本明細書では、充電器の供給電圧をマルチレベルインバータの内部のインバータ回路を利用して昇圧する技術を提案する。

本明細書が開示するマルチレベルインバータは、バッテリと、前記バッテリの正極に接続された高電位入力配線と、前記バッテリの負極に接続された低電位入力配線と、中点配線と、前記中点配線と前記低電位入力配線の間に接続された第１コンデンサと、前記高電位入力配線と前記中点配線の間に接続された第２コンデンサと、第１出力配線と、第２出力配線と、第３出力配線と、第１スイッチング回路と、第２スイッチング回路と、第３スイッチング回路と、充電回路と、制御回路を有する。前記第１スイッチング回路は、前記高電位入力配線、前記中点配線、前記低電位入力配線、及び、前記第１出力配線に接続されている。前記第２スイッチング回路は、前記高電位入力配線、前記中点配線、前記低電位入力配線、及び、前記第２出力配線に接続されている。前記第３スイッチング回路は、前記高電位入力配線、前記中点配線、前記低電位入力配線、及び、前記第３出力配線に接続されている。前記第１スイッチング回路が、前記高電位入力配線と前記第１出力配線の間に接続された第１上アームスイッチング素子と、前記第１出力配線と前記低電位入力配線の間に接続された第１下アームスイッチング素子と、アノードが前記中点配線に接続されている第１中点側中間ダイオードと、カソードが前記第１中点側中間ダイオードのカソードに接続されているとともにアノードが前記第１出力配線に接続されている第１出力側中間ダイオードと、前記第１中点側中間ダイオードに対して並列に接続されている第１中点側中間スイッチング素子と、前記第１出力側中間ダイオードに対して並列に接続されている第１出力側中間スイッチング素子、を有する。前記第２スイッチング回路が、前記高電位入力配線と前記第２出力配線の間に接続された第２上アームスイッチング素子と、前記第２出力配線と前記低電位入力配線の間に接続された第２下アームスイッチング素子と、カソードが前記中点配線に接続されている第２中点側中間ダイオードと、アノードが前記第２中点側中間ダイオードのアノードに接続されているとともにカソードが前記第２出力配線に接続されている第２出力側中間ダイオードと、前記第２中点側中間ダイオードに対して並列に接続されている第２中点側中間スイッチング素子と、前記第２出力側中間ダイオードに対して並列に接続されている第２出力側中間スイッチング素子、を有する。前記充電回路が、直流充電ポートと、前記直流充電ポートの正極と前記第１中点側中間ダイオードのカソードとを接続する充電正極配線と、前記直流充電ポートの負極と前記第２中点側中間ダイオードの前記アノードとを接続する充電負極配線、を有する。前記制御回路が、前記直流充電ポートに充電器が接続されたときに、前記第１中点側中間スイッチング素子をオンして前記充電器の電力によって前記第１コンデンサを充電する第１動作と、前記第２中点側中間スイッチング素子をオンして前記充電器の電力によって前記第２コンデンサを充電する第２動作とを交互に繰り返す昇圧制御を実行する。

このマルチレベルインバータでは、第１スイッチング回路、第２スイッチング回路、第３スイッチング回路等によって直流電力を交流電力に変換するインバータ回路が構成されている。第１動作では、第１中点側中間スイッチング素子がオンすることで、直流充電ポートの正極が中点配線に接続される。したがって、第１動作において、直流充電ポートの負極を低電位入力配線に接続することで、第１コンデンサを充電することができる。第２動作では、第２中点側中間スイッチング素子がオンすることで、直流充電ポートの負極が中点配線に接続される。したがって、直流充電ポートの正極を高電位入力配線に接続することで、第２コンデンサを充電することができる。このように、第１動作では第１コンデンサが充電され、第２動作では第２コンデンサが充電される。制御回路は、昇圧制御において、第１動作と第２動作を交互に繰り返す。このため、第１コンデンサと第２コンデンサが充電される。第１コンデンサが充電されると、中点配線の低電位入力配線に対する電位が充電器の供給電圧に近い電位まで上昇する。第２コンデンサが充電されると、高電位入力配線の中点配線に対する電位が充電器の供給電圧に近い電位まで上昇する。したがって、高電位入力配線の低電位入力配線に対する電位は、充電器の供給電圧よりも高い電位まで上昇する。したがって、バッテリに、充電器の供給電圧よりも高い電圧が印加され、バッテリが充電される。このように、このマルチレベルインバータでは、インバータ回路を利用して、充電器の供給電圧をそれよりも高い電圧に昇圧し、昇圧した電圧をバッテリに印加することができる。したがって、専用の昇圧コンバータ回路を設けることなく、バッテリを充電することができる。

実施例１のマルチレベルインバータの回路図。 実施例１の低電圧充電制御を示すグラフ。 実施例１のマルチレベルインバータの回路図。 実施例１のマルチレベルインバータの回路図。 入力スイッチング素子が無いマルチレベルインバータの回路図。 実施例１のマルチレベルインバータの回路図。 実施例１の変形例のマルチレベルインバータの回路図。 実施例２の低電圧充電制御を示すグラフ。 実施例２のマルチレベルインバータの回路図。 実施例３のマルチレベルインバータの回路図。 実施例３の低電圧充電制御を示すグラフ。 実施例３のマルチレベルインバータの回路図。 実施例３のマルチレベルインバータの回路図。 変形例１のマルチレベルインバータの回路図。 変形例２のマルチレベルインバータの回路図。 変形例３のマルチレベルインバータの回路図。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記充電正極配線と前記充電負極配線のいずれか一方を特定充電配線とし、他方を非特定充電配線としたときに、前記特定充電配線に介装されたインダクタをさらに有していてもよい。

この構成によれば、充電ポートから第１スイッチング回路及び第２スイッチング回路にサージが入力されることを防止できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、アノードが前記充電正極配線に接続されているとともにカソードが前記高電位入力配線に接続された正極側ダイオードと、アノードが前記低電位入力配線に接続されているとともにカソードが前記充電負極配線に接続された負極側ダイオード、をさらに有していてもよい。前記特定充電配線が前記充電正極配線であるとともに前記正極側ダイオードの前記アノードが前記インダクタよりも前記第１中点側中間ダイオードに近い側で前記充電正極配線に接続されていてもよい、または、前記特定充電配線が前記充電負極配線であるとともに前記負極側ダイオードのカソードが前記インダクタよりも前記第２中点側中間ダイオードに近い側で前記充電負極配線に接続されていてもよい。

この構成では、第１動作において、充電ポートの負極が負極側ダイオードを介して低電位入力配線に接続されるので、第１コンデンサを適切に充電することができる。また、この構成では、第２動作において、充電ポートの正極が正極側ダイオードを介して高電位入力配線に接続されるので、第２コンデンサを適切に充電することができる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記第１動作では、前記第１出力側中間スイッチング素子、前記第２中点側中間スイッチング素子、及び、前記第２出力側中間スイッチング素子をオフしてもよい。また、前記第２動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子、前記第１出力側中間スイッチング素子、及び、前記第２出力側中間スイッチング素子をオフしてもよい。

この構成によれば、外部の充電器から充電ポートに印加される供給電圧が第１出力配線と第２出力配線に印加されることを防止できる。これによって、各出力配線に接続された機器の誤動作を防止できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記第１動作では、前記第１上アームスイッチング素子、前記第１下アームスイッチング素子、前記第２上アームスイッチング素子、及び、前記第２下アームスイッチング素子をオフしてもよい。前記第２動作では、前記第１上アームスイッチング素子、前記第１下アームスイッチング素子、前記第２上アームスイッチング素子、及び、前記第２下アームスイッチング素子をオフしてもよい。

この構成によれば、各出力配線に接続された機器の誤動作をより確実に防止できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記昇圧制御において、前記制御回路が、前記第１動作と、前記第２動作と、休止動作を繰り返してもよい。前記休止動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子、前記第１出力側中間スイッチング素子、前記第２中点側中間スイッチング素子、及び、前記第２出力側中間スイッチング素子をオフしてもよい。

このように、休止動作を実行することで、休止動作中にインダクタに流れる電流（すなわち、第１コンデンサと第２コンデンサを充電する電流）を低下させることができる。したがって、第１コンデンサと第２コンデンサに、外部の充電器の供給電圧よりも低い電圧を印加できる。これによって、バッテリに印加する電圧を、外部の充電器の供給電圧の２倍よりも低い電圧に制御することができる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記昇圧制御において、前記制御回路が、前記第１動作と、前記第２動作と、電流増加動作を繰り返してもよい。前記電流増加動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子と前記第２中点側中間スイッチング素子をオンしてもよい。

電流増加動作では、充電ポートの正極から第１中点側中間スイッチング素子と第２中点側中間スイッチング素子を介して充電ポートの負極へ電流が流れる。この電流は、インダクタを通過する。このようにインダクタに電流が流れることで、インダクタに流れる電流が増加する。その後、第１動作と第２動作を行うと、インダクタで生じる誘導起電力によって、第１コンデンサと第２コンデンサに、外部の充電器の供給電圧よりも高い電圧を印加できる。これによって、バッテリに印加する電圧を、外部の充電器の供給電圧の２倍よりも高い電圧に制御できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記第１動作では、前記第２出力側中間スイッチング素子をオンしてもよい。前記第２動作では、前記第１出力側中間スイッチング素子をオンしてもよい。

この構成では、第１動作において、充電ポートの負極が第２出力側中間スイッチング素子を介して低電位入力配線に接続されるので、第１コンデンサを充電することができる。また、この構成では、第２動作において、充電ポートの正極が第１出力側中間スイッチング素子を介してバッテリの正極に接続されるので、第２コンデンサを充電することができる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記昇圧制御において、前記制御回路が、前記第１動作と、前記第２動作と、電流増加動作を繰り返してもよい。前記電流増加動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子と前記第２中点側中間スイッチング素子をオンしてもよい。

電流増加動作では、充電ポートの正極から第１中点側中間スイッチング素子と第２中点側中間スイッチング素子を介して充電ポートの負極へ電流が流れる。この電流は、インダクタを通過する。このようにインダクタに電流が流れることで、インダクタに流れる電流が増加する。その後、第１動作と第２動作を行うと、インダクタで生じる誘導起電力によって、第１コンデンサと第２コンデンサに、外部の充電器の供給電圧よりも高い電圧を印加できる。これによって、バッテリに印加する電圧を、外部の充電器の供給電圧の２倍よりも高い電圧に制御できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記インダクタに対して直列に前記特定充電配線に接続されたスイッチをさらに有していてもよい。

マルチレベルインバータや外部の充電器に、充電ポートの正極と負極を接続する入力コンデンサが設けられる場合がある。第１スイッチング回路及び第２スイッチング回路が入力コンデンサに接続されている状態でマルチレベルインバータがインバータ動作（すなわち、出力配線に交流電力を出力する動作）を実行すると、電流の一部が入力コンデンサに流れて交流電力の波形が崩れる。これに対し、上記のように特定充電配線にスイッチを設けると、インバータ動作中はスイッチをオフにしておくことで、交流電力の波形の崩れを防止できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記スイッチが、前記特定充電配線に介装された半導体スイッチング素子と、前記特定充電配線に流れる電流に対して順方向となるように前記半導体スイッチング素子に対して直列に前記特定充電配線に介装されたダイオード、を有していてもよい。

この構成によれば、スイッチを小型化できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記非特定充電配線と前記インダクタ及び前記スイッチよりも前記直流充電ポートに近い側の前記特定充電配線とを接続する入力コンデンサをさらに有していてもよい。

この構成によれば、インバータ動作中はスイッチをオフにしておくことで、交流電力の波形の崩れを防止できる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、充電負極配線をオン－オフするリレーをさらに有していてもよい。

この構成によれば、充電ポートを使用していないときに、充電ポートを各スイッチング回路から電気的に分離することができる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記特定充電配線が前記充電正極配線であってもよい。この場合、マルチレベルインバータは、アノードが前記インダクタと前記リレーの間で前記充電正極配線に接続されているとともにカソードが前記バッテリの正極に接続された充電ダイオードをさらに有していてもよい。

この構成によれば、供給電圧として２レベルの電圧を充電ポートで受けることができる。供給電圧として低電圧が供給された場合には、昇圧制御によってバッテリを充電できる。また、供給電圧として高電圧が供給された場合には、その高電圧を、充電ダイオードを介してバッテリの正極に印加することができる。これによって、バッテリを充電することができる。

本明細書が開示する一例のマルチレベルインバータでは、前記特定充電配線が前記充電負極配線であってもよい。この場合、マルチレベルインバータは、カソードが前記インダクタと前記リレーの間で前記充電負極配線に接続されているとともにアノードが前記バッテリの負極に接続された充電ダイオードをさらに有していてもよい。

この構成によれば、供給電圧として２レベルの電圧を充電ポートで受けることができる。供給電圧として低電圧が供給された場合には、昇圧制御によってバッテリを充電できる。また、供給電圧として高電圧が供給された場合には、その高電圧を、充電ダイオードを介してバッテリの負極に印加することができる。これによって、バッテリを充電することができる。

図１は、実施例１のマルチレベルインバータ１０ａの回路図を示している。マルチレベルインバータ１０ａは、車両に搭載されている。また、車両には、走行用モータ６０が搭載されている。走行用モータ６０は、三相モータである。マルチレベルインバータ１０ａは、バッテリ１８を備えている。マルチレベルインバータ１０ａは、バッテリ１８が出力する直流電力を三相交流電力に変換し、三相交流電力を走行用モータ６０に供給する。これによって、走行用モータ６０が駆動し、車両が走行する。

マルチレベルインバータ１０ａは、インバータ回路３０と充電回路７０を有している。インバータ回路３０は、バッテリ１８が印加する直流電力を三相交流電力に変換する。充電回路７０は、バッテリ１８を充電する。

インバータ回路３０は、高電位入力配線１２、中点配線１４、低電位入力配線１６、第１コンデンサ３１、及び、第２コンデンサ３２を有している。高電位入力配線１２は、バッテリ１８の正極に接続されている。低電位入力配線１６は、バッテリ１８の負極に接続されている。高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間に、バッテリ１８の出力電圧Ｖｂ（すなわち、直流電圧）が印加される。高電位入力配線１２の電位ＶＨは、低電位入力配線１６の電位ＶＬよりも高い。第１コンデンサ３１は、中点配線１４と低電位入力配線１６の間に接続されている。第２コンデンサ３２は、高電位入力配線１２と中点配線１４の間に接続されている。このため、中点配線１４の電位ＶＭは、低電位入力配線１６の電位ＶＬよりも高く、高電位入力配線１２の電位ＶＨよりも低い。走行用モータ６０に三相交流電力を供給するインバータ動作においては、高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間の電圧ＶＨＬ（すなわち、電位ＶＨと電位ＶＬの差）は、バッテリ１８の出力電圧Ｖｂと等しい。また、インバータ動作においては、中点配線１４の電位ＶＭは電位ＶＨの約１／２である。バッテリ１８を充電する充電動作においては、電圧ＶＨＬとしてバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高い電圧が印加される。

インバータ回路３０は、３つの出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗを有している。出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗは、走行用モータ６０に接続されている。また、インバータ回路３０は、Ｕ相スイッチング回路４１、Ｖ相スイッチング回路４２、及び、Ｗ相スイッチング回路４３を有している。Ｕ相スイッチング回路４１は、高電位入力配線１２、低電位入力配線１６、中点配線１４、及び、出力配線５０ｕに接続されている。Ｖ相スイッチング回路４２は、高電位入力配線１２、低電位入力配線１６、中点配線１４、及び、出力配線５０ｖに接続されている。Ｗ相スイッチング回路４３は、高電位入力配線１２、低電位入力配線１６、中点配線１４、及び、出力配線５０ｗに接続されている。

Ｕ相スイッチング回路４１は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳを有している。スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳは、ＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）により構成されている。さらに、Ｕ相スイッチング回路４１は、ダイオード４１ＵＤ、４１ＭＭＤ、４１ＯＭＤ、４１ＬＤを有している。ダイオード４１ＵＤのカソードは、高電位入力配線１２に接続されている。ダイオード４１ＵＤのアノードは、出力配線５０ｕに接続されている。スイッチング素子４１ＵＳは、ダイオード４１ＵＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４１ＵＳのドレインは、高電位入力配線１２に接続されている。スイッチング素子４１ＵＳのソースは、出力配線５０ｕに接続されている。ダイオード４１ＬＤのカソードは、出力配線５０ｕに接続されている。ダイオード４１ＬＤのアノードは、低電位入力配線１６に接続されている。スイッチング素子４１ＬＳは、ダイオード４１ＬＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４１ＬＳのドレインは、出力配線５０ｕに接続されている。スイッチング素子４１ＬＳのソースは、低電位入力配線１６に接続されている。ダイオード４１ＭＭＤのアノードは、中点配線１４に接続されている。ダイオード４１ＭＭＤのカソードは、ダイオード４１ＯＭＤのカソードに接続されている。ダイオード４１ＯＭＤのアノードは、出力配線５０ｕに接続されている。スイッチング素子４１ＭＭＳは、ダイオード４１ＭＭＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４１ＭＭＳのソースは、ダイオード４１ＭＭＤのアノードに接続されている。スイッチング素子４１ＭＭＳのドレインは、ダイオード４１ＭＭＤのカソードに接続されている。スイッチング素子４１ＯＭＳは、ダイオード４１ＯＭＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４１ＯＭＳのドレインは、ダイオード４１ＯＭＤのカソードに接続されている。スイッチング素子４１ＯＭＳのソースは、ダイオード４１ＯＭＤのアノードに接続されている。

スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳのゲートは、制御回路９０に接続されている。したがって、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳは、制御回路９０によって制御される。スイッチング素子４１ＵＳがオンすると、高電位入力配線１２が出力配線５０ｕに電気的に接続され、出力配線５０ｕに高電位入力配線１２の電位ＶＨが印加される。スイッチング素子４１ＭＭＳとスイッチング素子４１ＯＭＳがオンすると、中点配線１４が出力配線５０ｕに電気的に接続され、出力配線５０ｕに中点配線１４の電位ＶＭが印加される。スイッチング素子４１ＬＳがオンすると、低電位入力配線１６が出力配線５０ｕに電気的に接続され、出力配線５０ｕに低電位入力配線１６の電位ＶＬが印加される。このように、Ｕ相スイッチング回路４１は、出力配線５０ｕの電位を、電位ＶＨ、電位ＶＭ、及び、電位ＶＬの間で変化させる。

Ｖ相スイッチング回路４２は、スイッチング素子４２ＵＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳを有している。スイッチング素子４２ＵＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳは、ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。さらに、Ｖ相スイッチング回路４２は、ダイオード４２ＵＤ、４２ＭＭＤ、４２ＯＭＤ、４２ＬＤを有している。ダイオード４２ＵＤのカソードは、高電位入力配線１２に接続されている。ダイオード４２ＵＤのアノードは、出力配線５０ｖに接続されている。スイッチング素子４２ＵＳは、ダイオード４２ＵＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４２ＵＳのドレインは、高電位入力配線１２に接続されている。スイッチング素子４２ＵＳのソースは、出力配線５０ｖに接続されている。ダイオード４２ＬＤのカソードは、出力配線５０ｖに接続されている。ダイオード４２ＬＤのアノードは、低電位入力配線１６に接続されている。スイッチング素子４２ＬＳは、ダイオード４２ＬＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４２ＬＳのドレインは、出力配線５０ｖに接続されている。スイッチング素子４２ＬＳのソースは、低電位入力配線１６に接続されている。ダイオード４２ＭＭＤのカソードは、中点配線１４に接続されている。ダイオード４２ＭＭＤのアノードは、ダイオード４２ＯＭＤのアノードに接続されている。ダイオード４２ＯＭＤのカソードは、出力配線５０ｖに接続されている。スイッチング素子４２ＭＭＳは、ダイオード４２ＭＭＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４２ＭＭＳのソースは、ダイオード４２ＭＭＤのアノードに接続されている。スイッチング素子４２ＭＭＳのドレインは、ダイオード４２ＭＭＤのカソードに接続されている。スイッチング素子４２ＯＭＳは、ダイオード４２ＯＭＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４２ＯＭＳのドレインは、ダイオード４２ＯＭＤのカソードに接続されている。スイッチング素子４２ＯＭＳのソースは、ダイオード４２ＯＭＤのアノードに接続されている。

スイッチング素子４２ＵＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳのゲートは、制御回路９０に接続されている。したがって、スイッチング素子４２ＵＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳは、制御回路９０によって制御される。スイッチング素子４２ＵＳがオンすると、高電位入力配線１２が出力配線５０ｖに電気的に接続され、出力配線５０ｖに高電位入力配線１２の電位ＶＨが印加される。スイッチング素子４２ＭＭＳとスイッチング素子４２ＯＭＳがオンすると、中点配線１４が出力配線５０ｖに電気的に接続され、出力配線５０ｖに中点配線１４の電位ＶＭが印加される。スイッチング素子４２ＬＳがオンすると、低電位入力配線１６が出力配線５０ｖに電気的に接続され、出力配線５０ｖに低電位入力配線１６の電位ＶＬが印加される。このように、Ｖ相スイッチング回路４２は、出力配線５０ｖの電位を、電位ＶＨ、電位ＶＭ、及び、電位ＶＬの間で変化させる。

Ｗ相スイッチング回路４３は、スイッチング素子４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳを有している。スイッチング素子４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳは、ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。さらに、Ｗ相スイッチング回路４３は、ダイオード４３ＵＤ、４３ＭＭＤ、４３ＯＭＤ、４３ＬＤを有している。ダイオード４３ＵＤのカソードは、高電位入力配線１２に接続されている。ダイオード４３ＵＤのアノードは、出力配線５０ｗに接続されている。スイッチング素子４３ＵＳは、ダイオード４３ＵＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４３ＵＳのドレインは、高電位入力配線１２に接続されている。スイッチング素子４３ＵＳのソースは、出力配線５０ｗに接続されている。ダイオード４３ＬＤのカソードは、出力配線５０ｗに接続されている。ダイオード４３ＬＤのアノードは、低電位入力配線１６に接続されている。スイッチング素子４３ＬＳは、ダイオード４３ＬＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４３ＬＳのドレインは、出力配線５０ｗに接続されている。スイッチング素子４３ＬＳのソースは、低電位入力配線１６に接続されている。ダイオード４３ＭＭＤのカソードは、中点配線１４に接続されている。ダイオード４３ＭＭＤのアノードは、ダイオード４３ＯＭＤのアノードに接続されている。ダイオード４３ＯＭＤのカソードは、出力配線５０ｗに接続されている。スイッチング素子４３ＭＭＳは、ダイオード４３ＭＭＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４３ＭＭＳのソースは、ダイオード４３ＭＭＤのアノードに接続されている。スイッチング素子４３ＭＭＳのドレインは、ダイオード４３ＭＭＤのカソードに接続されている。スイッチング素子４３ＯＭＳは、ダイオード４３ＯＭＤに対して並列に接続されている。スイッチング素子４３ＯＭＳのドレインは、ダイオード４３ＯＭＤのカソードに接続されている。スイッチング素子４３ＯＭＳのソースは、ダイオード４３ＯＭＤのアノードに接続されている。

スイッチング素子４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳのゲートは、制御回路９０に接続されている。したがって、スイッチング素子４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳは、制御回路９０によって制御される。スイッチング素子４３ＵＳがオンすると、高電位入力配線１２が出力配線５０ｗに電気的に接続され、出力配線５０ｗに高電位入力配線１２の電位ＶＨが印加される。スイッチング素子４３ＭＭＳとスイッチング素子４３ＯＭＳがオンすると、中点配線１４が出力配線５０ｗに電気的に接続され、出力配線５０ｗに中点配線１４の電位ＶＭが印加される。スイッチング素子４３ＬＳがオンすると、低電位入力配線１６が出力配線５０ｗに電気的に接続される。したがって、出力配線５０ｗに低電位入力配線１６の電位ＶＬが印加される。このように、Ｗ相スイッチング回路４３は、出力配線５０ｗの電位を、電位ＶＨ、電位ＶＭ、及び、電位ＶＬの間で変化させる。

なお、ダイオード４１ＵＤは、４１ＬＤ、４１ＭＭＤ、４１ＯＭＤ、４２ＵＤ、４２ＬＤ、４２ＭＭＤ、４２ＯＭＤ、４３ＵＤ、４３ＬＤ、４３ＭＭＤ、４３ＯＭＤは、並列に接続されたＭＯＳＦＥＴのボディダイオード（すなわち、ＭＯＳＦＥＴの内部に寄生的に形成されるダイオード）であってもよい。

また、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳ、４２ＵＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳ、４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳは、ＭＯＳＦＥＴ以外の素子（例えば、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor））により構成されていてもよい。その場合、ＩＧＢＴのエミッタを並列に接続されたダイオードのアノードに接続し、ＩＧＢＴのコレクタを並列に接続されたダイオードのカソードに接続することができる。

インバータ動作では、Ｕ相スイッチング回路４１、Ｖ相スイッチング回路４２、及び、Ｗ相スイッチング回路４３が出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗの電位を電位ＶＬ、電位ＶＭ、及び、電位ＶＬの間で変化させる。これによって、出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗの間に三相交流電力が生成され、走行用モータ６０に三相交流電力が供給される。

充電回路７０は、充電正極配線２２、充電負極配線２４、充電ポート７２、リレーモジュール７４、入力コンデンサ７６、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、及び、入力ダイオード７９を有している。

充電ポート７２には、外部の充電器９２が接続される。充電ポート７２は、正極７２ａと負極７２ｂを有している。充電器９２が充電ポート７２に接続されると、充電器９２によって正極７２ａが負極７２ｂよりも高電位となるように正極７２ａと負極７２ｂの間に電圧Ｖｓ（以下、供給電圧Ｖｓという）が印加される。充電ポート７２には、低電圧充電器９２ａと高電圧充電器９２ｂを接続することができる。低電圧充電器９２ａは、供給電圧Ｖｓとして低電圧ＶｓＬ（例えば、４００Ｖ）を供給する。高電圧充電器９２ｂは、供給電圧Ｖｓとして高電圧ＶｓＨ（例えば、８００Ｖ）を供給する。低電圧ＶｓＬはバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも低く、高電圧ＶｓＨはバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高い。

充電正極配線２２の一端は、充電ポート７２の正極７２ａに接続されている。充電正極配線２２の他端は、ダイオード４１ＭＭＤのカソード、ダイオード４１ＯＭＤのカソード、スイッチング素子４１ＭＭＳのドレイン、及び、スイッチング素子４１ＯＭＳのドレインに接続されている。充電負極配線２４の一端は、充電ポート７２の負極７２ｂに接続されている。充電負極配線２４の他端は、ダイオード４２ＭＭＤのアノード、ダイオード４２ＯＭＤのアノード、スイッチング素子４２ＭＭＳのソース、及び、スイッチング素子４２ＯＭＳのソースに接続されている。

入力コンデンサ７６は、充電正極配線２２と充電負極配線２４の間に接続されている。入力コンデンサ７６は、充電正極配線２２と充電負極配線２４の間に印加される電圧を平滑化する。

リレーモジュール７４は、入力コンデンサ７６と充電ポート７２の間に配置されている。リレーモジュール７４は、リレー７４ａとリレー７４ｂを有している。リレー７４ａは、入力コンデンサ７６よりも充電ポート７２に近い側で充電正極配線２２に介装されている。リレー７４ｂは、入力コンデンサ７６よりも充電ポート７２に近い側で充電負極配線２４に介装されている。リレー７４ａ、７４ｂがオフすると、充電ポート７２が入力コンデンサ７６、インバータ回路３０等から電気的に遮断される。リレー７４ａ、７４ｂは、制御回路９０によって制御される。

インダクタ７７は、入力コンデンサ７６よりもインバータ回路３０に近い側で充電正極配線２２に介装されている。

入力スイッチング素子７８は、インダクタ７７よりもインバータ回路３０に近い側で充電正極配線２２に介装されている。入力スイッチング素子７８は、ＩＧＢＴである。入力スイッチング素子７８のコレクタはインダクタ７７に接続されている。入力スイッチング素子７８は、制御回路９０によって制御される。入力ダイオード７９は、入力スイッチング素子７８よりもインバータ回路３０に近い側で充電正極配線２２に介装されている。入力ダイオード７９のアノードは、入力スイッチング素子７８のエミッタに接続されている。入力ダイオード７９のカソードは、ダイオード４１ＭＭＤのカソードに接続されている。

マルチレベルインバータ１０ａは、正極側ダイオード８２と負極側ダイオード８４をさらに有している。正極側ダイオード８２のアノードは、インダクタ７７と入力スイッチング素子７８の間で充電正極配線２２に接続されている。正極側ダイオード８２のカソードは、高電位入力配線１２に接続されている。負極側ダイオード８４のアノードは、低電位入力配線１６に接続されている。負極側ダイオード８４のカソードは、充電負極配線２４に接続されている。

マルチレベルインバータ１０ａは、充電制御を実施できる。充電制御は、インバータ動作を実施していないときに実施される。車両の停止状態では、リレー７４ａ、７４ｂがオフしており、入力スイッチング素子７８がオフしている。車両の停止状態において充電ポート７２に外部の充電器９２が接続されると、制御回路９０は、図示しない電圧計によって供給電圧Ｖｓを検出する。制御回路９０は、供給電圧Ｖｓが低電圧ＶｓＬであるときは低電圧充電制御を実施し、供給電圧Ｖｓが高電圧ＶｓＨであるときは高電圧充電制御を実行する。

（低電圧充電制御）
制御回路９０は、供給電圧Ｖｓが低電圧ＶｓＬであることを検出すると、リレー７４ａ、７４ｂをオンに制御し、入力スイッチング素子７８をオンに制御する。これによって、充電正極配線２２と充電負極配線２４の間に供給電圧Ｖｓ（すなわち、低電圧ＶｓＬ）が印加される。

低電圧充電制御では、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳ、４２ＵＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳ、４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳをオフ状態に維持する。さらに、制御回路９０は、図２のように、スイッチング素子４１ＭＭＳとスイッチング素子４２ＭＭＳを交互にオンさせる。より詳細には、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＭＭＳがオンしているとともにスイッチング素子４２ＭＭＳがオフしているオン期間Ｔｏｎ１、スイッチング素子４１ＭＭＳ及び４２ＭＭＳが共にオフしているオフ期間Ｔｏｆｆ１、スイッチング素子４２ＭＭＳがオンしているとともにスイッチング素子４１ＭＭＳがオフしているオン期間Ｔｏｎ２、及び、スイッチング素子４１ＭＭＳ及び４２ＭＭＳが共にオフしているオフ期間Ｔｏｆｆ２がこの順序で繰り返すようにスイッチング素子４１ＭＭＳ及び４２ＭＭＳを制御する。

オン期間Ｔｏｎ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳがオンすることで、図１の矢印１００に示すように電流が流れる。すなわち、電流は、正極７２ａから、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、入力ダイオード７９、スイッチング素子４１ＭＭＳ、第１コンデンサ３１、及び、負極側ダイオード８４を介して負極７２ｂへ流れる。このように流れる電流によって、第１コンデンサ３１が充電される。電流ＩＬは、インダクタ７７に流れる電流を示している。オン期間Ｔｏｎ１においては、インダクタ７７の誘導起電力が、電流ＩＬの流れる方向（すなわち、矢印１００）と逆方向に生じる。誘導起電力は時間の経過とともに徐々に減少する。したがって、図２に示すように、オン期間Ｔｏｎ１の間に電流ＩＬは徐々に増加する。

オフ期間Ｔｏｆｆ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳとスイッチング素子４２ＭＭＳが共にオフしているので、図３の矢印１０２に示すように電流が流れる。すなわち、オフ期間Ｔｏｆｆ１では、インダクタ７７の誘導起電力が電流ＩＬの流れる方向（すなわち、矢印１０２）と同じ方向に生じる。このため、正極側ダイオード８２のアノードの電位が、正極側ダイオード８２のカソードの電位（すなわち、高電位入力配線１２の電位）よりも高くなる。このため、矢印１０２に示すように、電流が、正極７２ａから、インダクタ７７、正極側ダイオード８２、バッテリ１８、及び、負極側ダイオード８４を介して負極７２ｂへ流れる。オフ期間Ｔｏｆｆ１において、インダクタ７７の誘導起電力は時間の経過とともに減少する。したがって、図２に示すように、オフ期間Ｔｏｆｆ１の間に電流ＩＬは減少する。

オン期間Ｔｏｎ２では、スイッチング素子４２ＭＭＳがオンすることで、図４の矢印１０４に示すように電流が流れる。すなわち、電流は、正極７２ａから、インダクタ７７、正極側ダイオード８２、第２コンデンサ３２、及び、スイッチング素子４２ＭＭＳを介して負極７２ｂへ流れる。このように流れる電流によって、第２コンデンサ３２が充電される。オン期間Ｔｏｎ２においては、インダクタ７７の誘導起電力が、電流ＩＬの流れる方向（すなわち、矢印１０４）と逆方向に生じる。誘導起電力は時間の経過とともに徐々に減少する。したがって、図２に示すように、オン期間Ｔｏｎ２の間に電流ＩＬは徐々に増加する。

オフ期間Ｔｏｆｆ２では、スイッチング素子４１ＭＭＳとスイッチング素子４２ＭＭＳが共にオフしているので、オフ期間Ｔｏｆｆ１と同様に図３の矢印１０２に示すように電流が流れる。したがって、図２に示すように、オフ期間Ｔｏｆｆ２の間に電流ＩＬは減少する。

このように、低電圧充電制御では、オン期間Ｔｏｎ１とオン期間Ｔｏｎ２が交互に繰り返されることで、第１コンデンサ３１と第２コンデンサ３２が交互に充電される。高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間の電圧ＶＨＬは、第１コンデンサ３１の両端間の電圧ＶＣ１と第２コンデンサ３２の両端間の電圧ＶＣ２を加算した電圧である。第１コンデンサ３１の充電によって、第１コンデンサ３１の両端間の電圧ＶＣ１は最大で低電圧ＶｓＬまで上昇する。第２コンデンサ３２の充電によって、第２コンデンサ３２の両端間の電圧ＶＣ２は最大で低電圧ＶｓＬまで上昇する。電圧ＶＣ１が低電圧ＶｓＬまで上昇し、電圧ＶＣ２が低電圧ＶｓＬまで上昇すれば、高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間の電圧ＶＨＬは低電圧ＶｓＬの２倍の値まで上昇する。このように、低電圧充電制御によれば、高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間の電圧ＶＨＬを充電器９２が供給する低電圧ＶｓＬよりも高い電圧まで上昇させることができる。したがって、低電圧ＶｓＬがバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも低くても、電圧ＶＨＬをバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高い電圧まで上昇させることができる。したがって、バッテリ１８を充電することができる。このように、実施例１のマルチレベルインバータ１０ａによれば、インバータ回路３０を利用して、低電圧ＶｓＬを昇圧し、昇圧した電圧によってバッテリ１８を充電することができる。このように、専用の昇圧コンバータ回路を設けることなく低電圧ＶｓＬを利用してバッテリ１８を充電することができる。したがって、マルチレベルインバータ１０ａを小型化することができる。

また、図２に示すように、電流ＩＬは、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２において増加し、オフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２において減少する。オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２とオフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２の比率を制御することで、電流ＩＬの大きさを制御することができる。これによって、第１コンデンサ３１の電圧ＶＣ１及び第２コンデンサ３２の電圧ＶＣ２を制御することができる。例えば、図２のようにオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２をオフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２よりも十分に長くすれば、第１コンデンサ３１の電圧ＶＣ１を低電圧ＶｓＬまで上昇させることができ、第２コンデンサ３２の電圧ＶＣ２を低電圧ＶｓＬまで上昇させることができる。また、図２よりもオフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２の比率を大きくすれば、電流ＩＬがより小さくなり、電圧ＶＣ１、ＶＣ２をより小さい値に制御することができる。例えば、電圧ＶＣ１を低電圧ＶｓＬの０．８倍に制御し、電圧ＶＣ２を低電圧ＶｓＬの０．８倍とすることができる。この場合、電圧ＶＨＬは低電圧ＶｓＬの１．６倍となる。この場合でも、低電圧ＶｓＬよりも高い電圧を電圧ＶＨＬとして印加することができ、バッテリ１８を充電することができる。

なお、実施例１において、オフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２のいずれか、または、両方が存在しなくてもよい。この場合、電流ＩＬが高くなり易い。

また、実施例１のマルチレベルインバータ１０ａでは、低電圧充電制御のオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２において、制御回路９０が、スイッチング素子４１ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳをオフに維持する。したがって、充電正極配線２２の電位及び充電負極配線２４の電位が出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに印加されることを防止できる。また、低電圧充電制御のオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２において、制御回路９０が、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＬＳ、４２ＵＳ、４２ＬＳ、４３ＵＳ、４３ＬＳをオフに維持する。したがって、高電位入力配線１２の電位及び低電位入力配線１６の電位が出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに印加されることを防止できる。したがって、低電圧充電制御中に走行用モータ６０での振動等の発生を防止できる。

また、上述したように、オン期間Ｔｏｎ１からオフ期間Ｔｏｆｆ１に切り替わるときに、スイッチング素子４１ＭＭＳがオフする。同様に、オン期間Ｔｏｎ２からオフ期間Ｔｏｆｆ２に切り替わるときに、スイッチング素子４２ＭＭＳがオフする。スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳがオフするときにインダクタ７７の誘導起電力によってスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳに高いサージ電圧が印加されると、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳに高い負荷が加わる。しかしながら、実施例１のマルチレベルインバータ１０ａでは、正極側ダイオード８２及び負極側ダイオード８４によってスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳをバイパスするパイパス経路が構成されている。このバイパス経路によって、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳに印加されるサージ電圧が抑制される。すなわち、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳがオフすると、上述したように、オフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２において正極側ダイオード８２及び負極側ダイオード８４がオンする。その結果、図３の矢印１０２に示すように、電流がスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳを迂回して流れる。このため、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳに印加されるサージ電圧が抑制される。また、低電圧充電制御中に、何らかの異常によって、スイッチング素子４１ＭＭＳ、スイッチング素子４２ＭＭＳ、及び、入力スイッチング素子７８の少なくとも１つが瞬断するおそれがある。このようにスイッチング素子の瞬断が生じた場合でも、図３の矢印１０２に示すように、電流がスイッチング素子４１ＭＭＳ、スイッチング素子４２ＭＭＳ、及び、入力スイッチング素子７８を迂回して流れる。これによって、スイッチング素子４１ＭＭＳ、スイッチング素子４２ＭＭＳ、及び、入力スイッチング素子７８に印加されるサージ電圧が抑制される。

また、低電圧充電制御中に、充電器９２内で発生したサージ電圧が正極７２ａと負極７２ｂの間に印加される場合がある。このようなサージ電圧によって突入電流が何れかのスイッチング素子に流れると、そのスイッチング素子に高い負荷が加わる。しかしながら、実施例１のマルチレベルインバータ１０ａでは、正極７２ａと負極７２ｂの間にサージ電圧が印加されると、インダクタ７７が電流ＩＬの上昇を抑制する。これによって、突入電流が抑制される。したがって、マルチレベルインバータ１０ａ内のスイッチング素子に突入電流が流れることが抑制される。

（高電圧充電制御）
制御回路９０は、供給電圧Ｖｓが高電圧ＶｓＨであることを検出すると、高電圧充電制御を実施する。高電圧充電制御では、制御回路９０は、リレー７４ａ、７４ｂをオン、入力スイッチング素子７８をオフに制御する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＬＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４２ＵＳ、４２ＬＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４３ＵＳ、４３ＬＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳをオフに制御する。このように各部が制御されると、高電圧ＶｓＨがバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高いので、図３の矢印１０２に示すように電流が流れる。すなわち、正極７２ａから、インダクタ７７、正極側ダイオード８２、バッテリ１８、負極側ダイオード８４を介して負極７２ｂへ電流が流れる。高電圧充電制御中は、常時、矢印１０２のよう電流が流れる。これによって、バッテリ１８が充電される。

このように、マルチレベルインバータ１０ａは、低電圧充電制御と高電圧充電制御を選択して実行することができる。この構成によれば、低電圧ＶｓＬの供給と高電圧ＶｓＨの供給を共通の充電ポート７２によって受けることができる。低電圧ＶｓＬと高電圧ＶｓＨとで充電ポートを別個に設ける必要が無いので、マルチレベルインバータ１０ａを小型化することができる。また、リレーモジュール７４をオフすれば、充電ポート７２を高電圧充電用の回路と低電圧充電用の回路のいずれからも遮断することができる。高電圧充電用の回路と低電圧充電用の回路に個別にリレーモジュールを設ける必要がないので、マルチレベルインバータ１０ａを小型化することができる。

次に、入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９の機能について説明する。上述したように、マルチレベルインバータ１０ａは、インバータ動作によって走行用モータ６０に三相交流電力を供給する。入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９が存在しないと、図５の矢印１０６に示すようにインバータ動作において入力コンデンサ７６を介してＵ相スイッチング回路４１とＶ相スイッチング回路４２の間で電流が流れる。このように電流が流れると、出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに流れる交流電流の波形が崩れ、走行用モータ６０の駆動効率が低下する。これに対し、実施例１のマルチレベルインバータ１０ａでは、入力コンデンサ７６とＵ相スイッチング回路４１の間の充電正極配線２２に入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９が介装されている。制御回路９０は、インバータ動作中に、入力スイッチング素子７８をオフに維持する。したがって、インバータ動作中に、図５の矢印１０６に示すような電流が流れない。したがって、マルチレベルインバータ１０ａでは、出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに流れる交流電流の波形の崩れを防止できる。

なお、実施例１では、充電回路７０が入力コンデンサ７６を有しているが、図６に示すように充電回路７０が入力コンデンサ７６を有していなくてもよい。この場合でも、図６に示すように充電器９２が正極７２ａと負極７２ｂの間に接続される入力コンデンサ９４を有している場合には、インバータ動作中に入力コンデンサ９４を介して電流が流れ、交流電流の波形が崩れるおそれがある。このようなおそれがある場合には、インバータ動作中に入力スイッチング素子７８をオフに維持することで、交流電流の波形の崩れを防止できる。

また、上述した実施例１では、インダクタ７７が充電正極配線２２に介装されていたが、インダクタ７７が充電負極配線２４に介装されていてもよい。この構成でも、インダクタ７７の誘導起電力を利用して上述した実施例１とほぼ同様に低電圧充電制御を実行することができる。例えば、図７に示すようにインダクタ７７を充電負極配線２４に介装することができる。図７では、インダクタ７７が、入力コンデンサ７６よりもインバータ回路３０に近い側の充電負極配線２４に介装されている。また、負極側ダイオード８４のカソードが、インダクタ７７よりもインバータ回路３０に近い側の充電負極配線２４に接続されている。

また、上述した実施例１では、入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９が充電正極配線２２に介装されていたが、これらが充電負極配線２４に介装されていてもよい。この構成でも、インバータ動作中に入力スイッチング素子７８をオフに維持することで、交流電流の波形の崩れを防止できる。この場合、入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９を充電負極配線２４の電流が流れる向きに沿って設置する。例えば、図７に示すように、インダクタ７７が充電負極配線２４に介装されている場合に、入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９も充電負極配線２４に介装されていてもよい。図７では、入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９が、充電負極配線２４と負極側ダイオード８４との接続点よりもインバータ回路３０に近い側の充電負極配線２４に介装されている。

実施例２のマルチレベルインバータでは、低電圧充電制御におけるスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳの制御方法が実施例１とは異なる。実施例２のマルチレベルインバータのその他の構成は、実施例１と等しい。

実施例２のマルチレベルインバータでの低電圧充電制御では、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＯＭＳ、４１ＬＳ、４２ＵＳ、４２ＯＭＳ、４２ＬＳ、４３ＵＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳ、４３ＬＳをオフ状態に維持する。さらに、制御回路９０は、図８のように、スイッチング素子４１ＭＭＳとスイッチング素子４２ＭＭＳを交互にオンさせる。より詳細には、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＭＭＳがオンしているとともにスイッチング素子４２ＭＭＳがオフしているオン期間Ｔｏｎ１、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳが共にオンしている電流増加期間Ｔａｃ１、スイッチング素子４２ＭＭＳがオンしているとともにスイッチング素子４１ＭＭＳがオフしているオン期間Ｔｏｎ２、及び、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳが共にオンしている電流増加期間Ｔａｃ２がこの順序で繰り返すようにスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳを制御する。

電流増加期間Ｔａｃ２では、スイッチング素子４１ＭＭＳ及び４２ＭＭＳが共にオンすることで、図９の矢印１１０に示すように電流が流れる。すなわち、正極７２ａから、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、入力ダイオード７９、スイッチング素子４１ＭＭＳ、及び、スイッチング素子４２ＭＭＳを介して負極７２ｂへ流れる。このように、電流は、インダクタ７７以外に負荷を通らない。したがって、電流増加期間Ｔａｃ２では、インダクタ７７の誘導起電力が電流ＩＬの流れる方向と逆方向に生じる。また、電流増加期間Ｔａｃ２では、インダクタ７７の誘導起電力が時間の経過とともに減少する。したがって、図８に示すように、電流増加期間Ｔａｃ２の間に電流ＩＬが増加する。

電流増加期間Ｔａｃ２からオン期間Ｔｏｎ１に切り替わるときに、スイッチング素子４２ＭＭＳがオフする。したがって、オン期間Ｔｏｎ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳがオンしており、スイッチング素子４２ＭＭＳがオフしている。このため、図１の矢印１００に示すように電流が流れ、第１コンデンサ３１が充電される。オン期間Ｔｏｎ１では、インダクタ７７において電流ＩＬの流れる方向と同じに誘導起電力が生じる。したがって、第１コンデンサ３１に、低電圧ＶｓＬにインダクタ７７の誘導起電力を加算した電圧が印加される。したがって、オン期間Ｔｏｎ１において、第１コンデンサ３１の電圧ＶＣ１が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第１コンデンサ３１を充電することができる。オン期間Ｔｏｎ１の間に、誘導起電力は時間の経過とともに徐々に減少する。したがって、図８に示すように、オン期間Ｔｏｎ１の間に電流ＩＬは徐々に減少する。

オン期間Ｔｏｎ１から電流増加期間Ｔａｃ１に切り替わるときに、スイッチング素子４２ＭＭＳがオンする。したがって、電流増加期間Ｔａｃ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＭＭＳが共にオンしている。このため、電流増加期間Ｔａｃ１では、電流増加期間Ｔａｃ２と同様に、図９の矢印１１０に示すように電流が流れ、電流ＩＬが増加する。

電流増加期間Ｔａｃ１からオン期間Ｔｏｎ２に切り替わるときに、スイッチング素子４１ＭＭＳがオフする。したがって、オン期間Ｔｏｎ２では、スイッチング素子４２ＭＭＳがオンしており、スイッチング素子４１ＭＭＳがオフしている。このため、図４の矢印１０４に示すように電流が流れ、第２コンデンサ３２が充電される。オン期間Ｔｏｎ２では、インダクタ７７において電流ＩＬの流れる方向と同じに誘導起電力が生じる。したがって、第２コンデンサ３２に、低電圧ＶｓＬにインダクタ７７の誘導起電力を加算した電圧が印加される。したがって、オン期間Ｔｏｎ２において、第２コンデンサ３２の電圧ＶＣ２が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第２コンデンサ３２を充電することができる。オン期間Ｔｏｎ２の間に、誘導起電力は時間の経過とともに徐々に減少する。したがって、図８に示すように、オン期間Ｔｏｎ２の間に電流ＩＬは徐々に減少する。

このように、実施例２の低電圧充電制御では、オン期間Ｔｏｎ１において電圧ＶＣ１が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第１コンデンサ３１が充電され、オン期間Ｔｏｎ２において電圧ＶＣ２が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第２コンデンサ３２が充電される。このため、高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間の電圧ＶＨＬが低電圧ＶｓＬの２倍よりも高い電圧まで上昇する。したがって、バッテリ１８を効率的に充電することができる。このように、実施例２のマルチレベルインバータでも、専用の昇圧コンバータ回路を設けることなく低電圧ＶｓＬを利用してバッテリ１８を充電することができる。

また、図８に示すように、電流ＩＬは、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２において減少し、電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２において増加する。このため、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２と電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２の比率を制御することで、電流ＩＬの大きさを制御することができる。このように電流ＩＬの大きさを制御することで、第１コンデンサ３１の電圧ＶＣ１及び第２コンデンサ３２の電圧ＶＣ２を意図した電圧に制御することができる。

図１０に示す実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂは、正極側ダイオード８２と負極側ダイオード８４を有さない。実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂのその他の構成は、実施例１と等しい。また、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂは、低電圧充電制御を実行し、高電圧充電制御を実行しない。実施例３では、低電圧充電制御における各スイッチング素子の制御方法が実施例１とは異なる。

実施例３の低電圧充電制御では、制御回路９０は、入力スイッチング素子７８をオンに維持する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４３ＭＭＳ及び４３ＯＭＳをオフに維持する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳを図１１のように制御する。より詳細には、制御回路９０は、オン期間Ｔｏｎ１、電流増加期間Ｔａｃ１、オン期間Ｔｏｎ２、電流増加期間Ｔａｃ２がこの順序で繰り返すようにスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳを制御する。オン期間Ｔｏｎ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳがオンしているとともにスイッチング素子４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳがオフしている。電流増加期間Ｔａｃ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳの全てがオンしている。オン期間Ｔｏｎ２では、スイッチング素子４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳがオンしているとともにスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳがオフしている。電流増加期間Ｔａｃ２では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳの全てがオンしている。

電流増加期間Ｔａｃ２では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳの全てがオンすることで、図１０の矢印１２０に示すように電流が流れる。すなわち、電流が、正極７２ａから、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、入力ダイオード７９、スイッチング素子４１ＭＭＳ、及び、スイッチング素子４２ＭＭＳを介して負極７２ｂへ流れる。このように、電流は、インダクタ７７以外に負荷を通らない。したがって、電流増加期間Ｔａｃ２では、インダクタ７７の誘導起電力が電流ＩＬの流れる方向と逆方向に生じる。また、電流増加期間Ｔａｃ２では、インダクタ７７の誘導起電力が時間の経過とともに減少する。したがって、図１１に示すように、電流増加期間Ｔａｃ２の間に電流ＩＬが増加する。

電流増加期間Ｔａｃ２からオン期間Ｔｏｎ１に切り替わるときに、スイッチング素子４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳがオフする。したがって、オン期間Ｔｏｎ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳがオンしており、スイッチング素子４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳがオフしている。このため、図１２の矢印１２２に示すように電流が流れる。すなわち、電流が、正極７２ａから、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、入力ダイオード７９、スイッチング素子４１ＭＭＳ、第１コンデンサ３１、ダイオード４２ＬＤ、及び、スイッチング素子４２ＯＭＳを介して負極７２ｂへ流れる。このように電流が流れることで、第１コンデンサ３１が充電される。オン期間Ｔｏｎ１では、インダクタ７７において電流ＩＬの流れる方向と同じに誘導起電力が生じる。したがって、第１コンデンサ３１に、低電圧ＶｓＬにインダクタ７７の誘導起電力を加算した電圧が印加される。したがって、オン期間Ｔｏｎ１において、第１コンデンサ３１の電圧ＶＣ１が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第１コンデンサ３１を充電することができる。オン期間Ｔｏｎ１の間に、誘導起電力は時間の経過とともに徐々に減少する。したがって、図１１に示すように、オン期間Ｔｏｎ１の間に電流ＩＬは徐々に減少する。

オン期間Ｔｏｎ１から電流増加期間Ｔａｃ１に切り替わるときに、スイッチング素子４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳがオンする。したがって、電流増加期間Ｔａｃ１では、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、及び、４１ＯＭＳの全てがオンしている。このため、電流増加期間Ｔａｃ１では、電流増加期間Ｔａｃ２と同様に、図１０の矢印１２０に示すように電流が流れ、電流ＩＬが増加する。

電流増加期間Ｔａｃ１からオン期間Ｔｏｎ２に切り替わるときに、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳがオフする。したがって、オン期間Ｔｏｎ２では、スイッチング素子４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳがオンしており、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳがオフしている。このため、図１３の矢印１２４に示すように電流が流れる。すなわち、電流が、正極７２ａから、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、入力ダイオード７９、スイッチング素子４１ＯＭＳ、ダイオード４１ＵＤ、第２コンデンサ３２、及び、スイッチング素子４２ＭＭＳを介して負極７２ｂへ流れる。このように電流が流れることで、第２コンデンサ３２が充電される。オン期間Ｔｏｎ２では、インダクタ７７において電流ＩＬの流れる方向と同じに誘導起電力が生じる。したがって、第２コンデンサ３２に、低電圧ＶｓＬにインダクタ７７の誘導起電力を加算した電圧が印加される。したがって、オン期間Ｔｏｎ２において、第２コンデンサ３２の電圧ＶＣ２が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第２コンデンサ３２を充電することができる。オン期間Ｔｏｎ２の間に、誘導起電力は時間の経過とともに徐々に減少する。したがって、図１１に示すように、オン期間Ｔｏｎ２の間に電流ＩＬは徐々に減少する。

このように、実施例３の低電圧充電制御では、オン期間Ｔｏｎ１において電圧ＶＣ１が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第１コンデンサ３１が充電され、オン期間Ｔｏｎ２において電圧ＶＣ２が低電圧ＶｓＬよりも高い電圧となるように第２コンデンサ３２が充電される。このため、高電位入力配線１２と低電位入力配線１６の間の電圧ＶＨＬが低電圧ＶｓＬの２倍よりも高い電圧まで上昇する。したがって、バッテリ１８を効率的に充電することができる。このように、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂでも、専用の昇圧コンバータ回路を設けることなく低電圧ＶｓＬを利用してバッテリ１８を充電することができる。

また、図１１に示すように、電流ＩＬは、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２において減少し、電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２において増加する。このため、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２と電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２の比率を制御することで、電流ＩＬの大きさを制御することができる。このように電流ＩＬの大きさを制御することで、第１コンデンサ３１の電圧ＶＣ１及び第２コンデンサ３２の電圧ＶＣ２を意図した電圧に制御することができる。

なお、図１１に示すように、実施例３の低電圧充電制御では、オン期間Ｔｏｎ１の一部の期間において、スイッチング素子４２ＬＳがオンする。スイッチング素子４２ＬＳがオンすると、ダイオード４２ＬＤに流れる電流（図１２参照）がダイオード４２ＬＤとスイッチング素子４２ＬＳに分岐して流れるようになる。これによって、ダイオード４２ＬＤで生じる損失が抑制される。図１１に示すように、スイッチング素子４２ＬＳがオンする期間とスイッチング素子４２ＭＭＳがオンする期間（すなわち、電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２）の間にはデッドタイムＤＴ１（すなわち、スイッチング素子４２ＬＳ、４２ＭＭＳが共にオフとなる期間）が設けられている。デッドタイムＤＴ１によって、スイッチング素子４２ＬＳ、４２ＭＭＳの両方がオンとなって中点配線１４と低電位入力配線１６が短絡することが防止される。なお、実施例３の低電圧充電制御では、スイッチング素子４２ＬＳと同様にスイッチング素子４１ＬＳ、４３ＬＳを制御してもよいし、スイッチング素子４１ＬＳ、４３ＬＳをオフに維持してもよい。スイッチング素子４２ＬＳと同様にスイッチング素子４１ＬＳ、４３ＬＳをオンしても、スイッチング素子４１ＬＳ、４３ＬＳには電流が流れないので、低電圧充電制御に影響はない。また、ダイオード４２ＬＤでそれほど高い損失が生じない場合には、実施例３の低電圧充電制御においてスイッチング素子４２ＬＳをオフに維持してもよい。

また、図１１に示すように、実施例３の低電圧充電制御では、オン期間Ｔｏｎ２の一部の期間において、スイッチング素子４１ＵＳがオンする。スイッチング素子４１ＵＳがオンすると、ダイオード４１ＵＤに流れる電流（図１３参照）がダイオード４１ＵＤとスイッチング素子４１ＵＳに分岐して流れるようになる。これによって、ダイオード４１ＵＤで生じる損失が抑制される。図１１に示すように、スイッチング素子４１ＵＳがオンする期間とスイッチング素子４１ＭＭＳがオンする期間（すなわち、電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２）の間にはデッドタイムＤＴ２（すなわち、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳが共にオフとなる期間）が設けられている。デッドタイムＤＴ２によって、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＭＭＳの両方がオンとなって中点配線１４と高電位入力配線１２が短絡することが防止される。なお、実施例３の低電圧充電制御では、スイッチング素子４１ＵＳと同様にスイッチング素子４２ＵＳ、４３ＵＳを制御してもよいし、スイッチング素子４２ＵＳ、４３ＵＳをオフに維持してもよい。スイッチング素子４１ＵＳと同様にスイッチング素子４２ＵＳ、４３ＵＳをオンしても、スイッチング素子４２ＵＳ、４３ＵＳには電流が流れないので、低電圧充電制御に影響はない。また、ダイオード４１ＵＤでそれほど高い損失が生じない場合には、実施例３の低電圧充電制御においてスイッチング素子４１ＵＳをオフに維持してもよい。

また、実施例３でも、インダクタ７７によってマルチレベルインバータ１０ｂ内のスイッチング素子に突入電流が流れることが抑制される。また、実施例３でも、インバータ動作中に入力スイッチング素子７８がオフに維持され、出力配線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに流れる交流電流の波形の崩れが防止される。また、実施例３でも、図６のように、充電回路７０が入力コンデンサ７６を有さなくてもよい。また、実施例３でも、図７のように、インダクタ７７が充電負極配線２４に介装されていてもよい。また、実施例３でも、図７のように、充電負極配線２４に入力スイッチング素子７８と入力ダイオード７９を介装されていてもよい。

なお、実施例３の低電圧充電制御において、電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２の少なくとも一方が存在しなくてもよい。また、実施例３の低電圧充電制御において、電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２の代わりに、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳのすべてがオフするオフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２が設けられていてもよい。この場合、オフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２においてスイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳを迂回して正極７２ａから負極７２ｂへ電流を流すバイパス経路を設けると、スイッチング素子４１ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４２ＭＭＳ、４１ＯＭＳに印加されるサージ電圧を抑制することができる。

次に、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂを変形した変形例１～３のマルチレベルインバータについて説明する。変形例１～３のマルチレベルインバータは、高電圧充電制御が実施可能となるように実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂを変形したものである。

図１４に示す変形例１のマルチレベルインバータ１０ｃは、充電ダイオード８６を有している。変形例１のマルチレベルインバータ１０ｃのその他の構成は、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂと等しい。

充電ダイオード８６のアノードは、インダクタ７７とリレー７４ａの間の位置で充電正極配線２２に接続されている。充電ダイオード８６のカソードは、高電位入力配線１２に接続されている。

制御回路９０は、供給電圧Ｖｓとして高電圧ＶｓＨが印加されたときには、リレー７４ａ、７４ｂをオン、入力スイッチング素子７８をオフ、スイッチング素子４２ＯＭＳをオンに制御する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＬＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４２ＵＳ、４２ＬＳ、４２ＭＭＳ、４３ＵＳ、４３ＬＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳをオフに制御する。制御回路９０は、高電圧充電制御中にこの制御状態を維持する。このように各部が制御されると、高電圧ＶｓＨがバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高いので、図１４の矢印１３０に示すように電流が流れる。すなわち、正極７２ａから、充電ダイオード８６、バッテリ１８、ダイオード４２ＬＤ、スイッチング素子４２ＯＭＳを介して負極７２ｂへ電流が流れる。このように電流が流れることで、バッテリ１８が充電される。

図１５に示す変形例２のマルチレベルインバータ１０ｄは、インダクタ７７、入力スイッチング素子７８、入力ダイオード７９が図７と同様に充電負極配線２４に介装されている。また、変形例２のマルチレベルインバータ１０ｄは、充電ダイオード８８を有している。充電ダイオード８８のカソードは、インダクタ７７とリレー７４ｂの間の位置で充電負極配線２４に接続されている。充電ダイオード８８のアノードは、低電位入力配線１６に接続されている。実施例５のマルチレベルインバータ１０ｄのその他の構成は、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂと等しい。

制御回路９０は、供給電圧Ｖｓとして高電圧ＶｓＨが印加されたときには、リレー７４ａ、７４ｂをオン、入力スイッチング素子７８をオフ、スイッチング素子４１ＯＭＳをオンに制御する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＬＳ、４１ＭＭＳ、４２ＵＳ、４２ＬＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４３ＵＳ、４３ＬＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳをオフに制御する。制御回路９０は、高電圧充電制御中にこの制御状態を維持する。このように各部が制御されると、高電圧ＶｓＨがバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高いので、図１５の矢印１３２に示すように電流が流れる。すなわち、正極７２ａから、スイッチング素子４１ＯＭＳ、ダイオード４１ＵＤ、バッテリ１８、充電ダイオード８８を介して負極７２ｂへ電流が流れる。このように電流が流れることで、バッテリ１８が充電される。

図１６に示す変形例３のマルチレベルインバータ１０ｅは、充電ダイオード８６、８８を有している。変形例３のマルチレベルインバータ１０ｅのその他の構成は、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂと等しい。充電ダイオード８６のアノードは、インダクタ７７とリレー７４ａの間の位置で充電正極配線２２に接続されている。充電ダイオード８６のカソードは、高電位入力配線１２に接続されている。充電ダイオード８８のカソードは、リレー７４ｂとＶ相スイッチング回路４２の間の位置で充電負極配線２４に接続されている。充電ダイオード８８のアノードは、低電位入力配線１６に接続されている。

制御回路９０は、供給電圧Ｖｓとして高電圧ＶｓＨが印加されたときには、リレー７４ａ、７４ｂをオン、入力スイッチング素子７８をオフに制御する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＬＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４２ＵＳ、４２ＬＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４３ＵＳ、４３ＬＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳをオフに制御する。制御回路９０は、高電圧充電制御中にこの制御状態を維持する。このように各部が制御されると、高電圧ＶｓＨがバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高いので、図１６の矢印１３４に示すように電流が流れる。すなわち、正極７２ａから、充電ダイオード８６、バッテリ１８、充電ダイオード８８を介して負極７２ｂへ電流が流れる。このように電流が流れることで、バッテリ１８が充電される。

制御回路９０は、供給電圧Ｖｓとして低電圧ＶｓＬが印加されたときには、実施例４と同様に充電制御を実施する。したがって、バッテリ１８を充電することができる。

制御回路９０は、供給電圧Ｖｓとして高電圧ＶｓＨが印加されたときには、リレー７４ａ、７４ｂをオン、入力スイッチング素子７８をオフに制御する。また、制御回路９０は、スイッチング素子４１ＵＳ、４１ＬＳ、４１ＭＭＳ、４１ＯＭＳ、４２ＵＳ、４２ＬＳ、４２ＭＭＳ、４２ＯＭＳ、４３ＵＳ、４３ＬＳ、４３ＭＭＳ、４３ＯＭＳをオフに制御する。このように各部が制御されると、高電圧ＶｓＨがバッテリ１８の出力電圧Ｖｂよりも高いので、図１６の矢印１３４に示すように電流が流れる。すなわち、正極７２ａから、充電ダイオード８６、バッテリ１８、充電ダイオード８８を介して負極７２ｂへ電流が流れる。このように電流が流れることで、バッテリ１８が充電される。

以上に説明したように、変形例１～３のマルチレベルインバータ１０ｃ～１０ｅによれば、高電圧充電制御を実行することができる。また、変形例１～３のマルチレベルインバータ１０ｃ～１０ｅによれば、実施例３のマルチレベルインバータ１０ｂと同様に、低電圧充電制御を実行することができる。変形例１～３の構成によれば、低電圧ＶｓＬと高電圧ＶｓＨの供給を共通の充電ポート７２によって受けることができるので、マルチレベルインバータ１０ｃを小型化することができる。また、変形例１～３の構成によれば、１つのリレーモジュール７４によって充電ポート７２を高電圧充電用の回路と低電圧充電用の回路のいずれからも遮断することができる。したがって、マルチレベルインバータ１０ａを小型化することができる。

なお、変形例１～３で説明した充電ダイオード８６、８８の少なくとも一方を、実施例１または２のマルチレベルインバータに設けてもよい。この場合でも、充電ダイオード８６、８８の少なくとも一方を介して高電圧による充電を行うことができる。

なお、上述した実施例において、入力スイッチング素子７８及び入力ダイオード７９の代わりに、リレー等の接点式スイッチを設けてもよい。この構成でも、インバータ動作時に接点式スイッチをオフすることで、交流電流の波形の崩れを防止できる。

上述した実施例の各構成要素について説明する。出力配線５０ｕは、第１出力配線の一例である。出力配線５０ｖは、第２出力配線の一例である。出力配線５０ｗは、第３出力配線の一例である。Ｕ相スイッチング回路４１は、第１スイッチング回路の一例である。
Ｖ相スイッチング回路４２は、第２スイッチング回路の一例である。Ｗ相スイッチング回路４３は、第３スイッチング回路の一例である。スイッチング素子４１ＵＳは、第１上アームスイッチング素子の一例である。スイッチング素子４１ＬＳは、第１下アームスイッチング素子の一例である。ダイオード４１ＭＭＤは、第１中点側中間ダイオードの一例である。ダイオード４１ＯＭＤは、第１出力側中間ダイオードの一例である。スイッチング素子４１ＭＭＳは、第１中点側中間スイッチング素子の一例である。スイッチング素子４１ＯＭＳは、第１出力側中間スイッチング素子の一例である。スイッチング素子４２ＵＳは、第２上アームスイッチング素子の一例である。スイッチング素子４２ＬＳは、第２下アームスイッチング素子の一例である。ダイオード４２ＭＭＤは、第２中点側中間ダイオードの一例である。ダイオード４２ＯＭＤは、第２出力側中間ダイオードの一例である。スイッチング素子４２ＭＭＳは、第２中点側中間スイッチング素子の一例である。スイッチング素子４２ＯＭＳは、第２出力側中間スイッチング素子の一例である。低電圧充電制御は、昇圧制御の一例である。オン期間Ｔｏｎ１におけるマルチレベルインバータの動作は、第１動作の一例である。オン期間Ｔｏｎ２におけるマルチレベルインバータの動作は、第２動作の一例である。オフ期間Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２におけるマルチレベルインバータの動作は、休止動作の一例である。電流増加期間Ｔａｃ１、Ｔａｃ２におけるマルチレベルインバータの動作は、電流増加動作の一例である。

以上、実施形態について詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独あるいは各種の組み合わせによって技術有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの１つの目的を達成すること自体で技術有用性を持つものである。

１０ａ～１０ｅ：マルチレベルインバータ、１２：高電位入力配線、１４：中点配線、１６：低電位入力配線、１８：バッテリ、２２：充電正極配線、２４：充電負極配線、３０：インバータ回路、３１：第１コンデンサ、３２：第２コンデンサ、５０ｕ～５０ｗ：出力配線、６０：走行用モータ、７０：充電回路、７２：充電ポート、７４：リレーモジュール、７６：入力コンデンサ、７７：インダクタ、７８：入力スイッチング素子、７９：入力ダイオード

Claims (15)

1. マルチレベルインバータであって、
   バッテリ（１８）と、
   前記バッテリの正極に接続された高電位入力配線（１２）と、
   前記バッテリの負極に接続された低電位入力配線（１６）と、
   中点配線（１４）と、
   前記中点配線と前記低電位入力配線の間に接続された第１コンデンサ（３１）と、
   前記高電位入力配線と前記中点配線の間に接続された第２コンデンサ（３２）と、
   第１出力配線（５０ｕ）と、
   第２出力配線（５０ｖ）と、
   第３出力配線（５０ｗ）と、
   前記高電位入力配線、前記中点配線、前記低電位入力配線、及び、前記第１出力配線に接続された第１スイッチング回路（４１）と、
   前記高電位入力配線、前記中点配線、前記低電位入力配線、及び、前記第２出力配線に接続された第２スイッチング回路（４２）と、
   前記高電位入力配線、前記中点配線、前記低電位入力配線、及び、前記第３出力配線に接続された第３スイッチング回路（４３）と、
   充電回路（７０）と、
   制御回路（９０）、
   を有し、
   前記第１スイッチング回路が、
   前記高電位入力配線と前記第１出力配線の間に接続された第１上アームスイッチング素子（４１ＵＳ）と、
   前記第１出力配線と前記低電位入力配線の間に接続された第１下アームスイッチング素子と（４１ＬＳ）、
   アノードが前記中点配線に接続されている第１中点側中間ダイオード（４１ＭＭＤ）と、
   カソードが前記第１中点側中間ダイオードのカソードに接続されており、アノードが前記第１出力配線に接続されている第１出力側中間ダイオード（４１ＯＭＤ）と、
   前記第１中点側中間ダイオードに対して並列に接続されている第１中点側中間スイッチング素子（４１ＭＭＳ）と、
   前記第１出力側中間ダイオードに対して並列に接続されている第１出力側中間スイッチング素子（４１ＯＭＳ）、
   を有し、
   前記第２スイッチング回路が、
   前記高電位入力配線と前記第２出力配線の間に接続された第２上アームスイッチング素子（４２ＵＳ）と、
   前記第２出力配線と前記低電位入力配線の間に接続された第２下アームスイッチング素子（４２ＬＳ）と、
   カソードが前記中点配線に接続されている第２中点側中間ダイオード（４２ＭＭＤ）と、
   アノードが前記第２中点側中間ダイオードのアノードに接続されており、カソードが前記第２出力配線に接続されている第２出力側中間ダイオード（４２ＯＭＤ）と、
   前記第２中点側中間ダイオードに対して並列に接続されている第２中点側中間スイッチング素子（４２ＭＭＳ）と、
   前記第２出力側中間ダイオードに対して並列に接続されている第２出力側中間スイッチング素子（４２ＯＭＳ）、
   を有し、
   前記充電回路が、
   直流充電ポート（７２）と、
   前記直流充電ポートの正極と前記第１中点側中間ダイオードのカソードとを接続する充電正極配線（２２）と、
   前記直流充電ポートの負極と前記第２中点側中間ダイオードの前記アノードとを接続する充電負極配線（２４）、
   を有し、
   前記制御回路が、前記直流充電ポートに充電器が接続されたときに、前記第１中点側中間スイッチング素子をオンして前記充電器の電力によって前記第１コンデンサを充電する第１動作と、前記第２中点側中間スイッチング素子をオンして前記充電器の電力によって前記第２コンデンサを充電する第２動作とを交互に繰り返す昇圧制御を実行する、
   マルチレベルインバータ。
2. 前記充電正極配線と前記充電負極配線のいずれか一方を特定充電配線とし、他方を非特定充電配線としたときに、前記特定充電配線に介装されたインダクタ（７７）をさらに有する、請求項１に記載のマルチレベルインバータ。
3. アノードが前記充電正極配線に接続されており、カソードが前記高電位入力配線に接続された正極側ダイオード（８２）と、
   アノードが前記低電位入力配線に接続されており、カソードが前記充電負極配線に接続された負極側ダイオード（８４）、
   をさらに有し、
   前記特定充電配線が前記充電正極配線であるとともに前記正極側ダイオードの前記アノードが前記インダクタよりも前記第１中点側中間ダイオードに近い側で前記充電正極配線に接続されている、または、前記特定充電配線が前記充電負極配線であるとともに前記負極側ダイオードのカソードが前記インダクタよりも前記第２中点側中間ダイオードに近い側で前記充電負極配線に接続されている、
   請求項２に記載のマルチレベルインバータ。
4. 前記第１動作では、前記第１出力側中間スイッチング素子、前記第２中点側中間スイッチング素子、及び、前記第２出力側中間スイッチング素子をオフし、
   前記第２動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子、前記第１出力側中間スイッチング素子、及び、前記第２出力側中間スイッチング素子をオフする、
   請求項３に記載のマルチレベルインバータ。
5. 前記第１動作では、前記第１上アームスイッチング素子、前記第１下アームスイッチング素子、前記第２上アームスイッチング素子、及び、前記第２下アームスイッチング素子をオフし、
   前記第２動作では、前記第１上アームスイッチング素子、前記第１下アームスイッチング素子、前記第２上アームスイッチング素子、及び、前記第２下アームスイッチング素子をオフする、
   請求項４に記載のマルチレベルインバータ。
6. 前記昇圧制御において、前記制御回路が、前記第１動作と、前記第２動作と、休止動作を繰り返し、
   前記休止動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子、前記第１出力側中間スイッチング素子、前記第２中点側中間スイッチング素子、及び、前記第２出力側中間スイッチング素子をオフする、
   請求項３～５のいずれか一項に記載のマルチレベルインバータ。
7. 前記昇圧制御において、前記制御回路が、前記第１動作と、前記第２動作と、電流増加動作を繰り返し、
   前記電流増加動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子と前記第２中点側中間スイッチング素子をオンする、
   請求項３～５のいずれか一項に記載のマルチレベルインバータ。
8. 前記第１動作では、前記第２出力側中間スイッチング素子をオンし、
   前記第２動作では、前記第１出力側中間スイッチング素子をオンする、
   請求項２に記載のマルチレベルインバータ。
9. 前記昇圧制御において、前記制御回路が、前記第１動作と、前記第２動作と、電流増加動作を繰り返し、
   前記電流増加動作では、前記第１中点側中間スイッチング素子と前記第２中点側中間スイッチング素子をオンする、
   請求項８に記載のマルチレベルインバータ。
10. 前記インダクタに対して直列に前記特定充電配線に接続されたスイッチ（７８、７９）をさらに有する請求項２～９のいずれか一項に記載のマルチレベルインバータ。
11. 前記スイッチが、
    前記特定充電配線に介装された半導体スイッチング素子（７８）と、
    前記特定充電配線に流れる電流に対して順方向となるように前記半導体スイッチング素子に対して直列に前記特定充電配線に介装されたダイオード（７９）、
    を有する請求項１０に記載のマルチレベルインバータ。
12. 前記非特定充電配線と前記インダクタ及び前記スイッチよりも前記直流充電ポートに近い側の前記特定充電配線とを接続する入力コンデンサ（７６）をさらに有する請求項１０または１１に記載のマルチレベルインバータ。
13. 前記入力コンデンサよりも前記直流充電ポートに近い側で前記充電正極配線及び前記充電負極配線をオン－オフするリレー（７４）をさらに有する請求項１２に記載のマルチレベルインバータ。
14. 前記特定充電配線が前記充電正極配線であり、
    アノードが前記インダクタと前記リレーの間で前記充電正極配線に接続されており、カソードが前記バッテリの正極に接続された充電ダイオード（８２）をさらに有する請求項１３に記載のマルチレベルインバータ。
15. 前記特定充電配線が前記充電負極配線であり、
    カソードが前記インダクタと前記リレーの間で前記充電負極配線に接続されており、アノードが前記バッテリの負極に接続された充電ダイオード（８４）をさらに有する請求項１３に記載のマルチレベルインバータ。
    

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